ES2204715T3 - Sensor de ondas electromagneticas. - Google Patents
Sensor de ondas electromagneticas.Info
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Abstract
Sensor para la medición directa de la potencia electromagnética, que comprende una estructura de guiado (2) para conducir una potencia, una carga (3) disipativa y un termómetro, caracterizado porque un elemento único constituye la carga (3) y el termómetro.
Description
Sensor de ondas electromagnéticas.
La presente invención se refiere al campo de los
sensores para la medición directa de la potencia electromagnética,
así como a su fabricación.
La medición de la potencia de una onda
electromagnética es muy útil en numerosos campos industriales.
El conocimiento de los niveles de potencia en
todas las etapas es crucial para las prestaciones de la mayor parte
de los equipos de microondas, ya sea durante la fase de concepción
de estos equipos o cuando tiene lugar su utilización normal. Cada
componente debe recibir el nivel de potencia adecuado del componente
corriente arriba y debe a su vez proporcionar el buen nivel al
componente corriente abajo. Si el nivel de potencia es demasiado
bajo, la señal útil está embebida en el ruido. Si el nivel es
demasiado alto, topa con problemas de distorsión y de saturación.
Por otra parte, en las frecuencias microondas, la potencia es una
característica bien definida para los metrólogos, contrariamente a
la tensión o a la corriente.
La medición de la potencia de una onda
electromagnética se efectúa generalmente con la ayuda de sensores
de potencia electromagnética aislados o de watímetros de
radiofrecuencia (RF) e hiperfrecuencia (HF) que comprenden dichos
sensores.
Se conocen ya unos sensores de potencia
electromagnética que utilizan para la medición de ésta, unos diodos
o unos sensores térmicos, tales como unos bolometros o unos
termopares.
El documento US 5 302 024 (publicado el 12 abril
1994) cita en su preámbulo unas técnicas de medición clásicas que
utilizan unos hilos de Wallaston, unos termistores o unos
termopares.
En los sensores con diodo, el diodo está montado
en una célula de detección y la tensión media a la salida de esta
célula permite medir la potencia corriente arriba del diodo. Las
ventajas de dichos sensores de potencia son, por ejemplo, la
sensibilidad (se pueden medir unas potencias tan bajas como -70
dBm, o sea 0,1nW), la dinámica (típicamente 50 dB), la
integrabilidad a unos circuitos planares de silicio y la rapidez
(tiempo de respuesta global de 1 \mus aproximadamente). Sin
embargo, estos sensores no son lineales en potencia por encima de
-20 dBm (o sea
10 \muW). Para poder medir unas potencias superiores, es preciso colocar un atenuador en la cadena de medición, pero esto degrada la precisión de la medición. En este caso, los constructores están obligados a proponer unos sensores con diodos que tienen un circuito electrónico elaborado, que comprenden un microprocesador y unas memorias, a fin de corregir estas no linearidades. Esto aumenta el precio de dichos sensores.
10 \muW). Para poder medir unas potencias superiores, es preciso colocar un atenuador en la cadena de medición, pero esto degrada la precisión de la medición. En este caso, los constructores están obligados a proponer unos sensores con diodos que tienen un circuito electrónico elaborado, que comprenden un microprocesador y unas memorias, a fin de corregir estas no linearidades. Esto aumenta el precio de dichos sensores.
En los sensores térmicos, se utilizan
principalmente dos tipos de medición: la medición "compensada"
y la medición "directa".
En el caso de una medición compensada, la carga
absorbe la potencia electromagnética, pero también la proporcionada
por una corriente eléctrica continua suplementaria, y es mantenida
a temperatura constante regulando el nivel de la potencia absorbida
(cualquier variación de la potencia electromagnética es compensada
por una variación en sentido inverso de la potencia proporcionada
por una corriente eléctrica continua). La medición de la corriente
eléctrica continua da el nivel de potencia electromagnética de la
onda. La fabricación de este tipo de sensor presenta sin embargo el
inconveniente de ser tecnológicamente compleja.
En el caso de una medición directa, la onda
electromagnética es absorbida en una carga adaptada y convertida en
calor (principio de la bolometría); el calentamiento de la
estructura es entonces medido con una termistancia o un termopar.
Este tipo de sensor comprende dos elementos distintos: la carga
adaptada, que absorbe la potencia y la convierte en calor, y el
termómetro que puede ser una termistancia o un termopar. Las
ventajas de dichos sensores térmicos son la precisión en la
medición, la banda pasante y el hecho de que las mediciones a
grandes potencias sean posibles.
El documento US 5 302 024 describe también un
sensor de potencia que comprende una carga disipativa, una línea de
transmisión para trasmitir la potencia a la carga y una unión de
diodo sensible al calor, posicionado en la proximidad de la carga y
cuya conductividad depende del calor desprendido por la carga.
Un objetivo de la invención es proporcionar un
sensor para la medición directa de una potencia electromagnética,
que da una medición precisa, que tiene una banda pasante
relativamente ancha y que permite unas mediciones de alta potencia,
esto teniendo al mismo tiempo un bajo coste de fabricación.
Este objetivo es alcanzado, según la invención,
gracias a un sensor para la medición directa de la potencia
electromagnética, que comprende una estructura de guiado para
conducir la potencia, una carga disipativa, y un termómetro,
caracterizado porque un elemento hueco único constituye la carga y
el termómetro.
\newpage
En efecto, un sensor de este tipo es un sensor
térmico. El mismo presenta por tanto las ventajas de este tipo de
sensores teniendo al mismo tiempo, por el hecho de que la carga y
el termómetro constituyen un elemento único, una realización
tecnológica simplificada y por consiguiente un coste de fabricación
más bajo.
Ventajosamente, la estructura de guiado es una
estructura planar, en particular en forma de línea microcinta. El
sensor puede entonces estar integrado en una estructura a su vez
planar.
Ventajosamente también, la transición entre la
estructura de guiado y la carga está realizada según un perfil en
punta. Esta transición puede ser realizada con una carga que tiene
un perfil en punta y/o una estructura de guiado que tiene un perfil
en punta. Dicha técnica se denomina también taperización, del verbo
inglés "to taper" que significa "afinar, cortar en
punta". Esta técnica permite tener, a la entrada de la carga, una
impedancia característica próxima a la impedancia nominal de 50
Ohms de la línea. La línea taperizada absorbe progresivamente la
potencia microondas incidente minimizando al mismo tiempo entonces
las reflexiones parásitas. La potencia es disipada en forma de calor
y por tanto la temperatura de la línea aumenta y, por consiguiente,
la resistencia de corriente continua de la línea varía (sin que
ello afecte al comportamiento hiperfrecuencia de la línea). Es
suficiente por tanto medir esta variación.
En el término "carga" utilizado en este
texto corresponde a una carga localizada y/o a una carga
repartida.
Según otro aspecto, la invención es un
procedimiento de fabricación de sensores para la medición directa
la potencia electromagnética, que comprende la realización de una
estructura de guiado para conducir la potencia, de una carga
disipativa y de un termómetro, caracterizado porque se realiza un
elemento resistivo único que constituye la carga y el
termómetro.
Ventajosamente entonces, según este
procedimiento, se realiza la transición entre la estructura de
guiado y la carga según un perfil en punta.
Según otro aspecto, la invención es un
dispositivo que comprende un sensor tal como el presentado a
continuación.
Ventajosamente entonces, éste comprende dos
elementos de los cuales:
- -
- uno es un sensor para la medición directa de la potencia electromagnética, que comprende una estructura de guiado para conducir la potencia, una carga disipativa y un termómetro, formando estos dos últimos un elemento único, y
- -
- el otro sirve para la regulación de la temperatura del sensor para la medición directa de la potencia electromagnética.
Esto permite compensar las variaciones de la
temperatura ambiente. Según una variante, el dispositivo que sirve
para la regulación de la temperatura puede ser un dispositivo con
efecto Peltier. Según otra variante del dispositivo según la
invención, éste comprende dos elementos idénticos a dicho sensor,
pero solamente uno de ellos está sometido a la onda
electromagnética cuya potencia se quiere medir.
Se realiza entonces una medición diferencial, en
la cual ambos están dispuestos en un puente de Wheastone, y uno
está sometido a la onda electromagnética mientras que el otro no.
Esto garantiza una medición de la potencia, reproducible cualquiera
que sea la deriva en temperatura del sensor.
Otros aspectos, objetivos y ventajas de la
invención aparecerán con la lectura de la descripción detallada que
sigue. La invención se comprenderá mejor con la ayuda de los planos
anexos, en los cuales:
- la figura 1 representa esquemáticamente, en
perspectiva, un primer modo de realización de un sensor según la
invención;
- la figura 2 representa esquemáticamente, en
vista por encima, la carga taperizada de un sensor del tipo
representado en la figura 1 y una modelización, en porciones, de
esta carga;
- la figura 3 representa esquemáticamente, en
sección transversal, un sensor del tipo representado en las figuras
1 y 2;
- la figura 4 corresponde a cuatro curvas que
representan el porcentaje de ondas estacionarias obtenidas por
simulación numérica de un sensor del tipo representado en las
figuras 1, 2 y 3 en función de sus dimensiones;
- la figura 5 representa esquemáticamente, en
vista por encima, la línea microcinta de un sensor del tipo
representado en las figuras 1, 2 y 3;
- la figura 6 representa esquemáticamente, un
dispositivo de medición que comprende un sensor del tipo
representado en las figuras 1, 2, 3 y 4;
\newpage
- la figura 7 representa esquemáticamente, en
vista por encima, un segundo modo de realización de un sensor según
la invención;
- la figura 8 representa esquemáticamente, en
vista por encima, una variante del sensor representado en la figura
7;
- la figura 9 es una representación del
porcentaje de ondas estacionarias medidas sobre un sensor del tipo
representado en las figuras 7 y 8;
- la figura 10 representa esquemáticamente, un
dispositivo de medición que comprende un sensor del tipo
representado en las figuras 7 y 8;
- las figuras 11a y 11b representan una variante
del sensor según la invención, que corresponde a un modo de
realización llamado CPW; la figura 11a corresponde a una sección
transversal de este sensor; la figura 11b corresponde a una vista
por encima del sensor correspondiente a la figura 11a;
- la figura 12 representa, en vista por encima,
una variante del sensor según la invención, correspondiente a una
estructura análoga a la representada en las figuras 11a y 11b, en la
cual la taperización ha sido invertida transversalmente;
- la figura 13 representa, en sección
transversal, una variante del sensor según la invención,
correspondiente a una estructura del tipo de las representadas en
las figuras 11 y 12, en las cuales se ha añadido un plano de masa en
la cara posterior del substrato;
- las figuras 14a, 14b y 14c representan una
variante del sensor según la invención, correspondiente a un modo
de realización del tipo línea coplanaria asimétrica; las figuras 14a
y 14b corresponden a una sección transversal de dos modos de
realización distintos de sensores que corresponden a este tipo de
estructura; la figura 14c corresponde a una vista por encima del
sensor correspondiente al modo de realización ilustrado en la figura
14b; y
- las figuras 15a y 15b representan una variante
del sensor según la invención, correspondiente a un modo de
realización del tipo con ranura; la figura 15a corresponde a una
sección transversal; la figura 15b corresponde a una vista por
encima del sensor ilustrado en la figura 15a.
En un sensor de este tipo, la onda reflejada debe
no solamente ser mínima, sino además, la misma debe ser absorbida
por el material en su trayecto de retorno. Debe tratarse de una
línea con pérdidas. Además, el coeficiente de reflexión debe ser
estable en temperatura y en frecuencia, para que toda la potencia
inyectada en el sensor sea efectivamente absorbida, y esto, en una
banda ancha. El sensor según la invención está ideado para
satisfacer estas condiciones.
La geometría del sensor es determinada por la
impedancia de entrada del dispositivo a una frecuencia dada, el
coeficiente de reflexión y el porcentaje de ondas
estacionarias.
Dos modos de realización del sensor según la
invención serán descritos de forma detallada a continuación.
Según el primer modo de realización, el sensor es
un sensor con carga taperizada de nitruro de niobio (NbN).
Este primer modo de realización está representado
en la figura 1. Según este modo de realización, el sensor 1
comprende una línea 2 microcinta de platino y una carga taperizada
3 de NbN, depositadas sobre un substrato 4 de óxido de magnesio
(MgO) de 250 \mum de espesor (propiedades del óxido de magnesio:
permisividad dieléctrica \varepsilon_{r} = 9,6, factor de pérdida
tan\delta = 10^{-4}, conductividad térmica k_{th} \approx 20
W.m^{-1}.K^{-1}). La línea 2 de platino cede progresivamente el
lugar en su centro a una capa de NbN perfilada en punta. La
transición entre la estructura de guiado y la carga es por tanto
aquí realizada con una carga 3 que tiene un perfil en punta. En el
extremo de la línea, un cortocircuito 5 permite la conexión de la
carga 3 con la masa eléctrica.
En la parte opuesta de la carga taperizada 3 con
respecto al cortocircuito 5, es inyectada la potencia
electromagnética P_{RF}.
El NbN es muy sensible con respecto a la
temperatura, lo que presenta la ventaja de que muy poca potencia es
suficiente para provocar una variación de resistencia medible.
Se puede modelizar la línea taperizada como una
asociación en serie de n porciones de líneas de longitud
dz y de anchura W_{n} (figura 2).
La figura 3 es un esquema en sección de una
porción de línea del sensor taperizado correspondiente a este
primer modo de realización. Esta porción tiene una anchura total
W_{tot}. La anchura NbN en esta porción es
W(n).
Cada porción esta considerada desde el punto de
vista de la resistividad como la asociación en paralelo, de una
porción resistiva de NbN y de dos porciones de platino. Sin
embargo, la relación de las resistividades entre estos dos
materiales hace que la resistencia equivalente sea esencialmente
debida a la contribución del platino.
La anchura total W_{tot} puede ser
determinada por simulación sobre la lógica SuperCompact™. Se trata
de la anchura de la línea 2 microcinta, a nivel del acceso al
sensor 1, constituida por el platino solo. La misma debe ser tal que
la impedancia característica de este acceso sea 50 Ohms. Dicha
simulación indica que la anchura total W_{tot} debe ser
igual a 250 \mum.
Para la porción n de la longitud dz
de impedancia característica Z_{c}(n), de constante
de propagación \gamma(2n) es cargado por una
impedancia Z_{\tau}(n), la impedancia llevada a la
entrada se describe:
Z_{e} (n) = Z_{c} (n)\cdot
\frac{Z_{T}(n) + Z_{c}(n) \cdot tanh[\gamma(n)\cdot dz
]}{Z_{C} (n) + Z_{T}(n) \cdot tanh [\gamma (n)\cdot dz
]}
Todos los parámetros que intervienen en esta
expresión son calculados a cada nueva iteración n, en
función de la anchura W(n).
El cuadripolo n= 1 es la última porción de
NbN: es cargado por un cortocircuito 5. Por consiguiente,
Z_{e} (1) = Z_{c}(1). tanh
[\gamma(1)dz].
Por consiguiente, el cuadripolo n= 2 tiene
por impedancia de carga Z_{T}(2), la impedancia de
entrada Z_{e}(1) del cuadripolo n=1, de lo
que resulta:
Z_{e}(2) = Z_{c}(2) \cdot
\frac{Z_{e}(1) + Z_{c}(2) \cdot tanh[\gamma(2)\cdot
dz]}{Z_{c}(2) + Z_{e}(1) \cdot tanh [\gamma(2)\cdot
dz]}
Y así sucesivamente progresivamente para toda la
longitud del sensor 1.
Se puede entonces calcular el porcentaje de ondas
estacionarias, en función de la geometría del sensor 1 (longitud
del sensor 1: l y anchura de la primera porción de NbN:
W_{min}).
La figura 4 muestra unas curvas de porcentaje de
ondas estacionarias de entrada del sensor 1, obtenidas a diferentes
frecuencias en la gama 1-10 GHz, y con los
parámetros:
- resistividad del NbN = 10m\Omega\cdotcm
- resistividad del platino = 10m\Omega\cdotcm
- espesor de metalización = 1000\cdot10^{-10} m (1000 \ring{A}).
Estas curvas muestran que la estabilidad del
porcentaje de ondas estacionarias es próximo a un valor de 1, a
partir de una longitud de taperización superior a 2 cm
aproximadamente. Comúnmente, se acepta un porcentaje de ondas
estacionarias inferior a 1,1, incluso si en la industria, son
frecuentes unos porcentajes de ondas estacionarias de 1,5.
Esto conduce a elegir los parámetros siguientes
para la geometría del sensor 1: longitud de taperización l =
23 mm (23 porciones) y anchura de la primera porción
W_{min}. = 10 \mum.
La línea está formada depositando, por
pulverización catódica, a 300ºC, una capa de 1000.10f^{-10} m
(1000 \ring{A}) de platino, y después realizando un motivo por
fotolitografía UV, seguido de un grabado iónico. Este motivo
presenta forma de meandro (figura 5). Está definido por una primera
máscara. Su complementario, definido por una segunda máscara, sirve
para realizar la carga 3 de NbN.
El motivo en meandro permite reducir el volumen
aumentando al mismo tiempo la sensibilidad, gracias a una
maximización de la concentración del calentamiento.
La carga 3 está realizada por
"lift-off" (la técnica denominada del
"lift-off" es un procedimiento de realización
de motivos de material en capas delgadas que consiste en depositar
la capa delgada sobre un substrato que lleva ya una resina que
determina un motivo, y después en retirar la resina por disolución
en un solvente, y solamente las zonas que no hayan recibido resina
subsisten entonces). La misma tiene 1200.10^{-10} m (1200
\ring{A}) de espesor y recubre el motivo de platino sobre 10
\mum, sobre los bordes de éste, a fin de asegurar un contacto
eléctrico.
El substrato 4 es dorado en la cara posterior
para constituir el plano de masa.
El sensor 1 según este primer modo de realización
ha sido caracterizado en reflexión con un analizador de red
vectorial Hewlett Packard™ 8720B, después de un calibrado OSL (de
la expresión anglosajona "Open Short Load" que significa
"circuito abierto/cortocircuito/carga adaptada" y que
corresponde a un procedimiento de calibrado estándar en tres puntos)
entre 160 MHz y 12 GHz. Se puede entonces constatar que el
porcentaje de ondas estacionaria es constante en una amplia banda
de frecuencias.
El sensor 1 según este primer modo de realización
ha sido también caracterizado en reflexión. A este fin, se ha
inyectado una corriente continua en el sensor 1, a través de una T
de polarización 6 Rhode et Schwart™, mientras que la reflexión era
medida, con una potencia RF baja, de manera que no provoque ningún
calentamiento suplementario. Esto ha permitido constatar que la
inyección de una fuerte corriente, que calienta el sensor 1, hace
caer la resistencia dejando al mismo tiempo invariable la curva que
da a las variaciones del coeficiente de reflexión en función de la
frecuencia.
Se puede por tanto prever que un sensor 1 de este
tipo conserva un coeficiente de reflexión constante, cuando la
disipación de la potencia electromagnética inyectada provoca una
variación de temperatura.
Una medición de potencia electromagnética ha sido
realizada utilizando un sensor 1 obtenido según este primer modo de
realización.
La figura 6 muestra el dispositivo experimental
utilizado para esta medición. Este dispositivo experimental
comprende una fuente de hiperfrecuencia correspondiente a la fuente
sintética de un analizador de red vectorial 7 Hewlett Packard™
8753C. La medición de la potencia electromagnética se ha efectuado
determinando la variación de la resistencia R_{cc} del
sensor 1, gracias a la inyección de una baja corriente continua
salida de una fuente de corriente continua 8 Time™ 609. La variación
de resistencia provoca una variación de tensión leída sobre un
voltímetro numérico 9 Hewlett Packard™ 34401.
El sensor 1, sometido a una potencia RF de 20 dBm
(100 mWatios), a la frecuencia de 3,5 GHz, da una variación de la
resistencia de 100 \Omega. La sensibilidad de este sensor 1
corresponde por tanto a 1k\Omega.W^{-1}, o sea en dimensiones
relativas,
\frac{\Delta
R_{cc}}{R_{cc}}= 4,2
%.W^{-1}
Según el segundo modo de realización del sensor,
éste es un sensor de cinta de platino taperizada.
Para las temperaturas superiores a 100 K, la
resistividad del platino varía linealmente con la temperatura y el
coeficiente de variación de la resistividad
\alpha= \frac{1 dR}{R dT} \
es \ aproximadamente \ igual \ a + 0,4 %.
K^{-1}
Según este segundo modo de realización, el sensor
1 comprende una línea microcinta 2 de capa delgada de platino,
taperizada como se ha esquematizado en la figura 7 y depositada
sobre un substrato de aluminato de lantano (LaAlO_{3}) de 500
\mum de espesor y de superficie 5x5 mm^{2} (la conducción
térmica de la LaAlO_{3} es k_{th} = 12
W.m^{-1}.K^{-1}).
En el extremo de línea, un cortocircuito 5
permite la conexión de la cinta 2 a la masa eléctrica.
Con respecto a MgO, LaAlO_{3} presenta una
mayor permisividad dieléctrica, (\varepsilon_{r} = 24,2 a 300 K),
lo que permite disminuir la velocidad de fase en la estructura y por
consiguiente disminuir también la longitud de onda guiada.
Las dimensiones de la línea, necesarias para
tener una impedancia característica igual a 50 \Omega, ha sido
evaluada por simulación sobre la lógica SuperCompact™, considerando
la cinta taperizada como una sucesión de varias líneas microcinta
resistivas de diferentes anchuras, terminada por un cortocircuito 5
en la masa. Según esta simulación, esta anchura debe ser igual a
170 \mum.
El espesor de metalización es 800.10^{-10} m
(800 \ring{A}).
La taperización es realizada en una
longitud de 23 mm, variando la anchura 170 \mum, al principio de
línea, 20 \mum, al final de la línea, y posee un perfil en meandro
(figura 8), confinado en una pequeña superficie (aproximadamente 5x4
mm^{2}).
Con esta geometría, el acoplamiento entre dos
porciones de línea adyacentes queda débil.
Según este modo de realización, la línea 2 está
formada depositando por pulverización catódica a 200ºC, una capa de
800.10^{-10} m (800 \ring{A}) de platino sobre el substrato
4.
Un grabado iónico permite a continuación
conservar solamente el meandro taperizado.
El sensor 1 realizado según este segundo modo de
realización ha sido caracterizado en reflexión con un analizador de
red vectorial Hewlett-Packard™ 8720B, después de un
calibrado OSL, entre 160 MHz y 20 GHz. Se puede entonces constatar
que el porcentaje de ondas estacionarias es inferior a 2 sobre la
gama 2,5 GHz-15 GHz. Este sensor 1 está por tanto
bien adaptado sobre una banda ancha (figura 9).
La extracción de los parámetros del conector,
realizada gracias a la lógica SuperCompact™, ha revelado que el
porcentaje de ondas estacionarias podría ser inferior a 1,5 sobre
la gama de 4,5 GHz-12 GHz, siendo 1,5 un valor
típico del porcentaje de ondas estacionarias de los watímetros
industriales.
Por debajo de 2,5 GHz, la utilización de este
tipo de sensor 1 para la medición de potencia no es posible, puesto
que su porcentaje de ondas estacionarias resulta demasiado grande;
esto es desde luego inherente al principio mismo de la
taperización.
El porcentaje de ondas estacionarias del sensor 1
ha sido medido en un analizador de red vectorial a la temperatura
ambiente, así como a una temperatura de 40ºC. Sobre la banda de
frecuencias 4-8 GHz, el porcentaje de ondas
estacionarias permanece insensible a las variaciones de
temperatura. Entre 8 y 12 GHz, las curvas de los porcentajes de
ondas estacionarias en función de la frecuencia son ligeramente
diferentes. Más allá de 12 GHz esta diferencia resulta más
importante. Pero, este comportamiento puede provenir de otros
factores que los ligados directamente al sensor 1.
Una medición de potencia electromagnética ha sido
realizada utilizando el sensor 1 obtenido según el segundo modo de
realización descrito anteriormente.
La figura 10 muestra el dispositivo experimental
utilizado para esta medición. El mismo comprende:
un analizador 7 (Hewlett-Packard™
8720B),
un amplificador hiperfrecuencia 10 (Elexience™
CNA02082840, gama de frecuencia: 2-8 GHz, ganancia:
28 dB min., punto de compresión a 1 dB: 18 dB min., porcentaje de
ondas estacionarias: 2),
un aislador 11 comercializado por MTC™
(aislamiento 18 dB, pérdidas de inserción 0,5 dB, ROS 1,35 (ROS
significa "Relación de Ondas Estacionarias"), potencia media
soportada 25 Watios),
una fuente de corriente continua 8 Time™ 609
y
un voltímetro numérico 9 Prema™ 5017.
El analizador 7 suministra una potencia
hiperfrecuencia de -10 dBm. Ésta está a continuación amplificada
gracias al amplificador hiperfrecuencia 10.
El aislador 11 protege el analizador 7 contra un
retorno de gran potencia. Un aislador MTC™ de tipo F105 ha sido
utilizado para las mediciones en la gama 2-4 GHz. Un
aislador MTC™ de tipo H105 ha sido utilizado para las mediciones en
la gama 4-8 GHz.
El sensor 1 está montado sobre un portamuestras
de cobre. La onda electromagnética es conducida por un cable
coaxial. La conexión entre el sensor 1 y el cable coaxial está
asegurada por un conector SMA. El soporte del substrato 4 está
provisto, bajo el plano de masa del sensor 1, de un orificio de 4
mm de diámetro, perforado en el cobre de manera que disminuya los
intercambios técnicos y aumente así el calentamiento de la línea 2
taperizada si ésta absorbe una potencia microondas. Es preciso
observar que esta elección técnica degrada el tiempo de respuesta
del sensor 1; esto importa poco si no se desea construir un sensor
rápido sino un sensor que mida la potencia de una onda en régimen
mantenido o permanente.
El sensor 1 ha sido sometido a un escalón de
potencia de -30 dBm a + 20 dBm, y la variación de su residencia en
corriente continua ha sido medida sobre el voltímetro numérico 9
gracias a la inyección de una débil corriente de 100 \muA, salida
de la fuente de corriente continua 8. Estas mediciones han sido
realizadas a la frecuencia de 6,7 GHz, donde el porcentaje de ondas
estacionarias es mínimo y vale 1,4.
Antes de someterlo a un escalón de potencia
hiperfrecuencia se deja el sistema de medición el tiempo para
alcanzar una temperatura estable. En efecto, en funcionamiento, el
amplificador 10 calienta y alcanza la temperatura de 54ºC,
cualquiera que sea la potencia de microondas de entrada.
La medición de la potencia viene dada por el
valor de la resistencia cuando el sensor ha alcanzado su régimen
permanente: la sensibilidad del sensor ha sido evaluada aquí a 10
\Omega, para 100 mW, o sea 100 \Omega.W^{-1}.
El sensor 1 realizado según el segundo modo de
realización descrito anteriormente, permite por tanto medir la
potencia de una onda electromagnética guiada en una estructura
planar, con la sensibilidad de 100 \Omega.W^{-1} y en una gama
de frecuencias típica de 2 a 12 Ghz.
\newpage
Dos modos de realización del sensor según la
invención han sido descritos de manera detallada anteriormente,
pero existen numerosos modos de realización de acuerdo con la
invención que está limitada por las reivindicaciones. Algunos de
ellos se describen brevemente a continuación en relación con las
figuras 11 a 15.
Las figuras 11a y 11b representan un sensor
correspondiente a un modo de realización llamado CPW (de la
expresión anglosajona "Coplanar Wave Guide", que corresponde a
un tipo de estructuras bien conocido por el experto en la materia).
El sensor 1 comprende una línea 2, una carga 3 taperizada y una
capa metálica 12 de masa. La medición de la potencia
electromagnética se realiza entonces gracias a un dispositivo 14 que
mide la resistencia con una corriente continua. Siendo la
resistencia medida entre la línea 2 y la capa metálica 12 de masa.
La figura 11a corresponde a una sección transversal del sensor 1
correspondiente a este modo de realización. La figura 11b
corresponde a una vista por encima del sensor 1 correspondiente a
la figura 11a.
La figura 12 corresponde a una estructura análoga
a la representada en las figuras 11a y 11b, en la cual la
taperización ha sido invertida transversalmente.
La figura 13 corresponde a una estructura del
tipo de las representadas en las figuras 11 y 12, a las cuales ha
sido añadido un plano de masa 13 en la cara posterior del substrato
4. Este tipo de estructura corresponde a un modo de realización
denominado GCPW (de la expresión anglosajona "Grounded Coplanar
Waveguide").
Las figuras 14a, 14b y 14c corresponden a un modo
de realización del tipo línea coplanar asimétrica. Las figuras 14a
y 14b corresponden a la sección transversal del sensor 1
correspondiente a los modos de realización distintos de sensores 1
que corresponden a este tipo de estructura. La figura 14c
corresponde a una vista por encima del sensor 1 correspondiente al
modo de realización del sensor 1 representado en la figura 14b. Se
puede también concebir, a la imagen de la estructura representada en
la figura 13, unos sensores 1 tales como los de las figuras 14a,
14b y 14c, con un plano de masa 13 en la parte posterior del
substrato 4.
Las figuras 15a y 15b corresponden a un modo de
realización del tipo con ranura. La figura 15a corresponde a una
sección transversal del sensor 1 correspondiente a este modo de
realización. La figura 15b corresponde a una vista por encima del
sensor 1 correspondiente a la figura 15a. La carga 3 está
taperizada. La onda electromagnética está guiada en la ranura por
el substrato 4 y atenuada progresivamente en la carga 3, que corre a
lo largo de los planos de masa 12 laterales. La medición de la
resistencia se realiza entre los dos planos de masa 12 laterales.
Se puede también concebir, a la imagen de la estructura representada
en la figura 13, unos sensores 1 tales como el de las figuras 15a y
15b, con un plano de masa 13 en la parte posterior del substrato
4.
De manera general, un sensor 1 según la invención
podrá ser realizado en forma de cualquier estructura de tipo
planar, en particular, que permita efectuar un llenado parcial del
material disipativo, a fin de crear una carga, repartida,
taperizada, con punta sobresaliente o entrante, accesible por una
medición en corriente continua. Se puede también prever taperizar
la estructura de guiado misma, es decir las metalizaciones. De bajo
coste, puesto que es más simple tecnológicamente que los sensores
existentes en el mercado actualmente, este sensor 1 sólo recurre a
un solo elemento metálico depositado sobre un substrato 4
dieléctrico de permitividad relativamente elevada. Es integrable en
la mayor parte de los circuitos de hiperfrecuencia, y se benficia
de un porcentaje de ondas estacionarias muy competitivo con
respecto a los sensores industriales tradicionales.
A fin de mejorar las prestaciones de este tipo de
sensor 1 se puede regular la temperatura del soporte (de cobre) del
sensor con un sistema miniatura con efecto Peltier.
La compensación de las variaciones de temperatura
ambiente puede también realizarse, realizando sobre el mismo
substrato dos sensores idénticos. Dispuestos ambos en un puente de
Wheatstone, uno está sometido a la onda electromagnética, el otro
no, según el principio del sensor diferencial. La línealidad
intrínseca de la sensibilidad térmica del platino garantiza
entonces una medición de potencia reproducible cualquiera que sea la
deriva en temperatura del sensor 1.
La invención permite por tanto a la medición del
valor eficaz verdadero de la potencia de una onda electromagnética
guiada sobre un circuito planar, en una gama de potencia de
típicamente 1 mW a 1 W (incluso más si se añade al sensor un
acoplador de potencia) y en una gama de frecuencias típica de 2 GHz
a 15 GHz. Según los casos, esta medición se efectúa para:
- -
- controlar que el nivel de potencia de salida de un componente o de un sistema es correcto y responde a un pliego de condiciones o a una norma (en concepción, en producción y en mantenimiento en el lugar o a distancia);
- -
- medir un nivel de potencia con fines de calibrado de sistemas hiperfrecuencias.
Los campos de aplicación son numerosos puesto que
los sistemas de hiperfrecuencias están muy extendidos y
corresponden a los campos de aplicación de los watímetros
industriales de hiperfrecuencias:
- -
- en telecomunicaciones y en teledifusión (por ejemplo en el control in situ del nivel a la salida de un oscilador local, de una fuente o de un bucle de bloqueo de fase);
- -
- en instrumentación científica hiperfrecuencia;
- -
- en instrumentación radar militar, embarcada o no;
- -
- en agroalimentaria (secado, cocción y descongelación) o en la fabricación de materias primas (pasta de papel, caucho, ...) con la adición de un acoplador de potencia.
La invención presenta las ventajas
siguientes:
a- bajo coste puesto que es más simple
tecnológicamente que los sensores existentes en el mercado
actualmente;
b- versatilidad para la tecnología de substrato
empleada en el sistema de hiperfrecuencia en el que se implanta el
sensor (está sin embargo más específicamente dedicado a los sistemas
que tienen una constante dieléctrica suficientemente grande a fin de
conservar un sensor de dimensiones razonables);
c- integrabilidad;
d- línearidad intrínseca (no es el caso de los
sensores existentes);
e- sensibilidad nula a las variaciones de
temperatura ambiente;
f- banda pasante;
g- baja ROS;
h- medición directa del valor eficaz verdadero de
la potencia (como cualquier sensor térmico).
Claims (10)
1. Sensor para la medición directa de la potencia
electromagnética, que comprende una estructura de guiado (2) para
conducir una potencia, una carga (3) disipativa y un termómetro,
caracterizado porque un elemento único constituye la carga
(3) y el termómetro.
2. Sensor según la reivindicación 1,
caracterizado porque la estructura de guiado (2) es una
línea planar, en particular microcinta.
3. Sensor según una de las reivindicaciones
anteriores, caracterizado porque la transición entre la
estructura de guiado (2) y la carga (3) se realiza con una carga
(3) que tiene un perfil en punta.
4. Sensor según una de las reivindicaciones 1 ó
2, caracterizado porque la transición (2) entre la
estructura de guiado (2) y la carga (3) se realiza con una
estructura de guiado (2) que tiene un perfil en punta.
5. Procedimiento de fabricación de sensores para
la medición directa de la potencia electromagnética, que comprende
la realización de una estructura de guiado (2) para conducir la
potencia, de una carga (3) disipativa y de un termómetro,
caracterizado porque se realiza un elemento resistivo único
que constituye la carga (3) y el termómetro.
6. Procedimiento según la reivindicación 5,
caracterizado porque se realiza la transición entre la
estructura de guiado (2) y la carga (3) según un perfil en
punta.
7. Dispositivo de medición de la potencia
electromagnética que comprende un sensor (1) según una de las
reivindicaciones 1 a 4.
8. Dispositivo según la reivindicación 7,
caracterizado porque comprende dos elementos de los
cuales
- -
- uno es dicho sensor (1), y
- -
- el otro sirve para la regulación de la temperatura del sensor (1) para la medición directa de la potencia electromagnética
9. Dispositivo según la reivindicación 8,
caracterizado porque el elemento que sirve para la
regulación de la temperatura del sensor (1) es un dispositivo con
efecto Peltier.
10. Dispositivo según la reivindicación 7,
caracterizado porque comprende dos elementos idénticos al
sensor (1), pero que solamente uno de ellos es sometido a la onda
electromagnética cuya potencia se quiere medir.
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