ES2209479T3 - Receptor tipo rastrillo iterativo y procedimiento de recepcion correspondiente. - Google Patents
Receptor tipo rastrillo iterativo y procedimiento de recepcion correspondiente.Info
- Publication number
- ES2209479T3 ES2209479T3 ES99939481T ES99939481T ES2209479T3 ES 2209479 T3 ES2209479 T3 ES 2209479T3 ES 99939481 T ES99939481 T ES 99939481T ES 99939481 T ES99939481 T ES 99939481T ES 2209479 T3 ES2209479 T3 ES 2209479T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- ell
- symbols
- receiver
- estimate
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 58
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000008569 process Effects 0.000 claims abstract description 13
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 10
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 claims abstract description 9
- 238000012804 iterative process Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 claims abstract description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 5
- RJKFOVLPORLFTN-LEKSSAKUSA-N Progesterone Chemical compound C1CC2=CC(=O)CC[C@]2(C)[C@@H]2[C@@H]1[C@@H]1CC[C@H](C(=O)C)[C@@]1(C)CC2 RJKFOVLPORLFTN-LEKSSAKUSA-N 0.000 claims description 2
- 101100210170 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VRP1 gene Proteins 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 5
- 238000011161 development Methods 0.000 description 3
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 3
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 description 1
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 240000007594 Oryza sativa Species 0.000 description 1
- 235000007164 Oryza sativa Nutrition 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000012512 characterization method Methods 0.000 description 1
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental effect Effects 0.000 description 1
- 238000013213 extrapolation Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000006798 recombination Effects 0.000 description 1
- 238000005215 recombination Methods 0.000 description 1
- 235000009566 rice Nutrition 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Receptor de señales de radiocomunicaciones de tipo CDMA, habiendo sido obtenidas dichas señales a partir de símbolos de espectro ensanchado mediante secuencias seudoaleatorias, siendo luego dichas señales propagadas en una pluralidad de trayectos, incluyendo este receptor: - medios (120, ..., , ..., 12L-1) para restituir, para cada símbolo, L señales desensanchadas, correspondientes a L trayectos diferentes, - medios (140, ..., , ..., 14L-1) para calcular L estimaciones de los L trayectos, - medios de demodulación (160, ..., , ..., 16L-1) para procesar cada una de las L señales desensanchadas mediante las L estimaciones correspondientes para obtener las contribuciones de los trayectos L, - un sumador (18) para calcular la suma de dichas L contribuciones y proporcionar una estimación del símbolo recibido, - un circuito de decisión (20) respecto al símbolo recibido a partir del valor de la estimación facilitada por el sumador, estando dicho receptor caracterizado porque: a) procesa paquetes de N símbolos, incluyendo cada paquete símbolos de datos y símbolos de control, estando cada símbolo identificado por el rango k que ocupa en el paquete, estando k comprendido entre 0 y N-1, b) para cada trayecto, identificado por un índice, estando comprendido entre 0 y L-1, y para cada paquete, el receptor considera un vector de N componentes que caracteriza el trayecto durante dicho paquete, c) el receptor incluye los medios (30) para definir una base de vectores Bk, siendo dichos vectores los N vectores propios de la matriz, estando cada vector descompuesto en esta base, constituyendo los coeficientes de la descomposición, llamados , unas variables aleatorias gaussianas independientes, d) los coeficientes definen en cada trayecto un vector con N componentes, siendo capaces los medios de estimación de cada vector mediante un proceso iterativo basado en un algoritmo de estimación-maximización (EM) basado en un criterio de máxima probabilidad a posteriori.
Description
Receptor tipo rastrillo iterativo y procedimiento
de recepción correspondiente.
La presente invención se refiere a un receptor
tipo rastrillo ("RAKE", según la terminología inglesa)
iterativo y a un procedimiento de recepción correspondiente. Su
campo de aplicación es el de las radiocomunicaciones, y más
específicamente la técnica conocida como acceso múltiple por
división de código (en inglés CDMA, es decir: "Code Division
Multiple Access"). Encuentra aplicación en el sistema definido
por la norma IS'95 y dentro de los sistemas de tercera generación
UMTS e IMT-2000.
En la técnica CDMA, los símbolos de información a
transmitir no modulan directamente una portadora, sino que
previamente son multiplexados mediante secuencias (o códigos)
seudoaleatorias, lo que tiene como efecto el ensanchamiento de su
espectro. En el momento de su recepción, la señal recibida es
desensanchada mediante un proceso de filtrado adaptado a la
secuencia usada en la emisión (o por correlación) y después
demodulada.
Esta técnica permite que muchos usuarios empleen
un mismo canal de radiocomunicaciones con tal que se asigne una
particular secuencia a cada uno de ellos.
En general, el canal empleado es multitrayecto,
en el sentido de que la onda radioeléctrica se propaga por muchos
caminos diferentes entre el lugar de emisión y el lugar de
recepción. El receptor no recibe una señal única por cada símbolo de
información emitido, sino varias réplicas con mayor o menor retraso
y más o menos alteradas. Para restituir con fiabilidad la
información transmitida hay que tener en cuenta el mayor número
posible de estas réplicas y recomponerlas en el receptor.
Para hacer esto se ha ideado un tipo particular
de receptor, llamado "de rastrillo" ("RAKE", según la
terminología inglesa), en el sentido de que "rastrilla" la
información en diferentes instantes parecidos a las púas de un
rastrillo. Dicho tipo de receptor separa las señales
correspondientes a los diferentes trayectos e incluye cierto número
de "púas", "ramas" o "dedos", que procesan cada una
de estas señales. En cada púa se desensancha la señal y se la
demodula. Queda a continuación recomponer el conjunto de las señales
mediante un sumador.
Se describió por primera vez un receptor en
rastrillo en un artículo de R. PRICE y P. E. GREEN, titulado "A
Communication Technique for Multipath Channels", publicado en la
revista "Proceedings of the IRE", vol. 46, marzo de 1958,
páginas 555-570.
Se puede también encontrar una descripción de
este receptor en la obra general de J. G. PROAKIS titulada
"Digital Communications", 3ª edición,
McGRAW-HILL, 1995 (tercera edición), 1989 (segunda
edición).
La figura 1 anexa muestra esquemáticamente dicho
tipo de receptor. Tal como se ve, este receptor incluye una entrada
general E, un filtro 10 de amplitud adaptada a la banda de
ensanchamiento de las señales, L medios 12_{0}, ..., 12_{\ell},
..., 12_{L-1} que permiten restituir L señales
desensanchadas en la frecuencia que corresponde a los L trayectos
(estos medios incluyen en general un filtro adaptado a una de las
secuencias seudoaleatorias usadas en la emisión o un correlador, así
como medios para buscar los picos de señal), L medios 14_{0}, ...,
14_{\ell}, ..., 14_{L-1} para estimar las
características de los L trayectos empleados por las diferentes
señales, L medios de demodulación 16_{0}, ..., 16_{\ell}, ...,
16_{L-1} que combinan las señales desensanchadas y
las estimaciones de los trayectos, un sumador 18 que reúne las L
contribuciones proporcionadas por los L demoduladores y, finalmente,
un circuito de decisión 20 que arroja a través de una salida general
S los símbolos transmitidos o de referencia que permiten comprobar
la comunicación.
En el documento
WO-9705709-A se describe un receptor
conforme al preámbulo de la reivindicación 1.
Conforme a la sostenida demanda de servicios que
precisan cada vez mayores prestaciones, se prevé un alza
ininterrumpida de las bandas de ensanchamiento de los sistemas CDMA.
Acompaña este aumento de la banda un continuo incremento del número
de trayectos recibidos a nivel del receptor. Este incremento del
número de trayectos para una potencia recibida dada conduce a la
reducción de la potencia recibida por cada trayecto y, por tanto, a
un descenso de la calidad de estimación del canal global. A
consecuencia de ello, pocas veces queda garantizada una combinación
constructiva de las contribuciones de estos trayectos a nivel del
receptor y puede conducir a una pérdida importante de la calidad de
la transmisión.
Como los sistemas CDMA están, por naturaleza,
limitados por las interferencias de acceso múltiple, no es posible
compensar esta pérdida de resultados con un aumento de potencia. Por
otro lado, el aumento del número de símbolos pilotos es una solución
perjudicial para la capacidad del sistema.
La invención tiene precisamente como finalidad
poner remedio a este inconveniente.
La presente invención tiene como principal
finalidad el incremento de los resultados de los sistemas CDMA,
mejorando la calidad de la recepción para una potencia emitida dada
y por tanto con un nivel de interferencias de acceso múltiple no
cambiado. Este mejoramiento de la calidad permite, entre otras
cosas, aumentar la capacidad y la cobertura del sistema CDMA. Se
obtiene dicho mejoramiento mediante una optimización del
funcionamiento del receptor en el caso clásico de los
desvanecimientos lentos, pero igualmente en el caso más difícil de
los desvanecimientos muy rápidos.
Otra finalidad de la invención es facilitar la
realización de terminales al hacerlas mucho menos sensibles a las
imprecisiones del oscilador local usado para transponer la señal
recibida a la banda de base.
Los sistemas CDMA introducen el concepto de
período de control de potencia (de forma abreviada, PCP). La
potencia de la señal emitida por el emisor permanece constante
durante cada uno de estos períodos aunque puede variar de un período
de control de potencia al siguiente a fin de contrarrestar los
desvanecimientos lentos (debidos a la distancia y a los efectos de
máscara), así como a los desvanecimientos rápidos debidos a los
efectos de los trayectos múltiples en que la terminal se desplaza
lentamente. Por otro lado, además de los símbolos que transportan la
información, se hace uso de símbolos de control. La invención
permite reducir, con una calidad de recepción constante, el número
relativo y/o la potencia de estos símbolos de control. Este objetivo
se consigue teniendo en cuenta de forma óptima los símbolos de
control de un número arbitrario de períodos de control de potencia
consecutivos en la estimación del canal. Se consigue igualmente,
teniendo en cuenta la estimación óptima del canal, los símbolos de
control eventualmente incluidos en los canales pilotos de ciertos
sistemas CDMA, en ausencia de antenas adaptativas. También se
consigue teniendo en cuenta en la estimación los eventuales símbolos
de control asignados a otros usuarios en la conexión descendente,
siempre en ausencia de antenas adaptativas. Se consigue, finalmente,
mediante la optimalidad con que se tomen en cuenta en la estimación
de este canal (en parte o en su totalidad), los símbolos de datos de
estos períodos de control de potencia, que por supuesto son más
numerosos que los símbolos de control, y a menudo más energéticos.
La reducción del número y/o de la potencia de los símbolos de
control permiten, respectivamente, consolidar la codificación de los
datos útiles y aumentar la parte de la potencia transmitida asignada
a estos datos.
La invención permite igualmente tener en cuenta
en la estimación óptima del canal tanto los símbolos de control
multiplexados en el tiempo como los símbolos de control
multiplexados en las componentes en fase y/o cuadratura de la señal
modulada.
La invención permite el uso de todos los símbolos
del período de control de potencia. Esto permite, por tanto, seguir
y corregir los desfases de frecuencia del oscilador local, incluso
en caso de que los símbolos de control sean reagrupados.
Según la invención, se efectúa un procesamiento
paquete a paquete cada vez que está disponible la señal recibida que
corresponde a un número dado de períodos de control de potencia. Al
igual que los receptores en rastrillo clásicos, siempre se comienza
por el desensanchamiento de las señales correspondientes a los
trayectos significativos retenidos por la combinación final.
Seguidamente se efectúa una estimación en bruto del canal
multitrayecto valiéndose para ello únicamente de los símbolos de
control asociados al paquete recibido. Esta estimación permite
caracterizar, a nivel de cada símbolo del paquete, símbolo a
símbolo, la evolución de la fase y amplitud de cada uno de los
trayectos durante el paquete a procesar. El receptor de la invención
demodula y combina luego las contribuciones de los trayectos
estimados y proporciona una muestra (o salida ponderada) por cada
símbolo de datos contenido en el paquete.
En el caso de un receptor en rastrillo clásico,
estas salidas ponderadas se explotan directamente para detectar y
decodificar los símbolos de datos transmitidos. Estas salidas poseen
una fiabilidad cierta respecto a los valores adoptados por los
símbolos de datos enviados durante un paquete. En el caso del
receptor según la invención, dichas salidas pueden ser explotadas de
forma adicional a los símbolos de control, para que faciliten una
estimación mejorada de cada trayecto recibido. Esta estimación
mejorada del canal multitrayecto puede ser optimizada teniendo
eventualmente en cuenta la estructura codificada de los símbolos de
datos. La toma en consideración de la codificación correctora
conduce a nivel del receptor a unas salidas ponderadas de mejor
calidad.
Las salidas ponderadas obtenidas al final de una
iteración dada pueden ser usadas de nuevo, de forma conjunta con los
símbolos de control, para un mejoramiento suplementario de la
estimación del canal. Esta estimación mejorada permite a su vez
aumentar la calidad de las salidas ponderadas generadas por el
receptor. Para ello se retroalimenta la salida del receptor en los
medios de estimación.
La optimalidad del receptor según la invención
está vinculada a la de la estimación del canal multitrayecto. Dicha
optimalidad se basa en primer lugar en el uso de un algoritmo
iterativo tipo Estimación-Maximización (de forma
abreviada, EM) para hallar la realización de canal más verosímil de
forma condicional al paquete recibido. Se describe este algoritmo,
por ejemplo, en el artículo de A. P. DEMPSTER, N. M. LAIRD y D. B.
RUBIN titulado "Maximum Likelihood from Incomplete Data via the EM
Algorithm", publicado en la revista J. Roy. Stat. Soc., Ser. 39,
1977.
La optimalidad de la estimación del canal se basa
asimismo en la descomposición de cada trayecto recibido mediante un
algoritmo de expansión llamado de KARHUNEN-LOEVE.
Esta descomposición permite una caracterización flexible de las
variaciones temporales de los trayectos debidas al efecto Doppler y
él mismo se integra fácilmente en el algoritmo EM. Se describe el
algoritmo de KARHUNEN-LOEVE, por ejemplo, en la obra
de J. G. PROAKIS ya citada, versión de 1989, páginas
340-344.
De forma más precisa, la presente invención se
refiere a un receptor de señales de radiocomunicaciones tipo CDMA,
habiendo sido obtenidas dichas señales a partir de símbolos de
espectro ensanchado mediante secuencias seudoaleatorias, siendo
luego dichas señales propagadas en una pluralidad de trayectos,
incluyendo este receptor:
- medios para restituir, para cada símbolo, L
señales desensanchadas correspondientes a L trayectos
diferentes,
- medios para calcular L estimaciones de los L
trayectos,
- medios de demodulación para procesar cada una
de las L señales desensanchadas mediante las L estimaciones
correspondientes para obtener las L contribuciones de los
trayectos,
- un sumador para calcular la suma de dichas L
contribuciones y para proporcionar una estimación del símbolo
recibido,
- un circuito de decisión respecto al símbolo
recibido a partir del valor de la estimación proporcionada por el
sumador,
estando caracterizado dicho receptor porque:
a) procesa paquetes de N símbolos, incluyendo
cada paquete símbolos de datos y símbolos de control, estando
identificado cada símbolo mediante el rango k que ocupa en el
paquete, estando comprendido k entre 0 y N-1,
b) para cada trayecto, identificado por un índice
\ell estando \ell comprendido entre 0 y L-l, y
para cada paquete el receptor considera un vector C_{\ell} con N
componentes que caracteriza al trayecto durante dicho paquete,
c) el receptor incluye medios para definir una
base de vectores B_{k}, siendo dichos vectores los N vectores
propios de la matriz
E[C_{\ell}
C_{\ell}^{*T}],
estando cada vector C_{\ell} descompuesto en
esta base, constituyendo los coeficientes de descomposición,
llamados G_{\ell k}, unas variables aleatorias gaussianas
independientes,
d) los coeficientes G_{\ell k} definen para
cada trayecto \ell un vector G_{\ell} de N componentes, siendo
capaces los medios de estimación de estimar cada vector G_{\ell}
mediante un proceso iterativo basado en un algoritmo de
estimación-maximización EM basado en un criterio de
máxima probabilidad a posteriori.
En una forma particular de realización, se
retroalimenta la salida del sumador a los medios de estimación, e
inicialmente se ponen en práctica dichos medios de estimación
teniendo en cuenta los símbolos de control contenidos en el paquete
y que se dan por conocidos, lo que permite obtener a la salida del
sumador una primera estimación para los símbolos de datos contenidos
en el paquete, y seguidamente dichos medios de estimación tienen en
cuenta los símbolos estimados presentes a la salida del sumador, y
así sucesivamente, hasta que finalmente los medios de estimación
proporcionan, tras una última iteración, el valor óptimo de los
G_{\ell} ( \ell = 0, 1, ..., L-1).
La presente invención se refiere igualmente a un
procedimiento de recepción de señales de radiocomunicaciones tipo
CDMA, habiendo sido obtenidas dichas señales a partir de símbolos de
espectro ensanchado mediante secuencias seudoaleatorias, siendo
luego propagadas dichas señales en una pluralidad de trayectos,
incluyendo este procedimiento de recepción las siguientes
operaciones:
- para cada símbolo, se restituyen L señales
desensanchadas correspondientes a L trayectos diferentes,
- se calculan L estimaciones de L trayectos,
- se demodula cada una de las L señales
desensanchadas mediante las L estimaciones correspondientes para
obtener las L contribuciones de los trayectos,
- se calcula la suma de dichas L contribuciones,
lo que proporciona una estimación del símbolo recibido,
- se toma una decisión respecto al símbolo
recibido a partir del valor de la estimación obtenida,
estando caracterizado este procedimiento
porque:
a) se procesan paquetes de N símbolos, incluyendo
cada paquete símbolos de datos y símbolos de control, estando
identificado cada símbolo por el rango k que ocupa en el paquete,
estando k comprendido entre 0 y N-1,
b) para cada trayecto, identificado por un índice
\ell, estando comprendido \ell entre 0 y L-1, y
para cada paquete, se considera un vector C_{\ell} con N
componentes que caracteriza el trayecto durante dicho paquete,
c) se considera la matriz
E[C_{\ell}
C_{\ell}^{*T}],
que posee N vectores propios, llamados B_{k}, y
se toma como base dichos vectores propios B_{k}, se descompone
cada vector C_{\ell} en esta base, constituyendo los
coeficientes de descomposición, llamados G_{\ell k}, unas
variables aleatorias gaussianas
independientes,
d) los coeficientes G_{\ell k} definen, para
cada trayecto \ell, un vector G_{\ell} de N componentes, y se
estima cada vector G_{\ell} mediante un proceso iterativo basado
en un algoritmo de estimación-maximización (EM)
basado en un criterio de máxima probabilidad a
posteriori.
En un modo particular de realización, el proceso
iterativo es puesto inicialmente en práctica tomando en cuenta los
símbolos de control contenidos en el paquete y que se dan por
conocidos, lo que permite obtener una primera estimación de los
símbolos de datos contenidos en el paquete, seguidamente dicho
proceso iterativo tiene en cuenta todos los símbolos del paquete
conformes a esta primera estimación, lo que permite obtener una
segunda estimación de los símbolos del paquete, y así sucesivamente,
hasta que se obtiene una estimación satisfactoria para los
G_{\ell}, los cuales se usan para la demodulación.
- la figura 1, ya descrita, muestra un receptor
en rastrillo conocido;
- la figura 2 ilustra la estructura general del
receptor en rastrillo iterativo según la invención;
- la figura 3 muestra el paquete de estimación y
de optimización según el criterio de máxima probabilidad a
posteriori;
- la figura 4 permite comparar los resultados de
un receptor según la invención con los de dos receptores en
rastrillo clásicos dando la tasa de error binario en función de la
relación \upbar{E}/I_{0}, donde I_{0} es la potencia
espectral debida al ruido térmico y a las interferencias debidas a
los accesos múltiples y donde \upbar{E} es la energía media por
símbolo recibido;
- la figura 5 permite comparar los resultados de
un receptor según la invención con los de dos receptores clásicos
dando la tasa de error binario en función de la posición de los
símbolos de datos en un período de control de potencia para
\upbar{E}/I_{0} igual a 10 dB.
Para una mayor sencillez y claridad, tanto los
siguientes desarrollos matemáticos como las figuras hacen referencia
al caso de multiplexación de los símbolos únicamente en el tiempo.
El caso de multiplexación simultánea de los símbolos en el tiempo y
por código de los componentes en cuadratura es procesado de forma
idéntica.
El receptor según la invención intenta la
representación del canal multitrayecto según un criterio conocido
denominado de máxima probabilidad a posteriori, (de forma
abreviada, MAP, es decir: "máxima a posteriori"). Esta
estimación necesita que se conozcan los símbolos emitidos, o al
menos su probabilidad. En una forma particular de realización, el
receptor puede usar las estimaciones presentes a la salida del
sumador. En este caso, se retroalimenta la salida en los distintos
estimadores tal como muestra la figura 2. En esta figura puede verse
que la salida del sumador 18, que proporciona una señal llamada
\Lambda_{k} (donde k designa el rango del símbolo procesado,
estando comprendido dicho rango entre 0 y N-1 como
se explicará más adelante), es retroalimentada en los estimadores
14_{0}, ..., 14_{\ell}, ..., 14_{L-1}. Sin
embargo, esta retroalimentación no aparece de forma explícita dado
que se incluirá más adelante.
La determinación de las propiedades del canal
multitrayecto usa probabilidades a posteriori de ciertos
tamaños, teniendo en cuenta la señal R_{\ell k}(t)
proporcionada por cada circuito de desensanchamiento. Para efectuar
este cálculo, se descompone la señal en componentes, procurando para
ello que éstas no sean correlativas. Para hacer esto se aplica el
algoritmo de descomposición conocido como de
KARHUNEN-LOEVE cuyo principio seguidamente se
explica de forma breve.
Una función del tiempo z(t) aleatoria de
valor medio nulo presenta una función de correlación indicada
\Phi(t,\tau) igual a ½ E[z(t).z*(\tau)]
donde es la esperanza matemática. La función z(t) puede
ser desarrollada en serie con la forma:
z(t)=
\sum\limits^{\infty}_{n=1}z_{n}f_{n}(t)
donde los z_{n} son los coeficientes de
desarrollo y los f_{n}(t) las funciones ortonormales en un
cierto intervalo 0,
T.
Se puede obtener cada coeficiente z_{n} a
partir de la función z(t) y de las funciones propias
f_{n}(t) mediante la relación:
z_{n} = \int^{T}_{0}
z(t)f^{*}_{n}(t)dt
Se demuestra que las funciones ortonormales
f_{n}(t) son las funciones propias de la ecuación:
\int^{T}_{0} \phi (t, \tau
)f_{n} (\tau )d\tau = \lambda_{n}f_{n}
(t)
donde los \lambda_{m} son los valores
propios.
Si la señal proporcionada por un circuito de
desensanchamiento (filtro adaptado o correlador) es llamada
R(t), se tiene:
R(t) =
C(t)A(t) +
N(t)
donde C(t) es una función que caracteriza
el trayecto usado por la onda, A(t) es la información emitida
y N(t) un ruido aditivo gaussiano. Para estimar cada trayecto
se descompone la función C(t) que lo caracteriza según el
algoritmo de KARHUNEN-LOEVE. En realidad, en las
radiocomunicaciones tipo CDMA no se aplican funciones de tiempo
continuas, sino magnitudes digitales, también llamadas muestras. La
señal de salida del circuito de desensanchamiento de la púa de
\ell en el rastrillo, se expresa
como:
R_{\ell k} = C_{\ell k}
A_{k} + N_{\ell
k}
donde k es el rango del símbolo, que
supuestamente va de 0 a N-1 si se procesa un paquete
de N símbolos. Para un trayecto dado, identificado con el índice
\ell, los N componentes C_{\ell k} constituyen los N
componentes de un vector C_{\ell}. Es este vector el que será
descompuesto mediante el algoritmo de KARHUNEN-LOEVE
que, en este caso, emplea las sumas discretas en lugar de
integrales. Más que de "funciones" propias, se hablará entonces
de "vectores" propios, aunque el concepto de descomposición
siga siendo el
mismo.
Una vez se han recordado estos conceptos
generales, ya es posible describir en detalle el receptor y el
procedimiento de la invención tal como sigue, en un caso restringido
a un solo período de control de potencia.
Cada escalón de potencia, correspondiente a un
período de control de potencia, se compone de N_{D} símbolos de
datos y de N_{C} símbolos de control, todos ellos modulados en
fase (MDP2, MDP4, MDP8, ...). En adelante se llama N el número total
de tales símbolos (N=N_{D}+N_{C}), siendo a_{0}, a_{1}, ...,
a_{N_{D}-1} los símbolos de datos, y a_{N_{D}},
a_{N_{D}+1},...,a_{N-1} los símbolos de
control.
Ambas categorías de símbolos pueden ser
ensanchadas con diferentes factores de ensanchamiento mediante
secuencias seudoaleatorias finitas. Además, pueden ser o bien
multiplexadas por separado en los componentes en fase y en
cuadratura de la señal modulada, o bien conjuntamente en el tiempo.
A continuación se llamará p_{i} la posición temporal relativa de
cada uno de estos símbolos respecto el inicio del período de control
de potencia correspondiente.
En general, los símbolos de control constan, por
un lado, de N_{p} símbolos pilotos a_{N_{D}}, a_{N_{D}+1},
a_{N_{D} + N_{P}-1} conocidos por el receptor, y de
N_{C}\cdotN_{p} símbolos a_{N_{D} + N_{P}}, a_{N_{D} + N_{P}
+1}, ..., a_{N-1} destinados a controlar la
potencia de la vía recíproca y a indicar el formato de los datos
recibidos.
Durante un período de control de potencia dado,
la energía emitida asignada al símbolo a_{i} será llamada E_{i}.
Normalmente esta energía es común a los símbolos de ambas
categorías, aunque puede diferir de una categoría a otra. En este
caso, se llamarán E_{D} y E_{C} respectivamente las energías
atribuidas a los símbolos de datos y a los de control.
El canal multitrayecto contemplado por las
señales CDMA emitidas se compone de varios trayectos que presentan o
pueden presentar variaciones temporales debidas al efecto Doppler.
Cada trayecto se caracteriza por una potencia media y un espectro de
potencia Doppler (SPD) dados que dependen del entorno y de la
velocidad del móvil. Además, los desvanecimientos sufridos por cada
trayecto pueden ser tanto tipo Rayleigh como tipo Rice.
En general, los espectros de potencia Doppler con
desvanecimiento Rayleigh son o bien del tipo clásico, o bien de tipo
plano. Se encuentran espectros de potencia Doppler clásicos
(respectivamente, planos) sobre todo en entornos exteriores
(respectivamente, interiores) de los edificios.
Se llama B_{D} el ensanchamiento Doppler del
canal, y J_{0}(.) la función de Bessel de primera especie de orden
0. Entonces, la función de autocorrelación de un trayecto de
potencia media \phi(0) viene dada por:
\phi(\tau) = \phi (0) J_{0}
(\pi B_{D}
\tau),
en el caso de un SPD clásico, y
por:
\phi (\tau) = \phi
(0)sen(\pi B_{D}\tau)/ \pi B_{D} \tau
,
en el caso de un SPD (espectro de potencia
Doppler) plano. La potencia media \phi(0) varía de
un trayecto a otro y por lo tanto caracteriza el perfil de la
intensidad de los
trayectos.
Como se ha recordado anteriormente, un receptor
en rastrillo consta de L púas que permiten perseguir los L trayectos
más poderosos y asegurar la combinación constructiva de las
contribuciones de dichos L trayectos. Generalmente, el número de
trayectos que cada receptor en rastrillo toma en cuenta es inferior
al número real de trayectos efectivamente recibidos. Este número
depende del entorno (exterior o interior) y del factor de
ensanchamiento CDMA. A menudo se usan valores típicos entre 2 y 3 en
el caso de entornos interiores, y entre 4 y 8 en el de entornos
exteriores.
Sea R_{\ell k} la señal de salida del
correlador de la \ell-ésima púa correspondiente al k-ésimo
símbolo a_{k} transmitido durante un período de control de
potencia cualquiera. Se puede expresar esta señal de la forma:
R_{\ell k} = c_{\ell k}
a_{k} + N_{\ell
k}
donde c_{\ell k} es el factor de ganancia del
\ell-ésimo trayecto del receptor contemplado por el símbolo
a_{k} y N_{\ell K} es un ruido complejo que incluye tanto el
ruido térmico como las interferencias causadas por el acceso
múltiple de otros móviles. Para simplificar el análisis y la
concepción del receptor, se supone que dicho ruido es gaussiano y no
correlativo, y su varianza se llama
I_{0}.
Igualmente, se supone que los factores de
ganancia de un trayecto dado son independientes entre sí. La razón
de esto es que existe una gran posibilidad de que dos señales que
llegan al receptor con diferentes retrasos usen diferentes caminos y
no encuentren los mismos obstáculos. No obstante, los factores de
ganancia de un mismo trayecto son generalmente correlativos entre
sí. Si E[.] y \phi_{\ell}(.) representan respectivamente al
operador esperanza matemática y a la función de autocorrelación
continua del \ell-ésimo trayecto, entonces la función de
autocorrelación discreta correspondiente a este trayecto es dada
por:
E[C_{\ell i}
C^{*}_{\ell j}] = \phi_{\ell} (p_{i} -
p_{j})
donde los p_{i} y los p_{j} representan la
posición temporal de los símbolos respecto al inicio del período de
control de
potencia.
El receptor tiene, en general, una idea vaga
tanto del valor del ensanchamiento Doppler B_{D} como de la forma
del espectro de potencia Doppler. Por consiguiente, adopta la
representación del canal multitrayecto menos previsible en un
espectro de potencia Doppler plano en el cual el ensanchamiento
Doppler es superior o igual al ensanchamiento real. Para una mayor
sencillez, también se llamará B_{D} este límite superior del
ensanchamiento, que al nivel del receptor puede encontrarse
definitivamente fijo en función de su velocidad máxima autorizada o
conseguida. Asimismo, puede estimarse de forma adaptativa usando,
por ejemplo, los símbolos y/o el canal piloto.
Durante cada período de control de potencia, el
receptor necesita una estimación tan precisa como sea posible de los
factores de ganancia C_{\ell k} correspondientes a los símbolos
de datos, de control de potencia y de formato de los datos
recibidos. Para ello, el receptor según la invención está capacitado
para tener en cuenta la correlación temporal de los factores de
ganancia de todos los trayectos combinados por el receptor.
Asimismo, está capacitado para tener en cuenta, en parte o en su
totalidad, la estructura codificada de los símbolos de datos y de
control no conocidos por el receptor para mejorar esta estimación.
Y, finalmente, dispone de la posibilidad de tener en cuenta, en
parte o en su totalidad, los símbolos de datos y de control de
período de control de potencia vecinos a fin de optimizar su
estimación a nivel de un período de control de potencia dado.
Para una mayor sencillez, se considerará el caso
de un estimador de canal multitrayecto que use exclusivamente los
símbolos recibidos durante un período de control de potencia para
calcular la realización de canal correspondiente. Se llama (.)^{T}
el operador transposición y se introduce el vector:
R_{\ell} = (R_{\ell 0},
R_{\ell 1},...,R_{\ell, \;
N-1})^{T}
Este vector tiene como componentes las N muestras
recibidas durante el período de control de potencia a procesar y
correspondiente al \ell-ésimo trayecto retenido por el receptor.
La estimación del canal multitrayecto durante este período de
control de potencia se basa íntegramente en estos L vectores
R_{0}, R_{1}, ..., R_{L-1} de muestras
recibidas.
Se llama | . | el operador módulo. Recordemos que
la amplitud |a_{k}| de a_{k}, equivalente a \sqrt{E_{k}}, no
sólo depende del período de control de potencia, sino también del
índice del símbolo emitido. En la práctica, esta amplitud es la
misma en cada categoría de símbolos.
Para liberarse de esta dependencia de la
amplitud, se introduce el vector de símbolos transmitidos
normalizados:
A = (A_{0}, A_{1}, ...,
A_{N-1})^{T}
siendo A_{k} = a_{k} /|a_{k}| Por tanto,
la k-ésima componente del \ell-ésimo vector de las muestras
recibidas puede expresarse de la
forma:
R_{\ell k} = C_{\ell} A_{k}
+ N_{\ell
k}
donde C_{\ell k} es la k-ésima componente del
vector
C_{\ell} = (|a_{0}|c_{\ell
0,}|a_{\ell}|c_{\ell 1},...,|a_{N-1}|C_{\ell, \;
N-1})^{T}
de factores de ganancia normalizados
correspondientes al \ell-ésimo trayecto. Este es el vector que
hay que
representar.
Esta representación, basada en el algoritmo de
descomposición de KARHUNEN-LOEVE, consiste en
expresar cada uno de los L vectores normalizados C_{\ell}, \ell
= 0,1,...,L-1 de la forma
C_{\ell} =
\sum\limits^{N-1}_{k=0} G_{\ell k}
B_{k},
donde los B_{k} son los N vectores propios
normalizados de la matriz de
covarianza
F_{\ell} =
E[C_{\ell}C_{\ell}^{-T}]
de C_{\ell} y los coeficientes G_{\ell k}
son unas variables aleatorias gaussianas independientes cuyo
promedio es nulo y su varianza es igual a los valores propios de la
matriz F_{\ell}, recordando que el índice k está comprendido entre
0 y
N-1.
Se da por supuesto que las formas de los
espectros de potencia Doppler de los trayectos son idénticas y que
por tanto los correspondientes vectores propios B_{k} son asimismo
idénticos. En caso de conocerse las características exactas del
canal multitrayecto, la matriz F_{\ell} tiene como (i,j)-ésima
entrada:
F_{\ell ij}= \phi_{\ell}
(p_{i} - p_{j}) \sqrt{E_{i}
E_{j}},
En la práctica, no se conoce con precisión ni la
forma del espectro de potencia Doppler y el correspondiente
ensanchamiento Doppler, ni tampoco las potencias con que se emiten
los períodos de control de potencia. Por lo tanto, el receptor puede
adoptar el SPD plano de longitud B_{D} representando un límite
superior del ensanchamiento Doppler real. Además, se puede suponer
que la potencia media recibida no varía demasiado entre un período
de control de potencia y otro. En este caso más realista, la matriz
F_{\ell} tiene como (i,j)-ésima entrada:
F_{\ell ij} = \phi_{\ell}
(0) \sqrt{E_{i}E_{j}} sen(\pi B_{D} (p_{i} - p_{j}))/\pi B_{D}
(p_{i} -
p_{j}),
no depende más que del límite superior del
ensanchamiento Doppler
adoptado.
También en la práctica, el receptor puede
disponer de un banco de vectores propios para diferentes valores
típicos del límite superior del ensanchamiento Doppler para poder
adaptarse mejor a la velocidad del terminal.
El estimador de canal según la invención realiza
una estimación iterativa del canal multitrayecto con
desvanecimientos según el criterio MAP. En su estimación puede tener
en cuenta tanto las características de la representación adecuada
del canal como los valores de los símbolos pilotos y la estructura
codificada de los símbolos desconocidos (símbolos de datos
incluidos).
La estimación según el MAP de los
\hat{G}_{\ell}, con \ell tomando todos los valores entre 0 y
L-1, de una realización G_{\ell}, del canal
multitrayecto con desvanecimientos es el valor
\{\hat{G}_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0} = arg \; max \; P(\{G\}^{L-1}_{\ell}, \;
\{R\}^{L-1}_{\ell})
que maximiza la densidad de probabilidad a
posteriori
P(\{G_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0}, \; \{R\}^{L-1}_{\ell
=0})
Conforme a la invención, y usando el algoritmo
EM, se puede obtener iterativamente una solución tan próxima como se
desee a la solución exacta.
En el caso general, la densidad de probabilidad
a posteriori
P(\{G_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0}, \; \{R\}^{L-1}_{\ell
=0})
que hay que maximizar posee muchos máximos
globales que conllevan la ambigüedad de la estimación del canal
según el criterio MAP. Se puede eliminar tal ambigüedad mediante el
uso de símbolos pilotos conocidos por el receptor. Sin embargo, esto
se muestra a menudo insuficiente, pues esta densidad de probabilidad
también posee unos máximos locales que se hallan mediante el
algoritmo EM en el lugar del único máximo global. Para resolver este
problema es posible basarse en los símbolos pilotos para determinar
con acierto las condiciones iniciales G_{\ell}^{(0)}, \ell =
0,1,...,L-1.
El algoritmo EM reestima por inducción los
vectores \hat{G}_{\ell} de forma que se garantiza un crecimiento
monótono de la densidad de probabilidad condicional a
posteriori
P(\{G_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0}, \; \{R\}^{L-1}_{\ell
=0}).
Dados los vectores recibidos R_{\ell}, el
algoritmo EM comienza por un cálculo de las condiciones iniciales
G^{(0)}_{\ell} de los vectores G_{\ell} a partir de las
muestras recibidas correspondientes a los símbolos pilotos.
Se llama S_{k} el conjunto de los valores
posibles adoptados por el k-ésimo símbolo de un período de control
de potencia, S el conjunto de índices de los símbolos pilotos de un
período de control de potencia, y D_{k} el valor adoptado por el
símbolo piloto A_{k} cuyo índice está comprendido en S (K \in
S). En este estado de inicialización del algoritmo EM, el receptor
desconoce los valores de los símbolos de datos y por tanto usa una
densidad de probabilidad condicional
P(A_{k}|\{R_{\ell}\}^{L-1}_{0},
\; \{G^{-1}_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0})
uniforme para los A_{k} que no son símbolos
pilotos. Si la constelación de la modulación es de simetría central
(MDP2, MDP4, MDP8, ...), entonces se puede escoger un enésimo
componente de la condición inicial del \ell-ésimo trayecto
G^{(0)}_{\ell} igual
a
G^{(0)}_{fn} = W_{\ell
n}\sum\limits_{k\in S}D^{\text{*}}_{k}R_{\ell
k}B_{nk}
donde es un factor de ponderación dado
por
W_{\ell n} =
\frac{1}{1+I_{0} /\Gamma_{\ell
n}}
Este factor depende a la vez de \Gamma_{\ell
n}, enésimo valor propio de la matriz F_{\ell} (que tiene tanto
de la potencia media \phi_{\ell}(0) del \ell-ésimo
trayecto, como del ensanchado Doppler B_{D} y de la energía
emitida asociada a los símbolos de datos E_{D} y de control
E_{C}) y de la varianza del ruido I_{0} incluyendo el ruido
térmico y la interferencia por acceso múltiple.
Basándose siempre en todos los vectores recibidos
R_{\ell}, el algoritmo EM conduce a continuación al cálculo
iterativo de la reestimación G^{\ell}_{(d+1)} a partir de la
estimación G^{d}_{\ell}, sirviéndose de la expresión:
recogiendo la enésima componente de la
(d+1)-ésima reestimación del \ell-ésimo vector de la
representación adecuada del canal
G^{(d)}_{\ell}.
La estimación iterativa según la invención de la
representación adecuada G_{\ell} puede ser conseguida un número
limitado D de veces de tal forma que la estimación global
G^{(D)}_{\ell} obtenida garantiza que sea imperceptible la
degradación de los resultados del receptor respecto a la solución
óptima \hat{G}\ell.
La figura 3 muestra estas operaciones, pudiéndose
ver el estimador de rango \ell, es decir 14_{\ell}, con los
medios 30 que definen la base de los vectores B_{k} y los medios
32 que calculan los coeficientes de ponderación. El estimador
14_{\ell} aplica una primera estimación representada
simbólicamente mediante el paquete I_{0} que proporciona la
estimación inicial G^{(D)}_{\ell}, después una estimación de
d-ésimo orden d representada por el paquete I_{d}, que proporciona
G^{(d)}_{0}, después una estimación d+1 representada por el
paquete I_{d+1}, que proporciona G^{d+1}_{\ell}, y finalmente
una última iteración de orden D representada por el paquete I_{D}
que proporciona G^{(D)}_{\ell}.
El receptor que se ha descrito incluye por tanto
L circuitos semejantes al representado en la figura 3 con la
referencia 14_{\ell}. Para afinar su estimación del canal
G^{(d)}_{\ell}, el circuito 14_{\ell} debe disponer entonces de
las probabilidades:
P[A_{k} = A|\{R_{\ell
'}\}^{L-1}_{\ell '=0}, \; \{G^{(d)}_{\ell
'}\}^{L-1}_{\ell
'=0}]
es decir, la probabilidad de que el símbolo
A_{k} adopte un valor entre todos los valores posibles, teniendo
en cuenta R_{\ell} y
G_{\ell}.
Según la invención, se ve que se efectúan D+1
iteraciones que permiten calcular sucesivamente G^{(0)},
G^{(1)}, ..., G^{(D)}. Sin embargo, se plantea un problema para
el primer paso (d=0) ya que no se dispone todavía de G_{{\ell}}.
Por tanto no es posible calcular con un rigor completo las
probabilidades definidas anteriormente.
Según la invención, se usan en consecuencia los
símbolos pilotos (o de referencia) cuyas probabilidades son
conocidas. En efecto, para un símbolo piloto, la probabilidad de que
A_{k} adopte el valor D_{k} es igual a 1 (y la probabilidad de
que A_{k} no adopte el valor D_{k} es nula). Para los demás
símbolos, se usan probabilidades equipartitas (por ejemplo, en el
caso de un símbolo binario se toman 1/2 y 1/2 como los dos valores
posibles).
Para las siguientes iteraciones (d\neq0), se
dispone de G^{(d)}_{\ell} (así como de R_{\ell}) a través del
conocimiento de los \Lambda^{(d)}_{k} resultantes de la
recombinación de todos los demoduladores y cuya expresión es
\sum\limits^{N-1}_{\ell
=0} R_{\ell
k}\left(\sum\limits^{N-1}_{n=0}G^{(d)*}_{\ell
n}B_{nk}\right)
\vskip1.000000\baselineskip
y cuyas probabilidades por tanto se podrán
calcular, y así hasta la (D+l)-ésima iteración
(d=D).
En realidad, este proceso corresponde al caso en
que los símbolos A_{k} son símbolos de información no protegidos
por un código corrector, como se muestra más adelante, (o
eventualmente protegidos por un código que sin embargo no se quiere
tener en cuenta por razones de sencillez). Si, al contrario, los
A_{k} son símbolos protegidos por un código corrector que se desea
explotar, se aplicará el algoritmo llamado de BAHL para obtener las
proba-
bilidades
bilidades
P(A_{k} =
A|\{R_{\ell}\}^{L-1}_{\ell =0}, \;
\{G_{\ell}\}^{L-1}_{\ell
=0})
necesarias para la iteración d+1 a partir de la
iteración d. Este algoritmo realiza una operación compleja que en
realidad se trata de un proceso de demodulación mejorado. La
operación de demodulación efectuada por los demoduladores 16_{0},
..., 16_{\ell}, ..., 16_{L-1} ya no se da
dentro del bucle puesto que en la iteración ya se halla otra
operación más compleja y completa. Entonces, la retroalimentación de
la salida del sumador 18 a los estimadores ya no resulta
necesaria.
necesaria.
Se describe el algoritmo de BAHL en el artículo
de L. R. BAHL, J. COCKE, F. JELINEK y J. RAVIV titulado "Optimal
Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate",
publicado en IEEE Transactions on Information Theory, vol.
IT-2º, marzo de 1974.
En el caso particular de una codificación por
repetición, la estructura codificada puede ser inmediatamente
integrada en la fórmula explícita dando la (d+1)-ésima iteración y
evitando así hacer uso del algoritmo de BAHL.
En una forma particular de realización, la
complejidad del estimador de canal puede ser reducida, sin pérdida
sensible de resultados, conservando en la representación del canal
tan sólo los vectores propios correspondientes a los valores propios
importantes.
En otra forma particular de realización, la
expresión G^{(d+1)}_{\ell n} puede ser simplificada aún más en el
caso particular de las modulaciones MDP2, MDP4, ... Para la
modulación MDP2, el símbolo A_{k} de índice k adopta sus valores
dentro del conjunto S_{k} incluyendo los dos valores
+\sqrt{E_{k}} y -\sqrt{E_{k}}, y la expresión general de
G^{(d+1)}_{\ell n} se transforma en
donde tanh[ . ] es la función tangente
hiperbólica y \Ree{.} la función "parte real". El receptor
proporciona de forma natural los argumentos del operador \Ree{.}
en cada iteración del algoritmo de estimación. Al final del proceso
iterativo (como se verá a continuación), el receptor facilitará
directamente estos argumentos a un eventual decodificador usando una
decodificación ponderada en la
entrada.
La complejidad del estimador de canal puede ser
reducida aún más usando una de las siguientes funciones de
recorte:
\vskip1.000000\baselineskip
o
o
\vskip1.000000\baselineskip
en el lugar de la función tangente
hiperbólica.
Para el buen desarrollo de todas las etapas del
algoritmo EM, el receptor debe disponer de un límite superior
B_{D} del ensanchamiento Doppler real y de una estimación
simultánea de la varianza del ruido I_{0} y de la potencia
individual de cada uno de los trayectos retenidos
\phi_{\ell}(0).
En el caso de que el receptor disponga de un
banco de vectores propios para diferentes valores típicos del límite
superior del ensanchamiento Doppler B_{D}, él mismo puede
facilitar los vectores de base adecuados B_{k} en función del
límite superior del ensanchamiento Doppler y por tanto de la
velocidad variable del terminal.
En el caso de que el límite superior del
ensanchamiento Doppler no esté actualizado en función de la
velocidad real del terminal, le será atribuido un valor único, y el
receptor facilitará solamente los vectores de base
correspondientes.
Del mismo modo, mediante las cantidades
mencionadas anteriormente, el receptor puede calcular y facilitar
las ponderaciones necesarias.
Una vez producida una D-ésima estimación
G^{(D)}_{\ell}, dicha última estimación es adoptada como
representación del canal, siendo llamada esta representación
\hat{G}_{\ell}. Para cada símbolo de rango k, el demodulador
16_{\ell} calcula el producto de R_{\ell k} por la cantidad
compleja conjugada de \hat{C}_{\ell k}, es decir C_{\ell k}, y
el sumador 18 calcula la suma de todas estas contribuciones
provenientes de L trayectos y proporciona una señal final
\Lambda^{(D)}_{k} definida por:
\Lambda^{(D)}_{k} =
\sum\limits^{L-1}_{\ell =0}R_{\ell k}G^{*}_{\ell
k}
Si se expresan los G^{*}_{\ell k} en función de
los vectores de base, se tiene:
\Lambda^{(D)}_{k} =
\sum\limits^{L-1}_{\ell =0}R_{\ell
k}\left(\sum\limits^{N-1}_{n=0}\hat{G}^{*}_{\ell k}
\;
B_{nk}\right)
Las señales \Lambda^{(D)}_{k} pueden ser usadas
por un detector/decodificador de Viterbi para recuperar los símbolos
desconocidos (datos) emitidos durante un período de control de
potencia, cuando haya una codificación para proteger los datos.
Para la demodulación MDP2, las partes reales de
los signos \Lambda^{(D)}_{k} bastan para la decodificación,
desempeñando el papel de salidas ponderadas.
Además, para una modulación MDP2 no codificada
con símbolos desconocidos adoptando equiprobablemente los valores
+\sqrt{E_{k}} y -\sqrt{E_{k}}, la decisión sobre el símbolo
A_{k} es dada simplemente por:
\hat{A}_{k} = signo \; de \;
\Re
e\{\Lambda^{(D)}_{k}\}
La invención que se ha descrito puede ser puesta
en práctica en cualquier división de los símbolos de referencia, los
cuales pueden ser agrupados o repartidos de cualquier manera. La
presente invención puede, en particular, ser puesta en práctica con
la división particular descrita y reivindicada en la solicitud de
patente francesa presentada por el presente solicitante el mismo día
de presentación de la presente solicitud, y que se titula
"Procédés de communications numériques CDMA à répartition des
symboles de référence".
El funcionamiento del receptor de la invención ha
sido simulado conforme a una vía de acceso de 8 kbps en la conexión
ascendente del sistema CDMA del UMTS. Los símbolos de datos y de
control son multiplexados respectivamente en los componentes en fase
(I) y en cuadratura (Q) de la señal modulada transmitida.
El factor de ensanchamiento de los símbolos de
control era el doble del de los símbolos de datos. La
duración
de un período de control de potencia era de 0,625 ms y contenía N_{D}=20 símbolos de datos de período
T_{D}=31,25 \mus y N_{C}=10 símbolos de control de período T_{C}=62,5 \mus. Las posiciones temporales de estos últimos vienen dadas por:
de un período de control de potencia era de 0,625 ms y contenía N_{D}=20 símbolos de datos de período
T_{D}=31,25 \mus y N_{C}=10 símbolos de control de período T_{C}=62,5 \mus. Las posiciones temporales de estos últimos vienen dadas por:
P_{i} = (i+1/2)T_{D},
\;i = 0, 1, ...,
N_{D-1}
para los símbolos de datos y
por
P_{i} =
(i-N_{D}+1/2)T_{c}, \; i = N_{D}+1, ...,
N-1
para los símbolos de control. Estos últimos
incluyen N_{p}=6 símbolos pilotos que se suponen reagrupados al
inicio de cada período de control de potencia. Por otro lado, se ha
supuesto que la potencia media de los símbolos de datos era el doble
de la de los símbolos de control. La energía media recibida
\upbar{E} es por tanto idéntica para todos los símbolos recibidos
y
verificada:
\overline{E}=
\left(\sum\limits^{L-1}_{\ell =0}\phi_{\ell}
(0)\right)E_{k}, \; k = 0, 1, ...,
N-1.
Se supone que el terminal se desplaza a una
velocidad de 500 km/h y usa una frecuencia portadora de 1,92 Ghz. El
ensanchamiento Doppler correspondiente a estas condiciones es de
1,778 kHz. Se supone que el canal posee L=3 trayectos con misma
potencia media.
Se han comparado los resultados de un receptor
según la invención conforme a estas hipótesis con los de dos
receptores clásicos usados en los receptores CDMA. El primero usa el algoritmo de estimación por cálculo de la media, que compensa la modulación sufrida por las muestras recibidas correspondientes a los símbolos pilotos y adopta la media de las mismas como estimación del canal multitrayecto. El segundo usa el algoritmo de estimación lineal que compensa igualmente la modulación de las muestras de los símbolos pilotos, pero efectúa una interpolación y/o una extrapolación lineal del canal según el criterio de error cuadrático medio mínimo (EQMM).
receptores clásicos usados en los receptores CDMA. El primero usa el algoritmo de estimación por cálculo de la media, que compensa la modulación sufrida por las muestras recibidas correspondientes a los símbolos pilotos y adopta la media de las mismas como estimación del canal multitrayecto. El segundo usa el algoritmo de estimación lineal que compensa igualmente la modulación de las muestras de los símbolos pilotos, pero efectúa una interpolación y/o una extrapolación lineal del canal según el criterio de error cuadrático medio mínimo (EQMM).
La comparación se efectúa mediante la evolución
de la tasa de error binario (TEB) bruta (sin tener en cuenta una
eventual codificación correctora de errores) para los símbolos
pilotos repartidos o agrupados al usar los tres
algoritmos de estimación de canal propuestos (según la invención, por cálculo de la media o por estimación
lineal).
algoritmos de estimación de canal propuestos (según la invención, por cálculo de la media o por estimación
lineal).
En la figura 4, la tasa de error binaria es
representada en función de \upbar{E}/I_{0} (relación entre la
energía media recibida por símbolo y el nivel de ruido), y en la
figura 5, esta misma tasa en función de la posición de los símbolos
de datos dentro de un período de control de potencia, por
\upbar{E}/I_{0} = 10 dB. En estas dos figuras, las referencias de
las curvas corresponden a las siguientes características:
- 40, 50: estimación mediante cálculo de la
media, símbolos pilotos agrupados,
- 41, 51: estimación mediante cálculo de la
media, símbolos pilotos repartidos,
- 42, 52: estimación lineal, símbolos pilotos
agrupados,
- 43, 53: estimación según la invención, símbolos
pilotos agrupados,
- 44, 54: estimación lineal, símbolos pilotos
repartidos,
- 45, 55: estimación según la invención, símbolos
pilotos repartidos,
- 46: curva teórica, canal perfectamente
conocido.
Estos resultados demuestran que el receptor según
la invención facilita en todos los casos mejores resultados que los
dos otros receptores clásicos. Las dos curvas más próximas a la
curva teórica corresponden a la invención.
A modo de ejemplo, para una TEB bruta de
2.10^{-2} y unos símbolos pilotos agrupados, el receptor según la
invención garantiza una ganancia en \upbar{E}/I_{0} del orden de 3
dB respecto al más favorable de los receptores clásicos.
Claims (4)
1. Receptor de señales de radiocomunicaciones de
tipo CDMA, habiendo sido obtenidas dichas señales a partir de
símbolos de espectro ensanchado mediante secuencias seudoaleatorias,
siendo luego dichas señales propagadas en una pluralidad de
trayectos, incluyendo este receptor:
- medios (12_{0}, ..., 12_{\ell}, ...,
12_{L-1}) para restituir, para cada símbolo, L
señales desensanchadas, correspondientes a L trayectos
diferentes,
- medios (14_{0}, ..., 14_{\ell}, ...,
14_{L-1}) para calcular L estimaciones de los L
trayectos,
- medios de demodulación (16_{0}, ...,
16_{\ell}, ..., 16_{L-1}) para procesar cada una
de las L señales desensanchadas mediante las L estimaciones
correspondientes para obtener las contribuciones de los trayectos
L,
- un sumador (18) para calcular la suma de dichas
L contribuciones y proporcionar una estimación del símbolo
recibido,
- un circuito de decisión (20) respecto al
símbolo recibido a partir del valor de la estimación facilitada por
el sumador,
estando dicho receptor caracterizado
porque:
a) procesa paquetes de N símbolos, incluyendo
cada paquete símbolos de datos y símbolos de control, estando cada
símbolo identificado por el rango k que ocupa en el paquete, estando
k comprendido entre 0 y N-1,
b) para cada trayecto, identificado por un índice
\ell, estando \ell comprendido entre 0 y L-1, y
para cada paquete, el receptor considera un vector C_{\ell} de N
componentes que caracteriza el trayecto durante dicho
paquete,
c) el receptor incluye los medios (30) para
definir una base de vectores B_{k}, siendo dichos vectores los N
vectores propios de la matriz
E[C_{\ell}C^{*T}_{\ell}],
estando cada vector C_{\ell} descompuesto en
esta base, constituyendo los coeficientes de la descomposición,
llamados G_{\ell k}, unas variables aleatorias gaussianas
independientes,
d) los coeficientes G_{\ell k} definen en cada
trayecto \ell un vector G_{\ell} con N componentes, siendo
capaces los medios de estimación (14_{\ell}) de estimar cada
vector G_{\ell} mediante un proceso iterativo basado en un
algoritmo de estimación-maximización (EM) basado en
un criterio de máxima probabilidad a posteriori.
2. Receptor según la reivindicación 1, en el
que:
a) la salida del sumador (18) es retroalimentada
a los medios de estimación (14_{\ell}),
b) los medios de estimación (14_{\ell}) son
empleados inicialmente (\Im_{0}) teniendo en cuenta los símbolos
de control contenidos en el paquete y que se dan por conocidos, lo
que permite obtener a la salida del sumador una primera estimación
de los símbolos de datos contenidos en el paquete, y dichos medios
de estimación (14_{\ell}), teniendo en cuenta a continuación (...,
\Im_{d}, \Im_{d+1}, ...), los símbolos estimados presentes a la
salida del sumador, y así sucesivamente, proporcionando finalmente
los medios de estimación, tras una última iteración (\Im_{D}) el
valor cuasi-óptimo (G^{(D)}_{\ell}) del vector G_{\ell}.
3. Procedimiento de recepción de señales de
radiocomunicación de tipo CDMA, habiendo sido obtenidas dichas
señales a partir de símbolos de espectro ensanchado mediante
secuencias seudoaleatorias, siendo luego dichas señales propagadas
en una pluralidad de trayectos, incluyendo este proceso de recepción
las siguientes operaciones:
- para cada símbolo, se restituyen L señales
desensanchadas correspondientes a L trayectos diferentes,
- se calculan L estimaciones de los L
trayectos,
- se demodula cada una de las L señales
desensanchadas mediante las L estimaciones correspondientes para
obtener las L contribuciones de los trayectos,
- se calcula la suma de dichas L contribuciones,
lo que proporciona una estimación del símbolo recibido,
- se toma una decisión respecto al símbolo
recibido a partir del valor de la estimación obtenida,
estando caracterizado este procedimiento
porque:
a) se procesan paquetes de N símbolos, incluyendo
cada paquete símbolos de datos y símbolos de control, estando cada
símbolo identificado por el rango k que ocupa en el paquete, estando
comprendido k entre 0 y N-1,
b) para cada trayecto, identificado por un índice
\ell, estando \ell comprendido entre 0 y L-1, y
para cada paquete, se considera un vector C_{\ell} de N
componentes que caracteriza el trayecto durante este
paquete,
c) se considera la matriz
E[C_{\ell}C^{*T}_{\ell}],
que posee N vectores propios indicados B_{k} y
se toman dichos vectores propios B_{k} como base, se descompone
cada vector C_{\ell} en esta base, constituyendo los coeficientes
de descomposición, llamados G_{\ell k}, unas variables aleatorias
gaussianas
independientes,
d) los coeficientes G_{\ell k} definen, para
cada trayecto \ell, un vector G_{\ell} de N componentes, y se
estima cada vector G_{\ell} mediante un proceso iterativo basado
en un algoritmo de estimación-maximización (EM)
basado en un criterio de máxima probabilidad a
posteriori.
4. Procedimiento según la reivindicación 3, en el
que el proceso iterativo es inicialmente puesto en práctica teniendo
en cuenta los símbolos de control contenidos en el paquete y que se
dan por conocidos, lo que permite obtener una primera estimación de
los símbolos de datos contenidos en el paquete, teniendo en cuenta
dicho proceso iterativo, a continuación, todos los símbolos del
paquete conforme a esta primera estimación, lo que permite obtener
una segunda estimación de los símbolos del paquete, y así
sucesivamente hasta que se obtenga una estimación satisfactoria de
G_{\ell}, que se usa para la demodulación.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9810578A FR2782585B1 (fr) | 1998-08-20 | 1998-08-20 | Recepteur en rateau iteratif et procede de reception correspondant |
| FR9810578 | 1998-08-20 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2209479T3 true ES2209479T3 (es) | 2004-06-16 |
Family
ID=9529793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES99939481T Expired - Lifetime ES2209479T3 (es) | 1998-08-20 | 1999-08-19 | Receptor tipo rastrillo iterativo y procedimiento de recepcion correspondiente. |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6674740B1 (es) |
| EP (1) | EP1105975B1 (es) |
| JP (1) | JP4142255B2 (es) |
| CN (1) | CN1130845C (es) |
| AR (1) | AR025266A1 (es) |
| DE (1) | DE69912448T2 (es) |
| ES (1) | ES2209479T3 (es) |
| FR (1) | FR2782585B1 (es) |
| WO (1) | WO2000011799A1 (es) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001203669A (ja) * | 2000-01-24 | 2001-07-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線基地局装置及び無線通信方法 |
| US6901120B2 (en) * | 2000-12-06 | 2005-05-31 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for iterative parameter estimation |
| US20020129159A1 (en) * | 2001-03-09 | 2002-09-12 | Michael Luby | Multi-output packet server with independent streams |
| JP3831229B2 (ja) * | 2001-10-31 | 2006-10-11 | 富士通株式会社 | 伝搬路特性推定装置 |
| US7308232B2 (en) * | 2002-06-21 | 2007-12-11 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for estimating a channel based on channel statistics |
| EP1447927A1 (en) * | 2003-02-17 | 2004-08-18 | France Telecom | Signal processing apparatus and method |
| MXPA06003071A (es) | 2003-09-26 | 2006-05-31 | Interdigital Tech Corp | Determinacion de factores de ganancia para la potencia de transmision inalambrica. |
| US7298799B1 (en) | 2004-03-08 | 2007-11-20 | Redpine Signals, Inc. | All-tap fractionally spaced, serial rake combiner apparatus and method |
| US7233777B2 (en) * | 2004-08-31 | 2007-06-19 | L-3 Integrated Systems Company | Separation of AM cochannel signals in an overloaded signal environment |
| US7957453B2 (en) * | 2008-03-20 | 2011-06-07 | Raytheon Company | Method for operating a rake receiver |
| US8599977B2 (en) * | 2008-10-24 | 2013-12-03 | Nec Corporation | Device and method for estimating doppler spread in a mobile communications terminal |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5442661A (en) * | 1993-08-13 | 1995-08-15 | Motorola Inc. | Path gain estimation in a receiver |
| KR950035142A (ko) * | 1994-03-10 | 1995-12-30 | 가나미야지 준 | 수신장치, 기지국 수신 시스템 및 이동국 수신시스템 |
| JP2974274B2 (ja) * | 1994-05-12 | 1999-11-10 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 送信電力制御方法および送信電力制御装置 |
| FI98108C (fi) * | 1995-05-17 | 1997-04-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä yhteyden laadun arvioimiseksi ja vastaanotin |
| US5790588A (en) * | 1995-06-07 | 1998-08-04 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Spread spectrum transmitter and receiver employing composite spreading codes |
| US5671221A (en) * | 1995-06-14 | 1997-09-23 | Sharp Microelectronics Technology, Inc. | Receiving method and apparatus for use in a spread-spectrum communication system |
| FR2737362B1 (fr) * | 1995-07-25 | 1997-10-10 | Matra Communication | Procede de selection des retards de propagation retenus pour recevoir des messages transmis par radiocommunication a etalement de spectre |
| US5692006A (en) * | 1995-07-31 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Adaptive despreader |
| US5737327A (en) * | 1996-03-29 | 1998-04-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for demodulation and power control bit detection in a spread spectrum communication system |
| FR2782587B1 (fr) * | 1998-08-20 | 2000-09-22 | France Telecom | Procedes de communications numeriques amrc a repartition des symboles de reference |
| FI106897B (fi) * | 1998-09-14 | 2001-04-30 | Nokia Networks Oy | RAKE-vastaanotin |
-
1998
- 1998-08-20 FR FR9810578A patent/FR2782585B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-08-13 US US09/373,626 patent/US6674740B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-08-19 ES ES99939481T patent/ES2209479T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-19 WO PCT/FR1999/002013 patent/WO2000011799A1/fr not_active Ceased
- 1999-08-19 EP EP99939481A patent/EP1105975B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-19 DE DE69912448T patent/DE69912448T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-19 CN CN99809793.4A patent/CN1130845C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-08-19 JP JP2000566960A patent/JP4142255B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-08-20 AR ARP990104195A patent/AR025266A1/es unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6674740B1 (en) | 2004-01-06 |
| EP1105975B1 (fr) | 2003-10-29 |
| JP4142255B2 (ja) | 2008-09-03 |
| EP1105975A1 (fr) | 2001-06-13 |
| FR2782585B1 (fr) | 2000-09-22 |
| AR025266A1 (es) | 2002-11-20 |
| JP2002523962A (ja) | 2002-07-30 |
| FR2782585A1 (fr) | 2000-02-25 |
| DE69912448T2 (de) | 2004-07-29 |
| WO2000011799A1 (fr) | 2000-03-02 |
| CN1130845C (zh) | 2003-12-10 |
| CN1320306A (zh) | 2001-10-31 |
| DE69912448D1 (de) | 2003-12-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2425014T3 (es) | Generación de valores suaves de baja complejidad para receptores MIMO JD-GRAKE | |
| ES2252249T3 (es) | Metodo de estimacion de un canal sometido a debilitamientos uniformes ("flat fading") en un sistema de comunicacion cdma y aparato para el mismo. | |
| ES2240785T3 (es) | Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales en un sistema mimo. | |
| JP3464002B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 | |
| US5450453A (en) | Method, apparatus and system for decoding a non-coherently demodulated signal | |
| Nassar et al. | Multi-carrier technologies for wireless communication | |
| ES2209479T3 (es) | Receptor tipo rastrillo iterativo y procedimiento de recepcion correspondiente. | |
| US5754599A (en) | Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system | |
| US5235621A (en) | Receiver systems | |
| Schramm | Analysis and optimization of pilot-channel-assisted BPSK for DS-CDMA systems | |
| CZ290425B6 (cs) | Komunikační systém s malými pozemskými stanicemi pro komunikaci prostřednictvím satelitu | |
| EP1243081B1 (en) | Spreading factor determination | |
| Schlegel et al. | Coded asynchronous CDMA and its efficient detection | |
| Moher | Multiuser decoding for multibeam systems | |
| Luo et al. | Error probability performance for W-CDMA systems with multiple transmit and receive antennas in correlated Nakagami fading channels | |
| Kusume et al. | Some aspects of interleave division multiple access in ad hoc networks | |
| Simon et al. | Bit error probability of noncoherent M-ary orthogonal modulation over generalized fading channels | |
| Dahlhaus et al. | Smart antenna concepts with interference cancellation for joint demodulation in the WCDMA UTRA uplink | |
| Agarwal et al. | Variable rate multicarrier schemes over integrated satellite-terrestrial system | |
| Roth et al. | 5G contender waveforms for low power wide area networks in a 4G OFDM framework | |
| Li et al. | Successive interference cancellation for DS-CDMA systems with transmit diversity | |
| Boyd et al. | A soft-decision scaling metric employing receiver statistics for direct-sequence spread-spectrum packet radio networks | |
| Moon et al. | Collaborative mitigation of partial-time jamming on nonfading channels | |
| Firmanto et al. | Code combining of Reed–Muller codes in an indoor wireless environment | |
| Shikida et al. | Iterative receiver employing multiuser detection and channel estimation for MIMO-OFDM IDMA |