ES2218498T3 - Receptor cdma multivia para señal piloto reducida. - Google Patents

Abstract

Un receptor de usuario móvil para comunicar por medio de una interfaz de aire de CDMA que utiliza una pluralidad de canales y una señal piloto para la recuperación de la desviación de la portadora durante la recepción, comprendiendo el receptor de usuario móvil; un filtro emparejado adaptativo para recibir señales de comunicación de CDMA desmoduladas y producir una señal filtrada utilizando una señal de ponderación; un receptor de rejilla para recibir señales de comunicación de CDMA desmoduladas y una señal de falso ruido generada para un canal seleccionado producir una señal de ponderación de filtro; medios para definir la señal de ponderación de filtro con una señal de corrección, produciendo la mencionada señal de corrección la señal de ponderación utilizada por el mencionado filtro emparejado adaptativo; un concentrador o desextendedor de canal para dicho canal seleccionado acoplado a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando el generador de señal de falso ruido para que dicho canal seleccionado produzca una señal de canal concentrada de dicho canal seleccionado; un concentrador de canal de piloto para un canal de piloto acoplado a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando un generador de señal de falso ruido para que dicho canal de piloto produzca una señal de piloto concentrada o no extendida de dicho canal de piloto; un procesador de decisión firme en asociación con un procesador de conjugado complejo para recibir la señal de canal de dicho canal seleccionado y producir dicha señal de corrección; y un bucle de fase enclavada que utiliza al menos dicha señal de piloto concentrada para producir una señal de corrección de fase que se aplica para producir señales de canal de fase corregida.

Description

Receptor CDMA multivía para señal piloto reducida.

Campo de la invención

La presente invención se refiere generalmente a comunicaciones digitales. Más específicamente, la invención se refiere a un sistema para, y a un método de, utilizar una interfaz de aire de acceso múltiple de división de código que reduce enormemente la potencia de señal requerida para el global y los pilotos asignados al mismo tiempo que mejora el funcionamiento utilizando la señal de trafico enclavada de cambio de fase de cuadratura (QPSK) para un canal particular para realizar la estimación del canal y la recuperación de portadora.

Descripción de la técnica anterior

La tecnología de comunicación más avanzada de hoy en día hace uso de la modulación digital de propagación de espectro o de acceso múltiple de división de código (CDMA). La propagación de espectro digital es una técnica de comunicación en la que los datos se transmiten con una banda ensanchada (propagación de espectro) modulando los datos a transmitir con una señal de falso ruido. El CDMA puede transmitir datos sin verse afectado por distorsión de señal o por una frecuencia de interferencia en la trayectoria de transmisión.

En la Figura 1 se muestra un sistema de comunicación simplificado de CDMA que implica un único canal de comunicación de un ancho de banda dado que se mezcla mediante un código de propagación que repite un esquema predeterminado generado por un generador de secuencia de falso ruido (pn). Con la secuencia pn se modula una señal de datos que produce una señal digital de propagación de espectro. Después se modula una señal portadora con la señal digital de propagación de espectro que establece una conexión hacia delante y se transmite. Un receptor desmodula la transmisión extrayendo la señal digital de propagación de espectro. Los datos transmitidos se reproducen después de correlacionarlos con la secuencia pn de establecimiento de correspondencia. El mismo proceso se repite para establecer un enlace inverso.

Durante una comunicación terrestre, una señal transmitida se perturba por reflexión debido al terreno variable y a condiciones ambientales y a obstrucciones hechas por el hombre. Esto produce una pluralidad de señales recibidas en el receptor con diferentes retardos de tiempo. Este efecto se conoce comúnmente como propagación de trayectorias múltiples. Por otra parte, cada trayectoria llega retardada al receptor con una amplitud y fase de portadora única.

Para identificar los componentes múltiples en la propagación de trayectorias múltiples, se deben determinar los retardos relativos y las amplitudes y las fases. Esa determinación se puede realizar con una señal de datos modulada, pero típicamente, se obtiene una reproducción más precisa al compararse con una señal sin modular. En la mayoría de los de los sistemas digitales de propagación de espectro es más eficaz utilizar una señal piloto individual sin modular de los datos transmitidos modulados asignando al piloto una secuencia pn individual. Una señal piloto global es mucho más válida en un sistema en el que se transmiten muchas señales desde una estación de base a múltiples usuarios.

En el caso de una estación de base que está transmitiendo muchos canales, la señal piloto global proporciona la misma secuencia piloto a la pluralidad de usuarios servidos por aquella estación de base particular y se utiliza para la adquisición inicial de un usuario individual y por el usuario para obtener las estimaciones de canal para una recepción coherente y para la recepción coherente de trayectorias múltiples y para la combinación de los componentes de trayectorias múltiples. No obstante, a la fuerza de señal requerida, la señal piloto global puede utilizar hasta el 10 por ciento de la capacidad de aire en dirección hacia delante.

Una distorsión similar de trayectorias múltiples afecta a una transmisión de enlace inverso de usuario a la estación de base. Introducir en cada señal individual de retorno de usuario un piloto asignado puede consumir hasta el 20 por ciento de la capacidad total de aire de canales inversos.

Sin estimación de fase y amplitud, se deben realizar técnicas de recepción no coherentes o diferencialmente coherentes. De acuerdo con esto, existe una necesidad para un sistema de desmodulación coherente que reduzca la capacidad de aire de las señales de piloto global y de piloto asignada mientras se mantiene el funcionamiento deseado de la interfaz de aire.

Sumario de la invención

La presente invención se refiere a un sistema de comunicación de propagación de espectro digital que emplea desmodulación coherente de trayectorias múltiples asistida por piloto con una reducción sustancial de gastos en el piloto global y piloto asignado. El sistema y el método utiliza una señal de datos modulada de QPSK por lo que se retiran los datos modulados y la portadora recuperada se utiliza para la estimación de amplitud de canal y de fase. La señal resultante no tiene modulación de datos y se utiliza como una señal de falso piloto. En conjunción con la señal de falso piloto se emplea un bucle de fase enclavada de múltiples entradas para eliminar además errores debidos a desviaciones de la portadora que utilizan una pluralidad de señales de falso piloto. Para resolver la ambigüedad de fase absoluta todavía se requiere una señal piloto, pero en una magnitud muy reducida.

De acuerdo con esto, un objeto de la presente invención es proporcionar un sistema de comunicación de acceso múltiple de división de código que reduzca la fuerza requerida de señal global y piloto asignada.

Un objeto adicional de la invención es reducir los niveles transmitidos de la global y piloto asignado de modo que consuman unos gastos insignificantes en la interfaz de aire al mismo tiempo que proporcionen la información necesaria para una desmodulación coherente.

Otros objetos y ventajas del sistema y método resultarán evidentes para los expertos en la técnica después de leer la descripción detallada de la realización preferida.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un diagrama de bloques simplificado de un sistema de comunicación de CDMA típico de la técnica anterior.

La Figura 2 es un diagrama de bloques detallado de un sistema de comunicación de B-CDMA^{TM}.

La Figura 3A es un trazado de una corriente de dígitos binarios en fase.

La Figura 3B es un trazado de una corriente de dígitos binarios en cuadratura.

La Figura 3C es un trazado de una secuencia de dígitos binarios de falso ruido (pn).

La Figura 4 es un diagrama de bloques detallado de la presente invención que utiliza una señal de falso piloto con corrección de desviación de portadora que se lleva a cabo en el nivel de circuito integrado.

La Figura 5 es un diagrama de bloques de un receptor de rejilla.

La Figura 6 es un diagrama de un símbolo \rho_{0} recibido en la constelación de QPSK que muestra una decisión firme.

La Figura 7 es un diagrama de un ángulo de corrección correspondiente al símbolo asignado.

La Figura 8 es un diagrama del error de símbolo resultante después de aplicar la correspondiente corrección al símbolo asignado.

La Figura 9 es un diagrama de bloques de un bucle de fase enclavada habitual.

La Figura 10 es un diagrama de bloque detallado de la presente invención que utiliza una señal de falso piloto con corrección de desviación de portadora llevada a cabo en el nivel de símbolo.

La Figura 11 es un diagrama de bloques detallado de la presente invención que utiliza una señal pseudo piloto y el MI-PLL, con corrección de desviación de portadora llevada a cabo a nivel de circuito integrado.

La Figura 12 es un diagrama de bloques del bucle de fase enclavada de entradas múltiples (MIPLL).

La Figura 13 es un diagrama de bloques detallado de la presente invención que utiliza una señal de falso piloto y el MI-PLL, con corrección de desviación de portadora llevada a cabo en el nivel de símbolo.

Descripción de las realizaciones preferidas

La realización preferida se describirá con relación a las figuras de dibujo en las que los mismos números representan a los mismos elementos a lo largo de ellas.

Un sistema de comunicaciones (25) B-CDMA^{TM}.como el mostrado en la Figura 2 incluye un transmisor (27) y un receptor (29), que puede residir bien en una estación de base o en un receptor de usuario móvil. El transmisor (27) incluye un procesador de señal (31) que codifica señales (33) de voz y no de voz en datos a varias velocidades de transmisión, por ejemplo, velocidades de transmisión datos de 8 kbps, 16 kbps, 32 kbps ó 64 kbps. El procesador de señal (31) selecciona una velocidad de transmisión de datos en función del tipo de señal o en respuesta a una velocidad establecida de transmisión de datos.

Mediante antecedentes, hay dos operaciones implicadas en la generación de una señal transmitida en un entorno de accesos múltiples. En primer lugar, la introducción de datos (33) que se puede considerar una señal modulada bi-fase se codifica utilizando la codificación de corrección anticipada de errores (FEC) (35). Por ejemplo, si se utiliza un código convolucional R = ½ , la señal de datos modulados bi-fase única se vuelve bi-variada o se hace dos señales moduladas bi-fase. Una señal se designa el canal I en fase (41a). La otra señal se designa el canal Q de cuadratura (41b). Un numero complejo tiene la forma (a+bj) donde (a) y (b) son números reales y (j^{2}=-1). Las señales bi-fase moduladas I y Q se refieren usualmente como de manipulación por desplazamiento de fase por cuadratura (QPSK). En la realización preferida, para una longitud obligada de K=7 y un código convolucional de velocidad de transmisión de R = ½ , los polinomios de generación de impulsos son G_{1}=171_{8} (37) y G_{2}=133_{8} (39).

En la segunda operación los dos datos o símbolos bi-fase modulados (41a), (41b) se propagan con una secuencia compleja de falso ruido (pn). Las señales resultantes propagadas I (45a) y Q (45b) se combinan en (53) con otras señales propagadas (canales) que tienen diferentes códigos de propagación, multiplicadas (mezcladas) con una señal portadora (51), y transmitida (55). La transmisión (55) puede contener una pluralidad de canales individuales con diferentes velocidades de transmisión de datos.

El receptor (29) incluye un desmodulador (57a), (57b) que mezcla la señal de banda ancha transmitida (55) con una portadora de frecuencia intermedia (59a), (59b). Una segunda conversión descendente reduce la señal a una banda básica. La señal de QPSK luego se filtra en (61) y se mezcla en (63a), (63b) con la secuencia pn compleja generada localmente en (43a), (43b) que empareja el conjugado del código complejo transmitido. Sólo las formas de onda originales que fueron propagadas por el mismo código en el transmisor (27) se concentrarán eficazmente. Otras tendrán la apariencia de ruido para el receptor (29). Los datos en (65a), (65b) se pasan luego a un procesador de señal (59) en el que se realiza la descodificación FEC de los datos codificados convolucionalmente.

Como se muestra en las Figuras 3A y 3B un símbolo de QPSK consta de un dígito binario de cada una de las dos señales de en-fase (I) y de cuadratura (Q). Los dígitos binarios pueden representar una versión cuantificada de una muestra analógica o de datos digitales. Se puede ver que la duración del símbolo (t_{s})gual a la duración del dígito binario.

Los símbolos transmitidos se propagan multiplicando la corriente de símbolo de QPSK por una secuencia pn compleja única. Las secuencias pn de I y Q están constituidas por una corriente de dígitos binarios generada a una velocidad de transmisión mucho más elevada, típicamente de 100 a 200 veces la velocidad de transmisión del símbolo. En la Figura 3C se muestra una de tal secuencia pn. La secuencia pn compleja se mezcla con la corriente de dígitos binarios de símbolo complejo que produce la señal propagada digital. Los componentes de la señal propagada se conocen como circuitos integrados que tienen una duración mucho menor (t_{c'}).

Cuando la señal se recibe y se desmodula, la señal de banda de base está en el nivel de circuito integrado. Ambos componentes de la señal I y Q se propagan utilizando la conjugada de la secuencia pn utilizada durante la propagación, devolviendo la señal al nivel de símbolo. No obstante, debido a la desviación de portadora, la corrupción de fase experimentada durante la transmisión se manifiesta por si misma distorsionando las formas de onda de los circuitos integrados individuales. Si la corrección de desviación de portadora se realiza al nivel de circuito integrado, se puede ver que la precisión total aumenta debido a la resolución inherente de la señal de nivel de circuito integrado. La corrección de desviación de portadora se puede realizar también a nivel de símbolo, pero con menos precisión total. No obstante, puesto que la velocidad de transmisión de símbolo es mucho menor que la velocidad de transmisión de circuito integrado, cuando la corrección se hace al nivel de símbolo se requiere menos velocidad total de procedimiento.

Las arquitecturas de sistema para receptores se instruyeron de acuerdo con el sistema y método de la presente invención para no requerir seguir señales piloto de gran magnitud. Los siguientes sistemas sustituyen el filtrado, la concentración y el procesamiento de señal mostrados en la Figura 2. Los sistemas se implementan con correcciones de desviación de portadora en los dos niveles de circuito integrado y de símbolo.

Como se ve en la Figura 4, se muestra un receptor que utiliza el sistema (75) y el método de la presente invención. Una señal (77) de espectro de propagación digital de banda de base compleja compuesta por componentes de en-fase y de fase de cuadratura se introduce y se filtra utilizando un filtro emparejado adaptativo (AMF) (79) u otros medios de filtrado adaptativo. El AMF (79) es un filtro transversal (respuesta finita de impulsos) que utiliza coeficientes de filtro (81) para cubrir replicas retrasadas de la señal recibida (77) una sobre otra para proporcionar una señal filtrada (83) que tiene una relación aumentada de señal a ruido (SNR). La salida (83) del AMF (79) está acoplada a una pluralidad de concentradores de canal (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}) y a un concentrador de piloto (87). En la realización preferida, n=3. La señal piloto (89) se concentra o se desextiende con un concentrador (89) independiente y la secuencia pn (91) contemporánea con los datos transmitidos (77) se asigna a canales que se concentran en (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}) con secuencias (95_{1}, 95_{2}, 95_{n}) de ellos mismos. Después de concentrase los canales de datos (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}), las corrientes de dígitos binarios (95_{1}, 95_{2}, 95_{n}) se acoplan a descodificadores Viterbi (97_{1}, 97_{2}, 97_{n}) y a salidas (99_{1}, 99_{2}, 99_{n}).

Los coeficientes de filtro (81), o pesos, utilizados para ajustar el AMF (79) se obtienen por la desmodulación de las trayectorias de propagación de trayectorias múltiples individuales. Esta operación se realiza por un receptor de rejilla (101). El uso de un receptor de rejilla (101) para compensar la distorsión de trayectorias múltiples es bien conocido por los expertos en las técnicas de comunicación.

Como se muestra en la Figura 5, el receptor de rejilla (101) consiste en una combinación paralela de desmoduladores de trayectoria ("dedos") (103_{0}, 103_{1}, 103_{2}, 103_{n}) que desmodulan un componente particular de trayectorias múltiples. El bucle de la secuencia piloto de seguimiento de un desmodulador particular se inicia por la estimación del tiempo de una trayectoria dada como se determina por una secuencia pn (105). En la técnica anterior se utilizó una señal piloto para concentrar las señales individuales de la rejilla. En esta realización de la presente invención la secuencia pn (105) puede pertenecer a cualquier canal (93_{1}) del sistema de comunicación. Típicamente se utiliza el canal con la mayor señal recibida.

Cada desmodulador de trayectoria incluye un mezclador complejo (107_{0}, 107_{1}, 107_{2}, 107_{n}) y una viga y pestillo (109_{0}, 109_{1}, 109_{2}, 109_{n}). Para cada elemento de rejilla, la secuencia pn (105) se retrasa \tau (111_{1}, 111_{2}, 111_{n}) por un circuito integrado y se mezcla en (107_{1}, 107_{2}, 107_{n}) con la señal (113) propagada de espectro de banda de base concentrando por consiguiente cada señal. Cada producto de multiplicación se introduce en un acumulador (109_{0}, 109_{1}, 109_{2}, 109_{n}) en el que se suma al producto anterior y se cierra después del siguiente símbolo de ciclo de reloj. El receptor de rejilla (101) proporciona valores de trayectoria relativos para cada componente de trayectoria múltiple. La pluralidad de salidas de n-dimensiones (115_{0}, 115_{1}, 115_{2}, 115_{n}) proporcionan estimaciones de la respuesta de impulso del canal muestreado que contienen un error de fase relativo de 0º, 90º, 180º ó 270º.

Volviéndo a hacer referencia a la Figura 4, la pluralidad de salidas del receptor de rejilla están acopladas a un mezclador complejo de n-dimensiones (117). Mezclado con cada salida (115) de receptor de rejilla (101) hay una corrección para eliminar el error de fase relativo contenido en la salida de la rejilla.

Una señal piloto es también una señal de QPSK compleja, pero con el componente de cuadratura fijado a cero. La señal de corrección de error (119) de la presente invención se deriva a partir del canal de concentrado (95_{1}) realizando primero una decisión firme. (121) en cada uno de los símbolos de la señal concentrada (95_{1}). Un procesador de decisión firme (121) determina la posición de constelación de QPSK que es la más próxima al valor de símbolo concentrado.

Como se muestra en la Figura 6 el procesador de distancia Euclidiana compara un símbolo recibido \rho_{0} de canal 1 a los cuatro puntos de constelación de QPSK (x_{1,1'}, x_{-1, 1',}x_{-1,-1'}, x_{1,-1'}). Es necesario examinar cada símbolo recibido \rho_{0} debido a corrupción durante la transmisión (55) por ruido y distorsión, bien por trayectorias múltiples o por radio frecuencia. El procesador de decisión firme (121), calcula las cuatro distancias (d_{1}, d_{2}, d_{3}, d_{4}) a cada cuadrante desde el símbolo recibido \rho_{0} y elige la distancia más corta (d2) y asigna la posición de aquel símbolo (x_{-1, 1'}). Las coordenadas del símbolo original \rho_{0} se desechan.

Volviendo a hacer referencia a la Figura 4, después de experimentar cada decisión firme de símbolo (121), se determinan los conjugados complejos (123) para cada salida de símbolo (125). Un conjugado complejo es uno de un par de números complejos con partes reales idénticas y con partes imaginarias que solo difieren en el signo.

Como se muestra en la Figura 7 un símbolo se desmodula o se deshace su rotación determinando en primer lugar el conjugado complejo de las coordenadas (x_{-1, -1'}) que forma la señal de corrección (119) que se utiliza para eliminar el error de fase relativo contenido en la salida de rejilla. Así, se deshace de manera efectiva la rotación de la salida de rejilla, mediante el ángulo asociado con la decisión firme que elimina el error de fase relativo. Esta operación proporciona efectivamente una rejilla que se acciona por una señal piloto, pero sin una referencia de fase absoluta.

Volviéndo a hacer referencia a la Figura 4, la salida (119) del conjugado complejo (123) está acoplada a un mezclador complejo de n-dimensiones (117) donde cada salida del receptor de rejilla (101) se mezcla con la señal de corrección (119). Los productos resultantes (127) son estimaciones ruidosas de la respuesta de impulso de canal \rho_{1}, como se muestra en la Figura 8. El error mostrado en la Figura 8 se indica por una distancia en radianes de \pi/6 desde el eje en fase.

Volviendo a hacer referencia a la Figura 4, las salidas (129) del mezclador complejo de n-dimensiones (117) se acoplan a un estimador de canal de n-dimensiones (131). El estimador de canal (131) es una pluralidad de filtros de paso pequeño que filtran cada componente de trayectoria múltiple. Las salidas del mezclador de n-dimensiones (117) están acopladas al AMF (79). Estas señales actúan como los ponderadores de filtro del AMF (79). El AMF (79) filtra la señal de banda de base para compensar la distorsión de canal debida a trayectorias múltiples sin que se requiera una señal piloto de gran magnitud.

Los receptores de rejilla (101) se utilizan conjuntamente con circuitos de bucles de fase enclavada (PLL) (133), para eliminar la desviación de portadora. La desviación de portadora se produce como un resultado del desemparejamiento de componente transmisor/receptor y otra distorsión de RF. La presente invención (75) requiere que se produzca una señal piloto (135) de bajo nivel concentrando en (87) el piloto a partir de la señal de banda de base (77) con una secuencia (p_{n}) piloto (91). La señal piloto se acopla a una entrada sencilla de PLL (133). El PLL (133) mide la diferencia de fase entre la señal piloto (135) y una fase de referencia de 0. La señal piloto concentrada (135) es la señal de error actual acoplada al PLL (133).

En la Figura 9 se muestra un PLL habitual (133). El PLL (133) incluye un analizador de tangente inversa o arco tangente (136), un filtro complejo (137), un integrador (139) y un convertidor de fase a número complejo (141). La señal piloto (135) es la entrada de señal de error al PLL (133) y está acoplada al filtro complejo (137). El filtro complejo (137) incluye dos etapas de ganancia, un integrador (145) y un sumador (147). La salida del filtro complejo está acoplada al integrador (139). La integral de frecuencia es fase, que se saca en (139) hacia el convertidor (141). La salida de fase (140) está acoplada a un convertidor (141) que convierte la señal de fase en una señal compleja (151) para mezclarla con la señal de banda de base (77). Puesto que las operaciones aguas arriba son conmutativas, la salida (149) del PLL (133) es también el bucle de realimentación hacia el interior del sistema (75).

Implementando la decisión firme (121) y deshaciendo la rotación (123) de la modulación de datos, el procedimiento proporciona una estimación de canal sin la utilización de una señal piloto grande. Si se produce un error durante el proceso de decisión firme y el cuadrante del símbolo de datos recibido no está asignado correctamente, el proceso sufre un error de fase. No obstante, la probabilidad de error de fase es reducida, debido al aumento de la relación de señal a ruido del canal de trafico. Los errores que se producen se filtran durante los procesos de estimación de canal y de recuperación de portadora. El canal de tráfico es aproximadamente 6 db más fuerte (2x) que el nivel del piloto concentrado.

Como se ha descrito anteriormente, la presente invención se puede realizar con corrección de desviación de portadora en el nivel de símbolo. En la Figura 10 se muestra una realización alternativa que se ha llevado a cabo en el nivel de símbolo. La diferencia entre los procedimientos de circuito integrado y de nivel de símbolo se produce cuando se combina la salida del PLL habitual (133). Al nivel de símbolo la salida del PLL (140) no experimenta conversión de circuito integrado (141) y se introduce en el ponderador de AMF (79) detrás del receptor de rejilla (101) mediante otro mezclador de n-dimensiones (153). El realimentador de corrección de fase 140 debe mezclarse también en (154_{1}, 154_{2}, 154_{n}) con las salidas (95_{1}, 95_{2}, 95_{n}) de cada uno de la pluralidad concentradores de canal (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}) y mezclarse en (156) con la salida (135) de concentrador de piloto (87).

Como se muestra en la Figura 11, otra realización alternativa utiliza una variación de realizaciones anteriores por lo que después de concentrar y deshacer la rotación en una cantidad de radianes igual al complejo conjugado, se ocasiona una decisión firme en cada símbolo recibido. La solución alternativa (193) utiliza una pluralidad de concentradores de canal (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}) y el concentrador de piloto (87) como entradas a un bucle de fase enclavada (MIPLL) (157) múltiple, mostrado en la Figura 12. Dado que cada uno de los canales concentrados (95_{1}, 95_{2}, 95_{n}) contiene una representación ambigua de la señal piloto, se requiere una señal piloto pequeña (135) para que sirva como una referencia absoluta. Los símbolos concentrados de todos los canales en conjunción con la señal concentrada de la señal piloto pequeña se introducen en el MIPLL (157).

Haciendo referencia a la Figura 12, la salida de cada canal (95_{1}, 95_{2}, 95_{n}) está acoplada a una operación (159_{1}, 159_{2}, 159_{n}) de decisión firme/conjugado complejo. Los de falso pilotos suprimidos de rotación (161_{1}, 161_{2}, 161_{n}) luego se mezclan con los símbolos retardados produciendo un error de tensión complejo (163_{1}, 163_{2}, 163_{n}). El error (165_{1}, 165_{2}, 165_{n}) se introduce en un convertidor (167_{1}, 167_{2}, 167_{n}, 167_{n+1}) que toma un arco tangente que convierte el numero complejo en un error de fase (169_{1}, 169_{2}, 169_{n}, 169_{n+1}). Cada error de fase se introduce dentro de un combinador de posibilidades máximas (171) que asigna varias ponderaciones a la pluralidad de entradas y produce una salida de suma. En la suma también se incluye la fase (169_{n+1}) de la señal piloto pequeña que se concentra en (135) y se convierte en (167_{n+1}). La ponderación de la señal piloto pequeña se puede enfatizar dado que su fase no es ambigua.

La salida del combinador (173) es la estimada de desviación de la portadora y está acoplada a un filtro complejo (175) y acoplada a un integrador (177). Todos los canales contribuyen a la estimación de frecuencia de desviación de portadora con la eliminación del error de fase absoluto por la señal piloto que no es ambigua. El integrador acumula la historia de la señal sumada sobre muchas muestras. Después de la integración, la estimación del error de fase se suministra en (179) convertida en una tensión compleja y en una salida (183).

Volviendo a hacer referencia a la Figura 11, la salida (183) del MIPLL (157) está acoplada a un mezclador complejo (185) aguas arriba del receptor de rejilla. Esto completa la realimentación de error para el MIPLL (157). Aun cuando esta realización requiere recursos y complejidad adicional, la arquitectura del MIPLL (157) se puede implementar y ejecutar eficazmente en un procesador de señal digital (DSP).

Haciendo ahora referencia a la realización alternativa (195) mostrada en la Figura 13, esta realización (195) mezcla la salida del MIPLL (157) al nivel de símbolo. El MIPLL (157) se mezcla (197) con la salida del receptor de rejilla (101). Como se describe más arriba, la salida del receptor de rejilla (101) está al nivel de símbolo. La conversión (181) de símbolo a circuito integrado en la arquitectura del MIPLL (157) está desactivada. Dado que la salida (183) del MIPLL (157) está mezclada con las salidas de la rejilla (101) que se utilizan solamente para las ponderaciones del AMF (79), la corrección de fase para la desviación de la portadora se debe añadir a la porción del receptor que procesa los datos de trafico. Por tanto se requiere una pluralidad de mezcladores (199_{1}, 199_{2}, 199_{n}) aguas abajo de cada concentrador de canal (85_{1}, 85_{2}, 85_{n}) y un mezclador (193) aguas abajo del concentrador de piloto (87) para mezclar la salida corregida de fase (183) (al nivel de símbolo) como realimentación hacia el interior del sistema.

La presente invención mantiene la señal piloto transmitida a un nivel bajo para proporcionar una referencia de fase absoluta al mismo tiempo que reduce la interferencia piloto y aumenta la capacidad de aire. El efecto neto es la eliminación virtual del piloto.

Claims (14)

1. Un receptor de usuario móvil para comunicar por medio de una interfaz de aire de CDMA que utiliza una pluralidad de canales y una señal piloto para la recuperación de la desviación de la portadora durante la recepción, comprendiendo el receptor de usuario móvil;

un filtro emparejado adaptativo para recibir señales de comunicación de CDMA desmoduladas y producir una señal filtrada utilizando una señal de ponderación;

un receptor de rejilla para recibir señales de comunicación de CDMA desmoduladas y una señal de falso ruido generada para un canal seleccionado producir una señal de ponderación de filtro;

medios para definir la señal de ponderación de filtro con una señal de corrección, produciendo la mencionada señal de corrección la señal de ponderación utilizada por el mencionado filtro emparejado adaptativo;

un concentrador o desextendedor de canal para dicho canal seleccionado acoplado a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando el generador de señal de falso ruido para que dicho canal seleccionado produzca una señal de canal concentrada de dicho canal seleccionado;

un concentrador de canal de piloto para un canal de piloto acoplado a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando un generador de señal de falso ruido para que dicho canal de piloto produzca una señal de piloto concentrada o no extendida de dicho canal de piloto;

un procesador de decisión firme en asociación con un procesador de conjugado complejo para recibir la señal de canal de dicho canal seleccionado y producir dicha señal de corrección; y

un bucle de fase enclavada que utiliza al menos dicha señal de piloto concentrada para producir una señal de corrección de fase que se aplica para producir señales de canal de fase corregida.

2. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 1, en el que cada uno de la pluralidad de canales es una señal modulada compleja, bifásica, constituida de símbolos que incluyen componentes en-fase y en cuadratura que representan datos, dicho procesador de decisión firme compara cada símbolo de señal de canal concentrada con uno de los cuatro puntos posibles de constelación de cuadratura y asigna cada uno de dichos símbolos a un punto de constelación más próximo, y dicho procesador de complejo conjugado suprime la rotación de cada uno de dichos símbolos determinando el complejo conjugado de cada uno de dichos puntos asignados para producir dicha señal de corrección.

3. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 2, en el que dicha señal de corrección de fase de bucle de fase enclavada está a nivel de circuito integrado y se aplica a dichas señales desmoduladas de comunicación de CDMA.

4. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 3, que comprende además una pluralidad de concentradores de canal, estando acoplado cada uno de ellos a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando cada uno de ellos un generador de señal de falso ruido asociada para producir una pluralidad de señales de canal concentradas.

5. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 4, en el que el número de concentradores de canal es tres.

6. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 4, en el que dicho bucle de fase enclavada comprende además una pluralidad de entradas que se corresponde con dicha pluralidad de concentradores de canal.

7. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 6, en el que dicho bucle de fase enclavada comprende además:

un procesador de decisión firme en asociación con un procesador complejo conjugado con un bucle de retroacción local para cada una de dichas entradas de concentrador de canal correspondientes para producir una señal estimada de error para una señal de canal respectiva;

estando cada una de dicha señal de estimación de error y dicha señal piloto de concentrador acopladas a un procesador de arco tangente para producir una señal de corrección de fase correspondiente; y

produciendo dichas señales de corrección de fase de canal y de piloto, acopladas a un combinador de máximas posibilidades, una señal de corrección de combinación acoplada a un integrador para producir dicha señal de corrección de fase.

8. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 7, en el que el número de concentradores de canal es tres.

9. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 2, en el que la señal de corrección de fase de dicho bucle de fase enclavada está a un nivel de símbolo y se aplica a dicha señal de ponderación de filtro y a dichas señales de canal concentradas de dichos concentradores de canal y de piloto.

10. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 9, que comprende además una pluralidad de concentradores de canal, acoplados cada uno de ellos a la salida de dicho filtro emparejado adaptativo para concentrar dicha señal filtrada utilizando un generador de señal de ruido falso asociada para producir una pluralidad de señales de canal concentradas.

11. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 10, en el que el número de concentradores de canal es tres.

12. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 10, en el que dicho bucle de fase enclavada comprende además una pluralidad de entradas de señal que corresponden a dicha pluralidad de concentradores de canal.

13. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 12, en el que dicho bucle de fase enclavada comprende además:

un procesador de decisión firme en asociación con un procesador de complejo conjugado con un bucle de retroacción local para cada una de las entradas de señal de dicha pluralidad, produciendo cada una de ellas una estimación de error para una señal de canal respectiva.;

produciendo cada una de dichas estimaciones de error de canal y de dicha señal piloto de concentrador acopladas a un procesador de arco tangente, como salida, una señal de corrección de fase de canal; y

produciendo dichas señales de corrección de fase de canal y piloto acopladas a un combinador de probabilidad máxima, una señal de corrección de combinación acoplada a un integrador para producir dicha señal de corrección de fase.

14. El receptor de usuario móvil según la reivindicación 13, en el que el número de concentradores de canal es tres.