ES2233356T3 - Procedimiento para establecer o determinar una secuencia de señales, procedimiento para la sincronizacion , estacion de base y estacion movil. - Google Patents
Procedimiento para establecer o determinar una secuencia de señales, procedimiento para la sincronizacion , estacion de base y estacion movil.Info
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Abstract
Procedimiento para la sincronización entre una estación de base (BS) y una estación móvil (MS), - en el que una secuencia de señales K(i) de la longitud 256 es emitida por la estación de base (BS), que puede obtenerse tal que una segunda secuencia parcial de señales K2(k) de la longitud n2 = 16, se repite n1 = 16 veces y se modula entonces con la primera secuencia parcial de señales k1(j) de la longitud n1 = 16, rigiendo: K(i) = K2(i mod n2) K1(i div n2), para i = 0...n1n2-1 - siendo al menos una de las secuencias parciales de señales una secuencia Golay Xn(k) de la longitud nx = n1 = 16, que puede formarse mediante la siguiente relación: X0 (k) = (k) X¿0 (k) = (k) Xn (k) = Xn-1 (k) + Wn u X¿n-1 (k-Dn) X¿n (k) = Xn-1 (k) - Wn u X¿n-1 (k-Dn) k = 0, 1, 2, ..., 2NX-1 n = 1, 2, ..., NX Dn = 2Pn con nx = 16 = 2NX NX = 4 (k) función delta de Kronecker, - tomándose la permutación P1, P2, P3, P4 utilizada para la formación de una secuencia parcial de señales y la magnitud unitaria W1, W2, W3, W4 dela siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación (P1 P2 P3 P4, W1 W2 W3 W4).
Description
Procedimiento para establecer o determinar una
secuencia de señales, procedimiento para la sincronización,
estación de base y estación móvil.
La invención se refiere a un procedimiento para
la sincronización de una estación de base con una estación móvil,
una estación de base y una estación móvil.
En sistemas de transmisión de señales, como por
ejemplo sistemas de telefonía móvil, es necesario que uno de los
interlocutores de la comunicación (primera unidad de transmisión)
reconozca determinadas señales previamente fijadas que son emitidas
por otro interlocutor de la comunicación (segunda unidad de
transmisión). Al respecto puede tratarse por ejemplo de los llamados
bursts de sincronización (bloques de radio de sincronización) para
la sincronización de dos interlocutores de sincronización, como por
ejemplo estaciones de radio o bien tratarse de los llamados bursts
(bloques) de acceso.
Para poder detectar e identificar tales señales
de recepción con respecto a los ruidos del entorno de manera fiable,
es conocida la práctica de correlar continuamente la señal recibida
durante un periodo de tiempo determinado con una secuencia de
señales predeterminada y formar la suma de correlación durante el
periodo de tiempo de la secuencia de señales predeterminada. La zona
de la señal recibida que da lugar a una suma de correlación máxima,
se corresponde con la señal buscada. La señal de sincronización de
la estación de base de un sistema de telefonía móvil digital lleva
por ejemplo preconectada una secuencia de señales como la llamada
secuencia de ejercicio, que se detecta o calcula de la forma que se
acaba de describir en la estación móvil mediante correlación con la
secuencia de señales memorizada. Así pueden sincronizarse las
estaciones móviles con la estación de base.
También en la estación de base son necesarios
tales cálculos de correlación, por ejemplo en una detección de canal
de acceso aleatorio
(Random-Access-Channel, RACH).
Además, se realiza un cálculo de correlación también para la
determinación de la respuesta del impulso de canal y de los tiempos
de recorrido de señal de los bloques (bursts) de señal
recibidos.
La suma de correlación se calcula entonces como
sigue:
Sm =
\sum\limits^{n-1}_{i=0}E(i + m)*
K(i)
siendo E(i) una secuencia de
señales recibidas derivada de la señal recibida y K(i) la
secuencia predeterminada de señales, corriendo i desde 0 hasta
n-1. La suma de correlación Sm se calcula una tras
otra para varias secuencias de señales E(i) decaladas en el
tiempo y obtenidas a partir de la señal recibida, determinándose a
continuación el valor máximo de Sm. Cuando han de calcularse k sumas
de correlación una tras otra, entonces el coste de cálculo es de k *
n operaciones, contándose una multiplicación y adición juntamente
como una
operación.
El cálculo de las sumas de correlación es por lo
tanto muy costoso y exige, en particular en aplicaciones de tiempo
real, como en comunicación de voz o telefonía de imagen o bien en
sistemas CDMA, procesadores potentes y por lo tanto costosos, que
necesitan en el cálculo un elevado consumo de corriente. Por ejemplo
para la sincronización del sistema de telefonía móvil UMTS que se
encuentra en la estandarización, hay que calcular una secuencia de
señales conocida de la longitud de 256 chips (en CDMA se llama a un
bit transmitido también chip). La secuencia se repite cada 2560
chips. Puesto que la estación móvil trabaja al principio
asíncronamente respecto a los impulsos de chip, la señal recibida ha
de ser sobreexplorada para, incluso en una situación desfavorable de
exploración, obtener todavía una señal suficiente. Esto da lugar,
debido a la exploración de los componentes I y Q, a 256*2560*2*2 =
2621440 operaciones.
Por la WO 96 39749 A se conoce la práctica de
transmitir una secuencia de sincronización, siendo el propio chip de
la secuencia una secuencia.
Por "Srdjan Budisin: Las secuencias
complementarias Golay son superiores a las secuencias PN,
Actuaciones de la Conferencia Internacional de Ingeniería de
Sistemas, US, Nueva York, IEEE, vol. -, 1992, págs.
101-104, XP 000319401 ISBN:
0-7803-0734-8" se
conoce la utilización, como alternativa a secuencias PN, de
secuencias Golay.
Por "Budisin S Z: ``Nuevos pares
complementarios de secuencias'' Electronics Letters, GB, IEE
Stevenage, vol. 26, nº 13, 21 junio 1990
(1990-06-21), págs.
881-883, XP000107922 ISSN:
0013-5194", se conoce la práctica de formar
recurrentemente pares de secuencias Golay complementarias.
La invención tiene como tarea básica indicar
procedimientos para la sincronización de una estación de base con
una estación móvil, una estación de base y una estación móvil que
permitan una sincronización fiable y económica de una estación de
base con una estación móvil.
Esta tarea se resuelve mediante las
particularidades de las reivindicaciones independientes.
Perfeccionamientos al respecto se deducen de las reivindicaciones
secundarias.
La invención se basa ante todo en la idea de
utilizar para la sincronización secuencias de señales que pueden
formarse repitiendo n1 veces una segunda secuencia parcial de
señales de la longitud n2, modulando entonces con la primera
secuencia de señales (longitud n1) y siendo al menos una de las
secuencias parciales de señales una secuencia Golay, también
denominada a menudo secuencia complementaria Golay. De esta manera
pueden formarse secuencias de señales que, cuando las mismas están
contenidas en una secuencia de señales de recepción, pueden
calcularse fácilmente. En particular, es ventajosa la utilización
de secuencias Golay cuando para ello se conoce para el cálculo de la
correlación un algoritmo muy efectivo.
Además, la invención se basa en el conocimiento
de que mediante la utilización de dos secuencias parciales de
señales de igual longitud es posible un cálculo rápido y económico
de sumas de correlación.
Así, por ejemplo en la utilización de una
secuencia de correlación jerárquica de longitud 256, constituida a
partir de dos secuencias Golay formadoras de la longitud 16, puede
reducirse como secuencia de sincronización para el PSC (Canal
Primario de Sincronización) de un sistema UMTS el costo en cálculo
respecto a una realización tradicional mediante una secuencia Golay
de la longitud 256 de 15 a 14 adiciones por cada valor de partida
del correlador calculado.
La función de autocorrelación de una secuencia de
señales K(i) formada por dos secuencias parciales de señales,
tiene, desde luego, contrariamente a un Gold-code
ortogonal utilizado en procedimientos tradicionales, en general,
peores propiedades de autocorrelación. La misma presenta por ejemplo
máximos secundarios más elevados y un valor efectivo más alto de los
mínimos secundarios. Además, las simulaciones del nivel de enlace
UMTS muestran que cuando se utilizan tales secuencias de señales
K(i) en el PSC para la sincronización de slots, cuando hay un
decalado de frecuencia (error de frecuencia) entre emisor y
receptor, el error de sincronización es en general superior a cuando
se utiliza un código Gold ortogonal.
Mediante la utilización de costosas herramientas
de simulación obtenidas específicamente para esta finalidad,
pudieron no obstante obtenerse a partir de al menos una secuencia
Golay pares de secuencias parciales de señales existentes
(K1(j); K2(k)), sobre cuya base puede formarse o
podrían formarse secuencias de señales K(i), que en
particular pueden calcularse de manera fiable también para un
decalaje de frecuencia más elevado entre emisor y receptor y dar
lugar así a un bajo error de sincronización. Al respecto se partió
en las simulaciones para el sistema UMTS también de un decalaje de
frecuencia de 10 KHz. Mediante la utilización de una secuencia de
señales K(i) o bien el código de sincronización cp formado o
que puede formarse de tal manera, se reduce considerablemente el
coste del cálculo de las sumas de correlación, y por tanto para el
cálculo de la secuencia de señales K(i) en la estación móvil
MS de recepción para fines de sincronización, sin tener que soportar
a la vez el aumento del error de sincronización. Además, de esta
manera puede renunciarse a la utilización de costosos cuarzos en el
receptor para la estabilización de frecuencia.
En estas simulaciones resultó especialmente
ventajosa la utilización de las siguientes secuencias Golay como
secuencia parcial de señales:
Una secuencia Golay X_{n}(k) de la
longitud nx = 16, que puede formarse mediante la siguiente
relación:
- X_{0} (k) = \delta(k)
- X'_{0} (k) = \delta(k)
- X_{n} (k) = X_{n-1} (k) + W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- X'_{n} (k) = X_{n-1} (k) - W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- k = 0, 1, 2, ..., 2^{NX}-1
- n = 1, 2, ..., NX
- Dn = 2^{Pn}
con
- nx = 16 = 2^{NX}
- NX = 4
- \delta(k) función delta de Kronecker,
- tomándose la permutación P_{1}, P_{2},
P_{3}, P_{4} utilizada para la formación de una secuencia
parcial de señales y la magnitud unitaria W_{1}, W_{2}, W_{3},
W_{4} de la siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de
permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2}
W_{3} W_{4};):
3201, +1-1+1+1;
3201, -1-1+1+1; 3201,
+1-1-1+1; 3201,
-1-1-1+1; 3201,
+1-1+1-1; 3201,
-1-1+1-1; 3201,
+1-1-1-1; 3201,
-1-1-1-1; 1023,
+1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023,
+1-1-1+1; 1023,
-1-1-1+1; 1023,
+1+1-1-1; 1023,
-1+1-1-1; 1023,
+1-1-1-1; 1023,
-1-1-1-1;
Un perfeccionamiento especial de la invención,
prevé que la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4}
utilizada para la formación de la secuencia parcial de señales y la
magnitud unitaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} se tome de la
siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación
(P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3}
W_{4};): 3201, +1-1+1+1; 3201,
-1-1-1+1; 3201,
-1-1+1-1; 3201,
+1-1-1-1; y/o que la
permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}) utilizada para la
formación de la segunda secuencia parcial de señales, sea igual a
3201. De esta manera es posible además una variante especialmente
favorable de la realización de la invención en ASICs.
Mediante los conocimientos relativos a las
secuencias parciales de señales en la estación móvil, el cálculo de
sumas de correlación necesario para la sincronización de una
estación móvil con una estación de base puede realizarse en la
estación móvil con un coste inferior al correspondiente al estado de
la técnica.
En un perfeccionamiento de la invención, se
memorizan las sumas de correlación parcial ya calculadas y se
utilizan para el cálculo de otras sumas de correlación. Así es
posible utilizar en el cálculo de otras sumas de correlación, sumas
de correlación parcial ya calculadas previamente y de esta manera
reducir enormemente el coste en cálculo.
Bajo "secuencia de señales recibidas" se
entiende también una secuencia de señales que por ejemplo ha sido
derivada de una señal recibida mediante una desmodulación, filtrado,
desrotación, escalación o conversión analógico/digital.
Bajo "cálculo de una secuencia de señales"
se entiende en el marco de la solicitud, naturalmente, también el
cálculo de la posición en el tiempo de una secuencia de señales.
A continuación, se describirá más en detalle la
invención en base a diferentes ejemplos de ejecución, para cuya
clarificación sirven las figuras listadas a continuación:
Fig. 1 representación esquemática de una red de
telefonía móvil.
Fig. 2 diagrama de bloques de circuitos de una
estación de radio.
Fig. 3 procedimiento tradicional para el cálculo
de sumas de correlación.
Fig. 4 representación de secuencias de señales y
secuencias parciales de señales correspondientes a la invención.
Fig. 5 representación esquemática de la formación
de la secuencia de señales correspondiente a la invención.
Figs. 6, 7 y 8 representación esquemática de un
procedimiento para el cálculo de una suma de correlación.
Figs. 9 y 10 representación esquemática de una
variante de ejecución de un procedimiento para la formación de la
suma de correlación.
Fig. 11 esquema de bloques de un correlador Golay
jerárquico eficiente.
En la figura 1 se representa un sistema celular
de telefonía móvil, como por ejemplo el GSM (Global System for
Mobile Communication), compuesto por múltiples puestos de
conmutación móviles MSC, enmallados entre sí y que generan el acceso
a una red fija PSTN/ISDN. Además, estos puestos de conmutación móvil
MSC están unidos con en cada caso al menos un controlador de
estación de base BSC, que también puede estar formado por un sistema
de procesamiento de datos. Una arquitectura similar se encuentra
también en un UMTS (Universal Mobile Telecommunication System).
Cada controlador de estación de base BSC está
unido a su vez con al menos una estación de base BS. Una estación de
base BS de este tipo es una estación de radio, que puede establecer
a través de una interfaz de radio un enlace por radio con otras
estaciones de radio, las llamadas estaciones móviles MS. Entre las
estaciones móviles MS y la estación de base BS asignada a estas
estaciones móviles MS, pueden transmitirse mediante señales de radio
informaciones dentro de canales de radio f que se encuentran dentro
de bandas de frecuencia b. El alcance de las señales de radio de una
estación de base definen esencialmente una célula de radio FZ.
Las estaciones de base BS y un controlador de
estaciones de base BSC pueden reunirse para formar un sistema de
estaciones de base BSS. El sistema de estaciones de base BSS es
competente también entonces para la gestión del canal de radio o
bien asignación del mismo, la adaptación de las velocidades de
datos, la vigilancia de tramos de transmisión por radio, los
protocolos de transferencia (hand-over) y, en el
caso de un sistema CDMA, para la repartición de los conjuntos de
códigos de expansión a utilizar, y transmite las informaciones de
señalización necesarias para ello a las estaciones móviles MS.
En el caso de un sistema duplex, en sistemas FDD
(Frequency Division Duplex), como el sistema GSM, pueden preverse
para la parte hacia arriba (uplink) u (estación móvil (unidad
emisora) a la estación de base (unidad receptora)) otras bandas de
frecuencia distintas a las utilizadas para la parte hacia abajo
(downlink) d (estación de base (unidad emisora) a la estación móvil
(unidad receptora)). Dentro de las distintas bandas de frecuencia b
pueden realizarse mediante un FDMA (Frequency Division Multiple
Access) varios canales de frecuencia f.
En el marco de la presente solicitud se entiende
bajo unidad de transmisión, también unidad de comunicación, unidad
emisora, unidad receptora, aparato terminal de comunicaciones,
estación de radio, estación móvil o estación de base. Los conceptos
y ejemplos utilizados en el marco de esta solicitud se refieren
también frecuentemente a un sistema de telefonía móvil GSM; no
obstante, no están limitados en absoluto al respecto, sino que en
base a su descripción pueden ser también reproducidos por un
especialista fácilmente en otros sistemas de telefonía móvil, dado
el caso futuros, como sistemas CDMA, en particular sistemas de banda
ancha CDMA.
Mediante procedimientos de acceso múltiple pueden
transmitirse eficientemente datos a través de una interfaz de radio,
separarse, y asignarse a uno o varios enlaces determinados o bien al
correspondiente abonado. Para ello puede utilizarse un procedimiento
de acceso múltiple en el tiempo TDMA, un procedimiento de acceso
múltiple en frecuencia FDMA, un procedimiento de acceso múltiple en
código CDMA o bien una combinación de varios de estos procedimientos
de acceso múltiple.
En el FDMA se reparte la banda de frecuencias b
en varios canales de frecuencias f; estos canales de frecuencias se
dividen mediante el acceso múltiple en tiempo TDMA en ranuras de
tiempo ts. Las señales transmitidas dentro de una ranura de tiempo
ts y un canal de frecuencias f pueden separarse mediante códigos de
expansión modulados individuales de enlace de los datos, los
llamados códigos CDMA cc.
Los canales físicos que así se forman, se asignan
según un esquema determinado a canales lógicos. En los canales
lógicos se distinguen básicamente dos tipos: canales de señalización
(o bien canales de control) para la transmisión de informaciones de
señalización (o bien informaciones de control) y canales de tráfico
(canal de tráfico TCH) para la transmisión de datos útiles.
Los canales de señalización se dividen además
en:
- -
- canales de radio
- -
- canales de control común
- -
- canales de control dedicado/acceso DCCH/ACCH.
Al grupo de canales de radio pertenecen el canal
de control de radio BCCH, mediante el que el MS recibe informaciones
técnicas de radio del sistema de estaciones de base BSS, el canal de
corrección de frecuencia FCCH y el canal de sincronización SCH. A
los canales de control común pertenece el canal de acceso aleatorio
RACH. Los bloques de radio o frecuencias de señales transmitidos
para la realización de estos canales lógicos pueden contener
entonces secuencias de señales K(i), las llamadas secuencias
de correlación, para diferentes finalidades, o bien pueden ser
transmitidas por estos canales lógicos secuencias de señales
K(i) para distintas finalidades.
A continuación se describe a modo de ejemplo un
procedimiento para la sincronización de una estación móvil MS con
una estación de base BS: durante una primera etapa de la búsqueda
inicial de la estación de base o búsqueda de célula (procedimiento
de búsqueda inicial de célula) utiliza la estación móvil el canal de
sincronización primario (canal de sincronización primario SCH
(PSC)), para lograr una sincronización de ranura de tiempo con la
estación de base más fuerte. Esto puede asegurarse mediante un
filtro adaptado (matched filter) o bien el correspondiente circuito,
que está adaptado al código primario de sincronización cp, que es
emitido por todas las estaciones de base. Entonces se emite por
parte de todas las estaciones de base BS el mismo código primario de
sincronización cp de la longitud 256.
La estación móvil calcula mediante correlación, a
partir de una secuencia de recepción, las secuencias de señales
K(i) recibidas según un principio que se describe en las
figuras 6 a 11 y la correspondiente descripción. Al respecto, se
emiten picos a la salida de un filtro adaptado (matched filter) para
cada secuencia de señales recibida de cada estación de base que se
encuentra dentro de la zona de recepción de la estación móvil. La
detección de la posición del pico más fuerte permite el cálculo de
los tiempos del módulo de la estación de base más fuerte de la
longitud de una ranura. Para asegurar la máxima seguridad, puede
acumularse de manera no coherente la salida del filtro adaptado a lo
largo de una cierta cantidad de ranuras de tiempo. La estación móvil
realiza por lo tanto una correlación a través de una secuencia de
señales de 256 chips como
matched-filter-operation.
El código de sincronización cp está formado
entonces, según una secuencia de señales K(i), según un
principio como el descrito en la figura 5 y la correspondiente
descripción, o puede estar configurado de dicha manera o puede
obtenerse de dicha manera. La secuencia de señales K(i) o
bien el código de sincronización cp de la longitud 256, está formado
entonces a partir de dos secuencias parciales de señales
K1(j), K2(k), que presentan en cada caso la longitud
16, o puede estar constituido de dicha manera. Estas secuencias
parciales de señales forman entonces un par de secuencias parciales
de señales (K1(j); K2(k)).
Una secuencia de señales K(i) que puede
obtenerse de tal manera, puede también denominarse "secuencia
jerárquica de señales" o bien "secuencia jerárquica de
correlaciones". Una secuencia parcial de señales puede también
denominarse "secuencia breve de correlaciones" o "secuencia
constitutoria".
Al respecto, al menos una secuencia parcial de
señales es una secuencia Golay, llamada también secuencia
complementaria Golay, de la longitud nx, aquí denominada X =
X_{NX}(k). X puede formarse mediante la siguiente
relación:
- X_{0} (k) = \delta(k)
- X'_{0} (k) = \delta(k)
- X_{n} (k) = X_{n-1} (k) + W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- X'_{n} (k) = X_{n-1} (k) - W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- k = 0, 1, 2, ..., 2^{NX}-1
- n = 1, 2, ..., NX
- Dn = 2^{Pn}
con
- nx = 2^{NX}
- \delta(k) función delta de Kronecker,
- P_{n}, n = 1, 2, ..., NX: cualquier permutación de los números (0, 1, 2, ..., NX-1)
- W_{n}: pesos para la secuencia parcial de señales a partir de (+1, -1, +i ó -i).
Un procedimiento de Golay y Sivaswamy para la
generación de secuencias Golay como tal, es conocido también por
"Compresor eficiente de pulsos para secuencias complementarias
Golay". Electronic Letters Vol. 27, nº 3, pág. 219.
W_{n} puede asumir también los valores +1, -1,
+i ó -i, o bien en particular para la generación de secuencias Golay
binarias los valores +1 o bien -1.
En el marco de la presente solicitud, se llama
también a W_{n} magnitud unitaria. El conjunto de las magnitudes
D_{n} utilizado para una secuencia Golay, que puede calcularse a
partir de la permutación P_{n}, se denomina también matriz Delay.
El conjunto de las ponderaciones W_{n} elegidas, se denomina
también matrizde ponderaciones.
Por ejemplo puede elegirse para la magnitud
unitaria o bien las ponderaciones, la matriz de ponderaciones W =
[1, -1, 1, 1], lo cual significa W_{1} = 1; W_{2} = -1; W_{3}
= 1; W_{4} =1, y para la matriz Delay D = [8, 4, 1, 2], lo cual
significa D_{1} = 8 = 2^3= 2^P1; D_{2} = 4 = 2^2= 2^P2; D_{3}
= 1 = 2^0= 2^P3; D_{4} = 2 = 2^1 = 2^P4. Con la permutación o
bien matriz de permutaciones P = [3; 2; 0; 1] resulta la secuencia
parcial de señales X_{4} = [1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1
1]. Esta secuencia puede utilizarse como una de las secuencias
parciales de señales, como por ejemplo k1(j).
La función de autocorrelación de una secuencia de
señales K(i) formada por dos secuencias parciales de señales,
tiene, contrariamente a un código Gold ortogonal utilizado en
procedimientos tradicionales, por lo general peores propiedades de
autocorrelación. La misma presenta por ejemplo máximos secundarios
más altos y un valor efectivo más elevado de los mínimos
secundarios. Además, las simulaciones
UMTS-link-level muestran que cuando
se utilizan tales secuencias de señales K(i) en el PSC para
la sincronización del slot con un decalado de frecuencias (error de
frecuencias) entre emisor y receptor, el error de sincronización es
por lo general superior a cuando se utiliza un código gold
ortogonal.
Mediante costosas herramientas de simulación
obtenidas específicamente para este fin, pudieron no obstante
calcularse a partir de al menos una secuencia Golay pares de
secuencias parciales de señales existentes (K1(j);
K2(k)), sobre cuya base, tal como antes se ha indicado,
pueden formarse o podrían formarse secuencias de señales
K(i), que en particular pueden calcularse de manera fiable
para la sincronización entre estación de base y estación móvil,
también cuando el decalado de frecuencia entre emisor y receptor es
elevado y de esta manera dan lugar a un bajo error de
sincronización. Al respecto, se partió en las simulaciones para el
sistema UMTS también de un decalado de frecuencias de 10 KHz.
Mediante la utilización de una secuencia de señales K(i), o
bien códigos de sincronización cp constituidos o que pueden
constituirse de esta manera, se reduce considerablemente el coste
para el cálculo de las sumas de correlación, es decir, para el
cálculo de la secuencia de señales K(i) en la estación móvil
MS de recepción para fines de sincronización, sin tener que soportar
a cambio un aumento simultáneo del error de sincronización. Además,
puede renunciarse a la utilización de costosos cuarzos en el
receptor para la estabilización de la frecuencia.
El cálculo de la función de autocorrelación en
función del error de frecuencia resultó ser en las simulaciones
especialmente apropiado para el enjuiciamiento de las
características de sincronización de una secuencia de señales
K(i) formada por un par de magnitudes unitarias de
permutación.
El cálculo de la función de autocorrelación
teniendo en cuenta un decalaje de frecuencia entre unidad emisora y
receptora puede realizarse entonces también según la siguiente
fórmula:
a(\kappa) =
ABS \left(\sum\limits^{n-1-\kappa}_{i=0}
K(i)\cdot[K(i+\kappa)\cdot
exp(j\cdot2\pi\cdot fd\cdot i\cdot
ta)]\right)*
- \kappa
- decalaje
- n
- longitud de la secuencia
- i
- índice
- f_{d}
- decalaje de la frecuencia
- t_{a}
- intervalo de exploración
- [ ]*
- conjugar complejo
Entonces pueden calcularse los valores
a(\kappa) para \kappa = 0...n-1. Si
resultan varios pares de secuencias parciales de señales que tienen
como consecuencia una relación igual de buena entre el máximo
principal y el mayor máximo secundario en la función de
autocorrelación de la secuencia de señales resultante K(i),
entonces pueden elegirse a continuación los pares de secuencias
parciales de señales que traen como consecuencia un valor efectivo
inferior de los mínimos secundarios. Al respecto, la relación entre
el máximo principal y el mayor máximo secundario ha de ser lo más
grande posible y el valor efectivo del mínimo secundario lo más
pequeño posible. Mediante las subsiguientes simulaciones de nivel de
enlace para por ejemplo el sistema UMTS, pueden calcularse pares de
secuencias parciales de señales, que para errores de frecuencia a 0
kHz y 5 kHz y 10 kHz se comportan en cuanto al error de
sincronización de manera sorprendentemente buena y similar a un
código gold ortogonal tradicional, configurado de manera no
jerárquica, y que presenta propiedades muy buenas, tal como se
conoce, para la sincronización.
Para la elección de los pares de secuencias
parciales de señales (K1(j); K2(k)), pueden
utilizarse, además de la función de autocorrelación, también los
siguientes criterios:
- Tasa de detección fallida (Missed Detection
Rate): Selecciones de los pares de secuencias parciales de señales
mediante comparación de la tasa de detección fallida al realizar
simulaciones completas.
- Probabilidades de detección para determinados
errores de frecuencias y determinados canales SNR en AWGN.
Mediante las costosas simulaciones, pudo
calcularse una cierta cantidad de secuencias Golay de la longitud
16, descritas mediante una cierta cantidad de pares de magnitudes
unitarias de permutación, que se indica en una y/o varias de las
reivindicaciones 1, 2, 3 ó 4, sobre cuya base pueden constituirse
secuencias de señales K(i), que tanto con decalaje de
frecuencias cero entre emisor y receptor como también con un gran
decalaje de frecuencia cuando se utilizan para fines de
sincronización, presenta un pequeño error de sincronización. De ello
resulta una elección preferente de pares de magnitudes unitarias de
permutación, a partir de las cuales pueden obtenerse o formarse
secuencias parciales de señales y finalmente secuencias de señales
K(i).
En una variante de ejecución de la invención, al
menos una secuencia parcial de señales es una secuencia Golay
optimizada en cuanto a los máximos secundarios de la función de
autocorrelación, incluso para errores de frecuencia, en particular
de la longitud 16.
Resultó ventajosa, en las simulaciones antes
descritas, la utilización de una secuencia de señales K(i),
que se basa en una secuencia parcial de señales, tomándose la
permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4} utilizada para la
formación de la secuencia parcial de señales y la magnitud unificada
compleja W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la siguiente cantidad
de pares de magnitudes unificadas de permutación (P_{1} P_{2}
P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3} W_{4};):
En las simulaciones antes descritas, resultó
especialmente ventajosa la utilización de una secuencia de señales
K(i), que se basa en una secuencia parcial de señales,
tomándose la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4}
utilizada para la formación de la secuencia parcial de señales y la
magnitud unitaria binaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la
siguiente cantidad de pares de magnitudes unificadas de permutación
(P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3}
W_{4};):
3201, +1-1+1+1;
3201, -1-1+1+1; 3201,
+1-1-1+1; 3201,
-1-1-1+1; 3201,
+1-1+1-1; 3201,
-1-1+1-1; 3201,
+1-1-1-1; 3201,
-1-1-1-1; 1023,
+1+1-1+1; 1023 -1+1-1+1; 1023,
+1-1-1+1; 1023,
-1-1-1+1; 1023,
+1+1-1-1; 1023,
-1+1-1-1; 1023,
+1-1-1-1; 1023,
-1-1-1-1;.
También resultó especialmente ventajosa en las
simulaciones antes descritas, la utilización de una secuencia de
señales K(i), que se basa en una secuencia parcial de
señales, tomándose la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4}
utilizada para la formación de la secuencia parcial de señales y la
magnitud unitaria binaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la
siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación
(P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3}
W_{4};):
3201; +1-1+1+1;
3201, -1-1-1+1; 3201,
-1-1+1-1; 3201,
+1-1-1-1;, y siendo
la permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}) utilizada para la
formación de la segunda secuencia parcial de señales igual a
3201.
Además de la representación de magnitudes
unitarias de permutación, se pueden representar, tal como ya se ha
indicado antes, las secuencias Golay también mediante indicación de
la matriz Delay y la matriz de ponderaciones. La secuencia indicada
más arriba en primer lugar como especialmente ventajosa con
parámetros reales, la secuencia (3201, +1-1+1+1)
indicada mediante los parámetros (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4},
W_{1} W_{2} W_{3} W_{4}), queda así definida mediante la
matriz Delay D = [8, 4, 1, 2] y la matriz de ponderaciones W = [1,
-1, 1, 1].
Por lo demás, puede representarse la secuencia
Golay también explícitamente indicando los distintos elementos,
resultando entonces para la antes citada secuencia Golay de la
longitud 16:
K1 =
<+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,+1,-1,+1,+1>
Otra representación adicional equivalente resulta
en el mapping utilizado frecuentemente en la literatura de +1 a 0 y
-1 a 1. La secuencia queda entonces definida mediante:
<0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,0,1,0,0>
Si se utilizan por lo tanto como secuencias
parciales de señales (secuencias constitutorias) para el PSC del
UMTS secuencias Golay de la longitud 16, permitiendo como
ponderaciones W_{n} = 1, -1, i -i y como retardos una permutación
cualquiera de D_{n} = {1,2,4,8}, entonces hay más de 2^{12}
posibilidades distintas para cada una de ambas secuencias
constitutorias, es decir, en total más de 2^{24} posibilidades. En
el marco de la invención, existen según las reivindicaciones 1, 2, 3
ó 4 aproximadamente 10 a 10^2 pares de magnitudes unitarias de
permutación. Los pares de magnitudes unitarias de permutación
elegidos forman por lo tanto sólo una cantidad parcial muy pequeña
de la cantidad posible básicamente de pares de magnitudes unitarias
de permutación utilizables para la formación de secuencias Golay de
16 posiciones.
La figura 2 muestra una estación de radio que
puede ser una estación móvil MS, compuesta por una unidad de
operación o unidad de interfaz MMI, un equipo de control STE, un
equipo de procesamiento VE, un equipo de alimentación de corriente
SVE, un equipo receptor EE y dado el caso un equipo emisor SE.
El equipo de control STE está compuesto
esencialmente por un microcontrolador MC controlado por programa,
que puede acceder en cuanto a escritura y lectura a módulos de
memoria SPE. El microcontrolador MC gobierna y controla todos los
elementos y funciones esenciales de la estación de radio.
El equipo de procesamiento VE puede también estar
formado por un procesador de señales digital DSP, que igualmente
puede acceder a módulos de memoria SPE. Mediante el equipo de
procesamiento VE pueden estar realizados también elementos de
adición y multiplicación.
En los módulos de memoria volátiles o no
volátiles SPE, están memorizados los datos de programa necesarios
para el control de la estación de radio y de la secuencia de la
comunicación, en particular también de los protocolos de
señalización, y las informaciones que se forman durante el
procesamiento de señales. Además, pueden memorizarse allí secuencias
de señales K(i) que se utilizan para fines de correlación, y
resultados intermedios de cálculos de sumas de correlación. Las
secuencias de señales K(i) que se encuentran en el marco de
la invención pueden, por lo tanto, estar memorizadas en la estación
móvil y/o en la estación de base. También es posible que se
memoricen en la estación móvil y/o en la estación de base uno o
varios de los pares de magnitudes unitarias de permutación antes
indicados o bien secuencias parciales de señales, o pares de
secuencias parciales de señales (K1(j); K2(k))
derivados de las mismas. También es posible que en la estación móvil
y/o en la estación de base se forme una secuencia de señales
K(i) a partir de un par de secuencias parciales de señales
(K1(j); K2(k)) y/o una secuencia parcial de señales a
partir de un par de magnitudes unitarias de permutación.
En particular, puede estar memorizada en una
estación de base o en todas las estaciones de base de un sistema una
secuencia de señales K(i) que se emita a distancias fijas o
variables para fines de sincronización. En la estación móvil MS está
memorizado el par de secuencias parciales de señales (K1(j);
K2(k)), a partir del cual puede formarse la secuencia de
señales K(i) memorizada en la estación de base, y se utiliza
para la sincronización de la estación móvil con una estación de base
para un cálculo de sumas de correlación favorable desde el punto de
vista de costes de cálculo.
La memorización de secuencias de señales o bien
de secuencias parciales de señales puede también realizarse mediante
una memorización de las correspondientes informaciones de una forma
codificada arbitrariamente y mediante elementos para la
memorización, como por ejemplo módulos de memorias volátiles y/o no
volátiles o mediante las entradas de adición o multiplicación
correspondientemente configuradas o los correspondientes
perfeccionamientos de hardware que tienen el mismo
funcionamiento.
La parte de alta frecuencia HF está compuesta
dado el caso por el equipo emisor SE con un modulador y un
amplificador V y un equipo receptor EE con un desmodulador, e
igualmente un amplificador. Mediante la conversión
analógico/digital, se transforman las señales analógicas de audio y
las señales analógicas que proceden del equipo receptor EE en
señales digitales y son procesadas por el procesador digital de
señales DSP. Tras el procesamiento, se transforman dado el caso las
señales digitales, mediante transformación digital/analógica, en
señales analógicas de audio o bien otras señales de salida y señales
analógicas a aportar al equipo emisor SE. Para ello se realiza dado
el caso una modulación o bien desmodulación.
Al equipo emisor SE y al equipo receptor EE se
lleva mediante un sintetizador SYN la frecuencia de un oscilador
regulado en tensión. Mediante el oscilador controlado por tensión
VCO pueden generarse también los impulsos de sistema para la emisión
de impulsos en los equipos procesadores de la estación de radio.
Para recibir y para enviar señales a través de la
interfaz de aire de un sistema de telefonía móvil, se prevé un
equipo de antenas ANT. En algunos sistemas de telefonía móvil
conocidos como el GSM (Global System for Mobile Communication) se
reciben y envían las señales pulsadas en el tiempo en los llamados
bloques (bursts).
La estación de radio puede ser también una
estación de base BS. En este caso, el elemento de altavoz y el
elemento de micrófono de la unidad de operación MMI están
sustituidos por un enlace con una red de telefonía móvil, por
ejemplo a través de un controlador de estación de base BSC o bien un
equipo de conmutación MSC. Para intercambiar simultáneamente datos
con varias estaciones móviles MS, la estación de base BS dispone de
la correspondiente cantidad de equipos emisores y receptores.
En la figura 3 se representa una secuencia de
señales de recepción E(1) de la longitud w, pudiéndose tratar
también de una secuencia de señales derivadas de una señal de
recepción. Para el cálculo de una primera suma de correlación S0
correspondiente a la fórmula indicada al principio, se multiplican
elementos de un primer tramo de esta secuencia de señales de
recepción E(1) por pares con los correspondientes elementos
de la secuencia de señales K(i) de la longitud n, y la
longitud se suma a los resultados parciales resultantes para formar
la suma de correlación S0.
Para el cálculo de otra suma de correlación S1,
se desplaza la secuencia de señales K(i) en un elemento hacia
la derecha tal como se representa en la imagen de la figura y los
elementos de la secuencia de señales K(i) se multiplican por
los correspondientes elementos de la secuencia de señales
E(1) por pares y se forma mediante sumas de los
correspondientes resultados parciales que resultan la suma de
correlación S1.
La multiplicación por pares de los elementos de
la secuencia de señales por los correspondientes elementos de la
secuencia de señales de recepción y la subsiguiente suma, puede
también describirse en forma de escritura vectorial como la
formación de un producto escalar, siempre que en cada caso los
elementos de la secuencia de señales y los elementos de la secuencia
de señales de recepción sean reunidos en un vector en un sistema de
coordenadas cartesianas:
En las sumas de correlación S calculadas de esta
manera puede buscarse el máximo, compararse el máximo de las sumas
de correlación S con un valor de umbral predeterminado y de esta
manera calcularse si en la señal de recepción E(1) está
contenida la secuencia de señales K(i) predeterminada y, caso
afirmativo, dónde se encuentra la señal de recepción E(1), y
sincronizarse así dos estaciones de radio entre sí, o bien pueden
detectarse datos sobre los que se ha modulado un código de expansión
individual en forma de una secuencia de señales K(i).
En la figura 4 se representa de nuevo la
secuencia de señales de recepción E(1) y, como secuencia de
correlación, una secuencia de señales K(i), que se basa en
las secuencias de señales K1(j), K2(k).
En la figura 5 se representa la formación de una
secuencia de señales K(i) que se basa en dos secuencias
parciales de señales K2(k) de la longitud n2 y K1(j)
de la longitud n1. Para ello se repite la secuencia parcial de
señales K2(k) n1 veces, y entonces se modula mediante la
secuencia parcial de señales K1(j). La formación de la
secuencia de señales K(i) puede expresarse matemáticamente
también mediante la siguiente fórmula:
K(i) =
K2(i mod n2) * K1(i div n2),
\hskip0.5cmpara i = 0 ... n1*n2-1
Aquí mod designa el resto de una división en
números enteros y div el resultado de una división en números
enteros.
Esto está representado en la imagen mediante una
secuencia f2, compuesta por las secuencias de señales K2(k)
repetidas, reproducidas una tras otra y una secuencia f1, formada
por una secuencia parcial de señales expandida K1(j) mediante
la secuencia f2.
Mediante una multiplicación de los elementos de
la secuencia f2 por los correspondientes elementos de la secuencia
f1, reproducidos mediante la secuencia f2, resulta la nueva
secuencia de señales k(i) de la longitud n. Esta generación
de una secuencia de señales k(i) se representa abajo en la
imagen una vez más en base a un ejemplo de dos secuencias parciales
binarias de señales de la longitud 4.
Naturalmente, la invención no queda limitada a
secuencias parciales de señales de la longitud 4 o bien secuencias
de señales de la longitud 16. Tampoco queda limitada la invención a
la descripción matemática antes utilizada.
Por ejemplo, la siguiente representación de las
secuencias de señales de la longitud 16 o bien de las secuencias de
señales de la longitud 256, se corresponde en contenido con la
representación matemática antes utilizada y está incluida por lo
tanto en la invención.
Si se emplea por ejemplo para K1 la secuencia
Golay antes descrita como especialmente favorable con la
representación de magnitudes unitarias de permutación (3201,
+1-1+1+1) o bien la representación explícita
<+1,+1,+1,
-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,+1,-1,+1,+1> y para K2 una secuencia a compuesta por 16 elementos, entonces pueden escribirse también de la siguiente manera las secuencias de señales K2 o bien a reproducidas una tras otra, que son moduladas con el valor del correspondiente elemento de la secuencia K1:
-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,+1,-1,+1,+1> y para K2 una secuencia a compuesta por 16 elementos, entonces pueden escribirse también de la siguiente manera las secuencias de señales K2 o bien a reproducidas una tras otra, que son moduladas con el valor del correspondiente elemento de la secuencia K1:
K = <a, a, a, -a, -a, a, -a, -a,
a, a, a, -a, a, -a, a,
a>
Las secuencias de señales K(i) formadas de
esta manera, pueden utilizarse para el cálculo simplificado de sumas
de correlaciones de secuencias de señales K(i) con secuencias
de señales de recepción E(1). La secuencia de señales así
formada de la longitud 256 puede enviarse por ejemplo para fines de
sincronización como primer código de sincronización cp de la
longitud 256.
Una representación esquemática de un cálculo de
sumas de correlación S simplificado de dicha manera y con ello
también más rápido y de costes más favorables, se representa en las
figuras 6 a 8, sobre las que se incidirá a continuación.
Primeramente se forma una suma de correlación
parcial TS(z). Para ello, se forma por ejemplo para el primer
elemento de la secuencia de sumas de correlación parcial
TS(0) la suma de correlaciones de la segunda secuencia de
señales K2(k) con el correspondiente tramo de las secuencias
de señales de recepción E(1).
Para el segundo elemento de la secuencia de sumas
decorrelación parcial TS(1), se desplaza la segunda
secuencia parcial de señales K2(k), tal como se representa en
la imagen, en un elemento, e igualmente se forma la suma de
correlaciones con el correspondiente elemento de la secuencia de
señales de recepción E(1), etc.
El n-simo elemento de la
secuencia de sumas de correlación parcial
TS(n1*n2-1), se calcula tras
n-1 desplazamientos de la segunda secuencia parcial
de señales K2(k), correspondientemente respecto a la
secuencia de señales de recepción E(1).
La secuencia de sumas de correlación parcial
TS(z) que así se forma, se representa en la zona superior de
la figura 7. De esta secuencia de sumas de correlación parcial se
elige ahora cada elemento número n2 y se multiplica por el
correspondiente elemento de la primera secuencia parcial de señales
K1(j) por pares.
Si se reúnen los elementos elegidos de la
secuencia de sumas de correlación parcial TS(z) y la primera
secuencia parcial de señales K1(j) para formar en cada caso
vectores, entonces se genera la primera suma de correlación S0
mediante el producto escalar de estos dos vectores.
La figura 7 muestra en la zona inferior el
correspondiente cálculo de otras sumas de correlación S1 y S2
mediante la elección del número n2 en 1 y 2 hacia la derecha de los
elementos que se encuentran como primeros elementos elegidos:
Mediante la memorización de las sumas de
correlación parcial ya calculadas TS, puede acudirse a éstas en el
posterior cálculo de otras sumas de correlación, y renunciarse así a
los correspondientes pasos de cálculo.
En función de la variante de ejecución, puede
calcularse bien primeramente la secuencia completa de sumas de
correlación parcial TS(z) a lo largo de toda la secuencia de
señales de recepción E(1) y a continuación las distintas
sumas de correlación, o bien sólo según necesidades para el cálculo
de una nueva suma de correlación calcularse las sumas de correlación
parcial correspondientes necesarias adicionalmente.
La figura 8 muestra de nuevo el procedimiento
compuesto por dos etapas para el cálculo de sumas de correlación S,
en este caso en base al ejemplo representado en la figura 5 de dos
secuencias parciales de señal binarias de la longitud 4.
En una primera etapa se calculan las secuencias
de correlación parcial TS(z) de la segunda secuencia parcial
de señales K2(k) +-++ con los correspondientes tramos de las
secuencias de señales de recepción E(1), y a continuación en
una segunda etapa se elige cada cuarto elemento de la secuencia de
sumas de correlación parcial TS(z) así generada, multiplicada
por el correspondiente elemento de la primera secuencia parcial de
señales K1(j) +++- y sumada a la secuencia de correlación
S0.
Las líneas dibujadas con trazo grueso significan
aquí las nuevas etapas de cálculo a realizar para el cálculo de otra
suma de correlación S1, para el caso de que las demás sumas de
correlación parcial TS hayan sido ya previamente calculadas y
memorizadas.
Esta variante de ejecución puede realizarse con
la mayor eficiencia de memorización posible cuando primeramente se
calcula cada suma de correlación parcial número n2. Para ello se
realiza una memorización intermedia de los valores de
exploración.
Las figuras 9 a 10 representan otra variante de
ejecución para el cálculo simplificado de sumas de correlación S, en
base al ejemplo ya indicado antes de dos secuencias parciales de
señales binarias de la longitud 4.
Entonces se elige primeramente cada 4º elemento
de las secuencias de señales de recepción E(1) y se forman
las secuencias de sumas de correlación parcial TS(z) de los
elementos así elegidos con la secuencia parcial de señales
K1(j). De la secuencia de sumas de correlación parcial
TS(z) que así se forma se eligen en cada caso 4 elementos
sucesivos, se multiplican por pares por los correspondientes
elementos de la secuencia parcial de señales K2(k) y los
resultados parciales que así resultan se suman a la suma de
correlación S. Al respecto, las líneas dibujadas con trazo grueso
significan de nuevo los pasos necesarios adicionalmente para el
cálculo de otra suma de correlación S1, para el caso de que las
otras sumas de correlación parcial TS hayan sido ya previamente
calculadas y memorizadas.
La figura 10 muestra de nuevo el cálculo de una
primera suma de correlación S0, en la que primeramente se elige cada
cuarto elemento de la secuencia de señales de recepción E(1),
se multiplican estos elementos por los correspondientes elementos de
la primera secuencia parcial de señales K1(j) +++- y se
calcula mediante suma de los resultados parciales la suma de
correlación parcial TS(0). En una segunda etapa, se
multiplican los primeros 4 elementos sucesivos de la secuencia de
sumas de correlación parcial TS(z) por los correspondientes
elementos de la segunda secuencia parcial de señales K2(k)
+-++ y se suman los correspondientes resultados parciales a la suma
de correlación S0.
En esta variante de ejecución se necesita menos
memoria para la memorización intermedia de las sumas de correlación
parcial, cuando se calculan las sucesivas sumas.
Otro perfeccionamiento de la invención, hace uso
de la estructura regular (casi periódica) de la función de
autocorrelación periódica de esta secuencia de señales, condicionada
por el principio de diseño regular de la secuencia de señales K1.
Esto significa que durante la búsqueda de la señal no resulta sólo
un máximo principal, sino que a intervalos regulares se presentan
también máximos secundarios. Para la búsqueda acelerada de la
secuencia de señales en la secuencia de señales de recepción, puede
aprovecharse la regularidad de la posición de los máximos. Tan
pronto como se ha encontrado un máximo secundario, puede predecirse,
debido a la periodicidad, la situación de los otros máximos, es
decir, se calcula la suma de correlación solamente en estos puntos.
De esta manera puede detectarse rápidamente el máximo principal.
Desde luego, cuando se trata de un máximo secundario como el citado,
puede tratarse también sólo de un valor casualmente elevado (debido
a la componente de ruido). En este caso no se encontrará en los
lugares potenciales del máximo principal esperado ningún máximo en
la realidad. Por lo tanto, en este caso se desechará la hipótesis y
se proseguirá el cálculo de forma convencional.
No obstante, puede aprovecharse también la
regularidad de los máximos secundarios, debida al principio de
diseño de las secuencias de señales, para la eliminación y
corrección de los máximos secundarios perturbadores en el resultado
de la correlación. Tras la detección del máximo, pueden calcularse a
partir del máximo los máximos secundarios y substraerse este valor
de los correspondientes resultados de correlación. De esta manera se
obtiene el resultado de correlación de una (hipotética) secuencia
con perfecta función de autocorrelación. De esta manera resulta,
debido a la regularidad de los máximos secundarios, un cálculo
fuertemente simplificado.
En las variantes de ejecución de la invención se
utilizan para el cálculo de los productos escalares, sumas de
correlación y/o sumas parciales de correlación, correladores
eficientes Golay.
La figura 11 muestra un correlador eficiente
jerárquico para secuencias de señales, utilizándose como secuencias
constitutorias K1, K2, secuencias Golay X, Y de la longitud nx y ny
respectivamente. El correlador está compuesto por dos filtros
adaptados (matched) (figura 11a), conectados uno tras otro,
constituidos en cada caso como correladores Golay eficientes. La
figura 11b) muestra el filtro adaptado (matched) para la secuencia X
y la figura 11c) muestra el filtro adaptado (matched) para la
secuencia Y.
En la figura 11b) rigen las siguientes
denominaciones:
- n =
- 1, 2, ...NX
- ny
- longitud de la secuencia Y
- nx
- longitud de la secuencia X
- NX
- con nx = 2^{NX}
- DX_{n}
- DX_{n} = 2^{PXn}
- PX_{n}
- Permutación de los números (0, 1, 2, ..., NX-1) para la secuencia parcial de señales X
- WX_{n}
- Ponderaciones para la secuencia parcial de señales X a partir de (+1, -1, +i ó -i).
En la figura 11c) rigen las siguientes
denominaciones:
- n =
- 1, 2; ...NY
- ny
- longitud de la secuencia Y
- NY
- con ny = 2^{NY}
- DY_{n}
- DY_{n} = 2^{PYn}
- PY_{n}
- Permutación de los números (0, 1, 2, ..., NY-1) para la secuencia parcial de señales Y
- WY_{n}
- Ponderaciones para la secuencia parcial de señales Y a partir de (+1, -1, +i ó -i).
Además, rigen en estas variantes de ejecución las
siguientes definiciones y denominaciones:
a_{n}(k) y b_{n}(k) son dos
secuencias complejas de longitud 2^{N},
\delta(k) es la función delta de
Kronecker,
k es un número entero que representa el
tiempo,
n es la suma de iteración,
D_{n} es el retardo,
P_{n}, n = 1, 2, ..., N, es una permutación
cualquiera de los números (0, 1, 2, ..., N-1),
W_{n} puede tomarse como las ponderaciones de
los valores +1, -1, +i, -i y se denomina también magnitud
unitaria.
La correlación de una secuencia Golay de la
longitud 2^{N} puede ahora realizarse de manera eficiente de la
siguiente forma:
Se definen las secuencias
R_{a}^{(0)}(k) y R_{b}^{(0)}(k) como
R_{a}^{(0)}(k) = R_{b}^{(0)}(k) = r(k),
siendo r(k) la señal recibida o bien la salida de otra etapa
de correlación.
La siguiente etapa se ejecuta N veces; n corre
desde 1 hasta N:
Calcular
R_{a}{}^{(n)}(k) = W^{*}{}_{n} +
R_{b}{}^{(n-1)}(k) +
R_{0}{}^{(n-1)}(k-D_{n})
y
R_{b}{}^{(n)}(k) = W^{*}{}_{n} +
R_{b}{}^{(n-1)}(k) -
R_{0}{}^{(n-1)}(k-D_{n}),
siendo W^{*}_{n} el complejo
conjugado de W_{n}. Caso de que las ponderaciones W sean reales,
W^{*}_{n} es idéntica a
W_{n}.
R_{0}^{(n)}(k) es entonces la suma de
correlación a calcular.
Un correlador Golay eficiente para un código PSC
de la longitud 256 (2^{8}) chips en el receptor, presenta por lo
general 2*8-1 = 15 sumadores complejos. Con la
combinación de correlación jerárquica y correlador Golay eficiente,
son necesarios para un código jerárquico -descrito por dos
secuencias constitutorias X e Y - de la longitud 256
(2^{4}\cdot2^{4}) sólo
2\cdot4-1+2\cdot4-1 = 14
sumadores complejos (aún cuando se empleen secuencias tetravalentes
constitutorias). Con ello, se reduce en un 7% el coste del cálculo,
que es muy elevado para la sincronización primaria en sistemas de
telefonía móvil CDMA.
A continuación se indican variantes de ejecución
de la invención, dibujadas en cada caso mediante guiones
discontinuos, cuya realización se encuentra en el marco del trato
del especialista, cuando se conoce la presente solicitud:
- Para la formación de una secuencia de códigos
de la longitud 2^{NX+NY} se utilizan dos secuencias Golay
constitutorias de la longitud n^{x}=2^{NX} y n^{y}=2^{NY} y
se constituye jerárquicamente tal como antes se describió.
- Como pesos para las secuencias Golay
constitutorias se utilizan +1 y -1 y con ello se generan secuencias
binarias.
- Como pesos para las secuencias Golay
constitutorias se utilizan +1, -1, i ó -i y con ello se generan
secuencias tetravalentes.
- Se utilizan secuencias Golay reales.
- Se utilizan secuencias Golay complejas.
- Se utilizan dos secuencias Golay constitutorias
de la misma longitud.
- Se utilizan dos secuencias Golay
complementarias.
- Se utiliza sólo un correlador Golay eficiente,
dado el caso con retardos programables, para el cálculo a elección
de una o ambas secuencias Golay complementarias.
- Se utiliza una secuencia tal como antes se
indicó, pero se insertan adicionalmente valores; en el cálculo deben
acumularse estos valores tal como es usual. El resto del cálculo
puede no obstante realizarse de manera eficiente tal como se ha
descrito. Esto permite la generación de secuencias de cualquier
longitud.
- Se utilizan dos secuencias parciales
constitutorias.
- Se utilizan varias secuencias parciales
constitutorias.
- Se utilizan sólo para una parte de las
secuencias parciales una secuencia Golay.
- Se utilizan estas secuencias para el canal de
sincronización en UMTS.
- Se utilizan secuencias Golay constitutorias
optimizadas en cuanto a errores de frecuencia.
- Se utilizan para el cálculo de la correlación
dos filtros conectados uno tras otro, siendo uno un filtro
equilibrado para la secuencia Golay X y el otro un filtro
equilibrado para la secuencia Golay Y con retardos expandidos
ny\cdotDX_{n}.
- Se utilizan para el cálculo de la correlación
dos filtros conectados uno tras otro, siendo uno un filtro
equilibrado para la secuencia Golay X y el otro un filtro
equilibrado para la secuencia Golay Y con retardos expandidos
ny\cdotDX_{n} y calculándose las señales de salida de los
filtros en función del algoritmo correlador Golay eficiente.
- Se utilizan para el cálculo de las sumas de
correlación parcial el algoritmo de correlación Golay eficiente y
para el cálculo de la correlación completa el algoritmo para la
correlación jerárquica.
La presente invención no queda limitada al
sistema de transmisión por radio, sino que puede también utilizarse
cuando se emplean otros procedimientos de transmisión, como por
ejemplo procedimientos acústicos (ultrasonido), en particular para
finalidades de sonografía, o bien procedimientos ópticos, por
ejemplo la medición por infrarrojos según los principios Lidar. Otro
campo de aplicaciones es la investigación de variaciones de la
composición espectral de señales retrodispersas.
Claims (14)
1. Procedimiento para la sincronización entre una
estación de base (BS) y una estación móvil (MS),
- -
- en el que una secuencia de señales K(i) de la longitud 256 es emitida por la estación de base (BS), que puede obtenerse tal que una segunda secuencia parcial de señales K2(k) de la longitud n2 = 16, se repite n1 = 16 veces y se modula entonces con la primera secuencia parcial de señales k1(j) de la longitud n1 = 16, rigiendo:
K(i) =
K2(i mod n2) * K1(i div n2),
\hskip0.5cmpara i = 0 ... n1*n2-1
- -
- siendo al menos una de las secuencias parciales de señales una secuencia Golay X_{n}(k) de la longitud nx = n1 = 16, que puede formarse mediante la siguiente relación:
- X_{0} (k) = \delta(k)
- X'_{0} (k) = \delta(k)
- X_{n} (k) = X_{n-1} (k) + W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- X'_{n} (k) = X_{n-1} (k) - W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- k = 0, 1, 2, ..., 2^{NX}-1
- n = 1, 2, ..., NX
- Dn = 2^{Pn}
con
- nx = 16 = 2^{NX}
- NX = 4
- \delta(k) función delta de Kronecker,
- -
- tomándose la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4} utilizada para la formación de una secuencia parcial de señales y la magnitud unitaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3} W_{4};):
- 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1+1+1; 3201, +1-1-1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, +1-1+1-1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; 3201, -1-1-1-1; 1023, +1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023, +1-1-1+1; 1023, -1-1-1+1; 1023, +1+1-1-1; 1023, -1+1-1-1; 1023, +1-1-1-1; 1023, -1-1-1-1; y
- -
- en la que la secuencia de señales k(i) es recibida por una estación móvil y procesada para fines de sincronización.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la secuencia de señales k(i)
puede obtenerse según la siguiente ley de formación mediante
repetición modulada de una secuencia parcial de señales a compuesta
por 16 elementos:
K = <a, a, a, -a, -a, a, -a, -a,
a, a, a, -a, a, -a, a,
a>
3. Procedimiento según la reivindicación 1,
siendo la secuencia parcial de señales
k1(j) una secuencia Golay, definida mediante la matriz
Delay D = [8, 4, 1, 2] y la matriz de ponderaciones W = [1, -1,
1, 1].
4. Procedimiento según la reivindicación 1,
tomándose la permutación P_{1}, P_{2},
P_{3}, P_{4} utilizada para la formación de la primera
secuencia parcial de señales y la magnitud unitaria W_{1},
W_{2}, W_{3}, W_{4} de la siguiente cantidad de pares de
magnitudes unitarias de permutación (P_{1} P_{2} P_{3}
P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3} W_{4};):
3201, +1-1+1+1; 3201,
-1-1-1+1; 3201,
-1-1+1-1; 3201,
+1-1-1-1; y siendo
la permutación (P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4}) utilizada para
la formación de la segunda secuencia parcial de señales igual a
3201.
5. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes,
en el que la secuencia de señales k(i) se
recibe como parte de una secuencia de señales de recepción
E(1) a través de la estación móvil (MS) y se sigue procesando
para fines de sincronización.
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes,
en el que la secuencia de señales k(i) es
calculada por la estación móvil (MS), utilizándose en la estación
móvil conocimientos sobre la primera y segunda secuencia parcial
de señales K1(j) K2(k).
7. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes,
- -
- en el que en la estación móvil (MS) se determinan las sumas de correlación S de la secuencia de señales k(i) con los correspondientes tramos de la secuencia de señales de recepción E(i),
- -
- calculándose una secuencia de sumas de correlación parcial TS(z) de la secuencia parcial de señales k2(k) con las correspondientes partes de la secuencia de señales de recepción E(1), y eligiéndose para el cálculo de la suma de correlación S n1 elementos de la secuencia de sumas de correlación parcial TS(z) y multiplicándose para lograr un producto escalar por la secuencia parcial de señales k1(j).
8. Procedimiento según la reivindicación 7,
en el que para el cálculo de una suma de
correlación S n1 se eligen en cada caso los elementos n2 de la
secuencia de sumas de correlación parcial de la secuencia
TS(z).
9. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 6,
- -
- en el que en la estación móvil (MS) se determinan sumas de correlación S de la secuencia de señales k(i) con los correspondientes tramos de la secuencia de señales de recepción E(1),
- -
- calculándose una secuencia de sumas de correlación parcial TS(z) de la secuencia parcial de señales k1(j) con elementos elegidos de la secuencia de señales de recepción E(1), y para el cálculo de una suma de correlación S se multiplican n2 elementos de la secuencia de sumas de correlación parcial TS(z) para lograr un producto escalar por la secuencia parcial de señales k2(k).
10. Procedimiento según la reivindicación 9,
en el que para el cálculo de una suma de
correlación parcial TS n1 se eligen en cada caso los elementos n2
de la secuencia de señales de recepción E(1).
11. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 7 a 11,
en el que se memorizan las sumas de correlación
parcial calculadas TS y se utilizan para el cálculo de otra suma de
correlación S.
12. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes,
en el que en la estación móvil (MS) se utiliza un
correlador Golay eficiente (EGC) al menos parcialmente para el
cálculo de la secuencia de señales, en particular para el cálculo
de al menos una suma de correlación.
13. Estación de base (BS)
- -
- con elementos (SPE) para la memorización o bien para la formación de una secuencia de señales K(i), que puede obtenerse repitiendo una secuencia parcial de señales K2(k) de una longitud n2 = 16 n1 = 16 veces y modulando entonces con la primera secuencia parcial de señales k1(j) de la longitud n1 = 16, rigien- do:
K(i) =
K2(i mod n2) * K1(i div n2),
\hskip0.5cmpara i = 0 ... n1*n2-1
- -
- siendo al menos una de las secuencias parciales de señales una secuencia Golay X_{n}(k) de la longitud nx = n1 = 16, que puede formarse mediante la siguiente relación:
- X_{0} (k) = \delta(k)
- X'_{0} (k) = \delta(k)
\newpage
- X_{n} (k) = X_{n-1} (k) + W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- X'_{n} (k) = X_{n-1} (k) - W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- k = 0, 1, 2, ..., 2^{NX}-1
- n = 1, 2, ..., NX
- Dn = 2^{Pn}
con
- nx = 16 = 2^{NX}
- NX = 4
- \delta(k) función delta de Kronecker,
- -
- tomándose la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4} utilizada para la formación de una secuencia parcial de señales y la magnitud unitaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3} W_{4};):
- 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1+1+1; 3201, +1-1-1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, +1-1+1-1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; 3201, -1-1-1-1; 1023, +1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023, +1-1-1+1; 1023, -1-1-1+1; 1023, +1+1-1-1; 1023, -1+1-1-1; 1023, +1-1-1-1; 1023, -1-1-1-1; y
- -
- con medios para la emisión de estas secuencias de señales K(i) para fines de sincronización con una unidad receptora (MS).
14. Estación móvil (MS)
- -
- que está equipada de tal manera que la misma calcula, para la sincronización entre una estación de base (BS) y la estación móvil (MS), una secuencia de sincronización K(i), que puede obtenerse repitiendo una segunda secuencia parcial de señales K2(k) de la longitud n2 = 16 n1 = 16 veces y modulando entonces con la primera secuencia parcial de señales k1(j) de la longitud n1 = 16, rigiendo:
K(i) =
K2(i mod n2) * K1(i div n2),
\hskip0.5cmpara i = 0 ... n1*n2-1
- -
- siendo al menos una de las secuencias parciales de señales una secuencia Golay X_{n}(k) de longitud nx = n1 = 16, que puede formarse mediante la siguiente relación:
- X_{0} (k) = \delta(k)
- X'_{0} (k) = \delta(k)
- X_{n} (k) = X_{n-1} (k) + W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- X'_{n} (k) = X_{n-1} (k) - W_{n} \cdot X'_{n-1} (k-D_{n})
- k = 0, 1, 2, ..., 2^{NX}-1
- n = 1, 2, ..., NX
- Dn = 2^{Pn}
con
- nx = 16 =2^{NX}
- NX = 4
- \delta(k) función delta de Kronecker,
- -
- habiéndose tomado la permutación P_{1}, P_{2}, P_{3}, P_{4} utilizada para la formación de una secuencia parcial de señales y la magnitud unitaria W_{1}, W_{2}, W_{3}, W_{4} de la siguiente cantidad de pares de magnitudes unitarias de permutación (P_{1} P_{2} P_{3} P_{4}, W_{1} W_{2} W_{3} W_{4};):
- 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1+1+1; 3201, +1-1-1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, +1-1+1-1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; 3201, -1-1-1-1; 1023, +1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023, +1-1-1+1; 1023, -1-1-1+1; 1023, +1+1-1-1; 1023, -1+1-1-1; 1023, +1-1-1-1; 1023, -1-1-1-1;.
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