ES2235448T3 - Convertidor de radiofrecuencias. - Google Patents
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Abstract
UNA CADENA DE EMISION-RECEPCION COMPRENDE UN BUCLE (1) CON BLOQUEO DE FASE Y UN BUCLE (2) DE FRECUENCIA DE TRASLACION. PARA PROVOCAR SALTOS DE FRECUENCIA, SE HACE VARIAR CON GRANDES (NS, MS) PASOS, PERO EN SENTIDO CONTRARIO, LAS FRECUENCIAS EN LOS DOS BUCLES. SE MUESTRA LA REDUCCION DEL RUIDO PROVOCADO POR LA DIVISION EN FRECUENCIA EN LOS BUCLES.
Description
Convertidor de radiofrecuencias.
La presente invención tiene por objeto una cadena
de emisión-recepción así como un procedimiento de
emisión, utilizable, especialmente, en el ámbito de la telefonía
móvil. El ámbito preferido de la invención es el de la telefonía
móvil porque, en la telefonía móvil, de tipo TDMA, lo mismo que
FDMA, es necesario provocar regularmente saltos de frecuencia de
emisión. Desde el punto de vista del sistema de la telefonía móvil
estos saltos sirven para cambiar de canal y, por tanto, para
repartir ruidos presentes en bandas particulares de frecuencia
entre varias comunicaciones intercambiadas entre teléfonos móviles y
estaciones de base. La invención, por tanto, tiene por objeto
permitir una agilidad de frecuencia. En este sentido, ésta podría
utilizarse, también, en el ámbito del radar, por ejemplo, en
contramedidas.
Las cadenas de emisión comprenden, generalmente,
un conjunto de bucles de bloqueo de fase. Cada bucle de bloqueo de
fase está provisto de un oscilador que es mandado en tensión. El
principio de estas cadenas de emisión es mezclar las ondas
producidas por los bucles de bloqueo de fase de manera que se
produzca una onda de emisión. Generalmente, se realiza un primer
bucle cuyo oscilador oscila a una frecuencia intermedia, por
ejemplo, alrededor de 100 MHz o 200 MHz, y un segundo bucle cuyo
oscilador oscila a una frecuencia de traslación. Por ejemplo, en el
ámbito del GSM, la frecuencia de traslación podrá ser del orden de
800 MHz para conducir a una emisión alrededor de 900 MHz. En el
marco del DCS, ésta será del orden de 1.700 MHz para conducir a una
emisión alrededor de 1.800 MHz. La combinación de estas dos ondas de
frecuencia intermedia y de frecuencia de traslación es, en general,
directa. Ésta puede realizarse, igualmente, en el marco de un
tercer bucle. La señal del bucle de frecuencia intermedia sirve,
entonces, de consigna a un comparador de fase del tercer bucle que
recibe una señal resultante de la sustracción de la señal en la
frecuencia de traslación de una señal en una frecuencia de
emisión.
Un bucle de bloqueo de fase comprende,
esencialmente, un oscilador de frecuencia variable mandado en
tensión, unido en la salida a la entrada de un comparador de fase,
que, por otra parte, recibe una señal de consigna de una frecuencia
que hay que respetar. El comparador de fase facilita una señal de
mando que, preferentemente, es filtrada en un filtro de paso bajo.
La señal de mando facilitada por el filtro de paso bajo sirve de
mando del oscilador mandado en tensión. Este esquema conduce a
disponer a la salida del oscilador de una señal cuya frecuencia es
un múltiplo, por un coeficiente de división del divisor de
frecuencia, de la frecuencia de la señal inyectada en consigna en el
comparador de fase.
Los saltos de frecuencia, correspondientes a
múltiplos de una anchura de banda de canal normalizada, son
múltiplos de valores normalizados. Por ejemplo, en el marco del GSM,
se utilizan anchuras de banda de canal de 200 KHz. Los
diferentescanales están, así, espaciados uno de otro según un paso
frecuencial igual a 200 KHz.
En el estado de la técnica, especialmente, en la
obra "Phaselock Techniques" de Floyd M Gardner publicada por
John Wiley & sons 1979, p. 211 y en "Phase nose in signal
sources" de W P Robins publicada por Peter Peregrinus Ltd 1982,
P. 116, para realizar saltos de frecuencia, se conoce modificar el
coeficiente de división del divisor incorporado en el bucle de
traslación de frecuencia de modo que los saltos esperados se
obtienen por adición/sustracción. Por ejemplo, en el marco del GSM,
con un paso de 200 KHz, y frecuencias de traslación iguales a 1.700
MHz, el coeficiente de división es del orden de 8.500. Este
coeficiente varía de una a varias unidades según que el salto de
frecuencia que hay que realizar sea de una a varias veces el paso
de 200 KHz.
Una solución de este tipo no es totalmente
satisfactoria porque, desgraciadamente, a pesar de todas las
precauciones tomadas para su realización, el bucle de frecuencia de
traslación con divisor de frecuencia conduce a generaciones de
ruidos molestos en la banda emitida. En efecto, el oscilador y
todos los componentes presentes en un bucle de este tipo producen
ruido. De hecho, el ruido a la salida de una cadena de emisión de
este tipo es, entonces, esencialmente, proporcional al coeficiente
de división del divisor del bucle de traslación de frecuencia.
En la invención se prevé poner remedio a este
problema realizando el paso de frecuencia buscado para la emisión,
que debe ser de valor pequeño (200 KHz en un ejemplo preferido),
realizando una sustracción entre dos pasos que ellos mismos no
serán pequeños. En un ejemplo, un primer paso de variación valdrá
5,2 MHz con una frecuencia de comparación de 2,6 MHz. Otro paso
valdrá 5 MHz con una frecuencia de comparación de 1 MHz. Por
sustracción, entonces, entre estos dos pasos de variación, puede
obtenerse un paso pequeño al mismo tiempo que no ha habido nunca que
provocar variaciones de frecuencia pequeñas. En la invención, se
obtiene la sustracción haciendo aumentar la frecuencia del bucle a
la frecuencia de traslación (por el paso de 5,2 MHz), mientras que
se hace disminuir la frecuencia del bucle a la frecuencia
intermedia (por el paso de 5 MHz). En el momento de la adición, se
obtiene un paso de valor pequeño (0,2 MHz).
En estas condiciones, puede demostrarse que el
coeficiente de división del divisor de la banda de frecuencia de
traslación puede pasar, aproximadamente, de 8.500 a 600.
Por otra parte, cuando se efectúa un salto de
frecuencia, los bucles de bloqueo de fase deben adaptarse al nuevo
valor de frecuencia lo más rápidamente posible. Ahora bien, la
velocidad de adaptación del servocontrol es proporcional a la
anchura de la banda pasante del filtro de paso bajo unido a la
salida del comparador. Debido a que, con la invención, la
frecuencia de comparación es mucho más elevada, es posible tener
una frecuencia de corte mucho más elevada. Con una frecuencia de
corte de filtro mucho más elevada, el tiempo de adaptación es,
entonces, menor. Con la invención, esta velocidad es, entonces,
notablemente más elevada y la adaptación es mucho más rápida debido
a una frecuencia de comparación mucho mayor elegida en los propios
bucles para los saltos de frecuencia.
Finalmente, debido a que, con la invención, los
circuitos son menos ruidosos, es posible integrarlos en un mismo
circuito integrado, lo que reduce enormemente el coste y aumenta
mucho su fiabilidad.
La invención, por tanto, tiene por objeto, para
resolver este primer problema, una cadena de emisión, especialmente
para un teléfono móvil, que comprende, unidos entre sí, un primer,
un segundo y un tercer bucle de bloqueo de fase, para producir,
respectivamente, una señal en una frecuencia intermedia, una señal
en una frecuencia de traslación y una señal en una frecuencia de
emisión, siendo el valor de la frecuencia de emisión igual a la
suma de los valores de las frecuencias intermedia y de traslación,
caracterizada porque los valores de las frecuencias intermedia y de
traslación son programables por circuitos de división y porque las
variaciones de los coeficientes de estos circuitos de división
están relacionadas entre sí por una variación de la frecuencia de
emisión que hay que obtener.
Ésta tiene por objeto, igualmente, un
procedimiento de emisión, especialmente, para un teléfono móvil, que
comprende las etapas siguientes:
- -
- se hace funcionar un primer, un segundo y un tercer bucle de bloqueo de fase, para producir, respectivamente, una señal en una frecuencia intermedia, una señal en una frecuencia de traslación y una señal en una frecuencia de emisión,
- -
- se conectan entre sí los tres bucles para que el valor de la frecuencia de emisión sea igual a la suma de los valores de la frecuencia intermedia y de la frecuencia de traslación.
caracterizado porque se hace disminuir el valor
de la frecuencia intermedia al mismo tiempo que se hace aumentar el
valor de la frecuencia de traslación, o recíprocamente, de tal modo
que estas diferencias de aumento y disminución inducen una variación
de la frecuencia de emisión.
Otro problema se presenta en los
emisores-receptores de teléfonos móviles cuando el
caudal de información aumenta, especialmente, en el marco de la
norma HSCSD JPRS. En efecto, generalmente, se obtiene un ahorro en
estos teléfonos móviles utilizando para la recepción una parte de
los circuitos utilizables para la emisión. Debido a que las bandas
de frecuencia de emisión y de recepción son diferentes, es necesario
efectuar un salto de frecuencia al final de una ventana temporal de
emisión (o de recepción) para calar el receptor (o el emisor)
alrededor de una frecuencia portadora diferente de una portadora de
emisión (o de recepción). Por otra parte, en el caso de las
transmisiones a gran caudal (56 Kbits/s), está previsto que un
emisor pueda emitir durante dos, o varias, ventanas temporales
sucesivas en el seno de una misma trama de tipo GSM. En este caso,
el tiempo restante para efectuar el salto de frecuencia entre la
portadora de emisión y la de recepción, o recíprocamente, se
reduce. Éste puede hacerse, por ejemplo, tan corto como una sola
ventana GSM (y no igual, al menos, a un tiempo de trama). En este
caso, el tiempo de adaptación, incluso mejorado como anteriormente,
es todavía demasiado largo.
Para resolver este segundo problema, se prevé en
la invención dotar a la cadena de emisión-recepción
de un bucle de bloqueo de fase dedicado a la recepción y de dos
osciladores mandados en tensión. Uno de estos osciladores sirve para
la emisión, el otro para la recepción. Es posible, entonces,
anticipar el instante de calado de un bucle de bloqueo de fase para
iniciar la adaptación. De este modo, se resuelve el problema de la
estabilización en frecuencia de las señales de portadora en el
momento deseado.
La invención, por tanto, tiene por objeto,
igualmente, una cadena de emisión-recepción,
especialmente para un teléfono móvil, que comprende, unidos entre
sí, un primer, un segundo y un tercer bucle de bloqueo de fase, para
producir, respectivamente, una señal en una frecuencia intermedia,
una señal en una frecuencia de traslación y una señal en una
frecuencia de emisión, siendo el valor de la frecuencia de emisión
igual a la suma de los valores de las frecuencias intermedia y de
traslación, caracterizada porque el bucle de traslación se desdobla
en un primer y un segundo bucle de traslación, para dar servicio,
respectivamente, a un circuito de emisión y a un circuito de
recepción, comprendiendo cada uno de estos dos bucles en serie un
oscilador de frecuencia variable mandado en tensión, un divisor de
frecuencia, un comparador de fase y un filtro de paso bajo.
La invención se comprenderá mejor con la lectura
de la descripción que sigue y del examen de las figuras que la
acompañan. Éstas se dan solamente a título de ejemplo y en modo
alguno limitativo de la invención. Las figuras muestran:
- Figura 1: una representación funcional de una
cadena de emisión de acuerdo con la invención que, por otra parte,
comprende un desmodulador asociado y realizado en un circuito
integrado;
- Figura 2: una tabla que muestra las evoluciones
de los coeficientes divisores en los bucles de frecuencia
intermedia y de frecuencia de traslación, los desvíos de frecuencia
correspondientes obtenidos, y la frecuencia de emisión que se
obtiene;
- Figura 3: una cadena de acuerdo con la
invención comparable a la de la figura 1, en la cual se ha
modificado el circuito de recepción.
La figura 1 muestra una cadena de emisión de
acuerdo con la invención. Esta cadena de emisión está destinada,
especialmente, a una utilización en el ámbito de la telefonía
móvil. Esta cadena comprende tres bucles de bloqueo de fase
indicados por las cifras 1 a 3. El primer bucle 1 es un bucle
denominado de frecuencia intermedia y podría producir en su salida
4 una señal en una frecuencia intermedia. El segundo bucle 2 es un
bucle en una frecuencia de traslación y produce en su salida 5 una
señal en una frecuencia de traslación. El tercer bucle es un bucle
de emisión, éste produce en su salida 6 una señal en una frecuencia
de emisión. En un ejemplo, la señal disponible en la salida 4
tendrá una frecuencia del orden de 100 MHz, la señal disponible en
la salida 5 tendrá una frecuencia del orden de 1.700 MHz. El valor
de la frecuencia de emisión se forma, así, aditivamente por el
valor de la frecuencia intermedia y de la frecuencia de traslación.
En el marco del DCS la frecuencia de emisión vale, así, del orden
de 1.800 MHz (con variaciones de acuerdo con las asignaciones de
frecuencias acordadas para un operador de telecomunicaciones). En
el marco del GSM estos valores deben ser modificados para que la
frecuencia de emisión valga 800 MHz.
Sería posible, sin embargo, obtener la frecuencia
de emisión por una sustracción del valor de la frecuencia
intermedia, del valor de la frecuencia de traslación. Se mantendrá,
sin embargo, en este caso, la terminología de formación aditiva
puesto que la frecuencia de traslación sería, entonces, el resultado
de la adición de la frecuencia de emisión y de la frecuencia
intermedia.
La cadena de emisión de la invención comprende,
por otra parte, un circuito modulador 7 interpuesto en las
conexiones entre estos bucles. En el ejemplo representado, el
circuito modulador 7 está interpuesto en la conexión entre el bucle
1 y el bucle 3. Sin embargo, éste podría estar interpuesto entre
bucles cualesquiera. El objeto es modular la señal disponible a la
frecuencia de emisión por una señal modulante que hay que emitir.
La señal modulante que hay que emitir representa la información.
Ésta es aquí una señal analógica de dos componentes I y Q (así como
sus valores complementarios NI y NQ).
En el circuito modulador 7, la señal en
frecuencia intermedia disponible en la salida 4 es introducida en un
desfasador de 90 grados 8 cuyas salidas, desfasadas entre sí 90
grados, atacan, respectivamente, mezcladores 9 y 10. De manera
conocida, el desfasador de 90º comprende dos divisores de frecuencia
por dos, arrancados, respectivamente, por un frente ascendente y un
frente descendente de la señal en frecuencia intermedia. En la
práctica, la frecuencia de la señal en frecuencia intermedia
utilizada es, por esta razón, el doble de la citada hasta ahora.
Sin embargo, esta precisión no quita en modo alguno la generalidad
de la invención, puesto que para la realización de la cadena de la
invención es suficiente doblar todos los valores relativos al primer
bucle. Los componentes desfasados 90º de la señal en frecuencia
intermedia se mezclan con las señales I y Q, respectivamente. Las
salidas de los mezcladores 9 y 10 se combinan una con otra en un
adicionador 11 que facilita una señal modulada.
Podría preverse, naturalmente, cualquier otro
tipo de circuito modulador. Especialmente, el lugar de este circuito
modulador podría ser diferente. En ciertos casos, el circuito
modulador está colocado en el bucle de emisión.
El calado en frecuencia de los bucles 1 y 2 se
obtiene por la producción de una señal de referencia producida por
un circuito de referencia 12. En un ejemplo preferido, que se
utilizará hasta el final de esta exposición para simplificar la
explicación, la señal producida por la referencia 12 tiene una
frecuencia Fref de 13 MHz. Sin embargo, esta señal podría tener
cualquier otro valor. En un ejemplo, el circuito 12 de referencia
comprende un cuarzo. La señal de referencia 12 es introducida, en
particular, por intermedio de divisores 13 y 14, de valor
respectivamente Mi y Ms, en las entradas de consignas de
comparadores de fase 15 y 16 de los bucles 1 y 2, respectivamente.
Los comparadores de fase 15 y 16 reciben, por otra parte, señales
de salidas facilitadas por dos osciladores mandados en tensión 17 y
18 de estos bucles y que han sido divididas por divisores 19 y 20
de valor Ni y Ns en los bucles 1 y 2, respectivamente.
Suponiendo que el coeficiente Mi valga 13, la
señal disponible en la salida del divisor 13 tendrá, entonces, una
frecuencia de 1 MHz. La señal facilitada por el comparador de fase
15 va a mandar, por tanto, el oscilador 17 de tal modo que el
resultado de la división por Ni de la señal producida por este
oscilador 17 sea también una señal a 1 MHz. En consecuencia, la
señal disponible en la salida 4 tendrá una frecuencia de NI x 1 MHz.
Dicho de otro modo, el funcionamiento de un bucle es producir en la
salida una señal cuya frecuencia es el producto de la frecuencia de
la señal de consigna por el coeficiente de división del bucle. En
el bucle 1, el oscilador 17 comprende, de manera conocida, una
salida unida a la entrada del divisor 19 y a la entrada del circuito
modulador 7. Esta salida facilita la señal a la frecuencia
intermedia.
En el estado de la técnica, habida cuenta de la
necesidad de tener un paso de valor pequeño para los saltos de
frecuencia, de 200 KHz en un caso preferido, la frecuencia de la
señal de consigna del bucle 2 de traslación de frecuencia debía
presentarse obligatoriamente con este valor pequeño. En estas
condiciones, el coeficiente Ns de división del divisor 20 era
elevado. En un ejemplo, éste valía 8.500 para transformar una señal
a 1.700 MHz en una señal con una frecuencia comparable a 200
MHz.
En la invención, se trata de modo completamente
diferente, constatando que la frecuencia de emisión disponible en la
salida 6 es el resultado de la adición de la frecuencia de la señal
disponible en la salida 4 con la frecuencia de la señal disponible
en la salida 5. En estas condiciones, se elige hacer aumentar la
frecuencia de la señal disponible en la salida 5 con un paso grande.
En un ejemplo, se ha elegido 5,2 MHz para este paso grande con una
frecuencia de comparación de 2,6 MHz. Por compensación, se elige,
entonces, hacer disminuir la frecuencia de la señal producida por
el otro bucle, el bucle 1, con un paso igualmente grande. En el
estado de la técnica, el bucle 1 de regulación de frecuencia
intermedia tenía un valor fijo en frecuencia. En la invención, la
señal disponible en este bucle tiene una frecuencia que varía
durante los saltos de frecuencia.
La adición de las dos señales se provoca,
preferentemente, en el tercer bucle 3 de la manera siguiente. El
bucle 3 comprende, también, un oscilador 21 mandado en tensión. La
salida 6 del oscilador 21 está unida a un dispositivo de emisión
que comprende un amplificador 23, un duplexor 24 y una antena de
emisión 25. La señal disponible en la salida 6, es tomada,
igualmente, por un captador 26 antes de la amplificación. Esta
señal tomada es mezclada en un mezclador 27 con la señal disponible
en la salida 5 del bucle 2. La señal resultante de la mezcla por el
mezclador 27, disponible en una salida 28, es inyectada en un
comparador de fase 29 en el que ésta es comparada con la señal
facilitada por la cadena de emisión 7, por tanto, en lo que
concierne a la portadora de la frecuencia de emisión, por el bucle
de frecuencia intermedia 1. El mezclador 27 efectúa la sustracción
y la adición de las frecuencias de las señales disponibles en la
salida 6 y en la salida 5. Con un filtro de paso bajo 33 se elimina
la componente de adición. La señal facilitada por el comparador 29
que manda el oscilador 21 tiene por efecto que el resultado de esta
sustracción deba ser igual a la señal a la frecuencia intermedia,
excepto las señales de modulación I y Q.
Los comparadores de fases 15, 16 y 29 están
unidos a los osciladores mandados en tensión 17, 18 y 21 por
intermedio de filtros de paso bajo, respectivamente, 30, 31 y 32.
El filtro 30 tiene una frecuencia de corte baja, del orden de 100
KHz. El filtro 31 tiene una frecuencia de corte baja del orden de
100 KHz a 200 KHz. El filtro 32 tiene una frecuencia de corte baja,
del orden de 200 a 300 KHz. Además, la frecuencia de corte del
filtro 33 es del orden de 200 MHz. Los filtros 30 a 33 son filtros
de bucle.
En el circuito representado, los divisores 13,
14, 19 y 20 son, esencialmente, programables. Se sabe realizar
fácilmente tales divisores utilizando en sus principios contadores
con puesta acero automática y desconexión en el momento en que
alcanzan un valor prerregistrado. La señal de desconexión de estos
contadores representa la señal en frecuencia dividida. El valor
prerregistrado representa el coeficiente de división.
La figura 2 muestra una tabla que permite
explicar simplemente, de una manera cifrada, el funcionamiento de la
invención. En la tabla, una primera columna 34 indica valores
posibles del coeficiente de división Ni del divisor 19. Una segunda
columna 35 indica el valor de la frecuencia intermedia disponible en
consecuencia en la salida 4. Una tercera columna 36 da el valor del
coeficiente de división del divisor 20. Una cuarta columna 37
indica la frecuencia de la señal a la frecuencia de traslación
disponible en la salida 5. Una última columna 38 indica el valor de
la frecuencia de la señal de emisión resultante.
Como se ha explicado, de manera preferida, el
coeficiente Mi del divisor 13 vale 13 de modo que la frecuencia de
la señal de consigna admitida en la entrada del comparador 15 vale 1
MHz. Pero la explicación sigue siendo válida si el coeficiente Mi
tiene un valor diferente.
Si, por ejemplo, primera línea de la tabla, el
coeficiente Ni está fijado en el valor 98, la frecuencia de la
señal introducida en la otra entrada del comparador 15 valdrá el
valor de la frecuencia facilitada por el oscilador 17 dividida por
98. Una vez comparada por el comparador 15, y filtrada por el
filtro 30, la señal resultante de la comparación es reinyectada como
mando en el oscilador 17. En la práctica, si Ni vale 98, la
frecuencia de la señal disponible en la salida 4 es una señal en
una frecuencia de 98 MHz (98x1 MHz).
En un ejemplo preferido, el divisor 14 tiene un
coeficiente de división Ms igual a 5. Sin embargo, éste podría
tener, también, otro valor. En consecuencia, la señal admitida en
la entrada de consigna del comparador de fase 16 vale 2,6 MHz. De
acuerdo con el mismo razonamiento que anteriormente, la señal
disponible en la salida 5 del oscilador 18 valdrá este valor de
consigna 2,6 MHz, multiplicado por el coeficiente Ns. En un
ejemplo, primera línea de la tabla, Ns vale 620. Esto conduce a
disponer de una señal en la salida 5 cuya frecuencia vale 1.612 MHz
(620 x 2,6 MHz). Después del paso por el bucle 3, la señal
disponible en la salida 6 del modulador valdrá 1.710 MHz, columna
38 (1.710 = 98 + 1.612). Haciendo esto, por el bajo valor del
coeficiente Ns, se ha puesto en práctica una de las características
esenciales de la invención.
Se observará que, debiendo efectuarse las
divisiones por números enteros (siendo efectuado el tratamiento en
forma numérica), no es posible a partir de una señal a 13 MHz,
facilitada por la referencia 12, disponer, por una división por un
número entero Ms, de un paso de 5,2 MHz. Habría sido necesario
dividir por 2,5 que no es entero. También, para compensar esta
dificultad, la evolución del coeficiente Ns, columna 36,
evolucionará de dos en dos unidades.
Así, si a partir de aquí se realiza un salto de
frecuencia elemental de 200 KHz, se va a hacer saltar la frecuencia
del bucle de traslación en 5,2 MHz. Esto se obtiene eligiendo un
coeficiente Ms de 622 lo que lleva a una frecuencia en este bucle
de 1.617,2 MHz. Se constata, por tanto, que se ha obtenido un salto
de 5,2 MHz con respecto a la situación precedente. Por
compensación, en el bucle 1 se hará progresar el coeficiente Ni en
5 unidades en disminución. Éste pasa, así, de 98 a 93. Cuando Ni
vale 93, de acuerdo con lo que se ha indicado anteriormente, la
señal a la frecuencia intermedia vale 93 MHz. Por combinación en el
bucle 3, las señales a 93 MHz y a 1.617,2 MHz conducen a una señal a
1.710,2 MHz. Se ha obtenido, así, por tanto, el salto de frecuencia
con un paso pequeño (de 200 KHz) combinando dos pasos grandes que
tienen entre sí una diferencia igual a este paso pequeño.
Así sucesivamente, puede modificarse la
frecuencia de emisión haciendo aumentar el coeficiente Ns en dos
unidades mientras que el coeficiente Ni disminuye en 5 unidades.
Naturalmente, pueden obtenerse frecuencias inferiores a 1.710 MHz
haciendo aumentar el coeficiente Ni a 103 y después a 108 y así
sucesivamente, y haciendo disminuir el coeficiente Ns a 618 y a 616
y así sucesivamente.
Se constata, por tanto, que las variaciones de
los coeficientes de división Ni y Ns están relacionadas por una
variación de la frecuencia de emisión. Cuando el paso A de
variación del coeficiente Ni vale 5, éste provoca un paso "a"
de variación de frecuencia de la frecuencia intermedia de 5 MHz. En
el segundo bucle, un paso B de 2 unidades de Ns provoca un paso de
frecuencia "b" de 5,2 MHz de la frecuencia de traslación. La
frecuencia de emisión evoluciona, entonces, con un paso de
frecuencia b-a igual a 200 KHz en el ejemplo.
La frecuencia de traslación Ft vale Fref*Ns/Ms.
Igualmente, la frecuencia intermedia F1 vale Fref*Ni/Mi. Se obtiene
que las variaciones a y b de estas frecuencias se escriben
b=Fref*\DeltaNs/Ms y a=Fref*\DeltaNi/Mi. Ahora bien \DeltaNs
es el paso B mientras que \DeltaNi es el paso A. Se obtiene
a/b=(B/Ms)/(A/Mi). Se puede deducir que la relación Mi/Ms de los
coeficientes divisores de los divisores 13 y 14, respectivamente,
es igual o proporcional a Ab/aB. Por otra parte, podría elegirse un
paso a mayor que el paso b. En este caso, el paso de variación de
la frecuencia de emisión sería a-b.
Esta manera de proceder puede tener un límite, la
aptitud del bucle 1 para calarse en toda la dinámica de frecuencia
deseada. En teoría, el coeficiente Ni podría, así, descender hasta
1. En la práctica, se utilizan osciladores 17 que no tienen una
banda de sintonización electrónica total. En este caso, se constata
que los pasos de frecuencia a y b pueden ser combinados de modo
diferente. Por ejemplo, sexta línea de la tabla, es posible llegar a
la frecuencia de emisión de 1.711 MHz de dos maneras. Si el
coeficiente Ni vale 73 y el coeficiente Ns vale 630, en
continuación lógica de la variación de estos coeficientes en las
columnas 34 y 36 respectivamente. Si, preferentemente, el
coeficiente Ni vale 99 mientras que el coeficiente Ns vale 620. En
este caso, se llega, también, al resultado buscado, pero con una
exploración limitada del coeficiente Ni. Se juega, así, con los
valores módulo a y módulo b para producir un resultado módulo a -
módulo b, o módulo a + módulo b que permita una excursión limitada
del coeficiente Ni.
La figura 1 muestra, igualmente, de modo
esquemático, otra característica importante de la invención
representada en forma de una superficie grisácea 39. La superficie
grisácea 39 muestra todos los equipos del modulador que pueden
estar integrados en un mismo circuito integrado. Aparte de los
filtros 30 a 33, así como los osciladores mandados en tensión 18 y
21, todos los circuitos presentados hasta ahora pueden estar
integrados en un mismo circuito integrado 39. Esto conduce a
disponer de una arquitectura de muy bajo coste. Incluso el
oscilador 17 puede estar integrado en el circuito integrado 39.
Además, a la salida del oscilador 18, antes de la
entrada en el mezclador 27, se coloca en cascada un divisor 40 de
frecuencia por dos. El divisor 40 es conmutable. Éste permite
dividir, o no dividir, por dos la frecuencia de la señal a la
frecuencia de traslación. En la práctica, un divisor 40 de este tipo
puede permitir pasar del protocolo DCS (1.800 MHz) al protocolo GSM
(900 MHz) sin tener que concebir un circuito doble. El divisor 40
está integrado, también, preferentemente, en el circuito 39.
La figura 1 muestra, también, que en la salida
del duplexor 24, puede conectarse un circuito de recepción que
comprende un desmodulador 41 que produce las señales I y Q (o NI, y
NQ) por mezcla, en mezcladores 42 y 43, de la señal recibida con
una señal producida por el bucle 2 y que pasa a un desfasador de 90
grados 44. El problema del ruido es menos crucial en recepción. En
este caso, en el momento de la recepción, los bucles 1 y 3 están
desactivados y el bucle 2 produce directamente una señal a la
frecuencia de recepción. En esta utilización, el divisor 14 estará
afectado de un coeficiente divisor Ms que vale 65 para producir una
frecuencia de comparación de 200 KHz, mientras que el divisor Ns
valdrá 8.500 para que el oscilador 18 produzca una señal del orden
de 1.800 MHz en el marco del DCS. En este marco, la desmodulación
es directa, sin pasar por una etapa en frecuencia intermedia.
La figura 3 toma los mismos elementos que la
figura 1 con la diferencia, no obstante, de que el oscilador 18 no
debe tener una dinámica demasiado importante. Se distingue en ella,
en efecto, un oscilador 18 que debe dar servicio en emisión y cuya
banda de variación estará comprendida, típicamente, entre 1.530 MHz
y 1.654 MHz, en el caso del DCS, mientras que un oscilador 45 que
da servicio en recepción tendrá una banda que evoluciona entre 1.805
MHz y 1.920 MHz en el caso del DCS igualmente. Por contraste, en el
esquema de la figura 1, el oscilador 18 debía tener una dinámica
que permitiera cubrir la banda de recepción y la banda de emisión,
añadida a un valor de la separación de los canales. En efecto, en el
marco de la telefonía de tipo GSM, los canales de emisión y de
recepción están separados uno de otro.
En un ejemplo, las vías de emisión y de recepción
tienen, cada una, una banda de 35 MHz y están espaciadas 10 MHz. Con
los dos osciladores 18 y 45, cada uno de ellos puede tener una
dinámica menor de variación de frecuencia. En este caso, el bucle 2
está desdoblado para dar servicio, por una parte, en emisión, con el
filtro 31 y el oscilador 18 y, por otra, en recepción, con un
filtro 46 y el oscilador 45. Habida cuenta de las frecuencias
previstas, la frecuencia de corte del filtro de paso bajo puede ser
del orden de 5 a 10 KHz. Preferentemente, los divisores 47 y 48 y
los comparadores de fase 49 y 50 de cada uno de estos bucles están
incorporados en el circuito integrado 39.
Esta arquitectura presenta, sobre todo, la
ventaja de que los divisores 47 y 48 pueden estar acondicionados con
anticipación, incluso antes de ser utilizados, desde el momento en
que se conozca, de hecho, la frecuencia de la portadora en la cual
deben participar. Se sabe, por otra parte, que, en el marco del GSM,
la evolución en frecuencia durante los saltos resulta del
tratamiento de un algoritmo memorizado en los teléfonos móviles.
Estos, por tanto, de acuerdo con la invención, pueden hacer
anticipar el tratamiento de este algoritmo, definir frecuencias de
portadora utilizables en ventanas temporales futuras, deducir los
valores de los coeficientes de los divisores, e imponerlos a estos
divisores con suficiente avance temporal para que la frecuencia
regulada en cada uno de los bucles de traslación esté bien
estabilizada en el momento en que ésta tenga que ser utilizada. El
hecho de disponer de dos bucles de traslación permite, por ejemplo,
empezar a acondicionar uno de estos bucles mientras que el otro
esté en pleno trabajo. Por tanto, no se está obligado a esperar a
que el otro bucle haya acabado.
En la solución de la figura 1, esta anticipación
no es buscada. Para la recepción, se elige, por el contrario, hacer
un ahorro utilizando elementos del bucle 2, alternativamente, en
recepción y en emisión. En este caso, los filtros 31 o 46 son
puestos en servicio alternativamente en el bucle 2, por medio de dos
conmutadores 51 y 52 que están unidos a estos. Naturalmente, en el
momento de la conmutación, el coeficiente del divisor 20 puede
cambiarse para adaptarlo a la síntesis de otra portadora.
Claims (9)
1. Cadena de emisión, especialmente para un
teléfono móvil, que comprende, unidos entre sí, un primer (1), un
segundo (2) y un tercer (3) bucle de bloqueo de fase (15, 16, 29),
para producir (4, 5, 6), respectivamente, una señal en una
frecuencia intermedia, una señal en una frecuencia de traslación y
una señal en una frecuencia de emisión, siendo el valor de la
frecuencia de emisión igual a la suma de los valores de las
frecuencias intermedia y de traslación, caracterizada porque
los valores de las frecuencias intermedia y de traslación son
programables (Ni, Ns) por circuitos (19, 20) de división y porque
las variaciones de los coeficientes de estos circuitos de división
están relacionadas entre sí por una variación de la frecuencia de
emisión que hay que obtener.
2. Cadena de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizada porque
- el primer bucle comprende un primer divisor de
frecuencia con una primera frecuencia de comparación fc1 cuyo
coeficiente evoluciona con un paso A y provoca un paso de frecuencia
a, igual a A.fc1
- el segundo bucle comprende un segundo divisor
de frecuencia con una segunda frecuencia de comparación fc2 cuyo
coeficiente evoluciona con un paso B y provoca un paso de frecuencia
b, igual a B.fc2
- de modo que se provoca un paso
b-a o a-b de variación de la
frecuencia de emisión.
3. Cadena de acuerdo con la reivindicación 2,
caracterizada porque comprende un circuito (12) de referencia
de frecuencia, un tercer divisor (13) de frecuencia unido a este
circuito de referencia para gobernar el primer bucle y un cuarto
divisor (14) de frecuencia unido a este circuito de referencia para
gobernar el segundo bucle, estando los coeficientes Mi y Ms de
división del tercer y cuarto divisor en la relación Mi/Ms
proporcional o igual a Ab/aB.
4. Cadena de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizada porque cada uno del
primer y segundo bucle comprende en serie un oscilador, un divisor
de frecuencia, un comparador de fase y un filtro de paso bajo, y
porque estos divisores de frecuencia y comparadores de fase están
integrados en un circuito integrado (39) que, por otra parte,
comprende el comparador de fase del tercer bucle.
5. Cadena de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizada porque comprende un
circuito modulador (7) interpuesto en la conexión entre el bucle de
frecuencia intermedia y el bucle de frecuencia de emisión y,
preferentemente, integrado en un mismo circuito que el que contiene
el primer y el segundo bucle.
6. Cadena de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizada porque comprende un
circuito desmodulador (41) unido al segundo bucle, y un juego de
dos filtros (31, 46) de bucles unidos al segundo bucle por un juego
de dos conmutadores (51, 52), estando, preferentemente, este
circuito desmodulador y estos dos conmutadores integrados en un
mismo circuito integrado que el que contiene el primer y el segundo
bucle.
7. Cadena de acuerdo con una de las
reivindicaciones 1 a 6, caracterizada porque el tercer bucle
comprende un divisor (40) de frecuencia por dos, conmutable para
adaptarse a una utilización en GSM o en DCS.
8. Procedimiento de emisión, especialmente, para
un teléfono móvil, que comprende las etapas siguientes
- se hace funcionar un primer (1), un segundo (2)
y un tercer (3) bucle de bloqueo de fase, para producir (4, 5, 6),
respectivamente, una señal en una frecuencia intermedia, una señal
en una frecuencia de traslación y una señal en una frecuencia de
emisión,
- se conectan entre sí los tres bucles para que
el valor de la frecuencia de emisión sea igual a la suma de los
valores de la frecuencia intermedia y de la frecuencia de
traslación.
caracterizado porque se hace disminuir
(35) el valor de la frecuencia intermedia al mismo tiempo que se
hace aumentar (37) el valor de la frecuencia de traslación, o
recíprocamente, de tal modo que estas diferencias de aumento y
disminución inducen una variación de la frecuencia de emisión.
9. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación
8, caracterizado porque se hace aumentar el valor de la
frecuencia de traslación con un paso igual a b y se hace disminuir
el valor de la frecuencia intermedia con un paso a para que la
frecuencia de emisión aumente con un paso a-b.
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