ES2248389T3 - Calibracion del ancho de banda para un bucle bloqueado en frecuencia. - Google Patents
Calibracion del ancho de banda para un bucle bloqueado en frecuencia.Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 37
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 claims abstract description 30
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 21
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 9
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 8
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 12
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 9
- 230000032258 transport Effects 0.000 description 5
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 4
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 239000005574 MCPA Substances 0.000 description 1
- WHKUVVPPKQRRBV-UHFFFAOYSA-N Trasan Chemical compound CC1=CC(Cl)=CC=C1OCC(O)=O WHKUVVPPKQRRBV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000009530 blood pressure measurement Methods 0.000 description 1
- 230000009633 clock regulation Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/07—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop using several loops, e.g. for redundant clock signal generation
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract
Un método para calibrar un bucle (22) bloqueado o fijado en frecuencia, que está destinado a filtrar una señal de referencia extraída de una red de transporte para utilizarla como una señal de referencia para un nodo de una red de comunicaciones (20), de manera que el método comprende: (1) aplicar un primer valor de datos de sintonización (D1) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera que el primer valor de datos de entrada de sintonización (D1) se aplica a un convertidor de digital a analógico (34) que comprende el bucle bloqueado en frecuencia, a fin de suministrar una primera señal de tensión (V1), de modo que dicha primera señal de tensión (V1) se aplica a un oscilador (36) controlado por tensión, que comprende el bucle bloqueado en frecuencia, a fin de generar una primera frecuencia; (2) obtener una primera medida de error, como resultado de la etapa (1); (3) aplicar un segundo valor de datos de sintonización (D2) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera que el segundo valor de datos de entrada de sintonización (D2) se aplica al convertidor de digital a analógico (34) con el fin de suministrar una segunda señal de tensión (V2), de modo que dicha segunda señal de tensión (V2) es aplicada al oscilador (36) controlado por tensión, a fin de generar una segunda frecuencia.
Description
Calibración del ancho de banda para un bucle
bloqueado en frecuencia.
La presente invención se relaciona con los lazos
o bucles bloqueados en frecuencia y, en particular, está destinada
a calibrar la anchura de banda de bucle para un bucle bloqueado o
fijado en frecuencia.
Las comunicaciones digitales constituyen un
ejemplo de tecnología que requiere señales de referencia de alta
calidad. Por ejemplo, una señal de referencia tal como una señal de
regulación temporal o de reloj, generada externamente a un nodo de
una red de comunicaciones digitales (por ejemplo, uno nodo de una
red de telecomunicaciones), puede ser aplicada a lo largo de una
red de transporte hacia el nodo. En el nodo, la señal de referencia
es extraída y utilizada como una fuente u origen de referencia o una
señal de referencia para el nodo.
Tradicionalmente, se ha venido utilizando un
bucle bloqueado en frecuencia, que funciona como un filtro de paso
bajo de ancho de banda estrecho, para extraer la señal de
referencia para un nodo de comunicaciones digitales. El bucle
bloqueado en frecuencia tiene a menudo una implementación o puesta
en práctica fundamentalmente digital. Dos parámetros importantes de
un bucle bloqueado en frecuencia son el tiempo de establecimiento y
la atenuación de la fluctuación o inestabilidad y de las
oscilaciones. Tanto la inestabilidad como las oscilaciones
constituyen una modulación no deseada de la frecuencia en la señal
de referencia, en la que la inestabilidad se encuentra típicamente
por encima de 10 Hz y las oscilaciones se producen por lo común por
debajo de 10 Hz. Dicha modulación indeseada puede ser provocada por
varios fenómenos, tales como la diafonía y los cambios de
temperatura, por ejemplo.
En un bucle bloqueado en frecuencia, es deseable
por lo común un tiempo de establecimiento corto, lo que típicamente
implica una anchura de banda de bucle ancha. Por otra parte, existe
la exigencia contrapuesta de atenuar la inestabilidad y las
oscilaciones, atenuación que requiere una anchura de banda de
modulación pequeña. La oposición entre el acortamiento del tiempo
de establecimiento y la atenuación de la inestabilidad y de las
oscilaciones conduce generalmente a un compromiso para la anchura de
banda de modulación. El compromiso introduce a menudo márgenes
sustanciales para los cuales han de hacerse lamentablemente
concesiones.
Se conoce la práctica de calibrar generadores de
señal, tales como el generador de señal modelo HP8645 y el
generador de señal modelo HP8656, fabricados por la
Hewlett-Packard. El generador de señal modelo HP8645
dispone de la calibración para proporcionar una tabla de tensión
eléctrica o voltaje de sintonización actualizada (tensión en
función de la frecuencia) para el propósito de llevar a cabo
aplicaciones de saltos en frecuencia. La calibración para el
generador de señal modelo HP8656 implica la medida y la utilización
de una relación entre la tensión y la frecuencia de sintonización,
al objeto de obtener una desviación constante cuando se utiliza la
modulación en frecuencia.
Documentos que describen un método y un sistema
para la calibración de generadores de señal son la Patente
norteamericana US-A-4.309.674 (de
Owen) y la Solicitud de Patente del Reino Unido
GB-A-2.337.884 (de Motorola), en las
que se mide y almacena una sensibilidad de modulación en frecuencia
para un oscilador variable, para frecuencias concretas, y se
utiliza para obtener una relación entre una desviación de la
frecuencia y una amplitud de una señal de modulación.
Lo que se necesita, en consecuencia, y constituye
un objeto de la presente invención, es un procedimiento de
calibración y un sistema de calibración destinados a calibrar la
anchura de banda de bucle para un bucle bloqueado en frecuencia, a
fin de optimizar tanto el tiempo de establecimiento como la anchura
de banda de modulación.
Un nodo de una red de comunicaciones extrae una
señal de referencia de una red de transporte a fin de utilizarla
como una señal de referencia para el nodo. El nodo comprende un
bucle bloqueado o fijado en frecuencia que filtra la señal de
referencia, así como un sistema de calibración, que determina un
factor de sensibilidad de sintonización para el bucle bloqueado en
frecuencia.
El bucle bloqueado en frecuencia comprende un
oscilador controlado por tensión, que genera una señal de
oscilador; un detector de frecuencia, que recibe la señal de
referencia y la señal de oscilador; un procesador, que calcula una
señal de corrección de sintonización; y un convertidor de digital a
analógico, que convierte la señal de corrección de sintonización a
una tensión de sintonización analógica, destinada a suministrarse
como entrada al oscilador controlado por tensión.
El sistema de calibración lleva a cabo un
procedimiento de calibración que incluye las etapas de calibración
de (1) obtener una primera medida de error cuando se utiliza una
primera señal de tensión por parte del bucle bloqueado en
frecuencia; (2) obtener una segunda medida de error cuando se
utiliza una segunda señal de tensión por parte del bucle bloqueado
en frecuencia; y (3) utilizar la primera medida de error y la
segunda medida de error para determinar un factor de sensibilidad de
sintonización para el bucle bloqueado en frecuencia.
En particular, se aplica un primer valor de datos
de entrada de sintonización (D1) al convertidor de digital a
analógico, a fin de suministrar el primer valor de señal de tensión
(V1); se aplica un segundo valor de datos de entrada de
sintonización (D2) al convertidor de digital a analógico, a fin de
suministrar el segundo valor de señal de tensión (V2); la primera
medida de error es una primera medida de error de frecuencia (f1),
y la segunda medida de error es una segunda medida de error de
frecuencia (f2). Determinar el factor de sensibilidad de
sintonización para el bucle bloqueado en frecuencia implica
determinar una pendiente de sintonización dividiendo una diferencia
entre la primera medida de error de frecuencia (f1) y la segunda
medida de error de frecuencia (f2), por una diferencia entre el
primer valor de datos de entrada de sintonización (D1) y el segundo
valor de datos de entrada de sintonización
(D2).
(D2).
En una realización, un circuito de filtro recibe
primeramente la señal de referencia externa y está conectado de
manera que tenga su señal de salida (la señal de referencia
filtrada) aplicada al bucle bloqueado en frecuencia. El circuito de
filtrado previo contribuye a minimizar la inestabilidad y las
oscilaciones. Preferiblemente, el circuito de filtro es un bucle
bloqueado en fase, en tanto que el bucle bloqueado en frecuencia es
de naturaleza fundamentalmente digital. En el procedimiento de
calibración, la señal de referencia extraída está desconectada de
(no aplicada a) un detector de fase del circuito de filtro, y un
oscilador del circuito de filtro recibe una tensión de
sintonización estable, de tal manera que el circuito de filtro
suministra como salida una señal de referencia de frecuencia
estable y limpia al detector de frecuencia del bucle bloqueado en
frecuencia.
En una puesta en práctica a modo de ejemplo, el
nodo de comunicaciones es un nodo de estación de base de un sistema
de telecomunicaciones celular, tal como una red de acceso múltiple
por división en código (CDMA -"code division multiple access")
de banda ancha, en la cual la señal de referencia es aplicada al
nodo de estación de base a través de una red de transporte en Modo
de Transferencia Asíncrono (ATM -"Asynchronous Transfer
Mode").
Los anteriores y otros objetos, características y
ventajas de la invención se pondrán de manifiesto a partir de la
siguiente descripción, más concreta, de realizaciones preferidas,
tal como se ilustran en los dibujos que se acompañan, en los cuales
los caracteres de referencia se refieren a las mismas partes a lo
largo de las diversas vistas. Los dibujos no están necesariamente a
escala, y en lugar de ello se ha puesto el énfasis en ilustrar los
principios de la invención.
La Figura 1 es una vista esquemática de un bucle
bloqueado en frecuencia, a modo de ejemplo, provisto de un sistema
de calibración de acuerdo con una realización de la invención.
La Figura 1A es una vista esquemática de un bucle
bloqueado en frecuencia a modo de ejemplo, provisto de un sistema
de calibración de acuerdo con otra realización de la invención.
La Figura 2 es una vista esquemática del bucle
bloqueado en frecuencia de la Figura 1, que describe adicionalmente
su función de transferencia de paso bajo.
La Figura 3 es un diagrama de flujo que muestra
un ejemplo de las etapas básicas de acuerdo con un método de
calibración para un bucle bloqueado en frecuencia.
La Figura 4 es un gráfico que muestra la
determinación de la sensibilidad de sintonización de acuerdo con un
modo de la invención.
La Figura 5 es un diagrama de bloques de función
simplificado de una porción de una Red de Acceso de Radio Terrestre
de UMTS que incluye una estación de base que sirve como un nodo de
comunicaciones de datos a modo de ejemplo, en el cual puede
implementarse el sistema de calibración de la presente
invención.
La Figura 6 es una vista esquemática que muestra
detalles adicionales de un nodo de estación de base que tiene una
puesta en práctica ejemplar del sistema de calibración de acuerdo
con una realización de la invención.
La Figura 6A es una vista esquemática de un nodo
de estación de base de disposición en cascada, que tiene una puesta
en práctica ejemplar del sistema de calibración de acuerdo con otra
realización de la invención.
La Figura 7 es una vista esquemática de una
unidad de regulación temporal a modo de ejemplo, incluida en un
nodo de estación de base que dispone de una implementación ejemplar
del sistema de calibración de acuerdo con una realización de la
invención.
La Figura 8 es una vista esquemática de un
ejemplo de filtro de paso bajo que puede utilizarse en
realizaciones a modo de ejemplo de la invención.
En la siguiente descripción, con propósitos de
explicación y no de limitación, se exponen detalles específicos
tales como arquitecturas o estructuras particulares, interfaces,
técnicas, etc., con el fin de proporcionar una comprensión
exhaustiva de la presente invención. Sin embargo, será evidente para
los expertos de la técnica que la presente invención puede ser
puesta en práctica en otras realizaciones que se apartan de estos
detalles específicos. En otros casos, se han omitido las
descripciones detalladas de dispositivos, circuitos y métodos bien
conocidos, con el fin de no oscurecer la descripción de la presente
invención con un detalle innecesario.
La Figura 1 muestra un nodo 20 de comunicaciones
de datos, el cual incluye un bucle 22 bloqueado o fijado en
frecuencia y un sistema de calibración 24 de acuerdo con una
realización proporcionada a modo de ejemplo de la presente
invención. Un propósito del sistema de calibración 24 consiste en
llevar a cabo una calibración (preferiblemente automática) de la
anchura de banda de bucle del bucle 22 bloqueado en frecuencia,
mediante la determinación de un factor de sensibilidad de
sintonización para el bucle 22 bloqueado en frecuencia. En una
realización preferida de la invención, proporcionada a modo de
ejemplo, se emplea un filtro de paso bajo (LPF -"low pass
filter") como un extremo o terminal anterior para el bucle 22
bloqueado en frecuencia.
Como elementos constituyentes de un ejemplo de su
estructura interna, el bucle 22 bloqueado en frecuencia de la
Figura 1 es un bucle digital que comprende un detector de
frecuencia 30, un procesador 32, un convertidor de digital a
analógico (DAC -"digital to analog converter") 34, y un
oscilador 36. La inclusión de otros elementos dentro del bucle 22
bloqueado en frecuencia se encuentra dentro del ámbito de la
invención, incluyendo la conexión de un amplificador (en caso
necesario) entre elementos, tal como entre el convertidor de
digital a analógico (DAC) 34 y el oscilador 36. Una vez calibrado,
el bucle 22 bloqueado en frecuencia recibe una señal por la línea 40
y suministra como salida una señal de referencia de nodo por la
línea 42 de señal de referencia de nodo, a otros elementos
constituyentes del nodo 20 de comunicaciones de datos que utilizan
la señal de referencia, habiéndose ilustrado general y
colectivamente esos elementos de nodo mediante la referencia
numérica 44 en la Figura 1. En la realización en la que se emplea
el filtro de paso bajo 26, el filtro de paso bajo 26 recibe una
señal de referencia externa por la línea 46 y aplica su señal de
salida, por la línea 40, al detector de frecuencia 30.
Como se muestra en la Figura 1, el detector de
frecuencia 30 tiene dos entradas: una primera entrada procedente
del filtro de paso bajo (LPF) 26 y una segunda entrada procedente
del oscilador 36, entrada que se aplica por la línea 42 de señal de
referencia de nodo. El detector de frecuencia 30 suministra como
salida para el procesador 32 una señal de error 47 de frecuencia de
oscilador. La señal de error 47 de frecuencia de oscilador se
utiliza por parte del procesador 32 para calcular una señal 48 de
corrección de la tensión de sintonización. Tras la calibración, la
señal 48 de corrección de la tensión de sintonización se aplica a
un acceso o puerta de entrada del convertidor de digital a
analógico (DAC) 34. El convertidor de digital a analógico (DAC) 34
proporciona entonces una tensión de sintonización analógica 52 al
oscilador 36.
En aras tan solo de ilustrar las etapas
implicadas en el procedimiento de calibración de la presente
invención, la Figura 1 muestra un selector 50, conectado entre el
procesador 32 y el convertidor de digital a analógico (DAC) 34, de
tal manera que un selector 50 escoge entre uno de tres valores
alternativos para que sea aplicado al convertidor de digital a
analógico (DAC) 34. Ha de comprenderse, sin embargo, que la
conexión entre el procesador 32 y el convertidor de digital a
analógico (DAC) 34 es, preferiblemente, una línea de señal que
porta uno de tres valores de acuerdo con el modo de funcionamiento.
En el modo de funcionamiento normal (por ejemplo, el funcionamiento
sin calibración), se aplica un valor de corrección de la tensión de
sintonización, o señal 48, al terminal de entrada del convertidor de
digital a analógico (DAC) 34. En el procedimiento de calibración,
el terminal de entrada del convertidor de digital a analógico (DAC)
34 se conecta, sucesivamente, para recibir un primer valor (D1) de
datos de entrada de sintonización para calibración, y un segundo
valor (D2) de datos de entrada de sintonización para calibración.
Puesto que el procedimiento de calibración se lleva a cabo bajo el
control del sistema de calibración 23, el selector 50 se ilustra
como controlado por el sistema de calibración 24.
Pueden escogerse varias funciones de
transferencia de paso bajo para el bucle digital del bucle 22
bloqueado en frecuencia. A este respecto, la Figura 2 ilustra la
función de transferencia de paso bajo del bucle 22 bloqueado en
frecuencia (sin su sistema de calibración 24), en la forma del
filtro de bucle 60. El filtro de bucle 60 comprende una resistencia
61 que alimenta a un amplificador 62, así como un condensador 63,
conectado en torno al amplificador 62. La resistencia 61, el
amplificador 62 y el condensador 63 forman un integrador cuya
función puede ser implementada en software o programación. En la
Tabla 1 se muestran expresiones y unidades para la ganancia del
oscilador 36, del detector de frecuencia 30 y del filtro de bucle
60.
| Parámetro | Expresión | Unidades |
| Ganancia del oscilador | A*Kvco | Hz/V |
| Ganancia del detector | 1/Kvco | V/Hz |
| Ganancia del filtro de bucle | 1/(s*T) | - |
\vskip1.000000\baselineskip
En la Tabla 1, la ganancia nominal para el
oscilador 36 es Kvco (en Hz/V). El factor a, por ejemplo, conocido
como el factor de sensibilidad de la sintonización, se utiliza para
convertir las variaciones de ganancia de muestra a muestra. El
valor nominal de a es 1. El factor s es igual a j*2*\pi*fm, donde
fm es la frecuencia de modulación. La constante de tiempos del
bucle es T, la cual puede ser determinada por medios digitales.
La respuesta durante el tiempo de establecimiento
puede ser analizada cuando se aplica una señal de entrada de etapa.
En el siguiente análisis, se supone que E1 es el error de
frecuencia al comienzo de una fase de establecimiento (ppm -
"partes por millón"); se supone que E2 es el error de
frecuencia al final de la fase de establecimiento (ppm); y que t es
el tiempo de establecimiento (en segundos). El tiempo de
establecimiento se estima mediante el uso de la Ecuación 1.
- Ecuación 1:
- E2 = E1 \times e^{(-t)/(T/a)}
La Ecuación 1 puede reordenarse para formar la
Ecuación 2.
- Ecuación 2:
- t = (T/a) \times ln((E1)/(E2))
La ganancia de bucle o función de transferencia
H(s) viene definida por la Ecuación 3; la anchura de banda
de bucle BW (en Hz) se define por la Ecuación 4.
- Ecuación 3:
- H(s) = 1/(1 + s \times (T/a))
- Ecuación 4:
- BW = 1/(2 \times \pi \times (T/a))
En las ecuaciones anteriores, el factor de
sensibilidad de sintonización "a" modifica la constante de
tiempos del bucle. El factor de sensibilidad de sintonización a es,
de hecho, el único factor que no se conoce con precisión. El factor
de sensibilidad de sintonización a puede variar a lo largo de un
intervalo considerable; por ejemplo, en una realización, el factor
a puede variar de 0,4 a 2,5. De esta forma, el impacto del factor
de sensibilidad a en el tiempo de establecimiento y en la atenuación
de la inestabilidad y de las oscilaciones es sustancial, al igual
que lo es en otras funciones de transferencia.
El sistema de calibración 24 de la presente
invención mide la sensibilidad de sintonización del oscilador 36
del bucle 22 bloqueado en frecuencia, con lo que permite una
normalización del factor de sensibilidad de sintonización a en 1,
así como determinar con precisión la anchura de banda de bucle del
bucle 22 bloqueado en frecuencia. El sistema de calibración 24
lleva a cabo un procedimiento de calibración que se realiza tras
conectar la alimentación del nodo 20 de comunicaciones de datos y,
por tanto, calibra el bucle 22 bloqueado en frecuencia.
Si bien el sistema de calibración 24 se muestra
en la realización de la Figura 1 de manera que es un elemento
diferenciado en el nodo 20 de comunicación de datos, ha de
comprenderse que las funciones del sistema de calibración 24 pueden
estar incluidas en otros elementos del nodo 20 de comunicaciones de
datos. Por ejemplo, la Figura 1A muestra una realización
alternativa en la cual el sistema de calibración 24A está incluido
en el procesador 32. En otras palabras, en la realización de la
Figura 1A, el procesador 32 lleva a cabo las funciones del sistema
de calibración 24 así como sus funciones normales de
tratamiento.
La presión de medida en la determinación de la
sensibilidad de sintonización por parte del sistema de calibración
24 (o del sistema de calibración 24A) puede verse afectada por un
cierto número de fuentes o causas de error, de las cuales la más
significativa es una señal de referencia modulada por
inestabilidades u oscilaciones. Como se muestra en la Figura 8, el
filtro de paso bajo 26 es, en una implementación proporcionada a
modo de ejemplo, un bucle analógico bloqueado en fase que incluye un
detector de fase 70, un filtro de bucle 72, un amplificador 74 y un
oscilador 76 controlado por tensión. En el funcionamiento normal, el
terminal de entrada del detector de fase 70 está conectado a la
señal de referencia por la línea 46, y el terminal de entrada del
oscilador 76 controlado por tensión recibe la salida del
amplificador 74. Por otra parte, en el procedimiento de calibración
de la presente invención, el terminal de entrada del detector de
fase 70 está desconectado o conectado a tierra. Además, en el
procedimiento de calibración, el terminal de entrada del oscilador
76 controlado por tensión, está conectado a un valor nominal y
limpio o puro de entrada de tensión de sintonización (representada
por la línea 78), que hace que el oscilador 76 controlado por
tensión funcione a una frecuencia nominal.
En la Figura 3 se muestran etapas proporcionadas
a modo de ejemplo que están implicadas en el procedimiento de
calibración de la presente invención, las cuales se comprenden, por
ejemplo, con referencia al bucle 22 bloqueado en frecuencia y al
sistema de calibración 24 de la Figura 1, así como al gráfico de la
Figura 4. En esencia, la sensibilidad de sintonización, en Hz/bit,
del oscilador 36 del bucle 22 bloqueado en frecuencia se determina
llevando a cabo lecturas de error (por ejemplo, lecturas de error
de frecuencia) en dos valores diferentes de sintonización (lo que da
lugar, por ejemplo, a la aplicación de dos valores de entrada de
tensión diferentes al oscilador 36). La señal de referencia que se
suministra al bucle 22 bloqueado en frecuencia, se utiliza como una
referencia para estas mediciones. El resultado es una curva de
sintonización, aproximada por una línea recta, como se muestra en
la Figura 4.
De conformidad con la etapa 3-1
de la Figura 3, el detector de fase 70 se desconecta de la línea 46
de señal de referencia externa (por ejemplo, la primera entrada al
detector de fase 70 se conecta a tierra). La etapa
3-1 desbloquea, de esta forma, el bucle del filtro
de paso bajo 26 y detiene, con ello, la inestabilidad y las
oscilaciones que, de otro modo, estarían presentes procedentes de
la señal de referencia transmitida por la línea 46, y suprime la
acción de filtrado de paso bajo. Además, conforme a la etapa
3-2, la entrada del oscilador 76 controlado por
tensión se conmuta de manera que sea la de la línea 78, es decir,
la tensión de sintonización nominal, fija y limpia. Puede utilizarse
ahora la señal de salida del oscilador 76 controlado por tensión
como señal de referencia por la línea 40, destinada al detector de
frecuencia 30, durante todo el procedimiento de calibración.
Conforme a la etapa 3-3, se
aplica una primera señal de entrada de sintonización de calibración
al bucle 22 bloqueado en frecuencia. En particular, como
ilustración de que es posible aplicar diferentes entradas al
convertidor de digital a analógico (DAC) 34, se hace funcionar el
selector 50 de manera que suministre al convertidor de digital a
analógico (DAC) 34 una primera señal de entrada o valor de datos de
sintonización para calibración (D1). Al recibir el primer valor de
datos de entrada para calibración (D1), el convertidor de digital a
analógico (DAC) 34 suministra como salida una primera tensión de
sintonización para calibración (V1) por una línea 52, para el
oscilador 36. La etapa 3-4 representa el sistema de
calibración 24 esperando hasta que el oscilador 36 se haya
estabilizado tras la aplicación de la primera tensión de
sintonización, por ejemplo, 2,5 segundos en la realización
proporcionada a modo de ejemplo. A continuación, tras la
estabilización del oscilador, como etapa 3-5, se
obtiene del bucle 22 bloqueado en frecuencia una primera medida de
error, resultado de la aplicación de la primera tensión de
sintonización para calibración (V1). En el ejemplo que se ilustra,
se obtiene del detector de frecuencia 30, de acuerdo con la etapa
3-5, una primera medida de error de frecuencia (f1)
(véase la señal de error 47 de frecuencia del oscilador en la
Figura 1).
Como etapa 3-6, se aplica una
segunda señal de entrada o valor de datos de sintonización para
calibración al bucle 22 bloqueado en frecuencia. Para la
realización proporcionada a modo de ejemplo y que se ilustra en la
Figura 1, como parte de la etapa 3-6, el selector
50 se hace funcionar ahora para que suministre al convertidor de
digital a analógico (DAC) 34 un segundo valor de datos de entrada de
sintonización para calibración (D2). De nuevo, ha de comprenderse
que el selector 50 simplemente ilustra la aplicación de diferentes
valores de entrada al convertidor de digital a analógico (DAC) 34,
lo que no requiere necesariamente un elemento selector de hardware
o dispositivos físicos. Al recibir el segundo valor de datos de
entrada de sintonización para calibración (D2), el convertidor de
digital a analógico (DAC) 34 suministra como salida una segunda
tensión de sintonización para calibración (V2) por la línea 52, para
el oscilador 36.
De manera similar a la etapa 3-4,
la etapa 3-7 implica esperar hasta que el oscilador
36 se ha estabilizado. Tras la estabilización del oscilador, según
la etapa 3-8, se obtiene del bucle 22 bloqueado en
frecuencia una segunda medida de error, resultado de la aplicación
de la segunda tensión de sintonización para calibración (V2). En el
ejemplo que se ilustra, conforme a la etapa 3-8, se
obtiene del detector de frecuencia 30 una segunda medida de error
de frecuencia (f2).
Como etapa 3-9, el sistema de
calibración 24 determina un factor de sensibilidad de sintonización
para el bucle bloqueado o fijado en frecuencia. En la realización
que se ilustra, la etapa 3-9 implica determinar una
pendiente de sintonización dividiendo una diferencia entre la
primera medida de error de frecuencia (f1) y la segunda medida de
error de frecuencia (f2), por una diferencia entre el primer valor
de datos de sintonización (D1) y el segundo valor de datos de
sintonización (D2), por ejemplo, la sensibilidad de sintonización
según se muestra en la Ecuación 5.
- Ecuación 5:
- Sensibilidad de sintonización = (f2 - f1)/(D2 - D1)
Al utilizar los dos puntos correspondientes al
primer valor de datos de sintonización (D1) y al segundo valor de
datos de sintonización (D2), el sistema de calibración 24 supone
que la curva de sintonización real (véase la Figura 4) puede ser
aproximada por una línea recta.
Para la realización que se ilustra, el
procedimiento de calibración tan solo requiere en torno a diez
segundos para obtener una resolución suficiente en la medición, que
proporcione una precisión de la medida dentro de aproximadamente el
3%.
Una vez que se ha llevado a cabo el procedimiento
de calibración, la señal de referencia externa de la línea 46 se
convierte en la entrada efectiva para el filtro de paso bajo (LPF)
26, y, por tanto, en una entrada filtrada para el bucle 22 bloqueado
en frecuencia. A continuación, el bucle 22 bloqueado en frecuencia
suministra como salida la señal de referencia de nodo por la línea
42, la cual puede ser utilizada, por ejemplo, como una señal de
reloj para los elementos 44 del nodo 20 de comunicaciones de
datos.
La anchura de banda del filtro de paso bajo (LPF)
26 es inferior en al menos un factor de dos a la velocidad de
muestreo del bucle 22 bloqueado en frecuencia. La disposición del
filtro de paso bajo (LPF) 26 limita la desviación causada por la
inestabilidad y las oscilaciones a una magnitud razonable.
Se cree que otros factores de error o
incertidumbre en la medición son despreciables o están bajo
control. Por ejemplo, el grado o magnitud de la resolución en la
medición viene determinada por el tiempo de medida. La tensión de
sintonización se mantiene constante en el bucle 22 bloqueado en
frecuencia durante la medición. Las mediciones se realizan después
de que el oscilador 36 del bucle 22 bloqueado en frecuencia se ha
estabilizado, a fin de tener en cuenta cualquier deriva del
oscilador del bucle 22 bloqueado en frecuencia. De la misma manera,
cuando se emplea el filtro de paso bajo (LPF) 26, las mediciones se
llevan a cabo después de que el oscilador 72 se ha estabilizado. Se
mantiene constante en el curso de su aplicación una tensión de
sintonización fijada. Se mantiene constante una desviación o
descentramiento de la frecuencia para el oscilador 72 del filtro de
paso bajo (LPF) 26, lo que hace despreciable cualquier contribución
al error.
Durante el procedimiento de calibración de la
presente invención, la entrada por la línea 46 al detector de fase
70 se desconecta (o pone a tierra), según se ha explicado en
relación con la etapa 3-1. Además, durante el
procedimiento de calibración de acuerdo con la etapa
3-2, la tensión de entrada de sintonización nominal
se aplica por la línea 78 al oscilador 76 controlado por tensión,
en lugar de la salida procedente del filtro de paso bajo (LPF) 26
(por ejemplo, en lugar de la señal de salida procedente del
amplificador 74). La selección de las entradas apropiadas a uno o
más de entre el detector de fase 70 y el oscilador 76 controlado
por tensión, durante el procedimiento de calibración, puede
llevarse a cabo automáticamente por el sistema de calibración 24,
por ejemplo, enviando las señales de control apropiadas o similares
al detector de fase 70 y/o al oscilador 76 controlado por tensión o
a los portales que seleccionan las entradas para el detector de fase
70 y para el oscilador 76 controlado por tensión.
Si bien las diversas realizaciones que se
ilustran muestran la utilización del filtro de paso bajo (LPF) 26
en combinación con el bucle 22 bloqueado en frecuencia, no es
necesario emplear el filtro de paso bajo (LPF) 26 en todas las
implementaciones. Cuando no se utiliza el filtro de paso bajo (LPF)
26, otra fuente deberá suministrar una señal de referencia limpia y
estable al bucle bloqueado en frecuencia (por ejemplo, al detector
de frecuencia 30) durante el procedimiento de calibración.
El sistema de calibración 24 de la presente
invención puede ser instalado en una estación de base de una red de
telecomunicaciones celular, a modo de ejemplo no limitativo de nodo
de comunicaciones de datos. Como se ilustra en la Figura 5, en la
red de telecomunicaciones celular, una unidad de equipo de usuario
(UE - "user equipment"), tal como la unidad de equipo de
usuario (UE) 130 se comunica con una o más estaciones de base (BS
-"base station") 128 a través de una interfaz 132 por radio o
por aire. Las unidades de equipo de usuario (UEs) pueden ser
estaciones móviles, tales como teléfonos móviles (teléfonos
"celulares") y computadoras portátiles provistas de terminal
móvil, y, por tanto, pueden ser, por ejemplo, dispositivos móviles
portátiles, de bolsillo, de mano, incluidos en una computadora o
instalados en un coche, que comunican voz y/o datos con una red de
acceso por radio.
En la red de telecomunicaciones, una red de
acceso por radio (RAN -"radio access network") cubre una zona
geográfica que está dividida en áreas de celda, de tal manera que
se proporciona servicio a cada área de celda por parte de una
estación de base 128. En la red de acceso por radio, existen
típicamente varias estaciones de base 128 conectadas (por ejemplo,
a través de líneas de tierra o por microondas) a un controlador de
red de radio (RNC -"radio network controller") 126. El
controlador de red de radio (RNC) 126, que en ocasiones también se
denomina controlador de estación de base (BSC -"base station
controller"), supervisa y coordina diversas actividades de las
varias estaciones de base conectadas al mismo. Los controladores 126
de red de radio están típicamente conectados a una o más redes de
núcleo.
Un ejemplo de una red de acceso por radio lo
constituye la Red Universal de Acceso por Radio Terrestre (UTRAN
-"Universal Terrestrial Radio Access Network") de
Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS -"Universal Mobile
Telecommunications"). La UTRAN es un sistema de tercera
generación que, en algunos aspectos, se construye sobre la
tecnología de acceso por radio conocida como Sistema
Global para comunicaciones Móviles (GSM
-"Global System for Mobile
communications"), desarrollado en Europa. La UTRAN es
esencialmente un sistema de acceso múltiple por división en código
de banda ancha (W-CDMA -"wideband code division
multiple access").
La Figura 5 muestra aspectos generales
seleccionados de nodos ilustrativos, tales como el controlador 126
de red de radio y la estación de base 128, así como el transceptor
(transmisor-receptor) de radio 133, conectado a una
antena 135 de la unidad de equipo de usuario (UE) 130. El
controlador 126 de red de radio y la estación de base 128
proporcionados a modo de ejemplo, tal como se muestra en la Figura
5, son nodos de red de radio que incluyen, respectivamente, unas
unidades de procesamiento de datos y de control correspondientes,
136 y 137 respectivamente, con el fin de llevar a cabo numerosas
operaciones de radio y de tratamiento de datos que se requieren para
conducir las comunicaciones entre el RNC 126 y la unidad de equipo
de usuario (UE) 130. Parte del equipo controlado por la unidad 137
de tratamiento de datos y de control de la estación de base incluye
una pluralidad de transmisores-receptores de radio
138, conectados a una o más antenas 139.
De acuerdo con una puesta en práctica a modo de
ejemplo de la presente invención, la estación de base 128 sirve
como nodo de comunicaciones de datos en el que se encuentran el
bucle 22 bloqueado en frecuencia y el sistema de calibración 24 de
la presente invención. En particular, la Figura 5 muestra el bucle
22 bloqueado en frecuencia y el sistema de calibración 24 de manera
que éstos comprenden la unidad 137 de estación de base para el
tratamiento de datos y el control, perteneciente a la estación de
base 128.
La Figura 5 muestra también un enlace 110 que
constituye parte de una red de transporte a través de la cual se
transporta el tráfico entre el controlador 126 de red de radio y la
estación de base 128. El tráfico transportado por el enlace 110
incluye una señal de referencia que se extrae en la estación de base
128 y es filtrada por el bucle 22 bloqueado en frecuencia, a fin de
utilizarla como la señal de referencia (por ejemplo, señal de
reloj) del nodo de la estación de base. El bucle 22 bloqueado en
frecuencia y perteneciente a la estación de base 128 es calibrado
utilizando el sistema de calibración 24 de la manera anteriormente
descrita, por ejemplo, en relación con las etapas de la Figura 3 y
con el uso de la pendiente de sensibilidad de sintonización que se
muestra en la Figura 4.
La Figura 6 muestra con más detalle una
realización concreta, proporcionada a modo de ejemplo, de una
estación de base en la que puede ponerse en práctica la calibración
de la presente invención. Ocurre así que el nodo 128 de la estación
de base (BS) de la Figura 6 es un nodo basado en comunicación que
tiene un conmutador 220 que sirve para interconectar diversos otros
elementos constituyentes del nodo 128 de la estación de base (BS).
Dichos otros elementos constituyentes incluyen un terminal de
extensión 221, una unidad de regulación temporal (TU -"timing
unit") 222, una unidad de ALT 228, un procesador principal de BS
240 y placas de interfaz 242. El conmutador 220 transmite celdas,
por ejemplo, celdas de ATM, entre los diversos elementos conectados
al conmutador 220.
El terminal de extensión 221 se conecta al enlace
110 y, de esta manera, conecta el nodo 128 de la estación de base
(BS) al nodo 126 del controlador de red de radio (RNC). La unidad
de ALT 228 es una unidad que proporciona, por ejemplo,
multiplexación y desmultiplexación, y, (opcionalmente) la
disposición formando una cola por lo que se refiere a los
diferentes protocolos de las celdas. La unidad de regulación
temporal (TU) 222 incluye el bucle 22 bloqueado en frecuencia y el
sistema de calibración 24 de la presente invención, así como, por
ejemplo, un procesador 225 de placa de unidad de regulación
temporal.
La realización del nodo 128 de la estación de
base (BS) que se ilustra en la Figura 6, se encuentra alojada en un
estante o cuadro que tiene múltiples subdivisión de cuadro. Cada
subdivisión de cuadro tiene una o más placas, por ejemplo, placas
de circuitos, montadas en las mismas. Una primera subdivisión de
cuadro 250 contiene placas para cada uno de entre el terminal de
extensión 221, la unidad de regulación temporal (TU) 222, la unidad
de ALT 228, el procesador principal 240 de BS, así como placas de
interfaz 242. Cada una de las placas de interfaz 242 está conectada
a otra subdivisión de cuadro, por ejemplo, una de las subdivisiones
de cuadro transmisoras 260 ó una de las subdivisiones de cuadro
receptoras 270. Cada subdivisión de cuadro receptora 270 está
conectada de manera que comparta ciertos recursos de
transmisión/recepción en una subdivisión de cuadro transmisora
correspondiente 260, de tal modo que la subdivisión de cuadro
transmisora 260 está conectada a una correspondiente de las
subdivisiones de cuadro 280 de amplificadores y filtros. La
subdivisión de cuadro 280 de amplificadores y filtros está
conectada a una antena apropiada 139. Por ejemplo, la placa de
interfaz 242_{1-T} se encuentra conectada a la
subdivisión de cuadro transmisora 260_{1}, en tanto que la placa
de interfaz 242_{1-R} está conectada a la
subdivisión de cuadro receptora 270_{1}. El par formado por la
subdivisión de cuadro transmisora 260_{1} y la subdivisión de
cuadro receptora 260_{2} está, a su vez, conectado a la
subdivisión de cuadro 280_{1} de amplificadores y filtros. Existen
conexiones similares para un segundo emparejamiento de la
subdivisión de cuadro transmisora 260_{2} y la subdivisión de
cuadro receptora 270_{2}, que interactúan con la intermediación de
la placa de interfaz 242_{2-T} y de la placa de
interfaz 242_{2-R}, respectivamente. Cada
transmisor-receptor 38 de la Figura 5 comprende, de
esta forma, una subdivisión de cuadro transmisora 260, una
subdivisión de cuadro receptora 270 y una subdivisión de cuadro 280
de amplificadores y filtros.
En una realización proporcionada a modo de
ejemplo, el nodo de estación de base (BS) 128 es un nodo basado en
ATM, de tal manera que las placas de interfaz 242 llevan a cabo
diversas funciones de intermediación por interfaz de ATM. Las
subdivisiones de cuadro transmisoras 260 y las subdivisiones de
cuadro receptoras 270 incluyen, cada una de ellas, varias placas.
Por ejemplo, cada subdivisión de cuadro transmisora 260 incluye
elementos no ilustrados, tales como una placa destinada a actuar
como interfaz con su placa de interfaz correspondiente 242; un
codificador y un transmisor de banda de base. Además, la
subdivisión de cuadro transmisora 260 incluye las fuentes
transmisoras/receptoras que comparte con la subdivisión de cuadro
receptora 270, incluyendo un transmisor de radiofrecuencia. Cada
subdivisión de cuadro receptora 270 incluye elementos que no se
ilustran, tales como una placa destinada a actuar como interfaz con
su placa de interfaz correspondiente 242; un descodificador y un
receptor de banda de base. Cada subdivisión de cuadro 280 de
amplificadores y filtros incluye amplificadores, tales como
amplificadores MCPA y amplificadores LNA.
En la Figura 7 se ilustran aún más detalles de
partes de una unidad de regulación temporal (TU) 222 proporcionada
a modo de ejemplo. La unidad de regulación temporal (TU) incluye
cinco sintetizadores: el sintetizador A (también designado como
sintetizador 300), el sintetizador B (también designado como
sintetizador 302), el sintetizador C (también designado como
sintetizador 304), el sintetizador D (también designado como
sintetizador 306) y el sintetizador E (también designado como
sintetizador 308). Dos terminales de entrada de un conmutador de
entrada 310 reciben, cada uno de ellos, señales de 8 kHz. Un
terminal de salida del conmutador de entrada 310 suministra como
salida señales de 8 kHz tanto al sintetizador D como a un primer
terminal de entrada del conmutador de salida 312. Se obtiene una
señal de referencia externa del equipo externo, la cual se aplica a
un detector de frecuencia 314 y a un contador 316 de división por
N. El contador 316 de división por N genera una señal de 8 kHz que
es encaminada a un conmutador situado en otra placa y, a
continuación, devuelta a la unidad de regulación temporal (TU) 222
como una de las señales de entrada de 8 kHz para el conmutador de
entrada 310.
El sintetizador D suministra como salida una
señal de 8 kHz al sintetizador A, el cual, a su vez, suministra
como salida una señal de 8 kHz a cada uno de entre un segundo
terminal del conmutador de salida 312, el sintetizador B y el
sintetizador C. El sintetizador B suministra como salida una señal
de 19,440 MHz, que sirve como la señal de referencia de ATM de la
estación de base 128. El sintetizador C suministra como salida una
señal de 30,720 MHz, que sirve como la señal de referencia de banda
de base de la estación de base 128. Además, la señal de 30,720 MHz
suministrada como salida por el sintetizador C, se aplica a un
primer terminal de entrada de un generador de trama sincrónico 320.
Un segundo terminal de entrada del generador de trama sincrónico 320
recibe una señal de control desde el procesador 225 de la placa de
unidad de regulación temporal (véase la Figura 6). Un terminal de
salida del conmutador de salida 312 está conectado a un terminal de
entrada del sintetizador E, de tal manera que el sintetizador E
suministra como salida una señal de 2,048 MHz que sirve como fuente
para equipos externos opcionales.
Haciendo referencia brevemente a otros elementos
de la Figura 7, el conmutador de entrada 310 selecciona una de entre
dos señales de entrada. El conmutador de salida 312 selecciona una
de entre dos señales de entrada para su aplicación al sintetizador
E, de tal manera que una de las señales de entrada está sin filtrar
(la que procede del conmutador de entrada 310) y la otra es filtrada
(la que procede del sintetizador A). El sintetizador E proporciona
una señal de salida de 2,048 MHz que puede ser utilizada como señal
de referencia por parte de equipos externos opcionales. El detector
de frecuencia 314 detecta una señal de frecuencia de entrada y
controla una relación de división controlable del contador 316 de
división por N, de tal manera que la frecuencia de salida de la
relación de división del contador 316 de división por N es 8
kHz.
En la realización de la estación de base 128 que
se ilustra en la Figura 6, y cuya unidad de regulación temporal
(TU) 222 se ilustra en la Figura 7, se extrae una señal de
referencia de 8 kHz, por el terminal de extensión 221, del tráfico
de ATM transportado a través del enlace 110. La señal de referencia
de 8 kHz extraída por el terminal de extensión 221 es aplicada al
conmutador de entrada 310, el cual dirige la señal de referencia
extraída de 8 kHz al sintetizador D.
El sintetizador D sirve para llevar a cabo las
funciones de filtro de paso bajo (LPF) 26. La señal de 8 kHz
suministrada como salida desde el sintetizador D se aplica al
sintetizador A, el cual sirve como el bucle 22 bloqueado en
frecuencia de la presente invención.
Por cuanto que sirve como el bucle 22 bloqueado
en frecuencia, el sintetizador A es de naturaleza digital y tiene
componentes correspondientes al detector de frecuencia 30, al
procesador 32, al convertidor de digital a analógico (DAC) 34 y al
oscilador 36, previamente descritos. El oscilador 36 del
sintetizador A es un oscilador de cristal controlado por horno y
que tiene un intervalo de sintonización considerablemente ancho,
con lo que se facilita el aporte del oscilador de cristal por
diversos suministradores. Pero, como se ha mencionado
anteriormente, la sensibilidad de sintonización del oscilador de
cristal 36 del sintetizador A afecta a la anchura de banda del bucle
bloqueado en frecuencia del sintetizador A, por lo que se crea, de
esta forma, la necesidad del sistema de calibración 24 de la
presente invención.
El sintetizador A tiene una anchura de banda
lenta, y sigue la frecuencia promedio de la señal entrante que se
aplica al mismo por parte del sintetizador D. El sintetizador A
tiene una velocidad de muestreo de 4 Hz. El sintetizador D es un
filtro de paso bajo que tiene una anchura de banda más lenta incluso
que la velocidad de muestreo del sintetizador A. La salida del
sintetizador A se aplica, por ejemplo, al sintetizador B y al
sintetizador C. Como se ha mencionado anteriormente, el sintetizador
B suministra como salida la señal de referencia de ATM de 19,440
MHz, en tanto que el sintetizador C suministra como salida la señal
de banda de base de 30,720 MHz. La señal de banda de base de 30,720
MHz es utilizada por el generador de trama sincrónico 320 para crear
tramas de señal, por ejemplo, números de trama del sistema.
La anchura de banda de bucle del sintetizador A
(por ejemplo, el bucle 22 bloqueado en frecuencia) puede variar en
un factor de 2,2, lo que afecta adversamente al tiempo de
establecimiento del bucle 22 bloqueado en frecuencia. Como se ha
mencionado anteriormente, es deseable controlar tanto el tiempo de
establecimiento como la inestabilidad y las oscilaciones del bucle
22 bloqueado o fijado en frecuencia. El control del tiempo de
establecimiento es particularmente importante en el caso de que la
estación de base 128 tenga una estructura en cascada. El sistema de
calibración 24 de la presente invención, así como el procedimiento
de calibración aquí descrito y que se lleva a cabo en la puesta en
marcha de la estación de base 128, hace posible el control tanto del
tiempo de establecimiento como de la inestabilidad y las
oscilaciones para la estación de base, tal y como se ha descrito
anteriormente, por ejemplo, en relación con las etapas de la Figura
3 y con la determinación de la pendiente de sensibilidad de
sintonización ilustrada en la Figura 4.
En la Figura 6A se ilustra un ejemplo de
estructura en cascada para una estación de base 128'. La estación
de base 128' dispuesta en cascada y que se ilustra en la Figura 6A
se parece a la de la Figura 6, pero se diferencia, por ejemplo, por
que tiene su transceptor, o transmisor-receptor,
138_{1} conectado a la subdivisión de cuadro 250 a través de una
segunda subdivisión de cuadro 250'. La segunda subdivisión de cuadro
250' tiene su propio conmutador 220_{1}, que se conecta al
conmutador 220 de la subdivisión de cuadro 220 a través de los
terminales de extensión (ETs - "extension terminals") 221.
La presente invención permite un cambio en el
ajuste del convertidor de digital a analógico (DAC) 34 con el fin
de realizar el seguimiento de la frecuencia de entrada, ya que la
frecuencia de entrada puede cambiar debido, por ejemplo, a la
deriva. El uso del factor de sensibilidad de sintonización de la
presente invención, que se determina utilizando el sistema de
calibración 24 y el procedimiento de calibración aquí descritos,
proporciona un modo de conocer en cuánto se ha de cambiar el ajuste
del convertidor de digital a analógico (DAC) 34.
Recordando la Ecuación 4, BW = 1/(2 \times
\pi \times (T/a)), la cantidad (T/a) representa la constante de
tiempos del bucle. Puesto que la presente invención proporciona un
modo de conocer de forma precisa el factor de sensibilidad de
sintonización "a" y, de esta forma, conocer con precisión la
ganancia del oscilador (Hz/bit), es posible llevar a cabo
correcciones precisas.
En las realizaciones que se ilustran, el
oscilador 36 es un oscilador de cristal de 10.000 MHz. El oscilador
36 empleado por el bucle 22 bloqueado en frecuencia, se verá
modificado con la edad. Sin embargo, los cambios provocados por el
envejecimiento en el oscilador 36 se verán compensador y controlados
por el lazo de retroalimentación del bucle 22 bloqueado en
frecuencia.
Así pues, la presente invención proporciona un
procedimiento de calibración y un sistema de calibración para
calibrar la anchura de banda de bucle de un bucle bloqueado o
fijado en frecuencia, de tal manera que el sistema y el
procedimiento optimizan el tiempo de establecimiento y la anchura
de banda de modulación. Además, los dispositivos físicos o hardware
de los circuitos dedicados a la calibración son muy baratos.
Claims (14)
1. Un método para calibrar un bucle (22)
bloqueado o fijado en frecuencia, que está destinado a filtrar una
señal de referencia extraída de una red de transporte para
utilizarla como una señal de referencia para un nodo de una red de
comunicaciones (20), de manera que el método comprende:
(1) aplicar un primer valor de datos de
sintonización (D1) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera
que el primer valor de datos de entrada de sintonización (D1) se
aplica a un convertidor de digital a analógico (34) que comprende el
bucle bloqueado en frecuencia, a fin de suministrar una primera
señal de tensión (V1), de modo que dicha primera señal de tensión
(V1) se aplica a un oscilador (36) controlado por tensión, que
comprende el bucle bloqueado en frecuencia, a fin de generar una
primera frecuencia;
(2) obtener una primera medida de error, como
resultado de la etapa (1);
(3) aplicar un segundo valor de datos de
sintonización (D2) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera
que el segundo valor de datos de entrada de sintonización (D2) se
aplica al convertidor de digital a analógico (34) con el fin de
suministrar una segunda señal de tensión (V2), de modo que dicha
segunda señal de tensión (V2) es aplicada al oscilador (36)
controlado por tensión, a fin de generar una segunda
frecuencia;
(4) obtener una segunda medida de error, como
resultado de la etapa (3);
caracterizado por que el método comprende
la etapa adicional de:
(5) utilizar la primera medida de error y la
segunda medida de error para determinar un factor de sensibilidad
de sintonización (a) para el bucle bloqueado en frecuencia,
y en el que la primera medida de error es una
primera medida de error de frecuencia (f1), generada por un
detector de frecuencia (30) que comprende el bucle bloqueado en
frecuencia, siendo la primera medida de error de frecuencia (f1)
una diferencia entre la primera frecuencia y una frecuencia de
referencia (40), y
la segunda medida de error es una segunda medida
de error de frecuencia (f2), generada por el detector de frecuencia
(30), siendo la segunda medida de error de frecuencia (f2) una
diferencia entre la segunda frecuencia y la frecuencia de
referencia (40).
2. El método de acuerdo con la reivindicación 1,
en el cual la etapa de determinar el factor de sensibilidad de
sintonización para el bucle bloqueado en frecuencia comprende
determinar una pendiente de sintonización dividiendo una diferencia
entre la primera medida de error de frecuencia (f1) y la segunda
medida de error de frecuencia (f2), por una diferencia entre el
primer valor de datos de sintonización (D1) y el segundo valor de
datos de sintonización (D2).
3. El método de acuerdo con la reivindicación 1,
en el que el bucle bloqueado en frecuencia comprende el detector de
frecuencia (30), y en el cual el método comprende adicionalmente
recibir, por parte del detector de frecuencia (30), una señal de
frecuencia estable (40) como una primera entrada, y una salida del
oscilador (36) controlado por tensión, como una segunda entrada
(42).
4. El método de a acuerdo con la reivindicación
3, de tal manera que el método comprende adicionalmente recibir,
por parte del detector de frecuencia (30), la señal de frecuencia
de referencia estable (40) desde un filtro de paso bajo (26).
5. El método de acuerdo con la reivindicación 3,
de tal manera que el método comprende adicionalmente recibir, por
parte del detector de frecuencia (30), la frecuencia de referencia
estable desde una fuente capaz de proporcionar una señal de
referencia limpia y estable.
6. Un nodo de una red de comunicaciones (20) que
filtra una señal de referencia (46) extraída de una red de
transporte para utilizarla como una señal de referencia (42) para
el nodo, de tal manera que el nodo comprende:
un bucle (22) bloqueado o fijado en frecuencia,
el cual comprende un convertidor de digital a analógico (34) y un
oscilador (36) controlado por tensión;
un sistema de calibración (24), que determina un
factor de sensibilidad de sintonización (a) para el bucle (22)
bloqueado en frecuencia, al llevar a cabo las siguientes etapas de
calibración, consistentes en:
(1) aplicar un primer valor de datos de
sintonización (D1) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera
que el primer valor de datos de entrada de sintonización (D1) se
aplica al convertidor de digital a analógico (34), que comprende el
bucle bloqueado en frecuencia, a fin de suministrar una primera
señal de tensión (V1), de modo que dicha primera señal de tensión
(V1) se aplica al oscilador (36) controlado por tensión, que
comprende el bucle bloqueado en frecuencia, a fin de generar una
primera frecuencia;
(2) obtener una primera medida de error, como
resultado de la etapa (1);
(3) aplicar un segundo valor de datos de
sintonización (D2) al bucle bloqueado en frecuencia, de tal manera
que el segundo valor de datos de entrada de sintonización (D2) se
aplica al convertidor de digital a analógico (34) con el fin de
suministrar una segunda señal de tensión (V2), de modo que dicha
segunda señal de tensión (V2) es aplicada al oscilador (36)
controlado por tensión, a fin de generar una segunda
frecuencia;
(4) obtener una segunda medida de error, como
resultado de la etapa (3);
caracterizado por que el nodo comprende
adicionalmente un detector de frecuencia (30), dispuesto para
proporcionar las primera y segunda medidas de error a dicho sistema
de calibración (24),
y en el que la primera medida de error es una
primera medida de error de frecuencia (f1), generada por el
detector de frecuencia (30), que comprende el bucle bloqueado en
frecuencia, siendo la primera medida de error de frecuencia (f1)
una diferencia entre la primera frecuencia y una frecuencia de
referencia (40), y
la segunda medida de error es una segunda medida
de error de frecuencia (f2), generada por el detector de frecuencia
(30), siendo la segunda medida de error de frecuencia (f2) una
diferencia entre la segunda frecuencia y la frecuencia de
referencia (40).
7. El aparato de acuerdo con la reivindicación 6,
de tal manera que el aparato se ha dispuesto para determinar el
factor de sensibilidad de sintonización para el bucle (22)
bloqueado en frecuencia, lo cual implica determinar una pendiente de
sintonización al dividir una diferencia entre la primera medida de
error de frecuencia (f1) y la segunda medida de error de frecuencia
(f2), por una diferencia entre el primer valor de datos de
sintonización (D1) y el segundo valor de datos de sintonización
(D2).
8. El aparato de acuerdo con la reivindicación 6,
en el cual el detector de frecuencia (30) se ha dispuesto para
recibir una señal de frecuencia de referencia estable (40) desde un
circuito de filtro (26), como una primera entrada, y una salida de
un oscilador controlado por tensión, como una segunda entrada
(42).
9. El aparato de acuerdo con la reivindicación 8,
en el cual la señal de frecuencia de referencia estable (40) es
recibida desde el circuito de filtro (26), y en el que el circuito
de filtro (26) es un filtro analógico de paso bajo y el bucle
bloqueado en frecuencia es un circuito digital.
10. El aparato de acuerdo con la reivindicación
6, en el cual el sistema de calibración (24) comprende un
procesador que se ha dispuesto para llevar a cabo al menos la etapa
de calibración (3).
11. El aparato de acuerdo con la reivindicación
6, en el cual el bucle (22) bloqueado en frecuencia comprende:
un oscilador (36) controlado por tensión, que
genera una señal de oscilador:
el detector de frecuencia (30), que recibe una
señal de referencia y la señal de oscilador;
un procesador (32), que calcula una señal de
corrección de sintonización:
un convertidor de digital a analógico (34), que
convierte la señal de corrección de sintonización en una tensión de
sintonización analógica destinada a ser introducida en el oscilador
(36).
12. El aparato de acuerdo con la reivindicación
11, en el cual el procesador se ha dispuesto también para llevar a
cabo al menos la etapa de calibración (3).
13. El aparato de acuerdo con la reivindicación
6, en el cual el nodo es un nodo de estación de base de un sistema
de telecomunicaciones celular.
14. El aparato de acuerdo con la reivindicación
13, en el cual la señal de referencia se aplica al nodo de estación
de base a través de una red de transporte en Modo de Transferencia
Asíncrono (ATM -"Asynchronous Transfer Mode").
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/655,365 US6459253B1 (en) | 2000-09-05 | 2000-09-05 | Bandwidth calibration for frequency locked loop |
| US655365 | 2000-09-05 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2248389T3 true ES2248389T3 (es) | 2006-03-16 |
Family
ID=24628595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES01965790T Expired - Lifetime ES2248389T3 (es) | 2000-09-05 | 2001-08-31 | Calibracion del ancho de banda para un bucle bloqueado en frecuencia. |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6459253B1 (es) |
| EP (1) | EP1316149B1 (es) |
| AT (1) | ATE308158T1 (es) |
| AU (1) | AU2001286349A1 (es) |
| DE (1) | DE60114438T2 (es) |
| ES (1) | ES2248389T3 (es) |
| WO (1) | WO2002021696A1 (es) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3808338B2 (ja) * | 2001-08-30 | 2006-08-09 | 株式会社ルネサステクノロジ | 位相同期回路 |
| GB0204108D0 (en) * | 2002-02-21 | 2002-04-10 | Analog Devices Inc | 3G radio |
| US6914489B2 (en) * | 2002-09-26 | 2005-07-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Voltage-controlled oscillator presetting circuit |
| CA2613241A1 (en) | 2005-06-21 | 2007-01-04 | Cardiomems, Inc. | Method of manufacturing implantable wireless sensor for in vivo pressure measurement |
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| US8154389B2 (en) | 2007-03-15 | 2012-04-10 | Endotronix, Inc. | Wireless sensor reader |
| US10206592B2 (en) | 2012-09-14 | 2019-02-19 | Endotronix, Inc. | Pressure sensor, anchor, delivery system and method |
| US11615257B2 (en) | 2017-02-24 | 2023-03-28 | Endotronix, Inc. | Method for communicating with implant devices |
| EP4599757A1 (en) | 2017-02-24 | 2025-08-13 | Endotronix, Inc. | Wireless sensor reader assembly |
| EP3612084A1 (en) | 2017-04-20 | 2020-02-26 | Endotronix, Inc. | Anchoring system for a catheter delivered device |
| EP4656128A3 (en) | 2017-07-19 | 2026-01-07 | Endotronix, Inc. | Physiological monitoring system |
| US11139817B1 (en) * | 2020-04-22 | 2021-10-05 | Apple Inc. | Voltage-controlled oscillator calibration |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2031676B (en) | 1978-09-02 | 1983-05-11 | Marconi Instruments Ltd | Frequency modulation systems |
| US4864253A (en) | 1987-12-22 | 1989-09-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Phase locked loop wherein phase comparing and filtering are performed by microprocessor |
| US5295079A (en) * | 1991-07-18 | 1994-03-15 | National Semiconductor Corporation | Digital testing techniques for very high frequency phase-locked loops |
| FI96075C (fi) * | 1993-05-14 | 1996-04-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä radiolähettimen käynnistämiseksi ja radiolähetin |
| US5703539A (en) * | 1993-12-17 | 1997-12-30 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for controlling the loop bandwidth of a phase locked loop |
| US5631587A (en) * | 1994-05-03 | 1997-05-20 | Pericom Semiconductor Corporation | Frequency synthesizer with adaptive loop bandwidth |
| GB2337884B (en) | 1998-05-26 | 2000-06-07 | Motorola Ltd | Voltage controlled oscillator |
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| FR2798019B1 (fr) | 1999-08-26 | 2002-08-16 | Cit Alcatel | Synthetiseur de frequences a boucle de phase |
-
2000
- 2000-09-05 US US09/655,365 patent/US6459253B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-08-31 ES ES01965790T patent/ES2248389T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2001-08-31 AT AT01965790T patent/ATE308158T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-08-31 AU AU2001286349A patent/AU2001286349A1/en not_active Abandoned
- 2001-08-31 WO PCT/SE2001/001871 patent/WO2002021696A1/en not_active Ceased
- 2001-08-31 DE DE60114438T patent/DE60114438T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-08-31 EP EP01965790A patent/EP1316149B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU2001286349A1 (en) | 2002-03-22 |
| ATE308158T1 (de) | 2005-11-15 |
| DE60114438T2 (de) | 2006-07-20 |
| EP1316149B1 (en) | 2005-10-26 |
| US6459253B1 (en) | 2002-10-01 |
| WO2002021696A1 (en) | 2002-03-14 |
| EP1316149A1 (en) | 2003-06-04 |
| DE60114438D1 (de) | 2005-12-01 |
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