ES2278387T3 - Estacion movil con aparato y metodo de deteccion de energia pulsante exenta de deriva. - Google Patents
Estacion movil con aparato y metodo de deteccion de energia pulsante exenta de deriva. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2278387T3 ES2278387T3 ES97309212T ES97309212T ES2278387T3 ES 2278387 T3 ES2278387 T3 ES 2278387T3 ES 97309212 T ES97309212 T ES 97309212T ES 97309212 T ES97309212 T ES 97309212T ES 2278387 T3 ES2278387 T3 ES 2278387T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- detector
- radio frequency
- output
- signal
- envelope
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title description 6
- VJYFKVYYMZPMAB-UHFFFAOYSA-N ethoprophos Chemical compound CCCSP(=O)(OCC)SCCC VJYFKVYYMZPMAB-UHFFFAOYSA-N 0.000 title 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 17
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 abstract description 7
- 230000006870 function Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 5
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 4
- IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 5'-adenylyl sulfate Chemical compound C1=NC=2C(N)=NC=NC=2N1[C@@H]1O[C@H](COP(O)(=O)OS(O)(=O)=O)[C@@H](O)[C@H]1O IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
- H03G3/3047—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers for intermittent signals, e.g. burst signals
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/10—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance
Landscapes
- Transmitters (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
SEGUN UN METODO DE LA PRESENTE INVENCION, SE DESCRIBE UN SISTEMA DE CIRCUITO PARA REALIZAR EL METODO Y UN PROCESO PARA OPERAR UN DETECTOR DE POTENCIA DE SEÑAL DE RADIOFRECUENCIA (RF). EL METODO INCLUYE LAS ETAPAS DE (A) MUESTREAR LA SALIDA DE UN CIRCUITO DETECTOR RF PARA OBTENER LA MEDIDA DE UN VALOR DE SALIDA CUANDO NO SE INTRODUCE UNA SEÑAL RF EN EL CIRCUITO DETECTOR RF; (B) ALMACENAR LA MEDIDA; Y (C) RESTAR, CUANDO UNA SEÑAL RF ES INTRODUCIDA EN EL CIRCUITO DETECTOR RF, LA MEDIDA ALMACENADA PROVENIENTE DE LA SALIDA DEL CIRCUITO DETECTOR RF PARA SUMINISTRAR UNA SEÑAL DE SALIDA DIFERENCIA. EN FORMAS DE REALIZACION POR IMPULSOS (POR EJEMPLO, TDMA) DE LA PRESENTE INVENCION, LA ETAPA DE MUESTREO SE PRODUCE ENTRE RAFAGAS DE RF, MIENTRAS EN FORMAS DE REALIZACION DE ONDA CONTINUA (CW), LA ETAPA DE MUESTREO SE PRODUCE DURANTE UN TIEMPO EN QUE SE ABRE LA CONEXION RF O EN CUALQUIER OTRA FORMA SE BLOQUEA EN UNA ENTRADA DEL CIRCUITO DETECTOR RF Y EN UNA FUENTE DE LA SEÑAL RF. SE PODRA SUMINISTRAR UNAMUESTRA DE UNA FUNCION DE RETENCION PARA MUESTREAR Y RETENER LA SEÑAL DE SALIDA DIFERENCIA DURANTE UN TIEMPO EN EL QUE LA ENTRADA DEL CIRCUITO DEL CIRCUITO DETECTOR RF ESTA BLOQUEADA. LA ETAPA DE SUSTRACCION INCLUYE LAS ETAPAS DE COMBINAR EL VALOR MEDIDO CON UNA SEÑAL DE ESTABLECIMIENTO DE LA POTENCIA DEL TRANSMISOR PARA OBTENER UNA SEÑAL DE ESTABLECIMIENTO DE LA POTENCIA DEL TRANSMISOR CORREGIDA; Y RESTAR LA SALIDA DEL CIRCUITO DETECTOR RF CUANDO LA SEÑAL RF ES INTRODUCIDA AL CIRCUITO DETECTOR RF DESDE LA SEÑAL DE ESTABLECIMIENTO DE LA POTENCIA DEL TRANSMISOR CORREGIDA.
Description
Estación móvil con aparato y método de detección
de energía pulsante exenta de deriva.
Esta invención se refiere en general a los
métodos y circuitos de detección de potencia y, en particular, a los
métodos y circuitos para detectar la potencia en una señal por
impulsos.
Los llamados detectores de picos han sido
utilizados para supervisar una potencia de señal aplicada a un
circuito. Una salida principal del detector de picos es una tensión
que tiene una magnitud que se encuentra relacionada con el nivel de
potencia. No obstante, en niveles de potencia bajos la magnitud de
la tensión de salida es pequeña y, como resultado de ello, la salida
del detector de picos se encuentra fuertemente influida por
cualquier deriva en las tensiones de polarización, tensión de
alimentación, y en el propio dispositivo detector (por ejemplo, un
diodo). La dependencia de la temperatura del dispositivo detector
sólo, se ha descubierto que tiene un impacto significativo en la
precisión de la tensión de salida.
El problema debido a la deriva de temperatura ha
sido abordado en la técnica anterior mediante la utilización de un
dispositivo adicional dependiente de la temperatura para compensar
por la deriva del dispositivo detector. La precisión de la
compensación, por lo tanto, depende de una uniformidad de las
características de temperatura del dispositivo detector y del
dispositivo compensador, así como de un estrecho espaciamiento
físico de estos dos dispositivos con el fin de evitar cualquier
desviación de temperatura entre dispositivos.
También se ha observado que el envejecimiento de
los componentes puede degradar la compensación, y algunos circuitos
de la técnica anterior, por lo tanto, han requerido prueba y
sintonización.
Puede hacerse referencia a las Patentes US
4523155, 4970456, 5222104 y 5287555 para enseñar diversos detectores
y dispositivos de circuitos de control de potencia
convencionales.
En US 5371473 se describe un método y un aparato
que incorpora un detector de potencia de diodo
auto-compensador en el bucle de realimentación de un
amplificador de impulsos para extraer cualquier tensión de error
inducido térmicamente.
EP 0481524 describe un circuito de control del
nivel de potencia de salida para un amplificador de potencia de alta
frecuencia. Un circuito detector de alta frecuencia incluye medios
para generar una tensión diferencial entre la salida de detección
durante el periodo "conectado" y la salida del detector durante
el periodo "desconectado" que lo precede inmediatamente.
Es un objetivo de esta invención proporcionar un
método mejorado para detectar un nivel de potencia que no sea
influenciado significativamente por la deriva debida a la
temperatura y otras alteraciones y, de ese modo, permitir un control
o supervisión de potencia precisos a conseguir.
Es otro objetivo de esta invención proporcionar
realizaciones de circuitos que lleven a cabo detectores de potencia
mejorados.
Los problemas anteriores y otros pueden
superarse y los objetivos de la invención pueden conseguirse
mediante métodos y aparatos de acuerdo con realizaciones de esta
invención.
Esta invención enseña un método en el que se
detecta una diferencia entre los estados "desconectado" y
"conectado" de una señal por impulsos para proporcionar una
indicación precisa de la potencia de la señal por impulsos en el
estado "conectado". Se supone que durante el periodo
"desconectado" no está presente ninguna potencia de señal
significativa en la entrada del detector. Se supone además que el
periodo "conectado" es suficientemente corto de modo que no
ocurre deriva significativa durante la medición del periodo
"conectado".
Las ventajas de la invención surgen del hecho de
que la detección de potencia se basa en propiedades dinámicas, por
ejemplo, la sensibilidad de envolvente de pico del dispositivo
detector. Como tal, la tensión detectada se determina mediante
propiedades dinámicas del dispositivo detector, que son superiores a
las propiedades estáticas (por ejemplo, la tensión de barrera del
diodo detector). La tensión detectada representativa del nivel de
potencia no es influida significativamente por cambios a largo plazo
en la tensión de alimentación, en la tensión de polarización, o en
la tensión de barrera del dispositivo detector.
Además, realizaciones de esta invención permiten
más libertad en el diseño de la red de polarización del dispositivo
detector, el cual puede ser ventajoso para estabilizar la
sensibilidad dinámica del dispositivo detector en niveles bajos de
potencia. La invención puede llevarse a cabo de forma que el nivel
de potencia RF detectada comience precisamente a nivel cero, lo que
resulta beneficioso en sistemas que utilizan una tensión de
alimentación baja. Además, el nivel cero de la tensión de salida del
detector puede comenzar a cualquier nivel deseado si se encuentra
disponible un potencial de referencia adecuado (por ejemplo,
tierra).
La invención puede llevarse a cabo de numerosas
formas dependiendo del tipo de aplicación. Los circuitos utilizados
para una realización analógica pueden ser muy sencillos y baratos.
Una realización digital utiliza un convertidor
analógico-digital y un convertidor
digital-analógico y, mientras resulta más compleja
que la realización analógica, ofrece las ventajas del procesamiento
de señal digital.
El controlador de potencia del transmisor y
detector de potencia de acuerdo con esta invención elimina la
necesidad de hacer mediciones independientes de un dispositivo
detector de referencia, y además elimina los requerimientos de
proporcionar dispositivos de compensación de temperatura para el
dispositivo detector de potencia.
De acuerdo con una primera realización de la
invención, se proporciona un método para operar un detector de
potencia de señal de radiofrecuencia (RF) que posee un nodo de
entrada para recibir potencia de RF y un nodo de salida,
comprendiendo las etapas de: proporcionar un detector de envolvente
compuesto de un acoplamiento serie de una primera capacitancia, un
diodo, y una segunda capacitancia, donde un primer terminal de dicha
primera capacitancia se encuentra acoplado al citado nodo de
entrada, un segundo terminal de dicha primera capacitancia se
encuentra acoplado a un terminal del citado diodo, un segundo
terminal de dicho diodo se encuentra acoplado a un primer terminal
de dicha segunda capacitancia, y un segundo terminal de dicha
segunda capacitancia se encuentra acoplado a un potencial de
referencia, en donde una salida del mencionado detector de
envolvente se toma entre dicho segundo nodo del citado diodo y el
mencionado primer nodo de dicha segunda capacitancia, dicha salida
del mencionado detector de envolvente se encuentra acoplada al
citado nodo de salida de dicho detector de potencia de señal de
radiofrecuencia mediante una tercera capacitancia; durante un tiempo
en el que una señal de radiofrecuencia no está presente en el nodo
de entrada del detector de envolvente, establecer una trayectoria
de circulación de corriente a través de dicho diodo y almacenar un
potencial de tensión que aparece en dicha salida del citado
detector de envolvente en la mencionada tercera capacitancia; y
durante un tiempo en el que una señal RF no está presente en el
nodo de entrada del detector de envolvente, interrumpir dicha
trayectoria de circulación de corriente y detectar con dicho diodo
la señal de radiofrecuencia, donde la tensión que aparece en dicho
nodo de salida del citado detector de potencia de señal de
radiofrecuencia representa un valor de pico del detector de
potencia de señal de radiofrecuencia detectado menos el potencial
de tensión que aparece en dicha tercera capacitancia.
La señal RF no está presente en el nodo de
entrada del detector de envolvente cuando se evita la introducción
de la entrada del circuito detector de RF, por ejemplo, mediante la
apertura de una conexión entre una entrada del circuito detector de
RF y una fuente de señal de radiofrecuencia. Puede proporcionarse
una función de muestreo y retención para el muestreo y retención de
la señal de salida substraída durante un tiempo en el que la
entrada del circuito detector de RF se encuentra abierto.
En una realización de esta invención el valor
medido puede estar combinado con una señal de establecimiento de
potencia del transmisor para obtener una señal de establecimiento de
potencia del transmisor corregida; la salida del circuito detector
de RF, cuando la señal de radiofrecuencia es introducida al circuito
detector de RF, puede ser substraída de la señal de establecimiento
de potencia del transmisor corregida.
En una realización de un circuito de onda
continua se proporcionan dos circuitos detectores de RF en paralelo,
y la etapa de establecimiento de una trayectoria de circulación de
corriente tiene lugar en un circuito detector de RF simultáneamente
con la etapa de interrumpir la circulación de corriente en el otro
circuito detector de RF. En otra realización se localiza un
circuito de muestreo y retención en la salida de un solo circuito
detector de RF, mientras que en una realización adicional se utiliza
un circuito de muestreo y retención en la salida de un amplificador
de bucle que forma una parte de un circuito de control de potencia
de un transmisor de bucle cerrado.
De acuerdo a una segunda realización de la
invención, se proporciona un detector de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF), comprendiendo: un circuito detector de
envolvente de RF que tiene una entrada acoplada a una fuente de
potencia de RF y una salida; un condensador de bloqueo de corriente
continua, acoplado en serie entre dicha salida del citado circuito
detector de envolvente de RF y un nodo de salida; y un conmutador
acoplado entre dicho nodo de salida y un potencial de referencia;
donde dicha fuente de potencia de RF está dispuesta para
proporcionar como salida ráfagas de potencia de RF, y donde dicho
conmutador está dispuesto para cerrarse entre dos ráfagas y abrirse
durante el curso de una ráfaga.
De acuerdo a una tercera realización de la
invención, se proporciona un radioteléfono que funciona de acuerdo
con un interfaz aéreo de acceso múltiple por división de tiempo
(TDMA), comprendiendo dicho radioteléfono circuitos receptores y
circuitos transmisores, incluyendo dichos circuitos transmisores un
detector de potencia de señal de radiofrecuencia (RF),
comprendiendo: un circuito detector de envolvente de RF que tiene
una entrada acoplada a una fuente de potencia de RF y una salida;
un condensador de bloqueo de corriente continua acoplado en serie
entre dicha salida del citado circuito detector de envolvente de RF
y un nodo de salida; y un conmutador acoplado entre dicho nodo de
salida y un potencial de referencia; donde dicha fuente de potencia
de RF está dispuesta para proporcionar como salida ráfagas de
potencia de RF, y donde dicho conmutador está dispuesto para
cerrarse entre dos ráfagas y abrirse durante una ráfaga.
Otras características preferidas de la invención
se establecen en las reivindicaciones dependientes.
Las establecidas anteriormente y otras
características de la invención se hacen más evidentes en la
subsiguiente descripción detallada de la invención cuando se leen
junto con los dibujos adjuntos, donde:
La figura 1 es un diagrama de bloques de una
estación móvil que está construida y funciona de acuerdo con esta
invención;
La figura 2 es una visión en alzado de la
estación móvil mostrada en la figura 1, y que además ilustra un
sistema de comunicación celular para el cual la estación móvil está
acoplado bidireccionalmente a través de enlaces de RF;
La figura 3 es un diagrama esquemático de una
primera realización de un circuito detector de potencia de acuerdo
con las enseñanzas de esta invención;
Las figuras 4A y 4B son gráficos ilustrativos de
una corriente de diodo detector de RF respecto del potencial de
polarización y de la sensibilidad respecto de la temperatura,
respectivamente;
La figura 5 es un diagrama de bloques de
circuito de una segunda realización de un circuito detector de
potencia de acuerdo con las enseñanzas de esta invención;
La figura 6 es un diagrama ilustrativo en forma
de onda que muestra una ráfaga de radiofrecuencia y varios tiempos
y puntos de muestreo de acuerdo con esta invención;
La figura 7 es un diagrama de bloques de un
circuito que ilustra una tercera y cuarta realizaciones de un
circuito detector de potencia de acuerdo con las enseñanzas de esta
invención;
La figura 8 es un diagrama de bloques de un
circuito que ilustra una quinta realización de esta invención;
y
Las figuras 9A y 9B representan una respectiva
realización de la invención para uso con señales de RF de onda
continua (cw).
Se hace referencia a las figuras 1 y 2 para
ilustrar un terminal inalámbrico de usuario o estación móvil 10,
tal como pero no limitado a un radioteléfono celular o un
dispositivo de comunicación personal, que es adecuado para
practicar esta invención. La estación móvil 10 incluye una antena 12
para transmitir señales hacia y para recibir señales desde un sitio
o estación base 30. La estación base 30 puede ser una parte de una
red celular que comprende una función (BMI) de interconexión/Centro
de Conmutación Móvil/Estación Base 32 que incluye un centro de
conmutación móvil (MSC) 34. El MSC 34 proporciona una conexión a red
de líneas terrestres cuando la estación móvil 10 está implicada en
una llamada.
La estación móvil incluye un modulador (MOD)
14A, un transmisor 14, un receptor 16, un demodulador (DEMOD) 16A,
y un controlador 18 que proporciona señales hacia y recibe señales
desde el transmisor 14 y el receptor 16, respectivamente. Estas
señales incluyen información de señalización de acuerdo con el
estándar del interfaz aéreo o del sistema celular aplicable, y
también voz de usuario y/o datos generados por el usuario. Se supone
que el estándar del interfaz aéreo para esta invención que incluye
una estructura de tramas en intervalos en donde la estación móvil
10 transmite una o más ráfagas de potencia de RF durante un periodo
de trama dado. Estándares de interfaz aéreo adecuados incluyen
IS-136, GSM y DCS 1900, si bien las enseñanzas de
esta invención no se pretende que sólo estén limitadas a estas
estructuras de tramas específicas, o para uso sólo con sistemas de
tipo TDMA. Por ejemplo, y como se resultará evidente más adelante,
las enseñanzas de esta invención también se aplican a las
estaciones móviles que transmiten una señal de radiofrecuencia de
onda continua.
También se proporciona un detector de potencia
de transmisor (PD) 15, y un número de realizaciones del mismo se
describen en detalle más adelante.
Se entiende que el controlador 18 también
incluye los circuitos requeridos para llevar a cabo las funciones
lógicas y de audio de la estación móvil. Por ejemplo, el controlador
18 puede estar compuesto por un dispositivo procesador de señal
digital, un dispositivo microprocesador, y varios convertidores
analógico-digital, convertidores
digital-analógico, y otros circuitos de soporte. Las
funciones de procesamiento de señal y control de la estación móvil
se asignan entre estos dispositivos de acuerdo con sus respectivas
capacidades.
Un interfaz de usuario incluye un altavoz o
auricular convencional 17, un micrófono convencional 19, una
pantalla 20, y un dispositivo de entrada de usuario, normalmente un
teclado 22, todos ellos acoplados al controlador 18. El teclado 22
incluye las tecla numéricas convencionales (0 a 9) y relacionadas
(#,*) 22a, y otras teclas 22b utilizadas para operar la estación
móvil 10. Estas otras teclas 22b pueden incluir, por ejemplo, una
tecla ENVIAR, varias teclas de función y de desplazamiento vertical
de menús, y una tecla PWR. La estación móvil 10 también incluye una
batería 26 para proporcionar energía a los diversos circuitos que se
requieren para el funcionamiento de la estación móvil.
La estación móvil 10 también incluye varias
memorias, mostradas colectivamente como la memoria 24, donde se
almacenan una pluralidad de constantes y variables que el
controlador 18 utiliza para durante el funcionamiento de la
estación móvil. Por ejemplo, la memoria 24 almacena los valores de
varios parámetros de sistema celular y el módulo de asignación de
número (NAM). En la memoria 24 (normalmente en un dispositivo ROM)
también se almacena un programa operativo para controlar el
funcionamiento del controlador 18. La memoria 24 podría también
almacenar datos, incluyendo mensajes de usuario, que son recibidos
desde el BMI 32 previo a la presentación de los mensajes al
usuario.
Debe entenderse que la estación móvil 10 puede
ser un montaje en un vehículo o un dispositivo portátil. Además
debe tenerse en consideración que la estación móvil 10 puede ser
capaz de operar con uno o más estándares de interfaz aéreo, tipos
de modulación, y tipos de acceso. Por ejemplo, la estación móvil
puede ser capaz de operar con cualquiera de numerosos estándares,
tales como GSM e IS-95 (CDMA). Las estaciones
móviles de AMPS, AMPS de banda estrecha (NAMPS), así como TACS,
también pueden beneficiarse de las enseñanzas de la invención, así
como los teléfonos de modo dual o superior (por ejemplo, teléfonos
TDMA/CDMA/analógicos o digital/analógico (IS-41).
Por lo tanto, debe quedar claro que las enseñanzas de esta invención
no van a ser construidas para encontrarse limitadas a ningún tipo
en particular de estándar de interfaz aéreo o estación móvil.
La figura 3 ilustra una primera realización
analógica del detector de potencia (PD) 15 mostrado en la figura 1.
Un nodo de entrada recibe una muestra de la señal (RF_{in})
transmitida por el transmisor 14. Las resistencias R1 a R3
proporcionan una tensión de polarización para un diodo detector D1.
D1 es preferentemente un diodo de Schottky, si bien la invención no
se encuentra limitada sólo a este tipo de diodo. Aquellos versados
en la técnica se darán cuenta de que el diodo D1 y los
condensadores C1 y C2 forman conjuntamente un detector de
envolvente.
Durante el tiempo en el que RF_{in} se
encuentra "desconectado", esto es, el transmisor 14 no está
transmitiendo una ráfaga, un conmutador S1 se mantiene cerrado
("conectado"). Estando cerrado S1 anula la salida (Salida del
Detector) del detector de potencia 15 el cual es puesto en
corto-circuito a un potencial de referencia (por
ejemplo, tierra) a través de S1. También durante este tiempo el
potencial que aparece en el cátodo de D1 se almacena en C3, que es
una capacitancia relativamente grande (por ejemplo,
4,7-10 mF). Esto es, la magnitud de V_{BIAS}
debida a la corriente saliente que circula a través de D1 y R3 a
tierra (por ejemplo, 0,4 voltios), más cualquier tensión de
compensación aplicada opcionalmente, se almacena en C3. S1 puede
ser, por ejemplo, un transistor NPN o un FET. El control del
conmutador puede hacerse desde el controlador 18 de la figura 1.
En un momento justo antes de que RF_{in}
cambie a "conectado", es decir, el transmisor 14 empiece a
transmitir una ráfaga de radiofrecuencia, el conmutador S1 está
abierto o "desconectado". Entonces D1 funciona detectando la
potencia de RF en la porción de muestreo de la ráfaga, y la tensión
que aparece en el nodo de Salida del Detector representa el valor
de pico de la señal RF_{in} detectada (V_{DET}) más el potencial
de tensión de polarización, menos el valor del potencial almacenado
previamente que estaba presente en el cátodo de D1. De este modo se
elimina el potencial de tensión de polarización no deseado de la
señal de Salida del Detector, lo cual es el resultado deseado.
Se supone que durante el periodo
"desconectado" de RF_{in} ninguna potencia de señal
significativa está presente en la entrada del circuito detector 15.
Se supone además que la duración del periodo "conectado" de
RF_{in} es suficientemente corta de modo que no ocurre deriva
significativa durante la medición del periodo "conectado".
Puede apreciarse que la realización de la figura
3 proporciona un amplio grado de libertad para seleccionar el punto
de polarización de D1, y también en el diseño global de la red de
polarización, en que C3 funciona como un condensador de bloqueo de
corriente continua Esto es, C3 bloquea que el potencial de
polarización D1 aparezca en el nodo de salida del detector.
Refiriéndonos a la figura 4A, el punto de
polarización (BP) de D1 se establece preferentemente para operar D1
en una porción no lineal de la curva de transferencia del diodo. Un
valor adecuado de la corriente de polarización del diodo (I_{D})
se encuentra en el rango de 150 mA a 200 mA. Refiriéndonos también a
la figura 4B, puede verse que el efecto de la polarización de D1 es
cambiar la curva de sensibilidad de tensión (V_{SENS}) respecto de
la temperatura para aumentar la sensibilidad de tensión para una
temperatura dada. En la figura 3 se seleccionan los valores de las
resistencias de polarización R1 y R2 como una función de la tensión
de alimentación +Vcc, y como una función del valor de R3. El valor
de R3 se selecciona, junto con el valor de C2, para proporcionar una
constante de tiempo RC que es significativamente mayor que el
periodo de RF_{in}. Por ejemplo, y asumiendo que la frecuencia de
la potencia transmitida en la ráfaga de radiofrecuencia es de
alrededor de 2 GHz (por ejemplo, en una realización de DCS 1900),
entonces C2 puede tener un valor de 27 pF, y R3 un valor de 2,2
KW.
La señal de Salida del Detector puede
encontrarse conectada a una entrada de un amplificador, y utilizada
con una señal de establecimiento de potencia (Txc), como se muestra
en general en la figura 8 con respecto al amplificador 56.
La figura 5 ilustra una segunda realización
digital del detector de potencia 15 de la figura 1 junto con un
bucle de control de potencia completo. En esta realización el
detector de potencia D1' se muestra conectado a una salida de un
acoplador de potencia 40 situado a la salida del amplificador de RF
de ganancia ajustable 42, entre el amplificador 42 y la antena 12.
El acoplador de potencia 40 puede ser convencional en su
construcción. Se supone que D1' incluye los componentes descritos en
la figura 3, excepto el condensador C3 y el conmutador S1 (ver
figura 7). El amplificador 42 forma una parte del transmisor 14 de
la figura 1. La salida de D1' (ambos, V_{BIAS} y V_{DET}) se
encuentra conectada a una entrada de inversión de un amplificador de
bucle 44. La salida de D1' también está conectada a una entrada de
un convertidor A/D 46, el cual a su vez tiene una salida conectada a
una entrada de un procesador de señal 48 (que puede encontrarse
incluido en el controlador 18 de la figura 1). Una segunda entrada
al procesador 48 es la señal de establecimiento de potencia,
referida como Txc. Txc es una señal (analógica o digital) que
representa un establecimiento del nivel de potencia deseado para el
amplificador de RF 42, y que puede ser suministrada por el
controlador 18 de la figura 1. Una salida del procesador de señal 48
se encuentra conectada a una entrada de un convertidor
digital-analógico (DAC) 50, que tiene una salida
conectada a una entrada no inversora del amplificador de bucle 44.
Un conmutador opcional S2 se encuentra conectado en serie con la
señal de radiofrecuencia a amplificar, y se encuentra controlado por
una señal de temporización que también se aplica al convertidor A/D
46. S2 es opcional por que el amplificador de RF 42 actúa bloqueando
la señal de radiofrecuencia cuando la estación móvil 10 no está
transmitiendo. Si puede conseguirse un nivel de fuga de RF
aceptablemente bajo en la salida de la antena 12, dentro del rango
de control del amplificador de RF 42, entonces S2 puede
eliminarse.
En funcionamiento, el estado de S2 y el tiempo
de muestreo del convertidor A/D 46 son programados de modo que una
muestra es cogida por el convertidor A/D 46 sólo cuando una ráfaga
de radiofrecuencia está "desconectada". Este valor de muestreo
es almacenado, y representa la magnitud de salida de V_{BIAS}
desde D1. El procesador 48 produce una señal de control digital de
acuerdo a la magnitud de Txc, y la muestra "desconectada" de RF
medida previamente desde el convertidor A/D 46, y proporciona una
señal Txc corregida (Txc CORR). La señal Txc corregida se aplica a
la entrada no inversora del amplificador de bucle 44, que opera para
sustraer, durante la ráfaga de radiofrecuencia, la magnitud de
(V_{BIAS} + V_{DET}) a partir de Txc CORR.
Inicialmente la ganancia del amplificador de RF
42 se encuentra en un mínimo, y proporciona bloqueo de la señal de
radiofrecuencia de entrada. Cuando Txc CORR comienza a crecer en
magnitud, la salida del amplificador de bucle 44 aumenta para
mantener el bucle de control de potencia en equilibrio. Como tal, la
tensión de salida del amplificador de bucle 44 depende de las
propiedades de control de ganancia del amplificador de RF 42, y de
ese modo, no puede ser cero. Si la ganancia del amplificador de RF
42 es mayor o menor que la ganancia especificada por Txc, entonces
la salida del amplificador de bucle 44 asumirá algunos valores que
corregirán la ganancia del amplificador 42 en forma de bucle
cerrado. En general, la salida del amplificador de bucle 44 se
encontrará dentro de algún rango (por ejemplo, 0 V a +5 V, -2,5 V a
+2,5 V, etc) que está predeterminado para controlar la ganancia del
amplificador de RF 42 con el fin de proporcionar desde potencia de
salida de aproximadamente cero hasta potencia de salida completa. El
resultado final es que la salida del amplificador de bucle 44
controla la salida de la señal de radiofrecuencia del amplificador
de RF 42 de modo que la señal de salida del detector total causada
por la señal de radiofrecuencia detectada en la entrada del detector
de RF D1', más la señal de polarización del detector (una tensión en
este caso), más cualquier señal de desplazamiento, es
sustancialmente igual al valor de Txc CORREGIDA.
De acuerdo con este aspecto de la invención el
procesador 48, junto con el convertidor A/D 48, modifica el valor de
Txc para acomodar la magnitud de V_{BIAS}. Cuando la temperatura
cambia y el potencial de polarización de D1 varía, y/o cuando D1 y
los componentes asociados envejecen, estas fuentes de error son
tenidas en cuenta automáticamente y compensadas. La operación del
procesador 48 y del convertidor A/D 46 pueden ser consideradas como
una función de muestreo y retención realizada digitalmente para la
salida de D1' cuando no se introduce señal de radiofrecuencia a
D1'.
Refiriéndonos a la figura 6 puede verse que la
ráfaga de radiofrecuencia es precedida por un periodo cuando, por
ejemplo, S2 se encuentra opcionalmente abierta y se ordena al
convertidor A/D 46 muestrear la salida de D1'. Durante este tiempo
el procesador 48 almacena el valor digitalizado de V_{BIAS} que
aparece en la salida de D1'. S2 está cerrado antes del comienzo de
la ráfaga de radiofrecuencia. Durante el comienzo de la ráfaga de
radiofrecuencia el valor de Txc CORREGIDA escala gradualmente al
nivel ordenado proporcionando una serie (por ejemplo, 32) de valores
del convertidor D/A 50 para proporcionar un escalado específico de
la potencia de la ráfaga transmitida. La magnitud máxima de la
ráfaga de radiofrecuencia se establece finalmente dentro de alguna
tolerancia (por ejemplo, 1 dB) de la magnitud deseada establecido
por el valor de Txc. Al final de la ráfaga de radiofrecuencia se
proporciona otra serie (por ejemplo, 32) de valores al D/A 50 para
proporcionar un periodo de descenso de la ráfaga de radiofrecuencia
controlado. Durante la ráfaga el valor de Txc CORR se acomoda al
valor medido previamente de V_{BIAS}.
Debe indicarse que puede no ser necesario
muestrear la salida de D1' entre cada ráfaga de radiofrecuencia. Por
ejemplo, en una realización GSM la ráfaga normalmente ocurre a una
velocidad de una cada 4,6 milisegundos, mientras que D1' puede ser
muestreado, por ejemplo, sólo cada 5 a 10 segundos. Esto es, debido
a la naturaleza del periodo normalmente largo de la deriva en la
salida de D1', el muestreo de la salida de D1' no se requiere que se
cumpla antes de cada ráfaga de radiofrecuencia transmitida. Si se
proporciona el conmutador opcional S2, entonces S2 necesita estar
abierto sólo cuando D1' es muestreado (por ejemplo, cada 5 a 10
segundos). El tiempo de muestra real sólo precisa ser tan largo como
se requiera para medir el potencial de V_{BIAS}, incluyendo
cualquier tiempo de instalación requerido.
La figura 7 ilustra una realización del detector
de potencia 15' utilizando un amplificador operacional 52 para
cancelar la deriva de corriente continua del circuito detector D1'.
Cuando la ráfaga de radiofrecuencia no está presente (RF
desconectado) S3 conmuta la salida de D1' al condensador C4. Esta
acción, referida como periodo de calibración, almacena el valor de
V_{BIAS} en C4. Antes de aplicar la señal de radiofrecuencia a la
entrada de D1' S3 es conmutado para conectar la salida de D1' a R4,
la cual está conectada a la entrada de inversión del amplificador
52. Debido a la carga almacenada en el condensador C4, la tensión de
la entrada no inversora del amplificador operacional 52 permanece en
el valor determinado durante el periodo de calibración. Por lo
tanto, la salida del amplificador operacional 52 es cero para
potencia de entrada de RF cero, asumiendo que la tensión de
compensación de la entrada del amplificador operacional puede ser
despreciada. Esto es, el potencial que aparece en C4 cancela el
potencial aplicado a R4. Se consigue una respuesta a la potencia de
RF tan pronto como la señal de ráfaga de radiofrecuencia está
presente en la entrada de D1'. En este caso la tensión detectada se
invierte y amplifica mediante la relación entre las resistencias R4
y R5, mientras substrae el potencial (es decir, V_{BIAS} más
cualquier potencial de compensación opcional) que aparece en C4.
Como con la realización de la figura 5, puede no
ser necesario muestrear la salida de D1' durante cada periodo de
desconexión de ráfaga de radiofrecuencia, dependiendo de la fuga de
C4, la impedancia de entrada del amplificador 52, la corriente de
fuga o polarización de la entrada del amplificador, y la velocidad
de repetición de las ráfagas de radiofrecuencia.
Puede apreciarse que las realizaciones de las
figuras 3, 5 y 7 pueden utilizarse para sacar ventaja en estaciones
móviles que operan en sistemas basados en TDMA tales como
IS-136, GSM, PCN, y DCS 1900, en los cuales la señal
de radiofrecuencia transmitida es, de forma inherente, por
impulsos.
Las anteriores realizaciones de esta invención
han sido descritas en el contexto de señales de RF por impulsos,
tales como las existentes en estaciones móviles TDMA. No obstante,
las enseñanzas de esta invención también pueden aplicarse a la
detección de potencia transmitida en sistemas de onda continua (cw),
tales como el sistema AMPS de América del Norte.
Las señales de RF de onda continua no contienen
inherentemente periodos de desconexión que puedan utilizarse para
medir y cancelar la tensión de polarización de D1'. En muchos casos,
no obstante, la porción de señal de radiofrecuencia transmitida que
se encuentra acoplada al detector de envolvente D1' puede ser
activada y desactivada sin alterar la señal transmitida. En este
caso las enseñanzas de esta invención pueden extenderse para cubrir
también los sistemas de transmisión de onda continua.
Si el detector D1' es parte de un sistema de
control de bucle cerrado, la conmutación de la señal de
radiofrecuencia acoplada a D1' puede alterar el funcionamiento del
bucle. Durante el periodo de calibración (desconexión de RF) la
salida del detector o del amplificador de bucle debe mantenerse
constante con el fin de evitar un estado indefinido del sistema de
control. Esto se consigue proporcionando, como se ilustra en la
figura 7, un circuito analógico de muestreo y retención (S/H) 53,
compuesto de un amplificador 54 conectado como seguidor de tensión,
un conmutador de muestreo S4, y un condensador de mantenimiento C5.
Debe indicarse que la función S/H puede llevarse a cabo en la salida
del detector de potencia 15', o en la salida del amplificador de
bucle (ver figura 9A y 9B). También puede utilizarse un amplificador
de bucle digital si está programado de forma tal que la salida
permanezca sin cambios durante el corto periodo de calibración del
detector.
En esta realización S4 se encuentra abierto
durante el periodo de desconexión de RF, es decir, cuando el
detector 15' está siendo calibrado. Durante este tiempo el valor
previo de la salida del amplificador 52, que fue almacenado
(retenida) en C5 cuando S4 estaba cerrado, es la salida del
amplificador 54. De este modo se proporciona una salida continua
desde la salida del S/H hasta el bucle de control de potencia.
Si la pérdida de seguimiento incluso para un
corto periodo de calibración del detector no puede ser tolerada,
entonces pueden utilizarse alternativamente dos detectores,
conectados en paralelo como se muestra en la figura 8. Esto es,
mientras un circuito detector 15' está siendo calibrado (S5
desconecta la entrada de RF_{in}) la otra está conectada al bucle
de control a través de S6 y del amplificador 56. El condensador
C_{F} es un condensador de filtro que puede facilitarse para
reducir o eliminar cualquier conmutación transitoria resultante del
funcionamiento de S6 y S5. Debe indicarse que en esta realización S5
y S6 funcionan en fase uno con otro.
Las figuras 9A y 9B ilustran en mayor detalle
las realizaciones de onda continua de esta invención, en donde un
conmutador (S_{BLOCK}) se sitúa entre la salida del acoplador de
potencia y el detector D1', para la realización de la figura 9A, o
el circuito de corrección de deriva/ detector (ver figura 3), para
la realización de la figura 9B. En ambas realizaciones S_{BLOCK}
está abierto cuando se desea muestrear la magnitud de V_{BIAS} a
partir del diodo detector D1. Para la realización de la figura 9B el
conmutador descrito anteriormente S1 funciona a
contra-fase con S_{BLOCK}, esto es, cuando
S_{BLOCK} está abierto S1 está cerrado, y viceversa.
En mayor detalle, durante el periodo de muestreo
del nivel de polarización del detector la operación de bucle de
control cerrado se suspende temporalmente. Esto es debido a que la
entrada de RF en el detector D1 se encuentra bloqueada, y no se
encuentra disponible ninguna indicación de realimentación relativa a
la potencia de salida. Por lo tanto, el control de bucle cerrado no
se encuentra operativo temporalmente durante el periodo de muestreo
del nivel de polarización del detector. El S/H 53 se utiliza durante
este periodo para mantener la señal de control de ganancia del
amplificador de RF 42 en un potencial fijo. El potencial fijo tiene
el valor que fue muestreado el último durante la operación de bucle
cerrado, justo antes de suspender la operación de bucle cerrado.
Durante este periodo la salida del S/H 53 suministra la señal de
control de potencia del amplificador de RF 42, no al amplificador de
bucle 44. Inmediatamente después de abrir S_{BLOCK}, y situando el
S/H 53 en el estado de mantenimiento, puede ocurrir el muestreo de
V_{BIAS} de la salida del detector. Durante el periodo de
calibración del detector la potencia de salida no es controlada por
el bucle cerrado, pero puede asumirse que para el periodo
relativamente corto de calibración la potencia de salida permanece
sustancialmente constante. Al final del periodo de calibración
S_{BLOCK} es cerrado primero, y posteriormente la señal de control
de ganancia del amplificador de RF se permite que sea controlada de
nuevo por la salida del amplificador de bucle 44, restableciendo de
ese modo la operación de bucle cerrado normal.
También se encuentra dentro del alcance de esta
invención utilizar la realización de la figura 7 en la entrada del
amplificador de bucle 44 (es decir, 15' seguido por el S/H 53), y
acoplar luego la salida del amplificador de bucle directamente a la
entrada de control de ganancia del amplificador de RF 42.
Si bien descrito en el contexto de varias
realizaciones actualmente preferidas, debe hacerse notar que a
cualquiera experto en la técnica se le pueden ocurrir numerosas de
modificaciones a estas enseñanzas. Por ejemplo, los diversos
valores de componentes, las velocidades de repetición de ráfagas y
similares que fueron descritos anteriormente son ejemplares, y no
debe ser leído como una limitación en la práctica de esta invención.
También, la entrada de RF al detector de potencia puede ser
bloqueada de numerosas formas, tales como proporcionando un
conmutador en la entrada del detector de RF para poner
periódicamente en corto-circuito la señal de
radiofrecuencia a tierra.
También, cuando se opera en la realización de
TDMA debe ser notado que es posible que una señal de
radiofrecuencia, sea proporcionada de forma continua desde el
modulador 14A de la figura 1, pero que la señal de radiofrecuencia
contiene información modulada sólo durante un tiempo de ráfaga. En
este caso la ráfaga de radiofrecuencia actual puede formase junto
con el amplificador del transmisor 42.
Por lo tanto, mientras la invención ha sido
mostrada en particular y descrita con relación a realizaciones
preferidas de ella, se entenderá para aquellos entrenados en la
técnica que los cambios en forma y detalles pueden realizarse en
ese respecto sin apartarse del alcance de la invención, como se
reivindica.
Claims (19)
1. Método para operar un detector (15) de
potencia de señal de radiofrecuencia (RF) que posee un nodo de
entrada (RF_{IN}) para recibir potencia de RF y un nodo de salida
(SALIDA DEL DETECTOR), comprendiendo las etapas de:
proporcionar un detector de envolvente compuesto
de un acoplamiento serie de una primera capacitancia (C1), un diodo
(D1), y una segunda capacitancia (C2), donde un primer terminal de
dicha primera capacitancia se encuentra acoplado al citado nodo de
entrada, un segundo terminal de dicha primera capacitancia se
encuentra acoplado a un terminal del citado diodo, un segundo
terminal del mencionado diodo se encuentra acoplado a un primer
terminal de la citada segunda capacitancia, y un segundo terminal de
dicha segunda capacitancia se encuentra acoplado a un potencial de
referencia, en donde una salida del mencionado detector de
envolvente se toma entre dicho segundo nodo del citado diodo y el
mencionado primer nodo de dicha segunda capacitancia,
caracterizado porque dicha salida del mencionado detector de
envolvente se encuentra acoplado al citado nodo de salida de dicho
detector de potencia de señal RF mediante una tercera capacitancia
(C3);
durante un tiempo en el que una señal de
radiofrecuencia no está presente en el nodo de entrada del detector
de envolvente, establecer una trayectoria de circulación de
corriente a través de dicho diodo y almacenar un potencial de
tensión que aparece en dicha salida del citado detector de
envolvente en la mencionada tercera capacitancia; y
durante un tiempo en el que una señal de
radiofrecuencia no está presente en el nodo de entrada del detector
de envolvente, interrumpir dicha trayectoria de circulación de
corriente y detectar con dicho diodo la señal de radiofrecuencia,
donde la tensión que aparece en dicho nodo de salida del citado
detector de potencia de señal de radiofrecuencia representa un
valor de pico del detector de potencia de señal de radiofrecuencia
detectado menos el potencial de tensión que aparece en dicha tercera
capacitancia.
2. Método como el reivindicado en la
reivindicación 1, en el que la señal de radiofrecuencia tiene lugar
en ráfagas.
3. Método como el reivindicado en la
reivindicación 2, en el que la señal de radiofrecuencia está
presente en el nodo de entrada del detector de envolvente durante
una ráfaga de radiofrecuencia transmitida mediante un terminal de
usuario inalámbrico (10).
4. Método como el reivindicado en la
reivindicación 2 ó 3, en el que la señal de radiofrecuencia está
presente periódicamente en el nodo de entrada del detector de
envolvente durante una transmisión mediante un terminal de usuario
inalámbrico.
5. Método como el reivindicado en cualquiera de
las reivindicaciones 2 a 4, en el que la etapa de establecimiento
de una trayectoria de circulación de corriente tiene lugar entre las
ráfagas de radiofrecuencia.
6. Método como el reivindicado en cualquiera de
las reivindicaciones 2 a 5, en el que la etapa de establecimiento
de una trayectoria de circulación de corriente tiene lugar entre
ráfagas de radiofrecuencia de una estación móvil TDMA.
7. Método como el reivindicado en cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, en el que la etapa de
establecimiento de una trayectoria de circulación de corriente
incluye una etapa preliminar de bloqueo para que la señal de
radiofrecuencia no alcance el citado nodo de entrada del circuito
del detector de RF, y en el que la etapa de interrupción incluye
una etapa de permitir que la señal de radiofrecuencia alcance dicho
nodo de entrada del circuito del detector de RF.
8. Método como el reivindicado en cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, en el que existen dos detectores
de envolvente, y en el que la etapa de establecimiento de una
trayectoria de circulación de corriente tiene lugar en un detector
de envolvente simultáneamente con la etapa de interrupción de una
trayectoria de circulación de corriente en el otro detector de
envolvente.
9. Detector (15) de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF), que comprende:
un circuito detector de envolvente de RF que
tiene una entrada (RF_{IN}) acoplada a una fuente de potencia de
RF y a una salida (SALIDA DEL DETECTOR) y caracterizado
porque;
un condensador de bloqueo de corriente continua
(C3) está acoplado en serie entre dicha salida y el citado circuito
detector de envolvente de RF y un nodo de salida; y
un conmutador (S1) está acoplado entre dicho
nodo de salida y un potencial de referencia; donde
dicha fuente de potencia de RF está dispuesta
para proporcionar como salida ráfagas de potencia de RF, y en donde
dicho conmutador está dispuesto para cerrarse entre dos ráfagas y
abrirse durante el curso de una ráfaga.
10. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF) como el reivindicado en la reivindicación 9,
donde dicho conmutador está dispuesto para cerrarse entre ráfagas y
abrirse justo antes del comienzo de una ráfaga.
11. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF) como el reivindicado en la reivindicación 9 o
10, comprendiendo dos circuitos detectores de envolvente de RF
dispuestos para estar acoplados alternativamente entre dicha fuente
de potencia de RF (RF_{IN}) y un circuito (56) dispuesto para
substraer la salida del circuito detector de envolvente de RF
acoplado actualmente a partir de la señal de establecimiento de
potencia del amplificador de RF (T_{xc}).
12. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF) como el reivindicado en cualquiera de las
reivindicaciones 9 a 11, en el que el circuito detector de
envolvente de RF se encuentra compuesto por un acoplamiento serie
de una primera capacitancia (C1), un diodo (D1), y una segunda
capacitancia (C2), en el que un primer terminal de dicha primera
capacitancia se encuentra acoplado al citado nodo de entrada, un
segundo terminal de dicha primera capacitancia se encuentra
acoplado a un primer terminal del citado diodo, un segundo terminal
de dicho diodo se encuentra acoplado a un primer terminal de dicha
segunda capacitancia, y un segundo terminal de dicha segunda
capacitancia se encuentra acoplado a un potencial de referencia, en
donde una salida del mencionado circuito detector de envolvente de
RF se toma entre dicho segundo nodo del citado diodo y el mencionado
primer nodo de dicha segunda capacitancia, encontrándose acoplada
dicha salida del mencionado circuito detector de envolvente de RF
al citado nodo de salida de dicho detector de potencia de señal RF
mediante el condensador de bloqueo de corriente continua; y donde
el conmutador está dispuesto para cerrarse durante un tiempo en el
que una señal RF no está presente en la entrada del circuito
detector de envolvente de RF para establecer una trayectoria de
circulación de corriente a través de dicho diodo para almacenar un
potencial de tensión que aparece en dicha salida del citado
circuito detector de envolvente de RF en el mencionado condensador
de bloqueo de corriente continua, y estando dispuesto el conmutador
para abrirse durante un tiempo en el que una señal de
radiofrecuencia está presente para interrumpir dicha trayectoria de
circulación de corriente, estando dispuesto dicho diodo para
detectar la señal de radiofrecuencia durante el tiempo en que la
señal de radiofrecuencia está presente y proporcionar como salida
una tensión que aparece en dicho nodo de salida del mencionado
detector de potencia de señal de radiofrecuencia, representando
dicha tensión una magnitud de la señal de radiofrecuencia detectada
menos el potencial de tensión que fue almacenado en dicho
condensador de bloqueo de corriente continua.
13. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia como el reivindicado en la reivindicación 12, en el
que el detector de potencia de señal de radiofrecuencia está
dispuesto de modo que la señal de radiofrecuencia está presente en
el nodo de entrada del detector de envolvente durante una ráfaga de
radiofrecuencia transmitida mediante un terminal de usuario
inalámbrico.
14. Método como el reivindicado en la
reivindicación 12 o 13, en el que el detector de potencia de señal
de radiofrecuencia está dispuesto de modo que la señal de
radiofrecuencia está presente periódicamente en el nodo de entrada
del detector de envolvente durante una transmisión mediante un
terminal de usuario inalámbrico.
15. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia de cualquiera de las reivindicaciones 12 a 14, y
comprendiendo además medios (R1, R2) para generar un potencial de
polarización para dicho diodo, y donde el citado potencial
almacenado incluye el mencionado potencial de polarización.
16. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia de cualquiera de las reivindicaciones 9 a 15, donde
dicho detector de potencia de señal de radiofrecuencia se encuentra
acoplado entre una salida de un amplificador transmisor de RF (42)
y una entrada de control de ganancia (CONTROL DE GANANCIA DE RF) de
dicho amplificador transmisor de RF en una disposición de
realimentación de bucle cerrado.
17. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia como en la reivindicación 16, en el que dicho
detector de potencia de señal de radiofrecuencia y dicho
amplificador transmisor de RF forman una parte de un dispositivo de
comunicación personal inalámbrico.
18. Detector de potencia de señal de
radiofrecuencia como en la reivindicación 16, en el que dicho
detector de potencia de señal de radiofrecuencia y dicho
amplificador transmisor de RF forman una parte de un dispositivo de
comunicación personal inalámbrico que transmite ráfagas de potencia
de RF, y donde el potencial de tensión almacenado está compuesto de
un potencial de potencia de polarización no deseado.
19. Radioteléfono (10) que funciona de acuerdo
con un interfaz aéreo de acceso múltiple por división de tiempo
(TDMA), comprendiendo dicho radioteléfono circuitos receptores (16)
y circuitos transmisores (14), incluyendo dichos circuitos
transmisores un detector (15) de potencia de señal de
radiofrecuencia (RF), comprendiendo:
un circuito detector de envolvente de RF que
tiene una entrada (RF_{IN}) acoplada a una fuente de potencia de
RF y una salida (SALIDA DEL DETECTOR) y caracterizado
porque;
un condensador de bloqueo de corriente continua
(C3) está acoplado en serie entre dicha salida y el citado circuito
detector de envolvente de RF y un nodo de salida; y
un conmutador (S1) está acoplado entre dicho
nodo de salida y un potencial de referencia; donde
dicha fuente de potencia de RF está dispuesta
para dar como salida ráfagas de potencia de RF, y donde dicho
conmutador está dispuesto para cerrarse entre dos ráfagas y abrirse
durante el curso de una ráfaga.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/746,931 US6173160B1 (en) | 1996-11-18 | 1996-11-18 | Mobile station having drift-free pulsed power detection method and apparatus |
| US746931 | 1996-11-18 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2278387T3 true ES2278387T3 (es) | 2007-08-01 |
Family
ID=25002958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES97309212T Expired - Lifetime ES2278387T3 (es) | 1996-11-18 | 1997-11-14 | Estacion movil con aparato y metodo de deteccion de energia pulsante exenta de deriva. |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6173160B1 (es) |
| EP (1) | EP0843420B1 (es) |
| JP (1) | JP4111575B2 (es) |
| CN (1) | CN1115911C (es) |
| DE (1) | DE69737136T2 (es) |
| ES (1) | ES2278387T3 (es) |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6173160B1 (en) * | 1996-11-18 | 2001-01-09 | Nokia Mobile Phones Limited | Mobile station having drift-free pulsed power detection method and apparatus |
| US5960333A (en) * | 1997-03-31 | 1999-09-28 | Ericsson Inc. | Circuitry and method for power calibration |
| JP3885909B2 (ja) * | 1997-07-25 | 2007-02-28 | ソニー株式会社 | 電力検出装置 |
| GB2330960A (en) * | 1997-10-29 | 1999-05-05 | Nokia Telecommunications Oy | Feedback rf power control with offset stored during off period removed during on period |
| US6519293B1 (en) * | 1998-06-03 | 2003-02-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio transmitter and radio communication method |
| US6128477A (en) * | 1998-08-07 | 2000-10-03 | Ericsson Inc. | System for improving the dynamic range of transmitter power measurement in a cellular telephone |
| FI106411B (fi) * | 1999-02-03 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja järjestely ilmaisimen ja ohjaussignaalin lämpöryöminnän kompensoimiseksi jaksoittaisessa säädössä |
| US6167242A (en) * | 1999-04-23 | 2000-12-26 | Linear Technology Corporation | Offset voltage cancellation system for radio frequency power controllers |
| WO2000077925A1 (de) * | 1999-06-16 | 2000-12-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Regelung der hf-leistung von mobilfunkgeräten |
| GB2354125A (en) | 1999-09-09 | 2001-03-14 | Ericsson Telefon Ab L M | A TDMA transmitter with feedback power control loop offset compensation |
| EP1120907A1 (en) * | 2000-01-29 | 2001-08-01 | Siemens Aktiengesellschaft | Apparatus for amplifying signals |
| JP4178712B2 (ja) * | 2000-04-04 | 2008-11-12 | 株式会社デンソー | 利得調整装置 |
| US6829229B1 (en) * | 2000-05-12 | 2004-12-07 | General Dynamics Decision Systems, Inc. | Radio transmission timing calibrator |
| GB2367633A (en) * | 2000-10-04 | 2002-04-10 | Racal Instruments Ltd | Rf power measurement |
| US7570709B2 (en) * | 2001-03-08 | 2009-08-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Automatic transmit power control loop with modulation averaging |
| US6753734B2 (en) | 2001-06-06 | 2004-06-22 | Anadigics, Inc. | Multi-mode amplifier bias circuit |
| US6842075B2 (en) * | 2001-06-06 | 2005-01-11 | Anadigics, Inc. | Gain block with stable internal bias from low-voltage power supply |
| US7277679B1 (en) * | 2001-09-28 | 2007-10-02 | Arraycomm, Llc | Method and apparatus to provide multiple-mode spatial processing to a terminal unit |
| US7260367B2 (en) * | 2002-01-23 | 2007-08-21 | Analog Devices, Inc. | Edge power detector/controller |
| US20040203543A1 (en) * | 2002-08-20 | 2004-10-14 | Dror Regev | RFIC envelope power detection |
| US6836187B2 (en) * | 2002-09-23 | 2004-12-28 | Agilent Technologies, Inc | RF peak-to-peak detector with wide dynamic range |
| JP4267983B2 (ja) * | 2002-09-25 | 2009-05-27 | 株式会社豊田中央研究所 | 起動信号出力回路 |
| US7993108B2 (en) * | 2002-10-09 | 2011-08-09 | Abbott Diabetes Care Inc. | Variable volume, shape memory actuated insulin dispensing pump |
| US7727181B2 (en) * | 2002-10-09 | 2010-06-01 | Abbott Diabetes Care Inc. | Fluid delivery device with autocalibration |
| CA2501825C (en) * | 2002-10-09 | 2009-12-01 | Therasense, Inc. | Fluid delivery device, system and method |
| US7027783B2 (en) | 2003-02-24 | 2006-04-11 | Sami Vilhonen | Method and apparatus providing reduction in transmitter current consumption using signal derived from rectified input signal |
| US7026874B2 (en) * | 2003-02-24 | 2006-04-11 | Nokia Corporation | Methods and apparatus for improving the operation of a variable gain amplifier (VGA) |
| US7679407B2 (en) | 2003-04-28 | 2010-03-16 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and apparatus for providing peak detection circuitry for data communication systems |
| US7228114B2 (en) * | 2003-05-21 | 2007-06-05 | Harris Stratex Networks Operating Corporation | Wide dynamic range power detection scheme |
| US8071028B2 (en) * | 2003-06-12 | 2011-12-06 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and apparatus for providing power management in data communication systems |
| US7299015B2 (en) * | 2004-05-27 | 2007-11-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission output control circuit, and wireless device using the same |
| KR100619973B1 (ko) * | 2004-12-21 | 2006-09-08 | 엘지전자 주식회사 | 광대역 통신 단말기의 채널별 최대 출력 제한 방법 |
| US20060166629A1 (en) * | 2005-01-24 | 2006-07-27 | Therasense, Inc. | Method and apparatus for providing EMC Class-B compliant RF transmitter for data monitoring an detection systems |
| US8047120B2 (en) | 2005-02-10 | 2011-11-01 | Komatsu Ltd. | Hydraulic piston pump with a balance valve |
| CN101180093B (zh) | 2005-03-21 | 2012-07-18 | 雅培糖尿病护理公司 | 用于提供结合的药剂输液以及分析物监测系统的方法和系统 |
| US7379716B2 (en) | 2005-03-24 | 2008-05-27 | University Of Florida Research Foundation, Inc. | Embedded IC test circuits and methods |
| US7768408B2 (en) | 2005-05-17 | 2010-08-03 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and system for providing data management in data monitoring system |
| US7620437B2 (en) | 2005-06-03 | 2009-11-17 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and apparatus for providing rechargeable power in data monitoring and management systems |
| US7756561B2 (en) | 2005-09-30 | 2010-07-13 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and apparatus for providing rechargeable power in data monitoring and management systems |
| US7583190B2 (en) | 2005-10-31 | 2009-09-01 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and apparatus for providing data communication in data monitoring and management systems |
| US8344966B2 (en) * | 2006-01-31 | 2013-01-01 | Abbott Diabetes Care Inc. | Method and system for providing a fault tolerant display unit in an electronic device |
| US8032097B2 (en) * | 2006-02-03 | 2011-10-04 | Quantance, Inc. | Amplitude error de-glitching circuit and method of operating |
| US7933570B2 (en) * | 2006-02-03 | 2011-04-26 | Quantance, Inc. | Power amplifier controller circuit |
| US7869542B2 (en) * | 2006-02-03 | 2011-01-11 | Quantance, Inc. | Phase error de-glitching circuit and method of operating |
| CN101401261B (zh) * | 2006-02-03 | 2012-11-21 | 匡坦斯公司 | 功率放大器控制器电路 |
| US7917106B2 (en) * | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop |
| US8579853B2 (en) | 2006-10-31 | 2013-11-12 | Abbott Diabetes Care Inc. | Infusion devices and methods |
| US20080119710A1 (en) * | 2006-10-31 | 2008-05-22 | Abbott Diabetes Care, Inc. | Medical devices and methods of using the same |
| US7911236B2 (en) | 2006-11-22 | 2011-03-22 | Intel Mobile Communications GmbH | Detection circuit and detection method |
| FI20075393A0 (fi) * | 2007-05-30 | 2007-05-30 | Nokia Corp | Tiedonvälitysmenetelmä, laite ja moduuli |
| US8619639B2 (en) * | 2007-07-06 | 2013-12-31 | Lantiq Deutschland Gmbh | Power detector radio frequency multiplexer |
| US20090067351A1 (en) * | 2007-09-07 | 2009-03-12 | Andreas Wiesbauer | Power Detector Radio Frequency Multiplexer |
| US8190107B1 (en) * | 2008-04-29 | 2012-05-29 | Analog Devices, Inc. | Measurement systems with envelope pre-detection |
| US8560082B2 (en) | 2009-01-30 | 2013-10-15 | Abbott Diabetes Care Inc. | Computerized determination of insulin pump therapy parameters using real time and retrospective data processing |
| US20100198196A1 (en) * | 2009-01-30 | 2010-08-05 | Abbott Diabetes Care, Inc. | Therapy Delivery Device Programming Tool |
| US8467972B2 (en) * | 2009-04-28 | 2013-06-18 | Abbott Diabetes Care Inc. | Closed loop blood glucose control algorithm analysis |
| US8027648B2 (en) * | 2009-04-29 | 2011-09-27 | Lockheed Martin Corporation | Radio frequency power monitor |
| DK3173014T4 (da) * | 2009-07-23 | 2026-03-30 | Abbott Diabetes Care Inc | Realtidsstyring af data vedrørende fysiologisk kontrol af glucoseniveauer |
| TWI511473B (zh) | 2013-07-01 | 2015-12-01 | Ind Tech Res Inst | 電子裝置與控制方法 |
| EP2854289B1 (en) | 2013-09-30 | 2016-02-24 | Nxp B.V. | RF power detector and detection method |
| DE102016119446A1 (de) * | 2016-10-12 | 2018-04-12 | Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh | Schnittstellenanordnung zum Anschluss eines Peripheriegeräts an eine Schnittstelle eines Host-Systems, Verfahren und elektronisches Gerät, insbesondere Computersystem |
| CN111880000B (zh) * | 2020-08-12 | 2023-06-23 | 常州瑞思杰尔电子科技有限公司 | 一种射频电源脉冲功率检测电路 |
| US11451310B1 (en) * | 2021-03-19 | 2022-09-20 | Qualcomm Incorporated | RF power detector |
Family Cites Families (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4258719A (en) * | 1978-12-04 | 1981-03-31 | Hughes Aircraft Company | Heart rate measurement system |
| US4523155A (en) | 1983-05-04 | 1985-06-11 | Motorola, Inc. | Temperature compensated automatic output control circuitry for RF signal power amplifiers with wide dynamic range |
| US4542638A (en) * | 1983-09-16 | 1985-09-24 | Fellows Corporation | Automatic calibration of sensor circuits in gear shapers |
| US4970456A (en) | 1989-01-09 | 1990-11-13 | Motorola, Inc. | Temperature compensated power detector |
| US5214372A (en) | 1989-05-11 | 1993-05-25 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Linearizing circuit for dectection of a RF-power sensor |
| FI81931C (fi) | 1989-05-12 | 1990-12-10 | Nokia Mobira Oy | Foerfarande foer alstring av laoga effektnivaoer i saendaren av en radiotelefon. |
| FI85316C (fi) | 1989-05-12 | 1992-03-25 | Nokia Mobira Oy | Koppling foer utvidgning av effektomraodet hos en saendare. |
| FI82796C (fi) | 1989-05-12 | 1991-04-10 | Nokia Mobira Oy | Koppling foer alstring av laoga effektnivaoer i saendaren av en radiotelefon. |
| FI83717C (fi) | 1989-09-25 | 1991-08-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | Foerfarande foer intrimning och kompensation av effektnivaoer i en radiotelefon. |
| FI87028C (fi) | 1989-12-22 | 1992-11-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Metod foer att reglera effekt hos en spaenningsstyrd effektfoerstaerkare och koppling foer anvaendning i metoden |
| JP2540377B2 (ja) * | 1990-07-04 | 1996-10-02 | 三菱電機株式会社 | 自動出力電力制御装置 |
| KR960000775B1 (ko) * | 1990-10-19 | 1996-01-12 | 닛본덴기 가부시끼가이샤 | 고주파 전력 증폭기의 출력레벨 제어회로 |
| JP2800500B2 (ja) * | 1991-10-01 | 1998-09-21 | 松下電器産業株式会社 | バースト送信出力制御回路 |
| FI88564C (fi) | 1991-01-14 | 1993-05-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Styrbar hoegfrekvensdaempare |
| US5128629A (en) | 1991-04-22 | 1992-07-07 | Hughes Aircraft Company | Method for controlling the output power of digital cellular telephones |
| US5287555A (en) | 1991-07-22 | 1994-02-15 | Motorola, Inc. | Power control circuitry for a TDMA radio frequency transmitter |
| FI92531C (fi) | 1991-07-23 | 1994-11-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Suurtaajuusilmaisin laajalla dynamiikalla |
| FI89110C (fi) | 1991-09-19 | 1993-08-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Effektdetektor |
| US5276917A (en) | 1991-10-22 | 1994-01-04 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Transmitter switch-on in a dual-mode mobile phone |
| US5222104A (en) | 1991-12-30 | 1993-06-22 | Motorola, Inc. | Gain control circuit for radio transmitter |
| CA2088813C (en) * | 1992-03-02 | 2004-02-03 | Willem G. Durtler | Automatic level control circuit for dual mode analog/digital cellular telephone |
| SE470035B (sv) * | 1992-03-17 | 1993-10-25 | Ericsson Ge Mobile Communicat | Anordning för eliminering av offsetfel i en effektreglerkrets för ett pulsat sändarslutsteg |
| FI930632A7 (fi) | 1993-02-12 | 1994-08-13 | Nokia Corp | Kytkentä lähetinvahvistimen tehon säätämiseksi |
| US5432473A (en) | 1993-07-14 | 1995-07-11 | Nokia Mobile Phones, Limited | Dual mode amplifier with bias control |
| US5423081A (en) * | 1993-08-16 | 1995-06-06 | Hughes Aircraft Company | Cellular power amplifier power level control circuitry |
| US5392464A (en) | 1993-08-19 | 1995-02-21 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Directional detector for power level control |
| US5371473A (en) * | 1993-09-10 | 1994-12-06 | Hughes Aircraft Company | Thermally stable ALC for pulsed output amplifier |
| US5604684A (en) * | 1993-12-30 | 1997-02-18 | Juntunen; Robert D. | Embedded programmable sensor calibration method |
| US5530923A (en) | 1994-03-30 | 1996-06-25 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Dual mode transmission system with switched linear amplifier |
| US5493255A (en) | 1995-03-21 | 1996-02-20 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Bias control circuit for an RF power amplifier |
| US5594384A (en) * | 1995-07-13 | 1997-01-14 | Gnuco Technology Corporation | Enhanced peak detector |
| US6173160B1 (en) * | 1996-11-18 | 2001-01-09 | Nokia Mobile Phones Limited | Mobile station having drift-free pulsed power detection method and apparatus |
-
1996
- 1996-11-18 US US08/746,931 patent/US6173160B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-11-14 DE DE69737136T patent/DE69737136T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-14 EP EP97309212A patent/EP0843420B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-14 ES ES97309212T patent/ES2278387T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-14 JP JP31306897A patent/JP4111575B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-17 CN CN97126008.7A patent/CN1115911C/zh not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-12-29 US US09/751,731 patent/US6370358B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0843420A3 (en) | 2000-11-02 |
| JP4111575B2 (ja) | 2008-07-02 |
| DE69737136D1 (de) | 2007-02-08 |
| CN1115911C (zh) | 2003-07-23 |
| US6173160B1 (en) | 2001-01-09 |
| EP0843420A2 (en) | 1998-05-20 |
| EP0843420B1 (en) | 2006-12-27 |
| US6370358B2 (en) | 2002-04-09 |
| JPH10221390A (ja) | 1998-08-21 |
| DE69737136T2 (de) | 2007-10-04 |
| CN1189754A (zh) | 1998-08-05 |
| US20010006887A1 (en) | 2001-07-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2278387T3 (es) | Estacion movil con aparato y metodo de deteccion de energia pulsante exenta de deriva. | |
| ES2529498T3 (es) | Un método y aparato para cancelar la señal transmitida en un transceptor doble homodino | |
| US6128477A (en) | System for improving the dynamic range of transmitter power measurement in a cellular telephone | |
| US6556814B1 (en) | Memory-based amplifier load adjust system | |
| US6603810B1 (en) | Combined system for calibrating receiver gain and measuring antenna impedance match and method of operation | |
| WO2001058061A1 (en) | Real-time transceiver gain and path loss calibration for wireless systems | |
| JP2006503453A (ja) | 電力増幅器回路用動的バイアスコントローラ | |
| GB2317284A (en) | A transceiver in which the gains of the transmitter and receiver are controlled in a timed relation to the transmit/receive switching | |
| KR20090104116A (ko) | 자동 ｉｉｐ2 보정 구조 | |
| JP2004007445A (ja) | 通信用半導体集積回路および無線通信装置並びに補正方法 | |
| KR19990073640A (ko) | 이동통신 단말기의 송신전력 제어장치 | |
| TWI240506B (en) | Personal communication device with transmitted RF power strength indicator | |
| ES2381103T3 (es) | Compensación de cambio de fase de amplificador | |
| EP0783797A1 (en) | A wireless digital communication device, and a pulse shaping network | |
| JP5933464B2 (ja) | 無線通信装置及び送信電力制御方法 | |
| ES2248389T3 (es) | Calibracion del ancho de banda para un bucle bloqueado en frecuencia. | |
| GB2389275A (en) | A Power Amplifier Controlled by an Adjustable Bias or Power Supply in Or der to Achieve a Target Transmission Power of a Mobile Communications Device | |
| US5978664A (en) | Wireless digital communication device, and a peak-detector | |
| KR930701872A (ko) | 무선전화 시스템에서의 상승된 전력 레벨 사용 | |
| US7095801B1 (en) | Phase adjustable polyphase filters | |
| US7529526B2 (en) | Apparatus and method for detecting radio frequency transmission power levels | |
| ES2275144T3 (es) | Dispositivo y metodo para medir la dependencia de la potencia de salida y para generar una señal de rampa para un amplificador de potencia. | |
| JP3125804B2 (ja) | 受信信号強度測定装置 | |
| ES2278884T3 (es) | Dispositivo de regulacion del control de la potencia de un emisor. | |
| EP1611675B1 (en) | Power amplifier and a rf transmitter and terminal including the amplifier |