ES2255010T3

ES2255010T3 - Estimacion de canal para sistema de comunicaion duplex por division en el tiempo.

Info

Publication number: ES2255010T3
Application number: ES04006212T
Authority: ES
Inventors: Ariela Zeira
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-01-07
Filing date: 2001-01-05
Publication date: 2006-06-16
Anticipated expiration: 2021-01-05
Also published as: NO20023119L; US20090110037A1; MXPA02006668A; CA2396571A1; KR20020062673A; DE60115723D1; HK1065202A1; DE60129756T2; CN1394420A; TW512611B; US20060256841A1; KR20060018928A; NO20023119D0; ES2292076T3; WO2001052489A1; US20080019426A1; ES2218370T3; CA2396571C; DE60103495T2; JP3809377B2

Abstract

Un equipo de usuario que comunica en un formato de acceso múltiple por división de código asociado a secuencias de intermedio y recibiendo el equipo de usuario ráfagas de comunicación en un espectro compartido en una ranura de tiempo, teniendo cada ráfaga una secuencia de intermedio asociada de las secuencias, conociendo el equipo de usuario las secuencias de intermedio y comprendiendo una antena (40) para recibir las ráfagas de comunicación, incluyendo un vector correspondiente a las secuencias de intermedio transmitidas de las ráfagas, estando caracterizado el equipo (28) de usuario por: un estimador (44) de canal para construir una matriz que tiene bloques matriciales circulantes derechos idénticos basados en parte en las secuencias de intermedio conocidas y para estimar el canal sin cables entre el receptor y el transmisor simple basándose en parte en uno de los bloques y en el vector recibido; y un detector (46) de datos para recuperar datos de las ráfagas de comunicación recibidas utilizando el canal sin cables estimado.

Description

Estimación de canal para sistema de comunicación dúplex por división en el tiempo.

Esta solicitud reivindica prioridad sobre la Solicitud de Patentes Provisional U.S.A. Nº 60/175,167, presentada el 7 de Enero del año 2000.

Antecedentes

La invención se refiere en general a sistemas de comunicación sin cables. En particular, la invención se refiere a la estimación de canal en un sistema de comunicación sin cables.

La Figura 1 es una ilustración de un sistema de comunicación sin cables 10. El sistema de comunicación 10 tiene estaciones de base 12_{1} a 12_{5} que se comunican con los equipos del usuario (UEs) 14_{1} a 14_{3}. Cada estación de base 12_{1} tiene un área operacional asociada en la que se comunica con los UEs 14_{1} a 14_{3} en su área operacional.

En algunos sistemas de comunicación, como acceso múltiple por división de código (CDMA) y dúplex por división en el tiempo utilizando acceso múltiple por división de código (TDD/CDMA), se envían múltiples comunicaciones en el mismo espectro de frecuencia. Estas comunicaciones se diferencian típicamente en las secuencias de código de sus chips. Para utilizar más eficientemente el espectro de frecuencia, los sistemas de comunicación TDD/CDMA utilizan para la comunicación marcos repetitivos divididos en ranuras de tiempo. Una comunicación enviada en tal sistema tendrá uno o múltiples códigos de chip asociados y ranuras de tiempo asignadas a ella en función del ancho de banda de la comunicación.

Debido a que se pueden enviar múltiples comunicaciones en el mismo espectro de frecuencia y al mismo tiempo, un receptor en tal sistema debe distinguir entre las múltiples comunicaciones. Un procedimiento para la detección de tales señales es la detección de usuario simple. En la detección de usuario simple, un receptor detecta sólo las comunicaciones de un transmisor deseado utilizando un código asociado al transmisor deseado, y trata las señales de otros transmisores como interferencias. Otro procedimiento se denomina detección conjunta. En la detección conjunta, se detectan múltiples comunicaciones simultáneamente.

Para utilizar estas técnicas de detección, es deseable tener una estimación del canal sin cables por el que viaja cada comunicación. En un sistema TDD típico, la estimación del canal se realiza utilizando secuencias de intermedio en ráfagas de comunicación.

Una ráfaga de comunicación típica 16 tiene un intermedio 20, un periodo de guarda 18 y dos ráfagas de datos 22, 24, como se muestra en la Figura 2. El intermedio 20 separa las dos ráfagas de datos 22, 24 y el periodo de guarda 18 separa las ráfagas 16 de comunicación para tener en cuenta la diferencia en tiempos de llegada de las ráfagas 16 enviadas desde diferentes transmisores. Las dos ráfagas de datos 22, 24 contienen los datos de la ráfaga de comunicación. El intermedio 20 contiene una secuencia de entrenamiento que se utiliza para estimar el canal.

Después de que un receptor recibe una ráfaga 16 de comunicación, éste estima el canal utilizando la secuencia de intermedio recibida. Cuando un receptor recibe múltiples ráfagas 16 en una ranura de tiempo, típicamente estima el canal para cada ráfaga 16. Un procedimiento para esta estimación de canal para ráfagas 16 de comunicación enviadas a través de múltiples canales es un Estimador de Canal Steiner. El Estimador de Canal Steiner se usa típicamente para comunicaciones de enlace ascendente de múltiples UEs, 14_{1} a 14_{3}, donde el estimador de canal tiene que estimar múltiples canales.

"Estimación de Canal Óptima y Subóptima para el Enlace Ascendente de Sistemas de Radio Móviles CDMA con Unión y Detección" de Steiner y Jung describe un procedimiento para la estimación de canal. Un procedimiento utiliza un correlador cíclico simple. Utilizando las secuencias de intermedio transmitidas conocidas, se construye una matriz M. El vector de intermedio recibido e se multiplica por la primera columna de M. La multiplicación se realiza mediante el correlador cíclico sobre valores de P y mediante el desplazamiento de los valores 2P - 1 veces. P es un periodo de los códigos de intermedio.

En algunas situaciones, múltiples ráfagas 16 utilizan el mismo canal sin cables. Un caso es un servicio de tasa alta de datos, como un servicio de 2 megabits por segundo (Mbps). En un sistema como éste, un transmisor puede transmitir múltiples ráfagas en una sola ranura de tiempo. La estimación de Steiner se puede aplicar en tal caso promediando las respuestas estimadas de los canales para todas las ráfagas 16. En cualquier caso, este procedimiento tiene una gran complejidad. De acuerdo con esto, es deseable tener procedimientos alternativos para la estimación de canal.

Compendio

Un transmisor único transmite K ráfagas de comunicación en un espectro compartido en una ranura de tiempo en un sistema de comunicación dúplex por división en el tiempo. El sistema está asociado con N secuencias de intermedio. Cada ráfaga tiene una secuencia de intermedio asociada. Un receptor recibe un vector que corresponde a las secuencias de intermedio transmitidas de las K ráfagas de comunicación. Una matriz con N bloques matriciales circulantes idénticos se construye basándose en parte en las N secuencias de intermedio conocidas. El canal sin cables entre el transmisor y el receptor se estima basándose en parte en uno de los N bloques y en el vector recibido.

Breve descripción de el(los) dibujo(s)

La Figura 1 es un sistema de comunicación sin cables.

La Figura 2 es una ilustración de una ráfaga de comunicación.

La Figura 3 es un transmisor y receptor multiráfaga simplificado.

La Figura 4 es un diagrama de flujo de una estimación de canal multiráfaga.

Descripción detallada de la(s) realización(es) preferida(s)

La Figura 3 ilustra un transmisor 26 y receptor 28 multicódigo simplificados en un sistema de comunicación TDD/CDMA. En una aplicación preferida, como el servicio de enlace descendente de 2 Mbs, el receptor 28 esta en un UE 14_{1} y el transmisor 26 está en una estación de base 12_{1}, aunque el receptor 28 y el transmisor 26 se pueden utilizar en otras aplicaciones.

El transmisor 26 envía datos a través de un canal de radio 30 sin cables. Los datos se envían en K ráfagas de comunicación. Los generadores de datos 32_{1} a 32_{K} en el transmisor 26 generan datos para ser comunicados al receptor 28. Los dispositivos de inserción de secuencias de modulación/expandido y entrenamiento 34_{1} a 34_{K} expanden los datos y multiplexan en el tiempo los datos de referencia expandidos con una secuencia de intermedio de entrenamiento en la ranura de tiempo asignada apropiada y códigos para expandir los datos, produciendo las K ráfagas de comunicación. Valores típicos de K para una estación de base 12_{1} transmitiendo ráfagas de enlace descendente son de 1 a 16. Las ráfagas de comunicación se combinan mediante un combinador 48 y se modulan mediante un modulador 36 a la frecuencia de radio (RF). Una antena 38 envía la señal RF a través del canal de radio sin cables 30 a una antena 40 del receptor 28. El tipo de modulación utilizado para la comunicación transmitida puede ser cualquiera de los conocidos por los expertos en la materia, como modulación por desplazamiento de fase binaria (BPSK) o modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK).

La antena 40 del receptor 28 recibe varias señales de frecuencia de radio. Las señales recibidas se demodulan mediante un demodulador 42 para producir una señal en banda base. La señal en banda base se procesa, por ejemplo mediante un dispositivo de estimación de canal 44 y un dispositivo de detección de datos 46, en la ranura de tiempo y con los códigos apropiados asignados a las ráfagas de comunicación transmitidas. El dispositivo de detección de datos 46 puede ser un detector multiusuario o un detector de usuario simple. El dispositivo de estimación de canal 44 utiliza la componente de la secuencia de entrenamiento intermedia en la señal en banda base para proporcionar información del canal, como respuestas del canal a impulsos. La información del canal es utilizada por el dispositivo de detección de datos 46 para estimar los datos transmitidos de las ráfagas de comunicación recibidas como símbolos binarios.

Para ilustrar una implementación de una estimación de canal multiráfaga, se utiliza el siguiente tipo de intermedio, aunque la estimación de canal multiráfaga es aplicable a otros tipos de intermedio. Los K códigos de intermedio, m^{(K)}, donde k = 1 ... K, se obtienen como versiones desplazadas en el tiempo de un único código de intermedio periódico básico, m_{p}, de periodo P chips. La longitud de cada código de intermedio es L_{m} = P + W - 1. W es la longitud de la respuesta al impulso del canal del usuario. Valores típicos de L_{m} son 256 y 512 chips. W es la longitud de la respuesta al impulso del canal de usuario. Aunque el siguiente razonamiento está basado en que cada ráfaga tenga un código de intermedio diferente, algunos intermedios pueden tener el mismo código. Como resultado el análisis se basa en N códigos de intermedio, N < K. Adicionalmente, el sistema puede tener un número máximo de códigos de intermedio N aceptables. El receptor 28 en tal sistema puede estimar el canal para el número máximo N de códigos, incluso si son transmitidos menos de N códigos.

Los elementos de m_{p} toman valores del conjunto de enteros {1, -1}. La secuencia m_{p} se convierte primero en una secuencia compleja \tilde{m}_{P}[i] = j^{i} \cdot m_{P}[i], donde i = 1 ... P. Los m^{(k)} se obtienen eligiendo K sub-secuencias de longitud L_{m} de una secuencia de longitud 2P formada mediante la concatenación de dos periodos de \tilde{m}_{p}. El elemento i-ésimo de m^{(k)} se relaciona con \tilde{m}_{p} mediante la Ecuación 1.

\underline{m_{i}{}^{(k)}} = \tilde{m}_{P}[(K - k)W + i],: para 1\leq i \leq P - (K - k)W

= \tilde{m}_{P}[i - P + (K - k)W]: para P - (K - k)W \leq i \leq P + W - 1 {}\hskip1cm Ecuación 1

Por tanto, el punto inicial de m^{(k)}, k = 1 ... K se desplaza a la derecha W chips al aumentar k desde 1 hasta K.

Las frecuencias de intermedio recibidas combinadas son una superposición de las K convoluciones. La k-ésima convolución representa la convolución de m^{(k)} con \overline{h^{(k)}} . \overline{h^{(k)}} es la respuesta del canal del usuario k-ésimo. El campo de datos precedente en la ráfaga corrompe los primeros (W - 1) chips del intermedio recibido. Por tanto, con el propósito de la estimación de canal, sólo se utilizan los últimos P de L_{m} chips para estimar el canal.

La estimación de canal multiráfaga se explicará en conjunto con el diagrama de flujo de la Figura 4. Para resolver las respuestas de canal individuales \overline{h^{(k)}}, se utiliza la Ecuación 2.

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r_{W}\cdot\cdot\cdotr_{LM} son los chips recibidos combinados de las secuencias de intermedio. Los m valores son los elementos de m_{P}.

La Ecuación 2 se puede rescribir también de forma abreviada mediante la Ecuación 3.

Ecuación 3\sum\limits^{K}_{k – 1} M^{(k)}\overline{h^{(k)}} = \overline{r}

Cada M^{(k)} es una matriz de KW por W. \overline{r} es la respuesta del chip intermedio recibida. Cuando todas las ráfagas viajan a través del mismo canal, \overline{h^{(1)}} \cdot \cdot \cdot \overline{h^{(k)}} se pueden sustituir por \overline{h} como se observa en la Ecuación 4, 50.

Ecuación 4\left[\sum\limits^{k}_{k = 1} M^{(k)}\right] \cdot \overline{h} = \overline{r}

G se define mediante la Ecuación 5.

Ecuación 5G = [M^{(1)}, ..., M^{(k)}, ..., M^{(K)}]

Como resultado, G es una matriz de KW por KW. Como G es una matriz circulante derecha, la Ecuación 4 puede ser rescrita utilizando K bloques matriciales derechos circulantes idénticos B, como se muestra en la Ecuación 6, 52.

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B es una matriz circulante derecha de W por W. El número de bloques B es K. Utilizando la Ecuación 6, la Ecuación 4 se puede rescribir mediante la Ecuación 7.

Ecuación 7D\overline{h} = \overline{r}

La Ecuación 7 describe un sistema sobredeterminado de dimensiones KW por W. Un procedimiento para resolver la Ecuación 7 es una solución de mínimos cuadrados, 54. La solución de mínimos cuadrados de la Ecuación 7 se da en la Ecuación 8.

Ecuación 8\hat{\overline{h}} = (D^{H}D)^{-1}D^{H}\overline{r}

D^{H} es el hermítico de D.

Aplicando la Ecuación 6 a la Ecuación 8 resulta la Ecuación 9.

Ecuación 9(D^{H}D)^{-1} = \frac{1}{K}(B^{H}B)^{-1}

El vector recibido \overline{r} de dimensión KW se puede descomponer utilizando la Ecuación 10.

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La dimensión de \overline{r}_{k} es W. Sustituyendo las Ecuaciones 9 y 10 en la Ecuación 8, la solución de mínimos cuadrados para los coeficientes del canal mediante la ecuación 11 resulta.

Ecuación 11\hat{\overline{h}} = (B^{H}B)^{-1}B^{H}\left(\frac{1}{K}\sum\limits^{k}_{k = 1}\overline{r}_{k}\right) = (B^{H}B)^{-1}B^{H}\ \overline{\upbar{r}}_{k}

\overline{\upbar{r}}_{k} representa la media de los segmentos de \overline{r}. Como B es una matriz cuadrada, la Ecuación 11 se convierte en la Ecuación 12.

Ecuación 12\hat{\overline{h}} = B^{-1}\ \overline{\upbar{r}}_{k}

Como B es una matriz circulante derecha y la inversa de una matriz circulante derecha es también una matriz circulante derecha, el estimador de canal se puede implementar mediante un correlador cíclico simple de dimensión 57, o mediante una solución en transformada discreta de fourier (DFT).

Un método DFT en el punto W es como sigue. Como B es circulante derecha, se puede utilizar la Ecuación 13.

Ecuación 13B = D^{-1}_{W} \cdot A_{C} \cdot D_{W}

D_{W} es el punto W de la matriz DFT de la Ecuación 14.

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A_{C} es una matriz diagonal cuya diagonal principal es el DFT de la primera columna de B, como se desprende de la Ecuación 15.

Ecuación 15A_{C} = \text{diag}(D_{W}(B(:,1)))

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\tilde{W} = e^{-\tfrac{2\pi}{fw}}. Por tanto, D_{W} es el operador DFT tal que D_{W}\underline{x} representa el punto W DFT del vector \underline{x}. Sustituyendo la Ecuación 13 en la Ecuación 12 y utilizando D^{-1}_{W} = \frac{D_{w}}{W}, se obtiene la Ecuación 16.

Ecuación 16\overline{h} = \left(D^{\text{*}}_{W} \cdot \frac{1}{W} \cdot A^{-1}_{C} \cdot D_{W}\right) \cdot \overline{r}

D^{\text{*}}_{W} es el conjugado de D_{W} elemento-por-elemento.

Alternativamente, se puede obtener una forma equivalente de expresar \overline{h} en función de A_{R} en vez de A_{C}. A_{R} es una matriz diagonal cuya diagonal principal es el DFT de la primera fila de B, como se desprende de la Ecuación 17.

Ecuación 17A_{R} = \text{diag}(D_{W}(B(1,:)))

Como la traspuesta de B, B^{T}, también es circulante derecha y como su primera columna es la primera fila de B, B^{T} se puede expresar mediante la Ecuación 18.

Ecuación 18B^{T} = D^{-1}_{W} \cdot A_{R} \cdot D_{W}

Utilizando la Ecuación 18 y que D^{T}_{W} = D_{W}, A^{T}_{R} = A_{R} y que para cualquier matriz invertible A, (A^{T})^{-1} = (A^{-1})^{T}, B se puede expresar como se muestra en la Ecuación 19.

Ecuación 19B = D_{W} \cdot A_{R} \cdot D^{-1}{}_{W}

Sustituyendo la Ecuación 19 en la Ecuación 12 y sabiendo que D^{-1}_{W} = \frac{D^{\text{*}}_{W}}{W} se obtiene la Ecuación 20.

Ecuación 20\overline{h} = \left(D_{W} \cdot A^{-1}_{R} \cdot \frac{1}{W}D^{\text{*}}_{W}\right) \cdot \overline{r}

Las Ecuaciones 16 ó 20 se pueden utilizar para obtener \overline{h}. Como todos los DFTs son de longitud W, la complejidad de la resolución de las ecuaciones se reduce sustancialmente.

Un procedimiento utilizando un correlador de ciclo simple es el siguiente. Como B^{-1} es la inversa de una matriz circulante derecha, se puede escribir como se muestra en la Ecuación 21.

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La primera fila de la matriz T es igual a la inversa DFT de la diagonal principal de A^{-1}_{R}. Por tanto, la matriz T está completamente determinada por A^{-1}_{R}.

Los elementos de la respuesta del canal \overline{h} se obtienen sucesivamente mediante un producto interno de las sucesivas filas de T con la media de los segmentos de longitud W del vector recibido \overline{r}. Las sucesivas filas de T son versiones circularmente desplazadas hacia la derecha de la fila previa. Utilizando registros para generar el producto interno, el primer registro almacena los segmentos de \overline{r} promediados, y el segundo registro es un registro de desplazamiento que almacena la primera fila de la matriz T. El segundo registro está desplazado circularmente a una cierta tasa de reloj. En cada ciclo del reloj, se determina un nuevo elemento de \overline{h} mediante el producto interno de los vectores almacenados en los dos registros. Es ventajoso desplazar la primera fila de la matriz T en vez de los intermedios recibidos. Como resultado, no se necesita una capacidad de almacenamiento extra para los intermedios. Los intermedios continúan residiendo en el búfer recibido que almacena la ráfaga completa. Como la longitud del correlador sólo es W, se consigue una reducción significativa de la complejidad de la estimación del canal.

Claims

1. Un equipo de usuario que comunica en un formato de acceso múltiple por división de código asociado a N secuencias de intermedio y recibiendo el equipo de usuario K ráfagas de comunicación en un espectro compartido en una ranura de tiempo, teniendo cada ráfaga una secuencia de intermedio asociada de las N secuencias, conociendo el equipo de usuario las N secuencias de intermedio y comprendiendo una antena (40) para recibir las K ráfagas de comunicación, incluyendo un vector correspondiente a las secuencias de intermedio transmitidas de las ráfagas, estando caracterizado el equipo (28) de usuario por:

un estimador (44) de canal para construir una matriz que tiene N bloques matriciales circulantes derechos idénticos basados en parte en las N secuencias de intermedio conocidas y para estimar el canal sin cables entre el receptor y el transmisor simple basándose en parte en uno de los N bloques y en el vector recibido; y

un detector (46) de datos para recuperar datos de las ráfagas de comunicación recibidas utilizando el canal sin cables estimado.

2. El equipo de usuario de la reivindicación 1, caracterizado además porque el detector de datos es un detector multiusuario.

3. El equipo de usuario de la reivindicación 1, caracterizado además porque el detector de datos es un detector de usuario simple.

4. El equipo de usuario de la reivindicación 1, caracterizado además porque la estimación del canal sin cables se realiza utilizando una solución de mínimos cuadrados.

5. El equipo de usuario de la reivindicación 4, caracterizado además porque la solución de mínimos cuadrados se implementa utilizando una solución en transformada discreta de Fourier.

6. El equipo de usuario de la reivindicación 4, caracterizado además porque la solución de mínimos cuadrados se implementa utilizando un correlador cíclico simple.