ES2264586T3

ES2264586T3 - Receptor rake.

Info

Publication number: ES2264586T3
Application number: ES99959435T
Authority: ES
Inventors: Esa Tiirola; Juha Ylitalo
Original assignee: Nokia Inc
Current assignee: Nokia Inc
Priority date: 1999-11-26
Filing date: 1999-11-26
Publication date: 2007-01-01
Anticipated expiration: 2019-11-26
Also published as: DE69931521T2; CN1148889C; CN1324524A; WO2001013530A1; EP1145459B1; AU1660400A; NO20011494D0; EP1145459A1; AU772722B2; US6529545B2; US20010017883A1; DE69931521D1; NO20011494L

Abstract

Receptor Rake que comprende por lo menos dos ramas de antena (232A, 232B) para recibir una señal de radiocomunicaciones, por lo menos una rama Rake (270A, 270B) conectada a las ramas de antena (232A, 232B) para procesar una componente de señal propagada por múltiples trayectos de la señal de radiocomunicaciones, y un estimador de retardo (290A) conectado a las ramas de antena (232A, 232B), comprendiendo el estimador de retardo (290A): un demodulador de ensanchamiento (296A, 296B) conectado a cada rama de antena (232A, 232B) para demodular en ensanchamiento la parte piloto incluida en la componente de señal propagada por múltiples trayectos usando un código de ensanchamiento conocido según un retardo; y un asignador (264) para seleccionar por lo menos un retardo, recibiéndose según dicho retardo una componente de señal propagada por múltiples trayectos, y para asignar una rama Rake (270A, 270B) para procesar la componente de señal hallada; caracterizado porque el estimador de retardo (290A)comprende además: un estimador de canal (292) para generar una respuesta impulsional del canal de la componente de señal hallada propagada por múltiples trayectos por medio de una parte piloto conocida incluida en la señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena (232A, 232B); un estimador de interferencia (292) para generar una señal de interferencia, incluida en la señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena (232A, 232B) y que consta de interferencia y ruido; una parte de coeficientes de ponderación (292) para proporcionar a cada rama de antena (232A, 232B) coeficientes de ponderación que maximizan la Relación Señal/Interferencia más Ruido (SINR); un multiplicador (294A, 294B) para multiplicar la parte piloto, demodulada en ensanchamiento por el demodulador de ensanchamiento (296A, 296B) en cada rama de antena (232A, 232B), por un coeficiente de ponderación; un sumador de ramas de antena (298A) para combinar las partes piloto demoduladas en ensanchamiento, recibidas a travésde las ramas de antena independientes (232A, 232B) y multiplicadas por el coeficiente de ponderación, en una señal piloto combinada, basándose la selección en dicha señal piloto combinada, en el asignador (264).

Description

Receptor Rake.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un receptor Rake de un sistema de radiocomunicaciones que usa un método de Acceso Múltiple por División de Código (CDMA).

Descripción de los antecedentes de la técnica

En los sistemas de radiocomunicaciones, para aumentar el área de cobertura y/o la capacidad del sistema se usan métodos de diversidad de diferentes tipos. En relación con la presente publicación, son de interés la diversidad espacial, es decir, diversidad de antenas, la diversidad de polarización y la diversidad de múltiples trayectos. La expresión diversidad espacial indica que las antenas están posicionadas suficientemente lejos unas con respecto a otras como para conseguir una decorrelación suficiente entre las señales recibidas a través de antenas independientes. Uno de los tipos interesantes de diversidad de polarización es la polarización implícita, es decir, una señal se envía con un nivel de polarización, aunque es recibida por antenas de polarización cruzada. La expresión diversidad de múltiples trayectos hace referencia a una diversidad creada por componentes de señal propagadas por múltiples trayectos, pudiéndose usar esta diversidad en un sistema, tal como un sistema CDMA, en el cual el ancho de banda de una señal sea mucho más amplio que el ancho de banda coherente de un canal.

En un sistema CDMA, se usa un receptor Rake para separar en la recepción las componentes de la señal propagadas por múltiples trayectos. A continuación, en general, las componentes de la señal se deben separar entre sí al menos por medio de un segmento de un código de ensanchamiento usado. El receptor Rake comprende ramas Rake y, en cada una de estas ramas, tienen lugar la demodulación de ensanchamiento y la combinación de diversidad. Adicionalmente, el receptor comprende un estimador de retardo que tiene un filtro adaptado para cada rama de antena y un bloque de asignación para las ramas Rake. En el filtro adaptado, según diferentes retardos se realiza una correlación de una señal, recibida por un código de ensanchamiento usado para el ensanchamiento de la señal, cambiándose a continuación la temporización del código de ensanchamiento, por ejemplo, en pasos de un segmento. Cuando la correlación es alta, se halla una componente de señal propagada por múltiples trayectos y a continuación la misma se puede recibir según el retardo hallado.

En el camino de radiocomunicaciones, la señal incluirá no solamente la señal deseada sino también ruido e interferencia provocados por otros usuarios o sistemas. En los sistemas que utilizan diversidad, la influencia del ruido y la interferencia se puede reducir por ejemplo a través del método de Combinación de Relación Máxima (MRC), en el cual las señales recibidas a través de antenas independientes se ponderan de forma proporcional a la potencia de la señal en las ramas de antenas independientes. No obstante, este método presupone que la interferencia de cada antena es independiente. Esta presuposición no siempre se cumple en las redes celulares de radiocomunicaciones en la práctica, sino que es concebible que en cada antena haya presente la misma interferencia.

Sobre el método de Combinación de Rechazo de Interferencia (IRC) no existe ninguna restricción de este tipo. No obstante, el método se ha usado únicamente en sistemas que utilizan el método de Acceso Múltiple por División de Tiempo (TDMA), siendo incapaces frecuentemente estos sistemas de separar las componentes de señal propagadas por trayectos múltiples. La expresión método IRC significa en el presente documento una formación adaptativa de haces (combinación óptima de señales), por medio de la cual la potencia de la señal se maximiza de forma proporcional a la potencia de interferencia y ruido, es decir, se maximiza la Relación Señal/Interferencia más Ruido (SINR). A continuación nos concentraremos en el bloque de adquisición de código, o estimador de retardo, del receptor. El mismo consta de L filtros adaptados y un asignador para la asignación de ramas Rake. La función de los filtros adaptados consiste en adaptar la secuencia piloto ensanchada y codificada por aleatoriedad a la señal conjugada compleja de la antena para resolver los retardos de los coeficientes de la respuesta impulsional del canal. En la asignación de ramas Rake, las ramas Rake temporales se asignan para los diferentes componentes de múltiples trayectos de la señal recibida.

Los filtros adaptados también se pueden implementar en forma de un banco de correladores paralelos los cuales llevan a cabo la función de correlación de la secuencia de ensanchamiento conjugada compleja. Cada correlador ejecuta un procedimiento de demodulación de ensanchamiento el cual, matemáticamente, es el cálculo de la función de correlación cruzada entre la señal recibida y la secuencia de ensanchamiento conjugada compleja en fase.

Las salidas de los correladores se usan para asignar las ramas Rake con vistas a demodular los componentes de mayor intensidad de múltiples trayectos de la señal recibida. El método actual de asignación de ramas Rake se basa en el energía de los símbolos piloto demodulados en ensanchamiento provenientes de L antenas. Las salidas de los demoduladores de ensanchamiento se suman en cada fase de código y se asignan N ramas Rake temporales según la energía de mayor valor de la señal suma. En el concepto WCDMA (CDMA de Banda Ancha), la estimación del retardo se realiza a partir del canal de control físico especializado (DPCCH). El resultado se promedia durante varios intervalos de tiempo para obtener unas estimaciones mejoradas para el proceso de asignación de ramas
Rake.

La asignación actual de ramas Rake es óptima en un escenario de interferencia espacialmente blanca, en el cual las fuentes de interferencia están distribuidas uniformemente en el dominio angular. En un campo de interferencia espacialmente coloreada, una fuente de interferencia de alta potencia puede reducir el rendimiento del receptor debido a que las ramas Rake se asignan a los retardos de segmentos erróneos.

Breve descripción de la invención

La presente invención pretende proporcionar un receptor Rake mejorado. Según un aspecto de la presente invención, se proporciona un receptor Rake tal como se especifica en la reivindicación 1. En las reivindicaciones subordinadas se reivindican las formas de realización preferidas de la invención.

El esquema presentado de combinación óptima es capaz de establecer nulos en relación con señales interferentes. Debido a esto, en la asignación de ramas Rake se puede suprimir la interferencia. De este modo se puede reducir el número de las asignaciones de ramas Rake erróneas, lo cual hace que mejore el rendimiento del receptor. El receptor además puede realizar un mejor seguimiento del campo de interferencia variable, y en la estimación de los retardos se tienen en cuenta las propiedades espaciales del campo de interferencia.

Lista de dibujos

A continuación se describen formas de realización de la presente invención, únicamente a título de ejemplo, haciendo referencia a los dibujos adjuntos, en los cuales

las Figuras 1A y 1B ilustran un sistema de telefonía móvil;

la Figura 2A muestra un transmisor y un receptor de un sistema de telefonía móvil;

la Figura 2B ilustra el ensanchamiento y la modulación en un transmisor;

la Figura 2C ilustra un bloque combinado de desaleatorización, decodificación y demodulación del receptor de la Figura 2A;

la Figura 2D ilustra una forma de realización del estimador de retardo;

la Figura 2E ilustra otra forma de realización del estimador de retardo;

la Figura 3 ilustra canales de un sistema de telefonía móvil posicionados en una trama;

la Figura 4 ilustra la estructura de un equipo de usuario de una manera simplificada.

Descripción de las formas de realización

En los siguientes ejemplos, se describen formas de realización de la invención en el Sistema de Telefonía Móvil Universal (UMTS) sin limitar la invención a este último.

La estructura de un sistema universal de telefonía móvil se explica en referencia a las Figuras 1A y 1B. La Figura 1B comprende únicamente los bloques que son esenciales para la descripción de la invención, aunque resulta evidente para una persona experta en la materia que un sistema de telefonía móvil convencional también comprende otras funciones y estructuras, las cuales no es necesario explicar más detalladamente en el presente documento. Las partes principales de un sistema de telefonía móvil son una Red Central CN, una red de acceso de radiocomunicaciones terrestre UMTS UTRAN y un Equipo de Usuario UE. La interfaz entre la CN y la UTRAN se denomina Iu y la interfaz aérea entre la UTRAN y el UE se denomina Uu.

La UTRAN comprende Subsistemas de Red de Radiocomunicaciones RNS. La interfaz entre los RNS se denomina Iur. Un RNS comprende un Controlador de Red de Radiocomunicaciones RNC y uno o más nodos B. La interfaz entre el RNC y B se denomina Iub. El área de cobertura del nodo B, es decir, una célula, se designa con C en la Figura 1B.

La descripción de la Figura 1A es muy abstracta, y por esta razón, se clarifica en la Figura 1B, la cual muestra las partes del sistema GSM que se corresponden aproximadamente con las partes del UMTS. Debería indicarse que las correspondencias presentadas no son en modo alguno vinculantes, sino indicativas, ya que las responsabilidades y funciones de las diversas partes del UMTS están todavía siendo desarrolladas.

Según la Figura 1B, se puede establecer una conexión por conmutación de circuitos desde el equipo de usuario UE a un teléfono 136 conectado a una Red Telefónica Pública Conmutada (PSTN) 134. El equipo de usuario UE puede ser por ejemplo un terminal fijo, un terminal posicionado en un vehículo o un terminal portátil. La infraestructura de la red de radiocomunicaciones UTRAN comprende subsistemas de red de radiocomunicaciones RNS, es decir, sistemas de estaciones base. El subsistema de red de radiocomunicaciones RNS comprende un controlador de red de radiocomunicaciones RNC, es decir, un controlador de estaciones base, y por lo menos un nodo B, es decir, una estación base, controlada por dicho controlador.

Una estación base B comprende un multiplexor 114, transceptores 116 y una unidad de control 118 que controla el funcionamiento de los transceptores 116 y el multiplexor 114. El multiplexor 114 posiciona sobre un enlace de transmisión Iub los canales de tráfico y control usados por una pluralidad de transceptores 116.

Desde los transceptores 116 de la estación base B, se dispone de una conexión con una unidad de antena 120 que implementa una conexión bidireccional de radiocomunicaciones Uu con el equipo de usuario UE. La estructura de las tramas a transmitir sobre la conexión bidireccional de radiocomunicaciones Uu está definida de forma precisa.

El controlador de estaciones base RNS comprende una red de conmutación 110 y una unidad de control 112. La red de conmutación 110 se usa para conectar voz y datos y para combinar circuitos de señalización. El sistema de estaciones base, que comprende la estación base B y el controlador de estaciones base RNC, comprende adicionalmente un transcodificador 108. La división de tareas entre el controlador de estaciones base RNC y la estación base B y la estructura física de los mismos puede variar según la implementación. Típicamente, la estación base B se ocupa de la implementación del camino de radiocomunicaciones según la forma descrita anteriormente. Típicamente, el controlador de estaciones base RNC controla aspectos como los siguientes: recursos de radiocomunicaciones, traspasos entre células, control de potencia, temporización y sincronización, búsqueda de un equipo de
usuario.

El transcodificador 108 está situado en general lo más cerca posible de una central de telefonía móvil 106, ya que en ese caso se puede transmitir voz en el formato de un sistema de telefonía móvil entre el transcodificador 108 y el controlador de estaciones base RNC, ahorrando de este modo capacidad de transmisión. El transcodificador 108 convierte los diversos formatos de codificación de voz digital entre la red pública telefónica conmutada y la red de telefonía de radiocomunicaciones a un formato compatible, por ejemplo, de un formato de 64 kbit/s de una red fija a otro formato (por ejemplo, 13 kbit/s) de la red celular de radiocomunicaciones y viceversa. Los dispositivos requeridos no se describen adicionalmente en el presente documento, aunque se puede mencionar que el transcodificador 108 no convierte otros datos que no sean voz. La unidad de control 112 realiza el control de llamadas y la gestión de la movilidad, recoge datos estadísticos y realiza la señalización.

Una red central CN consta de una infraestructura que pertenece a un sistema de telefonía móvil fuera de la UTRAN. De entre los dispositivos de la red central CN, la Figura 1B ilustra la central de telefonía móvil 106 y una central de telefonía móvil de pasarela 104, que se ocupa de las conexiones del sistema de telefonía móvil con el mundo exterior, en este caso con la red telefónica pública conmutada 102.

La Figura 4 muestra un ejemplo de la estructura del equipo de usuario UE. Las partes sustanciales del equipo de usuario UE son: una interfaz 404 para una antena 402 del equipo de usuario, un transceptor 406, una parte de control 410 del equipo de usuario y una interfaz 412 para una batería 414. En general, una interfaz de usuario comprende una pantalla 400, un teclado 408, un micrófono 416 y un altavoz 418. El equipo de usuario puede ser, por ejemplo, un teléfono móvil portátil, un teléfono a posicionar en un coche, un terminal de bucle local inalámbrico o un equipo de transmisión de datos integrado en un ordenador.

El sistema también puede utilizar equipos de transmisión por conmutación de paquetes, tales como el GPRS (Servicio General de Radiocomunicaciones por Paquetes). El GPRS (Servicio General de Radiocomunicaciones por Paquetes) es un servicio en el cual la capacidad de la interfaz aérea no usada en la conmutación por circuitos se utiliza para la transmisión de paquetes. Como el GPRS es un servicio emergente basado en el GSM, no se proporcionarán detalles sobre la adaptación del mismo al UMTS.

Tal como muestra la Figura 1B, el campo de conmutación 110 puede realizar una conmutación (representada mediante puntos negros) a una red telefónica pública conmutada (PSTN) 134 a través del centro de conmutación de servicios móviles 106 y a una red de transmisión por paquetes 142. Uno de los terminales típicos 136 en la red telefónica pública conmutada 134 es un teléfono común o uno ISDN (Red Digital de Servicios Integrados).

La conexión entre la red de transmisión por paquetes 142 y el campo de conmutación 110 la establece un nodo de soporte (SGSN = Nodo de Soporte de Servicio GPRS) 140. El objetivo del nodo de soporte 140 es transferir paquetes entre el sistema de estaciones base y un nodo de pasarela (GGSN = Nodo de Soporte de Pasarela GPRS) 144, y llevar un registro de la ubicación del terminal de abonado UE dentro de su área.

El nodo de pasarela 144 conecta la red de transmisión por paquetes 142 y una red pública de transmisión por paquetes 146. En la interfaz se puede usar un protocolo de Internet o un protocolo X.25. Mediante la encapsulación, el nodo de pasarela 144 oculta la estructura interna de la red de transmisión por paquetes 142 a la red pública de transmisión por paquetes 146, de manera que para la red pública de transmisión por paquetes 146 la red de transmisión por paquetes 142 parece una subred, pudiendo la red pública de transmisión por paquetes dirigir paquetes hacia el terminal de abonado UE situado en ella y recibir paquetes desde el mismo.

Típicamente, la red de transmisión por paquetes 142 es una red privada la cual usa un protocolo de Internet que transporta señalización y datos de usuario. En cuanto a la arquitectura y los protocolos por debajo de la capa del protocolo de Internet, la estructura de la red 142 puede variar de forma específica para cada operador.

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La red pública de transmisión por paquetes 146 puede ser por ejemplo la red de Internet global a la cual un terminal 148, por ejemplo, un ordenador servidor, con una conexión a la misma desea transferir paquetes hacia el terminal de abonado UE.

La Figura 2A ilustra la función de un par de transceptores de radiocomunicaciones. Un transmisor de radiocomunicaciones puede estar ubicado en un nodo B o en el equipo de usuario UE y un receptor de radiocomunicaciones en el equipo de usuario UE o en el nodo B.

La parte superior de la Figura 2A muestra las funciones esenciales de un transmisor de radiocomunicaciones. Varios de los servicios a ubicar en un canal físico son, por ejemplo, voz, datos, imagen de vídeo en movimiento o fija y canales de control del sistema. La figura ilustra el procesado de los canales de control y de los datos. Los diversos servicios requieren varios medios de codificación fuente; la voz, por ejemplo, requiere un códec de voz. No obstante, en aras de una mayor claridad, los medios de codificación fuente no se muestren en la Figura 2A.

Los bits piloto usados por el receptor para la estimación de los canales están ubicados también en el canal de control 214. Los datos de usuario 200 están ubicados en el canal de datos.

A continuación, los diversos canales se codifican en canales de diversas maneras en los bloques 202A y 202B. La codificación de canales comprende por ejemplo diferentes códigos bloque, siendo un ejemplo de estos últimos la Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC). Adicionalmente, típicamente se usan la codificación convolucional y sus diversas modificaciones, tales como la codificación de convolución truncada o la turbo codificación. No obstante, dichos bits piloto no se codifican en canales, ya que la intención es averiguar las distorsiones de señal provocadas por el canal.

Después de que los diversos canales se hayan codificado en canales, los mismos se entrelazan en un dispositivo de entrelazado 204A, 204B. El objetivo del entrelazado es facilitar la corrección de errores. En el entrelazado, los bits de los diversos servicios se codifican por aleatoriedad entre ellos de una forma predeterminada, con lo cual un simple desvanecimiento instantáneo en el camino de radiocomunicaciones no hace necesariamente que la información transmitida resulte inadecuada para la identificación. Subsiguientemente, los bits entrelazados se codifican por ensanchamiento por medio de un código de ensanchamiento en los bloques 206A, 206B. A continuación, los segmentos obtenidos se codifican por aleatoriedad por medio de un código de codificación por aleatoriedad y se modulan en el bloque 208, cuyo funcionamiento se describe más detalladamente en la Figura 2B. De esta manera, las señales independientes se combinan en el bloque 208 para ser transmitidas a través del mismo transmisor.

Finalmente, la señal combinada se lleva a las partes de radiofrecuencia 210, las cuales pueden comprender diferentes amplificadores de potencia y filtros limitadores del ancho de banda. En general, la regulación de un bucle cerrado usado para el control de la potencia de transmisión controla un amplificador de control de potencia de transmisión ubicado en este bloque. A continuación, a través de la antena 202, se envía una señal de radiocomunicaciones analógica hacia el camino de radiocomunicaciones Uu.

La parte inferior de la Figura 2A ilustra las funciones esenciales de un receptor de radiocomunicaciones. Típicamente, el receptor de radiocomunicaciones es un receptor Rake. Una antena 232 recibe, desde el camino de radiocomunicaciones Uu, una señal de radiofrecuencia analógica. La señal se lleva a las partes de radiofrecuencia 230 que comprenden un filtro, el cual suprime las frecuencias que están fuera de la banda de frecuencias deseada.

Subsiguientemente, en el bloque 228 la señal se convierte a una frecuencia intermedia o directamente a banda base, muestreándose y cuantificándose la señal en este formato. Como la señal es una señal propagada por múltiples trayectos, la intención consiste en combinar las componentes de la señal propagadas por diferentes trayectos en el bloque 228, comprendiendo dicho bloque las ramas Rake en cuestión del receptor según el planteamiento de la técnica anterior. En la Figura 2C se describe más detalladamente el bloque 228.

A continuación, el canal físico obtenido se desentrelaza en un dispositivo de desentrelazado 226. Subsiguientemente, el canal físico desentrelazado se divide en flujos de datos de diferentes canales en un demultiplexor 224. Cada canal se lleva a un bloque independiente de decodificación de canales 222A, 222B, en el que se decodifica la codificación en canales usada para una transmisión, tal como la codificación de bloques y la codificación convolucional. La codificación convolucional se decodifica preferentemente por medio de un decodificador Viterbi. A continuación, cada canal transmitido 220A, 220B se puede llevar para ser procesado adicionalmente, según se requiera, por ejemplo, los datos 220 se llevan a un ordenador 122 conectado al equipo de usuario UE. Los canales de control del sistema se llevan a una parte de control 236 del receptor de radiocomunicaciones.

La Figura 2B ilustra más detalladamente cómo un canal es ensanchado por medio de un código de ensanchamiento y cómo es modulado. A la izquierda en la figura, un flujo de bits del canal llega al bloque S/P, en el que cada secuencia de dos bits se convierte del formato en serie al formato en paralelo, lo cual significa que un bit se lleva a la rama I de la señal y el otro a la rama Q de la señal. Subsiguientemente, las ramas de la señal I y Q se multiplican por un código c_{ch} de ensanchamiento, con lo cual una información de banda relativamente estrecha se ensancha a una banda de frecuencias amplia. Cada rama puede tener el mismo código de ensanchamiento o uno diferente. Cada conexión Uu tiene un código de ensanchamiento independiente o códigos de ensanchamiento independientes, por medio de los cuales el receptor identifica las transmisiones destinadas a él. A continuación, la señal se codifica por aleatoriedad multiplicándola por un código de codificación por aleatoriedad c_{I \ aleator} + j c_{Q \ aleator}, el cual es independiente para cada transmisor. La forma de impulsos de la señal obtenida es filtrada por los filtros p(t). Finalmente, la señal es modulada en una portadora de radiofrecuencia multiplicando sus ramas independientes desplazadas entre sí en 90 grados, las ramas obtenidas de esta manera se combinan en una portadora preparada para ser enviada al camino de radiocomunicaciones Uu, excluyendo los posibles filtrados y amplificaciones de potencia. El modo de modulación descrito es la Modulación por Desplazamiento de Fase en Cuadratura QPSK.

En lugar del multiplexado I/Q descrito, también se puede usar el multiplexado en el tiempo, en el que en el eje del tiempo se posicionan secuencialmente canales de datos y de control. No obstante, en este caso la diferencia de tiempo entre los canales es tan pequeña que se puede considerar que una interferencia estimada a partir del canal de control es también la misma en el canal de datos.

Típicamente, como mucho, se pueden usar simultáneamente 256 códigos de ensanchamiento mutuamente ortogonales diferentes. Por ejemplo, si el UMTS usa una portadora de cinco megahercios a la velocidad de 4,096 megasegmentos por segundo en la dirección del enlace descendente, el factor de ensanchamiento 256 se corresponde con la velocidad de transmisión de 32 kbit/s, y respectivamente, se alcanza la velocidad de transmisión más alta en la práctica mediante un factor de ensanchamiento cuatro, con lo cual la velocidad de transmisión de datos es 2048 kbit/s. Por consiguiente, la velocidad de transmisión en el canal varía de forma escalonada desde 32, 64, 128, 256, 512, 1024 a 2048 kbit/s, siendo respectivamente el factor de ensanchamiento 256, 128, 64, 32, 16, 8 y 4. La velocidad de transmisión de datos a disposición del usuario depende de la codificación de canales usada. Por ejemplo, si se usa una codificación convolucional 1/3, la velocidad de transmisión de datos del usuario es aproximadamente un tercio de la velocidad de transmisión de datos del canal. El factor de ensanchamiento informa sobre la longitud del código de ensanchamiento. Por ejemplo, el código de ensanchamiento correspondiente al factor de ensanchamiento uno es (1). El factor de ensanchamiento dos tiene dos códigos de ensanchamiento mutuamente ortogonales (1,1) y (1,-1). Además, el factor de ensanchamiento cuatro tiene cuatro códigos de ensanchamiento mutuamente ortogonales: por debajo de un código de ensanchamiento de nivel superior (1,1), se encuentran los códigos de ensanchamiento (1,1,1,1) y (1,1,-1,-1), y por debajo de otro código de ensanchamiento de nivel superior (1,-1), se encuentran los códigos de ensanchamiento (1,-1,1,-1) y (1,-1,-1,1). La formación de códigos de ensanchamiento continúa de esta manera cuando se propaga a niveles inferiores de un árbol de código. Los códigos de ensanchamiento de un nivel determinado son siempre mutuamente ortogonales. De forma similar, un código de ensanchamiento de un nivel determinado es ortogonal con todos los códigos de ensanchamiento de otro código de ensanchamiento del mismo nivel, los cuales se obtienen a partir de dicho otro código de ensanchamiento hacia los niveles siguientes.

En la transmisión, un símbolo se multiplica por un código de ensanchamiento, con lo cual los datos se ensanchan sobre la banda de frecuencias a usar. Por ejemplo, cuando se usa el código de ensanchamiento 256, un símbolo queda representado por 256 segmentos. Respectivamente, cuando se usa el código de ensanchamiento 16, un símbolo queda representado por 16 segmentos.

La Figura 3 muestra un ejemplo de qué tipo de estructura de trama se puede usar en un canal físico. Las tramas 340A, 340B, 340C, 340D están numeradas consecutivamente de uno a 72 y las mismas forman una supertrama de 720 milisegundos de largo. La longitud de una trama 340C es 10 milisegundos. La trama 340C se divide en dieciséis intervalos 330A, 330B, 330C, 330D. La longitud de un intervalo 330C es 0,625 milisegundos. Típicamente, un intervalo 330C se corresponde con un periodo de control de potencia, durante el cual la potencia es controlada, por ejemplo, en un decibelio hacia arriba o hacia abajo.

Los canales físicos se dividen en dos tipos diferentes: Canales de Datos Físicos Especializados (DPDCH) 310 y Canales de Control Físicos Especializados (DPCCH) 312. Los canales de datos físicos especializados 310 se usan para transportar datos 306 generados en la capa dos de la Interconexión de Sistemas Abiertos (OSI) y por encima de la misma, es decir, principalmente, canales de tráfico especializados. Los canales de control físicos especializados 312 transportan información de control generada en la capa uno de la OSI. La información de control comprende: una parte piloto, es decir, bits piloto, 300 a utilizar para la estimación de canales, órdenes 302 de Control de Potencia de Transmisión (TPC) y, opcionalmente, un Indicador de Formato de Transporte (TFI) 304. El indicador de formato de transporte 304 comunica al receptor la velocidad de transmisión usada en ese momento por cada canal de datos físico especializado en la dirección del enlace ascendente.

Tal como se pone de manifiesto a partir de la Figura 3, los canales de datos físicos especializados 310 y los canales de control físicos especializados 312 se multiplexan en el tiempo en el mismo intervalo 330C en la dirección del enlace descendente. Nuevamente, en la dirección del enlace ascendente, dichos canales se transmiten en paralelo de tal manera que los mismos se multiplexan en IQ (I = En fase, Q = Cuadratura) en cada trama 340C y se transmiten usando la Modulación por Desplazamiento de Fase en Cuadratura (QPSK) de canal dual. Cuando la intención es transmitir canales de datos físicos especializados 310 adicionales, los mismos se multiplexan en código en la rama bien I ó bien Q del primer par de canales.

Subsiguientemente, se examina la Figura 2C, figura que ilustra más detalladamente el bloque combinado de desaleatorización, decodificación y demodulación 228 del receptor, mostrado en la Figura 2A. No obstante, la desaleatorización no se describe ya que no es relevante para la invención. Una señal de radiocomunicaciones deseada, enviada hacia el camino de radiocomunicaciones Uu, se propaga por múltiples trayectos sobre un canal 250 que ocasionalmente experimenta desvanecimientos. Además, con la señal se combina un ruido gaussiano blanco aditivo 254 de media cero. Por otra parte, con la señal se combinan señales interferentes, que también se propagan por múltiples trayectos sobre un canal 252 que experimenta ocasionalmente desvanecimientos.

Consecuentemente, una señal a recibir proveniente del camino de radiocomunicaciones Uu contiene, no solamente la señal deseada, sino también tanto ruido como interferencia. La señal se recibe usando por lo menos dos ramas de antena 232A, 232B independientes. Las ramas 232A, 232B pueden formar un sistema de antenas para proporcionar una ganancia de antena, estando relativamente próximas entre ellas las antenas independientes, por ejemplo, a una distancia de media longitud de onda. Otra de las posibilidades es que las ramas 232A, 232B sean ramas de diversidad, estando relativamente alejadas entre ellas las antenas independientes, a una distancia, por ejemplo, de entre 10 y 20 longitudes de onda. La diversidad se puede implementar como una diversidad espacial o de polarización.

El ejemplo de la Figura 2C ilustra el uso de la diversidad espacial, implementándose las ramas 232A, 232B como una antena adaptativa. La antena adaptativa se implementa por medio de las antenas 232A, 232B posicionadas suficientemente lejos la una de la otra, recibiéndose a través de dichas antenas la señal propagada por múltiples trayec-
tos.

El número de antenas puede ser L. La figura ilustra únicamente dos antenas, la primera antena 232A y la antena L-ésima 232B. Los dos puntos entre las antenas representan las antenas existentes, aunque en aras de una mayor claridad estas últimas no se describen. En general, el número de antenas varía entre dos y ocho.

Según la invención, las señales recibidas a través de las ramas de antena 232A, 232B independientes se ponderan de tal manera que se puede minimizar la influencia del ruido y la interferencia.

Cuando se usa la diversidad, la intención consiste en conseguir que la correlación entre las ramas sea lo más baja posible. Otra forma de implementar la diversidad consiste en usar la diversidad de polarización, con lo cual una señal es recibida por antenas de polarización cruzada. En teoría, también son posibles híbridos, lo cual significa que se puede usar simultáneamente la diversidad tanto espacial como de polarización. Como ejemplo de una solución aplicable en un equipo de usuario se puede mencionar la denominada antena patch, la cual puede ser una placa de un tamaño aproximado de una pulgada cuadrada, presentando la placa planos de polarización cruzada. Otro de los ejemplos es un equipo de usuario posicionado en un vehículo, en el que también resulta relativamente sencilla una implementación de la diversidad espacial.

Una señal recibida desde la totalidad de las L ramas de antena 232A, 232B se lleva a través de las partes de radiofrecuencia (no mostradas en la Figura 2C) a un estimador de retardo 260 conectado a la rama de antena 232A, 232B. En el estimador de retardo 260, se buscan los retardos de las componentes de la señal que se propagan por múltiples trayectos, más audibles. Se asigna una rama Rake 270A, 270B para procesar las componentes halladas de la señal que se propagan por múltiples trayectos. El estimador de retardo 260 informa a cada rama Rake 270A, 270B sobre el retardo hallado.

El estimador de retardo 260 comprende un filtro adaptado 262A, 262B para cada rama de antena 232A, 232B. De este modo, el número de filtros adaptados 262A, 262B es también L. En el filtro adaptado 262A, 262B, se realiza un número predeterminado de cálculos de correlación paralelos para la señal de radiocomunicaciones recibida según diferentes retardos con vistas a realizar una estimación de los retardos de las componentes de la señal que se propagan por múltiples trayectos. En el cálculo de la correlación, la parte piloto ensanchada que está contenida en la señal de radiocomunicaciones recibidas se demodula en ensanchamiento por medio de un código de ensanchamiento conocido usando un retardo predeterminado.

Basándose en las correlaciones calculadas, un asignador 264 situado en el estimador de retardo selecciona por lo menos un retardo, por medio del cual se recibe una componente de señal propagada por múltiples trayectos. El asignador asigna una rama Rake 270A, 270B para procesar la componente de señal hallada informando a la rama Rake sobre el retardo hallado. Para realizar la selección, típicamente los resultados de la correlación de cada filtro adaptado 262A, 262B se combinan en el asignador 264. Si la correlación es alta, se halla un retardo que representa el retardo de la componente de la señal propagada por múltiples trayectos de la señal de radiocomunicaciones que llega a la rama de antena 232A, 232B en cuestión. En general, las componentes por múltiples trayectos más intensas tienen las mismas fases de código en todas las antenas, lo cual es debido a la proximidad de las antenas y al hecho de que las señales de radiocomunicaciones se propagan a la velocidad de la luz.

Tal como se ha dicho anteriormente, otro de los métodos conocidos para la asignación de ramas Rake se basa en la energía de símbolos piloto demodulados en ensanchamiento provenientes de L antenas. Las salidas de los demoduladores de ensanchamiento se suman en cada fase de código y se asignan N ramas Rake temporales según la energía de mayor valor de la señal suma.

La Figura 2D muestra una forma de realización del estimador de retardo. Un estimador de retardo 290A, 290B procesa una componente de señal propagada por múltiples trayectos según un retardo de código determinado. En este caso, los estimadores de retardo 290A, 290B se describen en aras de una mayor claridad como realizaciones concretas diferentes, aunque los mismos también se pueden constituir como una realización concreta que funcione internamente en paralelo. El estimador de retardo 290A, 290B comprende un estimador de canal 292, por medio del cual se genera una respuesta impulsional de canal de una componente de señal propagada por múltiples trayectos, incluida en una señal de radiocomunicaciones y hallada por medio de una parte piloto conocida, es decir, coeficientes de la respuesta impulsional del canal prácticamente complejos.

Adicionalmente, el estimador de retardo 290A, 290B comprende un estimador de interferencia 292, por medio del cual se genera una señal de interferencia, incluida en una señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena 232A, 232B y que consta de interferencia y ruido. La señal de interferencia se puede generar por unos medios cualesquiera conocidos para una persona experta en la materia. En una de las formas de realización, el estimador de interferencia 292 genera una señal de interferencia restando de la señal de radiocomunicaciones recibida una señal de radiocomunicaciones regenerada deseada. En esta forma de realización, la señal de radiocomunicaciones regenerada deseada se obtiene por medio de la parte piloto conocida y de la respuesta impulsional estimada del canal. Para obtener un rendimiento mejorado, en la estimación de la respuesta impulsional del canal y la interferencia también se puede utilizar una realimentación de decisión de bits de datos detectados incluidos en la componente de la señal propagada por múltiples trayectos, demodulada en ensanchamiento.

En otra de las formas de realización, el estimador de interferencia 292 genera la señal de interferencia usando una detección multiusuario, con lo cual las señales de otros usuarios forman la señal de interferencia. En el siguiente artículo se puede encontrar más información sobre la detección multiusuario: Verdu, Sergio: Adaptive Multiuser detection, publicado en IEEE ISSSTA ’94 Proceedings of the IEEE Third International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications, ISBN 07803-1750-5.

El estimador de retardo 290A, 290B comprende un demodulador de ensanchamiento 296A, 296B, el cual está conectado a cada rama de antena 232A, 232B y demodula en ensanchamiento la parte piloto ensanchada incluida en la componente de la señal propagada por múltiples trayectos, según un código de ensanchamiento conocido a un cierto retardo.

Se dispone de L demoduladores de ensanchamiento para procesar la parte piloto, es decir, uno por cada rama de antena 232A, 232B en cada estimador de retardo 290A, 290B. En la práctica, cuando se realiza la demodulación de ensanchamiento, la parte piloto de la componente de la señal se multiplica por un conjugado complejo del código de ensanchamiento en la fase correcta.

Una parte de coeficientes de ponderación 292 en el estimador de retardo 290A, 290B forma coeficientes de ponderación que maximizan la relación señal/interferencia más ruido (SINR) para cada rama de antena 232A, 232B. Esto se puede realizar, por ejemplo, multiplicando una matriz inversa de una matriz de covarianza de una señal de interferencia, que consta de interferencia y ruido de las ramas de antena 232A, 233B, por un vector de respuesta impulsional estimada del canal. Los coeficientes de ponderación son complejos.

La parte piloto demodulada en ensanchamiento por el demodulador de ensanchamiento 296A, 296B en cada rama de antena 232A, 232B se multiplica por los coeficientes de ponderación obtenidos usando un multiplicador 294A, 294B ubicado en el estimador de retardo 290A, 290B.

Un sumador de ramas de antena 298, posicionado en último lugar en el estimador de retardo 290A, 290B, combina las partes piloto demoduladas en ensanchamiento, recibidas a través de las ramas de antena 232A, 232B independientes y multiplicadas por un coeficiente de ponderación, en una señal piloto.

En conjunto, la situación es tal que el estimador de retardo 290A, 290B asigna N ramas Rake 270A, 270B, para las componentes de señal más audibles. Las salidas de los demoduladores de ensanchamiento de las diferentes ramas de antena se suman en cada fase de código y se asignan N ramas Rake temporales según la energía de mayor valor de la señal suma.

Basándose en las energías de las señales piloto formadas, un asignador 264 situado en el estimador de retardo selecciona por lo menos un retardo, según el cual se recibe una componente de señal propagada por múltiples trayectos. En lugar de valores de energía, también se pueden usar valores de potencia o valores de correlación calculados. Se seleccionan las señales piloto que presentan las energías más altas. El asignador 264 asigna una rama Rake 270A, 270B para procesar la componente de señal hallada al informar a la rama Rake sobre el retardo hallado. El número N puede variar dependiendo de las circunstancias, o se puede fijar un valor de umbral para el nivel de la componente de la señal propagada por múltiples trayectos. Consecuentemente, la búsqueda de temporización es un proceso dinámico, y también lo es la asignación de las ramas Rake 270A, 270B a combinar.

En la práctica, se asigna un número predeterminado de ramas Rake 270A, 270B y/o un número requerido para los retardos que superen un valor de umbral predeterminado en el cálculo de la correlación. En general, el factor limitativo será el número máximo de las ramas Rake usadas 270A, 270B. En este ejemplo, el número de ramas Rake asignadas 270A, 270B se indica por medio de la letra N. El número de componentes de la señal depende de las condiciones de radiocomunicaciones y, por ejemplo, de la forma del terreno y de los edificios que provocan reflexiones. En la mayoría de los casos, el retardo más pequeño según el cual se buscan componentes de la señal que se propaga por múltiples trayectos es un segmento. La frecuencia de la asignación de ramas Rake puede ser variable. Se puede realizar, por ejemplo, para cada intervalo o cada trama.

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El funcionamiento del estimador de retardo 290A se puede mejorar por medio de tres estructuras de filtro independientes. Estas tres soluciones se pueden usar de forma individual o combinadas de cualquier manera. La respuesta impulsional del canal generada por el estimador de canal 292 se promedia de forma coherente por medio de una primera estructura de filtro conectada al estimador de canal 292. La mejor estimación de canal obtenida de esta manera consigue además que los coeficientes de ponderación sean más fiables. La parte piloto demodulada en ensanchamiento, multiplicada por el coeficiente de ponderación, se filtra de forma no coherente por medio de una segunda estructura de filtro conectada entre el multiplicador 294A, 294B y el sumador de ramas de antena 298 en cada rama de antena 232A, 232B. Esto mejora el resultado obtenido en cada rama de antena 232A, 232B. La señal piloto combinada se promedia de forma no coherente por medio de una tercera estructura de filtro conectada entre el sumador de ramas de antena 298 y el asignador 264.

Una rama Rake 270A, 270B procesa una componente de señal propagada por múltiples trayectos según un retardo de código determinado. La rama Rake 270A, 270B comprende un estimador de canales 272, mediante el cual se genera una respuesta impulsional de un canal de una componente de señal propagada por múltiples trayectos, incluida en una señal de radiocomunicaciones y hallada por medio de una parte piloto conocida, es decir, coeficientes de respuesta impulsional del canal prácticamente complejos.

Adicionalmente, la rama Rake 270A, 270B comprende un estimador de interferencia 272, mediante el cual se genera una señal de interferencia, incluida en una señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena 232A, 232B y que consta de interferencia y ruido, restando de la señal de radiocomunicaciones recibida una señal de radiocomunicaciones deseada regenerada. La señal de radiocomunicaciones deseada regenerada se obtiene por medio de la parte piloto conocida incluida en la señal de radiocomunicaciones y por medio de la respuesta impulsional estimada del canal.

Las áreas dibujadas con líneas de trazos en la Figura 2C ilustran el procesado de la parte piloto 274A incluida en la señal de radiocomunicaciones y el procesado de la parte de datos 274B incluida en la señal de radiocomunicaciones.

La rama Rake 270A, 270B comprende un demodulador 276A, 276B de ensanchamiento conectado a cada rama de antena 232A, 232B y que demodula en ensanchamiento la parte piloto ensanchada 274A incluida en la componente de señal propagada por múltiples trayectos, usando un código de ensanchamiento conocido según un retardo del cual ha informado el estimador de retardo 260.

De forma correspondiente, la rama Rake 270A, 270B comprende un demodulador 276C, 276D de ensanchamiento, el cual está conectado a cada rama de antena 232A, 232B y que demodula en ensanchamiento la parte de datos 274B ensanchada incluida en la componente de señal propagada por múltiples trayectos, usando un código de ensanchamiento conocido según un retardo del cual informa el estimador de retardo 260. Se dispone de L demoduladores de ensanchamiento para procesar tanto la parte de datos como la parte piloto, es decir, dos por cada rama de antena 232A, 232B en cada rama Rake 270A, 270B. En la práctica, cuando se realiza la demodulación de ensanchamiento, la parte de datos o la parte piloto de la componente de la señal se multiplica por un conjugado complejo del código de ensanchamiento en la fase correcta.

En conjunto, la situación es tal que el estimador de retardo 260 asigna N ramas Rake 270A, 270B, para las componentes de señal más audibles. En cada rama Rake 270A, 270B, se procesan L ramas de antena 232A, 232B. Tanto la parte piloto de la señal de radiocomunicaciones como la parte de datos de la señal de radiocomunicaciones se procesan por separado. El número N puede variar dependiendo de las circunstancias, o se puede fijar un valor de umbral para el nivel de la componente de señal propagada por múltiples trayectos. Si se supera este valor de umbral, se anota dicha rama Rake 270A, 270B y la recepción continúa. Consecuentemente, la búsqueda de temporización es un proceso dinámico, y también lo es la asignación de las ramas Rake 270A, 270B a combinar.

Una parte de coeficientes de ponderación 272 en la rama Rake 270A, 270B forma coeficientes de ponderación que maximizan la relación señal/interferencia más ruido (SINR) para cada rama de antena 232A, 232B. Esto se puede realizar, por ejemplo, multiplicando una matriz inversa de una matriz de covarianza de una señal de interferencia, que consta de interferencia y ruido de las ramas de antena 232A, 233B, por una respuesta impulsional estimada del canal. Los coeficientes de ponderación son complejos.

La parte piloto 274A demodulada en ensanchamiento por el demodulador 276A, 276B de ensanchamiento en cada rama de antena 232A, 232B se multiplica por los coeficientes de ponderación obtenidos usando un multiplicador 284A, 284B ubicado en la rama Rake 270A, 270B. De forma correspondiente, la parte de datos 274B demodulada en ensanchamiento por el demodulador 276C, 276D de ensanchamiento en cada rama de antena 232A, 232B se multiplica por los coeficientes de ponderación obtenidos usando un multiplicador 284C, 284D. Por consiguiente, las componentes de la señal que incluyen la parte piloto y las componentes de la señal que incluyen la parte de datos se multiplican por los mismos coeficientes de ponderación por separado.

Un sumador de ramas de antena 278A, posicionado en último lugar en la rama Rake 270A, 270B, combina las partes piloto 274A demoduladas en ensanchamiento, recibidas a través de las ramas de antena 232A, 232B independientes y multiplicadas por un coeficiente de ponderación, en una señal piloto.

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De forma correspondiente, un sumador de ramas de antena 278B combina las partes de datos 274B demoduladas en ensanchamiento, recibidas a través de las ramas de antena 232A, 232B independientes y multiplicadas por un coeficiente de ponderación, en una señal de datos.

El receptor Rake comprende adicionalmente un sumador de ramas Rake 280B que combina las señales de datos de las ramas Rake 270A, 270B que funcionan según retardos diferentes en una señal de datos suma que representa los bits recibidos. A continuación, los bits de datos se llevan según la Figura 2A desde el bloque 228 al bloque 226 para ser desentrelazados.

El receptor presentado es adecuado para usarse tanto en una estación base como en un equipo de usuario. Esto significa que es posible tanto el multiplexado I/Q como el multiplexado en el tiempo del canal de datos y el canal de control.

Entre el sumador de ramas de antena 278A, 278B y el sumador de ramas Rake 280A, 280B puede haber una parte real 278A, 278B, que extrae de la señal combinada de cada rama de antena su parte imaginaria, ya que la parte imaginaria es un término de error generado durante la estimación de los canales.

En una forma de realización preferida, el receptor Rake comprende un sumador de ramas Rake 280A que combina las señales piloto de las ramas Rake 270A, 270B, que funcionan según retardos diferentes, en una señal piloto suma que representa los bits piloto recibidos. Esta señal piloto suma se puede llevar a un estimador 282 de la relación señal/interferencia, que realiza una estimación de la relación señal/interferencia de dicho canal. El control de potencia de un bucle cerrado se puede controlar mediante la relación señal/interferencia obtenida de dicho canal. Esto se ilustra en el bloque 282 de la Figura 2C mediante el texto TPC (Control de Potencia de Transmisión).

La invención se implementa preferentemente mediante software, cambiándose por lo menos parte de las funciones incluidas en el bloque 228 a un software a ejecutar por un procesador. No obstante, el estimador de retardo 260, 290A que requiere una capacidad de cálculo elevada se implementa preferentemente como un Circuito Integrado de Aplicación Específica (ASIC). Las otras funciones incluidas en el bloque 228 también se pueden implementar mediante soluciones de dispositivos que ofrezcan la funcionalidad requerida, tales como un ASIC o un módulo de lógica discreta.

A continuación se presenta un método de cálculo de coeficientes de ponderación que maximizan la SINR, considerando que se conocen la respuesta impulsional h del canal y la matriz de covarianza R_{uu} de la interferencia y el ruido. El método se puede usar tanto en las ramas Rake 270A, 270B como en el estimador de retardo 290A. Subsiguientemente, se presenta un método de estimación de h y R_{uu} por medio de bits piloto conocidos incluidos en una señal. La presentación es un modelo complejo de señales de banda base en el nivel de los símbolos para procesar la señal. En la presentación, los términos en negrita ilustran un vector vertical o una matriz. Considérese que los filtros adaptados hallan N Señales De Interés (SOI) propagadas por múltiples trayectos en el eje del tiempo, y cada componente de señales recibida a través de L antenas independientes. Los L coeficientes de canal complejos de la componente N-ésima de señal propagada por múltiples trayectos se indican mediante vectores h_{n} que tienen una longitud L. La Interferencia por Acceso Múltiple (MAI) aditiva provocada por otros usuarios, la autointerferencia por múltiples trayectos y el ruido se indican mediante un vector u_{n}, el cual se modela como un proceso de distribución Gaussiana compleja de L variables aleatorias con covarianza espacial posiblemente coloreada R_{uu,n} = E[u_{n}u_{n}^{H}]. La señal recibida de las L antenas se indica mediante un vector r_{n}. Un símbolo de información del usuario M-ésimo de entre un alfabeto de tamaño M se indica mediante el término s_{m}.

La consideración Gaussiana para la MAI demodulada en ensanchamiento es válida para un gran número de factores de ensanchamiento con diferentes longitudes.

Subsiguientemente, cada periodo de símbolo se discretiza en K muestras, con lo cual el vector r_{n} se puede presentar en la forma:

(1)r_{n}[k] = h_{n} s_{m}[k] + u_{n} [k], \hskip0.5cm k = 1, ..., K

Apilando cada uno de los N vectores en vectores que tengan una longitud LN, se obtiene una notación más compacta:

(2)r[k] = h s_{m} [k] + u[k], \hskip0.5cm k = 1, ..., K

Las variables de interferencia de distribución Gaussiana u_{n}[k] y u[k] no presentan ninguna correlación mutua a través de los instantes de muestreo y tampoco a través de las diferentes componentes propagadas por múltiples trayectos de SOI. En tal caso:

(3)R_{uu}[k] = E[u[k]u^{H}[k]] = diag(R_{uu,1}[k], ..., R_{uu,N}[k])

\newpage

Considerando que los símbolos s_{m} son equiprobables y que los parámetros de canal h y la matriz de covarianza
R_{uu}[k] de interferencia y ruido son ambos conocidos, la demodulación óptima implica la maximización de la función de probabilidad logarítmica (| \cdot | indica determinante):

1

Considerando que los símbolos presentan la misma energía, la fórmula 4 se puede desarrollar en la forma:

2

con lo cual los N coeficientes de ponderación que minimizan la interferencia son w_{n}[k] = R^{-1}_{uu,n} [k]h_{n}, y los vectores s_{m} y t tienen una longitud K con elementos s_{m}[k], respectivamente

\sum\limits^{N}_{n=1} = W^{H}_{n}[k]r_{n}[k].

Por consiguiente, el receptor Rake IRC presentado anteriormente se puede descomponer en N ramas Rake temporales, las cuales realizan cada una de ellas una IRC espacial sobre las L entradas de antena usando coeficientes de ponderación w_{n}[k]= R^{-1}_{uu,n} [k]h_{n}. Las salidas de las ramas Rake se suman, es decir, combinan, y se aplica un detector de correlación para determinar, para el símbolo s_{m}, un valor que permita la mayor métrica de correlación del símbolo.

Si la autointerferencia por múltiples trayectos de las SOI se puede despreciar, por ejemplo, cuando la ganancia del procesado es suficientemente grande, la R_{uu,n} es esencialmente la misma en la totalidad de las N ramas, lo cual significa que es necesario realizar una estimación e inversión de la misma únicamente una vez. Cuando la matriz de covarianza de la interferencia es espacialmente blanca, es decir, R_{uu,n} = Id, IRC se convierte en MRC, ya que w_{n}[k] = h_{n}. Se puede evitar la Inversión de Matriz Directa (DMI) de la matriz R_{uu,n}, si se usan algoritmos recursivos, tales como el de los Mínimos Cuadrados (LMS) o el de los Mínimos Cuadrados Recursivos (RLS). Por consiguiente, el receptor se puede construir de tal manera que el método de eliminación de interferencias se puede cambiar según las circunstancias entre MRC e IRC. Cuando las velocidades de transmisión de datos son altas, la interferencia es coloreada, y por lo tanto, se usa la IRC, y, respectivamente, a velocidades de transmisión de datos bajas se usa la MRC. En principio, la MRC es solamente un caso especial de la IRC, lo cual significa que el método a usar puede ser siempre la IRC.

Considerando que h y R_{uu} no son conocidas, a continuación se presentan una estimación de canales de Máxima Probabilidad ML sin estructurar del vector h y una estimación de la matriz de covarianza R_{uu} que utiliza la estimación de canales realizada. Tal como se ha mencionado anteriormente, en la dirección del enlace ascendente se usa el multiplexado I/Q, multiplexándose el canal de datos en la rama I y el canal de control en la rama Q. El canal de control comprende también una parte piloto conocida previamente. Ambos canales se pueden separar entre sí mediante demodulación de ensanchamiento con códigos de ensanchamiento ortogonales. El modelo de la señal a nivel de símbolos se obtiene a partir de la ecuación 1, escribiéndola por separado para cada parte, I y Q, usando símbolos BPSK s_{m} \epsilon {-1,1}.
Además se considera que en este caso el índice k hace referencia al índice de bit de la secuencia de símbolos. En un intervalo se captan k bits de DPCCH.

Anteriormente, se consideraba que los parámetros de canal h y la covarianza de interferencia R_{uu} eran conocidos. En este caso, se considera que no hay disponible ninguna información a priori sobre ninguna estructura espacial, lo cual significa que se crean estimaciones óptimas del canal basándose en el principio de máxima probabilidad. Se usan el vector r[k], k=1,..., K y los bits piloto s_{p}[k] del DPCCH dentro de un intervalo, mediante lo cual se generan estimaciones de ML [\hat{h}, \hat{R}_{uu}], siendo los minimizadores combinados de la función de probabilidad logarítmica:

3

Este problema de estimación de ML es separable. Cuando a ML se le asigna la estimación \hat{h}, el vector será \hat{R}_{uu}:

4

y la estimación de ML \hat{h} se obtiene como minimizador de la función de coste (| \cdot | indica determinante):

5

en la que

: 6

F se minimiza para la opción:

60

En lugar de realizar la estimación de R_{uu} a partir de la señal demodulada en ensanchamiento, se puede usar la señal de banda ancha para la estimación de la matriz de covarianza. En dicho planteamiento, se calcula R_{rr} en lugar R_{uu} y se usa dicho término para suprimir la interferencia. En la estimación de R_{rr}, se dispone de grandes cantidades de muestras y gracias a eso se puede incrementar la precisión de la estimación. Además, en dicho planteamiento, es necesario calcular e invertir la matriz de covarianza solamente una vez para todas las posiciones de retardo de los segmentos. Por lo tanto, se puede reducir la carga de cálculo. La R_{uu} es la matriz de correlación espacial de la interferencia más el ruido y la R_{rr} es la matriz de correlación espacial de la señal más interferencia más ruido. En la Figura 2D se describe el planteamiento de la R_{uu}, y en la Figura 2E el planteamiento de la R_{rr}. En otros aspectos la Figura 2E es igual a la Figura 2D aunque el estimador de interferencia 286 realiza la estimación de la R_{rr} a partir de la señal de banda ancha recibida, y traslada esta información a la parte de coeficientes de ponderación 288.

Anteriormente se ha descrito un estimador de canal lineal basado en bits piloto. Es evidente para una persona experta en la materia que en el método de la invención se pueden aplicar métodos de estimación de canales más desarrollados, conocidos, tales como métodos que también utilicen un canal de datos.

En el sistema de radiocomunicaciones descrito, en algunas situaciones se puede producir una interferencia provocada por la banda de frecuencias adyacente al canal deseado, conociéndose esta interferencia como Potencia del Canal Adyacente (ACP). La banda de frecuencias adyacente puede ser la banda de frecuencias WCDMA adyacente a dicho operador, la banda de frecuencias WCDMA de otro operador o una banda de frecuencias de algún otro sistema, por ejemplo, el sistema GSM. El problema puede provocar bloqueo en la célula en la dirección del enlace ascendente. Por ejemplo, considérese que un transmisor GSM de alto rendimiento provoca ACP en un receptor Rake que funciona a una velocidad de datos elevada, es decir, con una relación de ensanchamiento baja, por ejemplo, en una banda de frecuencias de 5 MHz. La ACP (como interferencia en general) debe estar por encima del nivel de ruido de manera que pueda ser eliminada. Según la invención, en ese caso una señal de interferencia generada por el estimador de interferencia 272 comprende la interferencia provocada por la banda de frecuencias adyacente del canal deseado, es decir, la potencia del canal adyacente, cuyo efecto negativo puede así ser eliminado. De este modo se puede evitar un encogimiento de la célula a causa de la ACP.

Aunque la invención se ha descrito anteriormente haciendo referencia al ejemplo de los dibujos adjuntos, resulta evidente que dicha invención no se limita a los mismos, sino que se puede modificar de muchas maneras sin apartarse del alcance de la idea de la invención correspondiente a las reivindicaciones adjuntas.

Claims

1. Receptor Rake que comprende por lo menos dos ramas de antena (232A, 232B) para recibir una señal de radiocomunicaciones, por lo menos una rama Rake (270A, 270B) conectada a las ramas de antena (232A, 232B) para procesar una componente de señal propagada por múltiples trayectos de la señal de radiocomunicaciones, y un estima-
dor de retardo (290A) conectado a las ramas de antena (232A, 232B), comprendiendo el estimador de retardo (290A):

un demodulador de ensanchamiento (296A, 296B) conectado a cada rama de antena (232A, 232B) para demodular en ensanchamiento la parte piloto incluida en la componente de señal propagada por múltiples trayectos usando un código de ensanchamiento conocido según un retardo;

y un asignador (264) para seleccionar por lo menos un retardo, recibiéndose según dicho retardo una componente de señal propagada por múltiples trayectos, y para asignar una rama Rake (270A, 270B) para procesar la componente de señal hallada;

caracterizado porque el estimador de retardo (290A) comprende además:

un estimador de canal (292) para generar una respuesta impulsional del canal de la componente de señal hallada propagada por múltiples trayectos por medio de una parte piloto conocida incluida en la señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena (232A, 232B);

un estimador de interferencia (292) para generar una señal de interferencia, incluida en la señal de radiocomunicaciones de cada rama de antena (232A, 232B) y que consta de interferencia y ruido;

una parte de coeficientes de ponderación (292) para proporcionar a cada rama de antena (232A, 232B) coeficientes de ponderación que maximizan la Relación Señal/Interferencia más Ruido (SINR);

un multiplicador (294A, 294B) para multiplicar la parte piloto, demodulada en ensanchamiento por el demodulador de ensanchamiento (296A, 296B) en cada rama de antena (232A, 232B), por un coeficiente de ponderación;

un sumador de ramas de antena (298A) para combinar las partes piloto demoduladas en ensanchamiento, recibidas a través de las ramas de antena independientes (232A, 232B) y multiplicadas por el coeficiente de ponderación, en una señal piloto combinada, basándose la selección en dicha señal piloto combinada, en el asignador (264).

2. Receptor Rake según la reivindicación 1, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) genera una señal de interferencia que se usa para todos los retardos diferentes.

3. Receptor Rake según la reivindicación 1, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) genera una señal de interferencia para cada retardo.

4. Receptor Rake según la reivindicación 3, caracterizado porque para cada retardo se usa su propia señal de interferencia.

5. Receptor Rake según la reivindicación 3, caracterizado porque se calcula una señal de interferencia media usando las señales de interferencia de cada retardo, y esta señal de interferencia media se usa para cada retardo.

6. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) usa como entrada la parte piloto demodulada en ensanchamiento (274A) incluida en la componente de señal propagada por múltiples trayectos usando un código de ensanchamiento conocido según un retardo.

7. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores 1 a 5, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) usa como entrada la señal de radiocomunicaciones recibida.

8. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) genera una señal de interferencia restando de la señal de radiocomunicaciones recibida una señal de radiocomunicaciones regenerada deseada.

9. Receptor Rake según la reivindicación 8, caracterizado porque la señal de radiocomunicaciones regenerada deseada se obtiene por medio de la parte piloto conocida y de la respuesta impulsional estimada del canal.

10. Receptor Rake según la reivindicación 8 ó 9, caracterizado porque la señal de radiocomunicaciones regenerada deseada se obtiene por medio de una realimentación de decisión de bits de datos detectados incluidos en la componente de señal propagada por múltiples trayectos, demodulada en ensanchamiento.

11. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el estimador de interferencia (292) genera una señal de interferencia usando una detección multiusuario, con lo cual las señales de otros usuarios forman la señal de interferencia.

12. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la respuesta impulsional del canal generada por el estimador de canal (292) se promedia de forma coherente por medio de una primera estructura de filtro conectada al estimador de canal (292).

13. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la parte piloto demodulada en ensanchamiento multiplicada por el coeficiente de ponderación se filtra de forma no coherente por medio de una segunda estructura de filtro conectada entre el multiplicador (294A, 294B) y el sumador de ramas de antena (298) en cada rama de antena (232A, 232B).

14. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la señal piloto combinada se promedia de forma no coherente por medio de una tercera estructura de filtro conectada entre el sumador de ramas de antena (298) y el asignador (264).

15. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el demodulador de ensanchamiento (296A, 296B) se sustituye por un filtro adaptado (262A, 262B) para cada rama de antena (232A, 232B) para realizar un número predeterminado de cálculos de correlación paralelos para la señal de radiocomunicaciones recibida según diferentes retardos, con lo cual la parte piloto incluida en la señal de radiocomunicaciones recibida se demodula en ensanchamiento en el cálculo de correlación según un código de ensanchamiento conocido a un retardo predeterminado.

16. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para proporcionar la ganancia de la antena, las ramas de antena (232A, 232B) forman un sistema de antenas, mediante el cual se forma un haz de antena en la dirección deseada poniendo en fase señales de antena independientes.

17. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque las ramas de antena (232A, 232B) son ramas de diversidad.

18. Receptor Rake según la reivindicación 17, caracterizado porque las ramas de antena (232A, 232B) son antenas implementadas mediante diversidad espacial.

19. Receptor Rake según la reivindicación 17, caracterizado porque las ramas de antena (232A, 232B) son antenas implementadas mediante diversidad de polarización.

20. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el estimador de canales (272) realiza la estimación de canales basándose en el principio de Probabilidad Máxima óptima.

21. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los coeficientes de ponderación que maximizan la relación señal/interferencia más ruido se forman para cada rama de antena (232A, 232B) multiplicando una matriz inversa de una matriz de covarianza, generada a partir de una señal de interferencia de las ramas de antena (232A, 232B), por una respuesta impulsional estimada del canal.

22. Receptor Rake según la reivindicación 21, caracterizado porque se utiliza una estimación de canal generada mediante el método de Probabilidad Máxima óptima con vistas a realizar una estimación de la matriz de covarianza generada a partir de interferencia y ruido.

23. Receptor Rake según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la señal de interferencia generada por el estimador de interferencia (272) comprende la interferencia provocada por la banda de frecuencias adyacente del canal deseado, es decir, la potencia del canal adyacente.