JP2003283375A - Ｃｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍ受信装置Info
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- A01K61/00—Culture of aquatic animals
- A01K61/70—Artificial fishing banks or reefs
- A01K61/73—Artificial fishing banks or reefs assembled of components
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
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- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
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- E—FIXED CONSTRUCTIONS
- E02—HYDRAULIC ENGINEERING; FOUNDATIONS; SOIL SHIFTING
- E02B—HYDRAULIC ENGINEERING
- E02B3/00—Engineering works in connection with control or use of streams, rivers, coasts, or other marine sites; Sealings or joints for engineering works in general
- E02B3/04—Structures or apparatus for, or methods of, protecting banks, coasts, or harbours
- E02B3/043—Artificial seaweed
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 逆拡散復調データの平均振幅値を軟判定復号
入力として最適な値に制御する。 【解決手段】 伝送路推定部２３で得られるマルチパス
１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ３を、パイロット信号の周期
毎に積分部３１で累積し、平均値演算部３２で十分長い
期間の平均値を求め、除算器３４で参照値を除算し、制
御係数として乗算器３５１〜３５３にてＳＩＲ１〜３に
乗算し、それぞれマルチパス１〜３の重み値Ｗ１〜Ｗ３
とする。逆拡散部２４からの逆拡散データＤ１〜Ｄ３に
ついては、バッファ部３６１〜３６３で全てのデータの
タイミングを同期させ、乗算器３７１〜３７３で前述し
た重み値Ｗ１〜Ｗ３と複素乗算し、加算器３８で加算す
ることでＲＡＫＥ合成し、最終的な復調データとして、
軟判定部２６へ出力する。
入力として最適な値に制御する。 【解決手段】 伝送路推定部２３で得られるマルチパス
１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ３を、パイロット信号の周期
毎に積分部３１で累積し、平均値演算部３２で十分長い
期間の平均値を求め、除算器３４で参照値を除算し、制
御係数として乗算器３５１〜３５３にてＳＩＲ１〜３に
乗算し、それぞれマルチパス１〜３の重み値Ｗ１〜Ｗ３
とする。逆拡散部２４からの逆拡散データＤ１〜Ｄ３に
ついては、バッファ部３６１〜３６３で全てのデータの
タイミングを同期させ、乗算器３７１〜３７３で前述し
た重み値Ｗ１〜Ｗ３と複素乗算し、加算器３８で加算す
ることでＲＡＫＥ合成し、最終的な復調データとして、
軟判定部２６へ出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭ（Code Div
ision Multiplex：符号分割多重）方式を用いた通信ま
たは放送システムのＣＤＭ受信装置に係り、特にＲＡＫ
Ｅ合成技術に関する。
ision Multiplex：符号分割多重）方式を用いた通信ま
たは放送システムのＣＤＭ受信装置に係り、特にＲＡＫ
Ｅ合成技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭ方式を用いたディジタル通信シス
テムやディジタル放送システムにあっては、送信装置側
において、送信データに畳み込み符号等の誤り訂正を付
加し、拡散符号で拡散・多重した後、無線により送信し
ている。また、受信装置側において、受信平均電力に応
じたＡＧＣ（Auto Gain Control：自動利得制御）を行
なった後、拡散符号を用いて逆拡散復調し、さらに軟判
定を行って、その判定結果についてビタビ復号などの誤
り訂正を行っている。受信装置側の逆拡散復調には、Ｒ
ＡＫＥ合成が用いられることが多い。
テムやディジタル放送システムにあっては、送信装置側
において、送信データに畳み込み符号等の誤り訂正を付
加し、拡散符号で拡散・多重した後、無線により送信し
ている。また、受信装置側において、受信平均電力に応
じたＡＧＣ（Auto Gain Control：自動利得制御）を行
なった後、拡散符号を用いて逆拡散復調し、さらに軟判
定を行って、その判定結果についてビタビ復号などの誤
り訂正を行っている。受信装置側の逆拡散復調には、Ｒ
ＡＫＥ合成が用いられることが多い。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＣＤＭ受信装置では、拡散復調データの振幅値（電力）
が拡散復調器への入力レベルと必ずしも一致していな
い。このため、平均受信電力を基にＡＧＣを用いて入力
電力レベルを一定にしても、復調データの平均振幅値は
一定にならず、軟判定の精度が悪化し、誤り率が増大し
てしまう。
ＣＤＭ受信装置では、拡散復調データの振幅値（電力）
が拡散復調器への入力レベルと必ずしも一致していな
い。このため、平均受信電力を基にＡＧＣを用いて入力
電力レベルを一定にしても、復調データの平均振幅値は
一定にならず、軟判定の精度が悪化し、誤り率が増大し
てしまう。
【０００４】本発明は、上記の問題を解決するためにな
されたもので、逆拡散復調データの平均振幅値を軟判定
復号入力として最適な値に制御することができ、これに
よって軟判定の精度を向上させ、誤り率の低減を図るこ
とのできるＣＤＭ受信装置を提供することを目的とす
る。
されたもので、逆拡散復調データの平均振幅値を軟判定
復号入力として最適な値に制御することができ、これに
よって軟判定の精度を向上させ、誤り率の低減を図るこ
とのできるＣＤＭ受信装置を提供することを目的とす
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に本発明に係るＣＤＭ受信装置は、誤り訂正符号を付加
したデータを１次変調し、拡散符号を用いて２次変調し
た後、定期的に繰り返す符号同期用のパイロット信号と
多重したＣＤＭ（Code Division Multiplex：符号分割
多重）無線信号を受信するＣＤＭ受信装置であって、前
記ＣＤＭ無線信号を受信してディジタルベースバンド信
号に変換する周波数変換部と、前記ディジタルベースバ
ンド信号中のパイロット信号を用いて伝送路のマルチパ
ス特性を推定し、複数のパスを選定して、各パスについ
て遅延時間と相関電力値から信号対干渉比を求める伝送
路推定部と、前記ディジタルベースバンド信号から前記
伝送路推定部で選定された複数のパスを分離し、各パス
について前記拡散符号を用いて逆拡散を行なう逆拡散部
と、前記伝送路推定部で得られる複数のパスの信号対干
渉比を累積し平均化して、その平均値に逆比例する係数
を前記選定された複数のパスの信号対干渉比に乗算する
ことで各パスに対する重み値を求める重み値生成手段、
前記逆拡散部で得られる複数のパスの逆拡散データを前
記重み値生成手段で生成される対応する重み値で重み付
けしてＲＡＫＥ合成することで復調データを得る合成手
段を備えるＲＡＫＥ受信部と、このＲＡＫＥ受信部で得
られた復調データを軟判定復号して復号データを得る軟
判定復号部とを具備して構成される。
に本発明に係るＣＤＭ受信装置は、誤り訂正符号を付加
したデータを１次変調し、拡散符号を用いて２次変調し
た後、定期的に繰り返す符号同期用のパイロット信号と
多重したＣＤＭ（Code Division Multiplex：符号分割
多重）無線信号を受信するＣＤＭ受信装置であって、前
記ＣＤＭ無線信号を受信してディジタルベースバンド信
号に変換する周波数変換部と、前記ディジタルベースバ
ンド信号中のパイロット信号を用いて伝送路のマルチパ
ス特性を推定し、複数のパスを選定して、各パスについ
て遅延時間と相関電力値から信号対干渉比を求める伝送
路推定部と、前記ディジタルベースバンド信号から前記
伝送路推定部で選定された複数のパスを分離し、各パス
について前記拡散符号を用いて逆拡散を行なう逆拡散部
と、前記伝送路推定部で得られる複数のパスの信号対干
渉比を累積し平均化して、その平均値に逆比例する係数
を前記選定された複数のパスの信号対干渉比に乗算する
ことで各パスに対する重み値を求める重み値生成手段、
前記逆拡散部で得られる複数のパスの逆拡散データを前
記重み値生成手段で生成される対応する重み値で重み付
けしてＲＡＫＥ合成することで復調データを得る合成手
段を備えるＲＡＫＥ受信部と、このＲＡＫＥ受信部で得
られた復調データを軟判定復号して復号データを得る軟
判定復号部とを具備して構成される。
【０００６】すなわち、上記構成によるＣＤＭ受信装置
では、軟判定復号を行なう場合、復号入力信号の平均振
幅値が適切ならば誤り率が良くなることを利用し、伝送
路推定部にてパイロット信号を用いて伝送路のマルチパ
ス特性を推定し、複数のパスを選定して、各パスについ
て遅延時間と相関電力値から信号対干渉比を求め、複数
のパスの信号対干渉比を累積し平均化して、その平均値
に逆比例する係数を前記選定された複数のパスの信号対
干渉比に乗算することで各パスに対する重み値を求め
る。一方、受信信号から得たディジタルベースバンド信
号から選定されたパスを分離し、各パスについて拡散符
号を用いて逆拡散を行ない、各逆拡散データを対応する
重み値で重み付けしてＲＡＫＥ合成することで、軟判定
復号に入力される復調データを得る。この際、上記重み
値の算出に軟判定値の平均が最適となる参照値を用いる
ことで、軟判定復号部への平均入力値を最適な値に制御
することが可能となる。
では、軟判定復号を行なう場合、復号入力信号の平均振
幅値が適切ならば誤り率が良くなることを利用し、伝送
路推定部にてパイロット信号を用いて伝送路のマルチパ
ス特性を推定し、複数のパスを選定して、各パスについ
て遅延時間と相関電力値から信号対干渉比を求め、複数
のパスの信号対干渉比を累積し平均化して、その平均値
に逆比例する係数を前記選定された複数のパスの信号対
干渉比に乗算することで各パスに対する重み値を求め
る。一方、受信信号から得たディジタルベースバンド信
号から選定されたパスを分離し、各パスについて拡散符
号を用いて逆拡散を行ない、各逆拡散データを対応する
重み値で重み付けしてＲＡＫＥ合成することで、軟判定
復号に入力される復調データを得る。この際、上記重み
値の算出に軟判定値の平均が最適となる参照値を用いる
ことで、軟判定復号部への平均入力値を最適な値に制御
することが可能となる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【０００８】図１は本発明が適用される、ＣＤＭ通信シ
ステム及びＣＤＭ放送システムの送信装置の構成を示す
ブロック図である。図１において、第１乃至第ｎチャン
ネルＣｈ１〜Ｃｈｎのディジタルデータは、それぞれ畳
み込み符号化部１１１〜１１ｎにより誤り訂正が施され
た後、無線伝送路での誤りをランダム化するために、イ
ンターリーブ部１２１〜１２ｎでデータが順序を入れ換
えられる（１次変調）。インターリーブ部１２１〜１２
ｎにより、順番を入れ換えられたデータは、拡散部１３
１〜１３ｎにてＭ系列などの擬似ランダム符号によって
拡散変調される（２次変調）。
ステム及びＣＤＭ放送システムの送信装置の構成を示す
ブロック図である。図１において、第１乃至第ｎチャン
ネルＣｈ１〜Ｃｈｎのディジタルデータは、それぞれ畳
み込み符号化部１１１〜１１ｎにより誤り訂正が施され
た後、無線伝送路での誤りをランダム化するために、イ
ンターリーブ部１２１〜１２ｎでデータが順序を入れ換
えられる（１次変調）。インターリーブ部１２１〜１２
ｎにより、順番を入れ換えられたデータは、拡散部１３
１〜１３ｎにてＭ系列などの擬似ランダム符号によって
拡散変調される（２次変調）。
【０００９】一方、ａｌｌ“１”などの既知のデータ列
が周期的に繰り返されるパイロットデータも、同様に畳
み込み復号部１１０により誤り訂正が施された後、イン
ターリーブ部１２０でデータの順序を入れ換えられ、拡
散部１３０にてその他のチャネルと直交する擬似ランダ
ム符号で拡散される。これら、パイロットチャネルＣｈ
０とＣｈ１〜Ｃｈｎまでの拡散変調されたデータは、多
重部１４にて多重され、ＲＦ処理部１５によりＲＦ帯に
変換されて、ＣＤＭ無線信号として送信アンテナ１６か
ら送出される。
が周期的に繰り返されるパイロットデータも、同様に畳
み込み復号部１１０により誤り訂正が施された後、イン
ターリーブ部１２０でデータの順序を入れ換えられ、拡
散部１３０にてその他のチャネルと直交する擬似ランダ
ム符号で拡散される。これら、パイロットチャネルＣｈ
０とＣｈ１〜Ｃｈｎまでの拡散変調されたデータは、多
重部１４にて多重され、ＲＦ処理部１５によりＲＦ帯に
変換されて、ＣＤＭ無線信号として送信アンテナ１６か
ら送出される。
【００１０】図２は本発明が適用される、ＣＤＭ通信シ
ステム及びＣＤＭ放送システムの受信装置の構成を示す
ブロック図である。
ステム及びＣＤＭ放送システムの受信装置の構成を示す
ブロック図である。
【００１１】図２において、受信アンテナ２１で受けた
ＣＤＭ無線信号は、ＲＦ処理部２２においてディジタル
ベースバンド信号に変換された後、伝送路推定部２３に
供給されると共に、逆拡散部２４に供給される。
ＣＤＭ無線信号は、ＲＦ処理部２２においてディジタル
ベースバンド信号に変換された後、伝送路推定部２３に
供給されると共に、逆拡散部２４に供給される。
【００１２】伝送路推定部２３は、パイロット信号を拡
散した擬似ランダム符号を参照信号とするマッチドフィ
ルタなどの相関器で構成され、この相関器によってパイ
ロット信号１周期分の時系列におけるディジタルベース
バンド信号と参照信号との相関をとることで伝送路推定
を行う。
散した擬似ランダム符号を参照信号とするマッチドフィ
ルタなどの相関器で構成され、この相関器によってパイ
ロット信号１周期分の時系列におけるディジタルベース
バンド信号と参照信号との相関をとることで伝送路推定
を行う。
【００１３】上記相関結果は、無線伝送路で生じたマル
チパスの遅延時間と電力レベルで表される。図３に伝送
路推定結果の例を示す。同図では、受信装置に対して３
つのマルチパス１〜３が生じた場合を示している。この
場合、伝送路推定部２３では、遅延時間ｔ１〜ｔ３と相
関電力Ｐ１〜Ｐ３から信号対干渉比ＳＩＲ１〜ＳＩＲ３
を求める。信号対干渉比ＳＩＲは、希望信号電力と干渉
信号電力の比であり、マルチパス１のＳＩＲ１はＳＩＲ
１＝Ｐ１／（Ｐ２＋Ｐ３）、マルチパス２のＳＩＲ２は
ＳＩＲ２＝Ｐ２／（Ｐ１＋Ｐ３）、マルチパス３のＳＩ
Ｒ３はＳＩＲ３＝Ｐ３／（Ｐ１＋Ｐ３）と表される。図
２では、伝送路推定部２３は３つのマルチパス１〜３に
関する遅延時間ｔ１〜ｔ３と信号対干渉比ＳＩＲ１〜Ｓ
ＩＲ３を逆拡散部２４、ＲＡＫＥ受信部２５に通知す
る。
チパスの遅延時間と電力レベルで表される。図３に伝送
路推定結果の例を示す。同図では、受信装置に対して３
つのマルチパス１〜３が生じた場合を示している。この
場合、伝送路推定部２３では、遅延時間ｔ１〜ｔ３と相
関電力Ｐ１〜Ｐ３から信号対干渉比ＳＩＲ１〜ＳＩＲ３
を求める。信号対干渉比ＳＩＲは、希望信号電力と干渉
信号電力の比であり、マルチパス１のＳＩＲ１はＳＩＲ
１＝Ｐ１／（Ｐ２＋Ｐ３）、マルチパス２のＳＩＲ２は
ＳＩＲ２＝Ｐ２／（Ｐ１＋Ｐ３）、マルチパス３のＳＩ
Ｒ３はＳＩＲ３＝Ｐ３／（Ｐ１＋Ｐ３）と表される。図
２では、伝送路推定部２３は３つのマルチパス１〜３に
関する遅延時間ｔ１〜ｔ３と信号対干渉比ＳＩＲ１〜Ｓ
ＩＲ３を逆拡散部２４、ＲＡＫＥ受信部２５に通知す
る。
【００１４】逆拡散部２４は、伝送路推定部２３からの
マルチパスの遅延時間に基づき、所望のチャネルに対応
する拡散符号のタイミングを同期させて、ディジタルベ
ースバンド信号に乗算して逆拡散を行なう。図２の例で
は、ｔ１〜ｔ３のタイミングで拡散符号の同期を確立
し、ベースバンド信号に乗算する。ＲＡＫＥ受信部２５
の詳細は後述するが、逆拡散部２４で逆拡散された各マ
ルチパスのデータのタイミングを揃え、伝送路推定部２
３から通知された信号対干渉比に基づく各マルチパスの
重み値を乗算することにより合成する。
マルチパスの遅延時間に基づき、所望のチャネルに対応
する拡散符号のタイミングを同期させて、ディジタルベ
ースバンド信号に乗算して逆拡散を行なう。図２の例で
は、ｔ１〜ｔ３のタイミングで拡散符号の同期を確立
し、ベースバンド信号に乗算する。ＲＡＫＥ受信部２５
の詳細は後述するが、逆拡散部２４で逆拡散された各マ
ルチパスのデータのタイミングを揃え、伝送路推定部２
３から通知された信号対干渉比に基づく各マルチパスの
重み値を乗算することにより合成する。
【００１５】このＲＡＫＥ受信部２５の合成結果は復調
データとなり、軟判定部２６で軟判定された後、デイン
タリーブ部２７で送信装置のインターリーブ処理によっ
て入れ換えられたデータの順番が元に戻され、ビタビ復
号部２８で誤り訂正復号が施され、これによってデータ
が再生される。
データとなり、軟判定部２６で軟判定された後、デイン
タリーブ部２７で送信装置のインターリーブ処理によっ
て入れ換えられたデータの順番が元に戻され、ビタビ復
号部２８で誤り訂正復号が施され、これによってデータ
が再生される。
【００１６】図４は、３つマルチパスを合成する場合の
ＲＡＫＥ受信部２５の構成例を示すブロック図である。
ＲＡＫＥ受信部２５の構成例を示すブロック図である。
【００１７】図４において、伝送路推定部２３から入力
されるマルチパス１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ３は、パイ
ロット信号の周期毎に積分部３１で累積され、平均値演
算部３２で十分長い期間の平均値が計算される。このＳ
ＩＲの平均値は、加算器３３でオフセット値が加算され
て除算器３４に供給される。この除算器３４は、加算器
３３からの値で、予め設定されている参照値を除算す
る。この除算器３４の除算結果、すなわち参照値を基準
として平均値に逆比例する係数は、制御係数として乗算
器３５１〜３５３に供給されてマルチパス１〜３のそれ
ぞれのＳＩＲ１〜３に乗算され、それぞれマルチパス１
〜３の重み値Ｗ１〜Ｗ３として出力される。尚、参照値
は軟判定値の平均が最適となるＳＩＲ値であり、予め決
定しておく。
されるマルチパス１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ３は、パイ
ロット信号の周期毎に積分部３１で累積され、平均値演
算部３２で十分長い期間の平均値が計算される。このＳ
ＩＲの平均値は、加算器３３でオフセット値が加算され
て除算器３４に供給される。この除算器３４は、加算器
３３からの値で、予め設定されている参照値を除算す
る。この除算器３４の除算結果、すなわち参照値を基準
として平均値に逆比例する係数は、制御係数として乗算
器３５１〜３５３に供給されてマルチパス１〜３のそれ
ぞれのＳＩＲ１〜３に乗算され、それぞれマルチパス１
〜３の重み値Ｗ１〜Ｗ３として出力される。尚、参照値
は軟判定値の平均が最適となるＳＩＲ値であり、予め決
定しておく。
【００１８】一方、逆拡散部２４からの逆拡散データＤ
１〜Ｄ３については、バッファ部３６１〜３６３で遅延
時間差を吸収し、これによって全てのデータのタイミン
グを同期させる。例えば、図３に示すマルチパスの場
合、拡散データＤ１についてはバッファ部３６１で（ｔ
３−ｔ１）時間遅延し、拡散データＤ２についてはバッ
ファ部３６２で（ｔ２−ｔ３）時間遅延する。拡散デー
タＤ３は一番遅延しているのでバッファ部３６３での遅
延時間は０でよい。
１〜Ｄ３については、バッファ部３６１〜３６３で遅延
時間差を吸収し、これによって全てのデータのタイミン
グを同期させる。例えば、図３に示すマルチパスの場
合、拡散データＤ１についてはバッファ部３６１で（ｔ
３−ｔ１）時間遅延し、拡散データＤ２についてはバッ
ファ部３６２で（ｔ２−ｔ３）時間遅延する。拡散デー
タＤ３は一番遅延しているのでバッファ部３６３での遅
延時間は０でよい。
【００１９】上記バッファ部３６１で遅延された拡散デ
ータＤ１〜Ｄ３は、それぞれ乗算器３７１〜３７３で前
述した重み値Ｗ１〜Ｗ３と複素乗算され、これによって
マルチパス１〜３の復調が行なわれる。複素乗算を行な
うのは、マルチパスが位相回転成分を含んでいるからで
ある。
ータＤ１〜Ｄ３は、それぞれ乗算器３７１〜３７３で前
述した重み値Ｗ１〜Ｗ３と複素乗算され、これによって
マルチパス１〜３の復調が行なわれる。複素乗算を行な
うのは、マルチパスが位相回転成分を含んでいるからで
ある。
【００２０】以上の処理によって得られた３つのマルチ
パス１〜３の復調データは加算器３８で加算され、最終
的な復調データとして、軟判定部２６へ出力される。以
上の結果、マルチパスのＳＩＲの平均値が参照値に比べ
て大きい場合には係数が１より小さくなり、自動的に重
み値Ｗが小さくなるように制御され、結果として軟判定
値の平均値は小さくなる。逆にマルチパス１〜３のＳＩ
Ｒの平均値が参照値に比べて大きい場合には係数が１以
上となり、自動的に重み値Ｗが大きくなるように制御さ
れ、結果として軟判定値の平均値は大きくなる。
パス１〜３の復調データは加算器３８で加算され、最終
的な復調データとして、軟判定部２６へ出力される。以
上の結果、マルチパスのＳＩＲの平均値が参照値に比べ
て大きい場合には係数が１より小さくなり、自動的に重
み値Ｗが小さくなるように制御され、結果として軟判定
値の平均値は小さくなる。逆にマルチパス１〜３のＳＩ
Ｒの平均値が参照値に比べて大きい場合には係数が１以
上となり、自動的に重み値Ｗが大きくなるように制御さ
れ、結果として軟判定値の平均値は大きくなる。
【００２１】図５は、３つマルチパスを合成する場合に
おけるＲＡＫＥ受信部２５の別の構成例を示すブロック
図である。尚、図５において、図４と同一部分には同一
符号を付して示す。図４の構成例では、伝送路推定部２
３から入力されるマルチパス１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ
３をパイロット信号の周期毎に積分部３１で累積し、十
分長い期間の平均値を計算しているのに対し、図５の構
成例では、最大値選択部３９によりマルチパス１〜３の
ＳＩＲ１〜ＳＩＲ３の中で最大の電力値をとるＳＩＲ値
のパスを選択し、パイロット信号の周期毎に積分部３１
で最大のＳＩＲ値を累積して、十分長い時間の平均値を
計算する点が異なっている。
おけるＲＡＫＥ受信部２５の別の構成例を示すブロック
図である。尚、図５において、図４と同一部分には同一
符号を付して示す。図４の構成例では、伝送路推定部２
３から入力されるマルチパス１〜３のＳＩＲ１〜ＳＩＲ
３をパイロット信号の周期毎に積分部３１で累積し、十
分長い期間の平均値を計算しているのに対し、図５の構
成例では、最大値選択部３９によりマルチパス１〜３の
ＳＩＲ１〜ＳＩＲ３の中で最大の電力値をとるＳＩＲ値
のパスを選択し、パイロット信号の周期毎に積分部３１
で最大のＳＩＲ値を累積して、十分長い時間の平均値を
計算する点が異なっている。
【００２２】例えば、図３に示すマルチパスの場合、マ
ルチパス１のＳＩＲ１（ＳＩＲ１＝Ｐ１／（Ｐ２＋Ｐ
３））だけを選択し、積分部３１で累積する。これによ
り、平均化の処理が軽減されている。以下の処理につい
ては、図４の構成例の場合と同様である。この構成例
は、ひとつのマルチパスの相関電力が他のマルチパスの
相関電力に対して大きい環境（例えば直接波が存在する
ような環境）に有効である。
ルチパス１のＳＩＲ１（ＳＩＲ１＝Ｐ１／（Ｐ２＋Ｐ
３））だけを選択し、積分部３１で累積する。これによ
り、平均化の処理が軽減されている。以下の処理につい
ては、図４の構成例の場合と同様である。この構成例
は、ひとつのマルチパスの相関電力が他のマルチパスの
相関電力に対して大きい環境（例えば直接波が存在する
ような環境）に有効である。
【００２３】以上のように上記実施形態のＣＤＭ受信装
置では、伝送路推定部２３で得られたマルチパス各々の
パスの信号対干渉比ＳＩＲに対して、マルチパスの信号
対干渉比の長時間平均に逆比例する係数を乗算し、当該
乗算値を各々のパスの重み値として逆拡散復調データを
重み付けしてＲＡＫＥ合成するようにしているので、軟
判定部２６への平均入力値を最適な値に制御することが
可能となる。
置では、伝送路推定部２３で得られたマルチパス各々の
パスの信号対干渉比ＳＩＲに対して、マルチパスの信号
対干渉比の長時間平均に逆比例する係数を乗算し、当該
乗算値を各々のパスの重み値として逆拡散復調データを
重み付けしてＲＡＫＥ合成するようにしているので、軟
判定部２６への平均入力値を最適な値に制御することが
可能となる。
【００２４】特に、伝送路推定部２３で得られたマルチ
パス各々のパスの信号対干渉比ＳＩＲに対して乗算する
係数を算出するときに、図５に示すように、マルチパス
の中で最大の電力を有するパスの信号対干渉比の長時間
平均を用いることで、平均化処理の軽減を図ることがで
きる。
パス各々のパスの信号対干渉比ＳＩＲに対して乗算する
係数を算出するときに、図５に示すように、マルチパス
の中で最大の電力を有するパスの信号対干渉比の長時間
平均を用いることで、平均化処理の軽減を図ることがで
きる。
【００２５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、逆拡散復
調データの平均振幅値を軟判定復号入力として最適な値
に制御することができ、これによって軟判定の精度を向
上させ、誤り率の低減を図ることのできるＣＤＭ受信装
置を提供することができる。
調データの平均振幅値を軟判定復号入力として最適な値
に制御することができ、これによって軟判定の精度を向
上させ、誤り率の低減を図ることのできるＣＤＭ受信装
置を提供することができる。
【図１】 本発明が適用されるＣＤＭ送信装置の構成例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】 本発明に係るＣＤＭ受信装置の一実施形態の
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図３】 上記実施形態のＣＤＭ受信装置における伝送
路推定処理を説明するためのマルチパス分布を示す図。
路推定処理を説明するためのマルチパス分布を示す図。
【図４】 上記実施形態に用いられるＲＡＫＥ受信部の
具体的な構成例を示すブロック図。
具体的な構成例を示すブロック図。
【図５】 上記実施形態に用いられるＲＡＫＥ受信部の
他の具体的な構成例を示すブロック図。
他の具体的な構成例を示すブロック図。
１１０〜１１ｎ…畳み込み符号化部
１２０〜１２ｎ…インターリーブ部
１３０〜１３ｎ…拡散部
１４…多重部
１５…ＲＦ処理部
１６…送信アンテナ
２１…受信アンテナ
２２…ＲＦ処理部
２３…伝送路推定部
２４…逆拡散部
２５…ＲＡＫＥ受信部
２６…軟判定部
２７…デインタリーブ部
２８…ビタビ復号部
３１…積分部
３２…平均値演算部
３３…加算器
３４…除算器
３５１〜３５３…乗算器
３６１〜３６３…バッファ部
３７１〜３７３…乗算器
３８…加算器
３９…最大値選択部
Claims (5)
- 【請求項１】 誤り訂正符号を付加したデータを１次変
調し、拡散符号を用いて２次変調した後、定期的に繰り
返す符号同期用のパイロット信号と多重したＣＤＭ（Co
de Division Multiplex：符号分割多重）無線信号を受
信するＣＤＭ受信装置であって、 前記ＣＤＭ無線信号を受信してディジタルベースバンド
信号に変換する周波数変換部と、 前記ディジタルベースバンド信号中のパイロット信号を
用いて伝送路のマルチパス特性を推定し、複数のパスを
選定して、各パスについて遅延時間と相関電力値から信
号対干渉比を求める伝送路推定部と、 前記ディジタルベースバンド信号から前記伝送路推定部
で選定された複数のパスを分離し、各パスについて前記
拡散符号を用いて逆拡散を行なう逆拡散部と、 前記伝送路推定部で得られる複数のパスの信号対干渉比
を累積し平均化して、その平均値に逆比例する係数を前
記選定された複数のパスの信号対干渉比に乗算すること
で各パスに対する重み値を求める重み値生成手段、前記
逆拡散部で得られる複数のパスの逆拡散データを前記重
み値生成手段で生成される対応する重み値で重み付けし
てＲＡＫＥ合成することで復調データを得る合成手段を
備えるＲＡＫＥ受信部と、 このＲＡＫＥ受信部で得られた復調データを軟判定復号
して復号データを得る軟判定復号部とを具備することを
特徴とするＣＤＭ受信装置。 - 【請求項２】 前記ＲＡＫＥ受信部の重み値生成手段
は、前記伝送路推定部で得られる複数のパスの信号対干
渉比を前記パイロット信号の周期毎に累積することを特
徴とする請求項１記載のＣＤＭ受信装置。 - 【請求項３】 前記ＲＡＫＥ受信部の重み値生成手段
は、前記軟判定復号部の軟判定値の平均が最適となる信
号対干渉比を基準に、平均値に逆比例する係数を求める
ことを特徴とする請求項１記載のＣＤＭ受信装置。 - 【請求項４】 前記ＲＡＫＥ受信部の重み値生成手段
は、前記伝送路推定部で選定される複数のパスそれぞれ
について累積した上で全体の平均値を求めることを特徴
とする請求項１記載のＣＤＭ受信装置。 - 【請求項５】 前記ＲＡＫＥ受信部の重み値生成手段
は、前記伝送路推定部で選定される複数のパスのうち、
最大の電力値をとるパスの信号対干渉比を選択し累積し
て平均値を求めることを特徴とする請求項１記載のＣＤ
Ｍ受信装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP2002081989A JP2003283375A (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | Ｃｄｍ受信装置 |
| US10/390,775 US7286619B2 (en) | 2002-03-22 | 2003-03-19 | CDM receiver apparatus and rake synthesizer apparatus |
| KR10-2003-0017053A KR100533812B1 (ko) | 2002-03-22 | 2003-03-19 | Ｃｄｍ 수신 장치 및 ｒａｋｅ 합성 장치 |
| CNB03107622XA CN1255958C (zh) | 2002-03-22 | 2003-03-21 | Cdm接收装置及rake合成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002081989A JP2003283375A (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | Ｃｄｍ受信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=28035748
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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| JP (1) | JP2003283375A (ja) |
| KR (1) | KR100533812B1 (ja) |
| CN (1) | CN1255958C (ja) |
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| JP2009303251A (ja) * | 2009-09-24 | 2009-12-24 | Hitachi Ltd | 適応変調方法並びにデータレート制御方法 |
| JP2014236337A (ja) * | 2013-05-31 | 2014-12-15 | 株式会社日立国際電気 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
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| KR100651904B1 (ko) * | 2005-02-23 | 2006-12-01 | 엘지전자 주식회사 | 이동형 방송 수신기에서의 타이밍 에러 추정 장치 및 방법 |
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| KR100932260B1 (ko) * | 2007-05-31 | 2009-12-16 | 한국전자통신연구원 | 다중입력 다중출력 시스템을 위한 복호화 장치 및 그 방법 |
| WO2008147067A1 (en) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Decoding device and method for mimo system |
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2002
- 2002-03-22 JP JP2002081989A patent/JP2003283375A/ja active Pending
-
2003
- 2003-03-19 US US10/390,775 patent/US7286619B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-19 KR KR10-2003-0017053A patent/KR100533812B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-21 CN CNB03107622XA patent/CN1255958C/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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| CN1255958C (zh) | 2006-05-10 |
| KR20030076369A (ko) | 2003-09-26 |
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