ES2282860T3 - Generacion de señal de audio. - Google Patents
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Abstract
Dispositivo para generar una señal (L, R) de audio de salida basándose en una señal de audio de entrada que comprende una pluralidad de señales (N) de sub-banda de entrada, comprendiendo el dispositivo: - una pluralidad de unidades (76; 501...504) de retardo para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada para obtener una pluralidad de señales de sub-banda retardadas, en las que al menos una señal de sub-banda de entrada se retarda más que una señal de sub-banda de entrada adicional de frecuencia superior, y - una unidad (77) de combinación para derivar la señal de audio de salida desde una combinación de la señal de audio de entrada y la pluralidad de señales de sub-banda retardadas, - en el que la pluralidad de unidades (76; 501...504) de retardo está dispuesta para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada con un retardo de un número entero de muestras de sub-banda y para retardar al menos una señal de sub-banda de entrada más que una señal de sub-banda de entrada adicional de frecuencia superior, comprendiendo además el dispositivo: - una unidad (110) de retardo fraccional para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada con un retardo que es una fracción del tiempo entre dos muestras de sub-banda subsiguientes, retardo fraccional que puede ser constante para todas de las al menos parte de las señales de sub-banda de entrada.
Description
Generación de señal de audio.
La invención se refiere a generar una señal de
audio de salida basándose en una señal de audio de entrada, y en
particular a un aparato para suministrar una señal de audio de
salida.
Eric Schuijers, Werner Oomen, Bert den Brinker y
Jeroen Breebaart, "Advances in Parametric Coding for
High-Quality Audio", publicación preliminar
5852, Convención AES nº 114, Amsterdam, Países Bajos,
22-25 de marzo de 2003 dan a conocer un esquema de
codificación paramétrica que utiliza una representación paramétrica
eficaz para la imagen estéreo. Dos señales de entrada se fusionan
en una señal de audio mono. Los indicadores espaciales relevantes
para la percepción se modelan explícitamente. La señal fusionada se
codifica utilizando un codificador paramétrico mono. Los parámetros
estéreo Diferencia de Intensidad entre Canales (IID, Interchannel
Intensity Difference), Diferencia de Tiempo entre Canales (ITD,
Interchannel Time Difference) y la Correlación Cruzada entre
Canales (ICC, Interchannel Cross-Correlation)
se cuantifican, codifican y multiplexan en un flujo de bits junto
con la señal de audio mono cuantificada y codificada. En el lado del
descodificador el flujo de bits se desmultiplexa en una señal mono
codificada y parámetros estéreo. La señal de audio mono codificada
se descodifica para obtener una señal m' de audio mono descodificada
(véase la figura 1). A partir de la señal de dominio de tiempo
mono, se calcula una señal descorrelacionada utilizando un filtro D
10 produciendo una descorrelación de percepción óptima. Tanto la
señal m' mono de dominio de tiempo mono y la señal d
descorrelacionada se transforman al dominio de frecuencia.
Entonces, se procesa la señal estéreo de dominio de frecuencia con
los parámetros IID, ITD e ICC mediante el ajuste a escala,
modificaciones de fase y mezcla, respectivamente, en una unidad 11
de procesamiento de parámetro para obtener el par l' y r' estéreo
decodificado. Las representaciones de dominio de frecuencia
resultantes se transforman de vuelta en el dominio de tiempo.
En la norma MPEG-4 (ISO/IEC
14496-3:2002) anteproyecto de enmienda (PDAM,
Proponed Draft Amendment) 2, sección 5.4.6, una señal
descorrelacionada de este tipo se obtiene mezclando/filtrando la
señal mono con una respuesta de impulso predefinida.
La solicitud de patente europea no publicada
anteriormente 02077863.5 (número de expediente PHNL020639) describe
la utilización de un filtro de todo paso, por ejemplo un filtro de
peine, que comprende un retardo dependiente de la frecuencia para
derivar tal señal descorrelacionada. A altas frecuencias, se utiliza
un retardo relativamente pequeño, dando como resultado una
resolución de frecuencia tosca. A bajas frecuencias, un retardo
grande da como resultado una separación densa del filtro de peine.
El filtrado puede combinarse con un filtro limitador de banda,
aplicando de ese modo la descorrelación a una o más bandas de
frecuencia.
El documento
US-A-4 039 755 da a conocer la
división de una señal de entrada en bandas de frecuencia, que están
entonces sujetas a retardos diferentes.
Un objetivo de la invención es generar de forma
ventajosa una señal de audio de salida sobre la base de una señal
de audio de entrada. Para este fin, la invención proporciona un
dispositivo, un método y un aparato como se define en las
reivindicaciones independientes. Realizaciones ventajosas se definen
en las reivindicaciones dependientes.
Según un primer aspecto de la invención, se
genera una señal de audio de salida basándose en una señal de audio
de entrada, comprendiendo la señal de audio de entrada una
pluralidad de señales de sub-banda de entrada, en
las que al menos parte de las señales de sub-banda
de entrada se retarda para obtener una pluralidad de señales de
sub-banda retardadas, en el que al menos una señal
de sub-banda de entrada se retarda más que una
señal de sub-banda de entrada adicional de
frecuencia superior, y en el que la señal de audio de salida se
deriva de una combinación de la señal de audio de entrada y la
pluralidad de señales de sub-banda retardadas. Al
proporcionar un retardo dependiente de frecuencia de este tipo en el
dominio de sub-banda, puede implementarse de manera
ventajosa un estéreo paramétrico especialmente en aquellos
descodificadores de audio en los que el descodificador de núcleo ya
incluye un banco de filtro de sub-banda. Los bancos
de filtro se utilizan comúnmente en el contexto de codificación de
audio, por ejemplo los MPEG-1/2, capas I, II y III
utilizan un filtro de sub-banda críticamente
muestreado de 32 bandas. La pluralidad de señales de
sub-banda retardadas puede utilizarse como un
dominio de sub-banda equivalente al de la señal
descorrelacionada tal como se describió anteriormente. En
circunstancias ideales la correlación entre la pluralidad de señales
de sub-banda retardadas y la señal de audio de
entrada es cero. Sin embargo, en realizaciones prácticas, la
correlación puede ser de hasta el 40% para una calidad de audio
aceptable, de hasta el 10% para una calidad de audio de media a alta
y de hasta un 2 ó 3% para una calidad de audio alta.
En una realización de la invención la señal de
audio de salida incluye una pluralidad de señales de
sub-banda de salida. Combinar las señales de
sub-banda retardadas y las señales de
sub-banda de entrada en dominio de
sub-banda para obtener la pluralidad de señales de
sub-banda de salida es entonces relativamente fácil
de implementar. En realizaciones prácticas, una señal de audio de
salida de dominio de tiempo se sintetiza a partir de la pluralidad
de señales de sub-banda de salida en un filtro de
sub-banda de síntesis.
Con el fin de obtener una implementación eficaz,
se proporciona una pluralidad de unidades de retardo, en las que el
número de unidades de retardo es menor que el número de señales de
sub-banda de entrada, y en las que la señales de
sub-banda de entrada se subdividen en grupos sobre
la pluralidad de retardos.
La mejor calidad de audio se obtiene en
realizaciones en las que los retardos en la pluralidad de unidades
de retardo se incrementan monotónicamente desde alta frecuencia
hasta baja frecuencia.
En una realización ventajosa de la invención, se
utiliza un banco de filtro complejo, que se sobremuestra
efectivamente mediante un factor de dos porque para cada muestra de
entrada real se genera una muestra de salida compleja que consiste
efectivamente en dos valores: uno real y otro complejo. Esto elimina
los grandes componentes de errores de muestreo ("aliasing")
que afectan al banco de filtro críticamente muestreado
MPEG-1 y MPEG-2.
En una realización eficaz para generar la señal
de audio de salida se utiliza un banco de filtro espejo de
cuadratura (QMF, Quadrature Mirror Filter). Un banco de
filtro de este tipo se conoce per se a partir gracias a Per
Ekstrand, "Bandwidth extensión of audio signals by spectral
band replication", por Per Ekstrand, Proc. 1st IEEE Benelux
Workshop on Model based Processing and Coding of Audio
(MPCA-2002), páginas 53 a 58, Lovaina, Bélgica, 15
de noviembre de 2002. La figura 2 muestra un diagrama de bloques de
un análisis QMF complejo y un banco de filtro de síntesis. El banco
30 de análisis divide la señal en sub-bandas de
valor complejo N, a las que se reduce la frecuencia de muestreo
internamente por un factor de N. Una respuesta de frecuencia
estilizada se muestra en la figura 3. El banco 31 de filtro QMF de
síntesis toma las señales de sub-banda complejas N
como entrada y genera una señal de salida de valor PCM real. Según
un descubrimiento de los inventores, cuando se utiliza un banco de
filtro QMF complejo, puede crearse una señal descorrelacionada que
está perceptivamente muy cerca de la situación "ideal". Para
tal banco de filtro QMF complejo, existen implementaciones que son
más eficaces que la convolución utilizada en la norma
MPEG-4 PDAM 2, sección 5.4.6; una convolución de
este tipo es relativamente cara con respecto a la carga
computacional y utilización de memoria. Como una ventaja adicional,
la utilización de un banco de filtro QMF complejo también permite
una combinación eficaz de estéreo paramétrico y replicación de la
banda espectral (SBR, Spectral Band Replication). La idea
detrás de la SBR es que las frecuencias superiores pueden
reconstruirse a partir de frecuencias más bajas utilizando sólo muy
poco información de ayuda. En la práctica, esta reconstrucción se
realiza por medio de un banco de filtro espejo de cuadratura (QMF).
Con el fin de llegar eficazmente a una señal descorrelacionada en el
dominio de sub-banda, las realizaciones de la
invención utilizan un retardo dependiente de frecuencia (o índice de
sub-banda) en el dominio de
sub-banda. Ya que el banco de filtro QMF complejo no
está críticamente muestreado no se necesita tomar medidas
adicionales para tener en cuenta los errores de muestreo. Además,
como el retardo es pequeño, la utilización de la memoria RAM global
de esta realización es baja. Obsérvese que en el decodificador SBR
tal como se dio a conocer por Ekstrand, el banco QMF de análisis
consiste en sólo 32 bandas, mientras que el banco QMF de síntesis
consiste en 64 bandas, ya que el descodificador de núcleo funciona a
la mitad de la frecuencia de muestreo comparado con todo el
descodificador de audio. Sin embargo, en el codificador
correspondiente se utiliza un banco QMF de análisis de 64 bandas
para cubrir todo la gama de frecuencia.
La utilización de un número entero de muestras
de sub-banda de señal retardada como la señal
descorrelacionada provoca la distorsión ("smearing") del
dominio de tiempo, es decir, no se conserva la colocación de la
señal en el tiempo. Esto puede provocar artefactos en torno a los
transitorios, es decir, en aquellos casos en los que un cambio de
intensidad de señal está por encima de un umbral predeterminado. La
intensidad de la señal puede medirse en amplitud, potencia, etc. En
una realización ventajosa de la invención, los artefactos en torno
a los transitorios se mitigan derivando una señal descorrelacionada
en los alrededores de un transitorio utilizando retardos
fraccionales en lugar de retardos enteros. Un retardo fraccional es
un retardo menor que el tiempo entre dos muestras de
sub-banda subsiguientes y puede implementarse
fácilmente utilizando una rotación de fase. Una transición desde
retardos fraccionales a retardos enteros, y viceversa, puede dar
como resultado interrupciones en la señal descorrelacionada. Para
evitar tales interrupciones, una realización ventajosa de la
invención proporciona una atenuación cruzada para volver de la
utilización de la señal descorrelacionada fraccionalmente retarda a
la señal descorrelacionada retardada entera.
Estos y otros aspectos de la invención son
evidentes a partir y se aclararán con referencia a las realizaciones
descritas posteriormente.
En los dibujos:
la figura 1 muestra un diagrama de bloques de un
descodificador estéreo paramétrico;
la figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
banco de filtro de síntesis (derecho) y de análisis (izquierdo) QMF
complejo de bandas N;
la figura 3 muestra un respuesta de frecuencia
estilizada de los bancos de filtro QMF de bandas N de la figura
2;
la figura 4 muestra un espectrograma de una
respuesta de impulso utilizado en MPEG-4 PDAM 2,
sección 5.4.6 para generar la señal correlacionada, en el que el
eje x denota tiempo (muestras) y el eje y denota la frecuencia
normalizada;
la figura 5 muestra un diagrama de bloque que
muestra un dispositivo según una realización de la invención;
la figura 6 muestra un retardo expresado en
muestras de sub-banda como una función de índice de
sub-banda según una realización de la
invención;
la figura 7 muestra un descodificador de audio
ventajoso según una realización de la invención, que combina
estéreo paramétrico con replicación de banda espectral, y
la figura 8 muestra la ocurrencia de un eco
posterior después de un transitorio, provocado mezclando con una
señal descorrelacionada retardada entera;
la figura 9 muestra un ejemplo de coeficientes
de mezclado, indicando un valor de 1 que se utiliza una señal
descorrelacionada retardada entera, e indicando un valor de 0 que se
utiliza una señal descorrelacionada fraccionalmente retardada;
la figura 10 muestra una señal de audio de
salida resultante cuando se utiliza el factor de mezclado de la
figura 9, y
la figura 11 muestra el descodificador de audio
de la figura 7, en el que se utiliza una unidad de retardo
adicional que presenta retardos fraccionales.
Los dibujos sólo muestran aquellos elementos que
son necesarios para entender la invención.
A continuación se describe una realización
ventajosa de la invención para generar una señal de audio de salida
estéreo basándose en una señal de audio de entrada mono utilizado
estéreo paramétrico. La señal de audio de entrada incluye una
pluralidad de señales de sub-banda de entrada. La
pluralidad de señales de sub-banda de entrada se
retarda en una pluralidad de unidades de retardo que proporcionan
más retardo para sub-bandas de frecuencia más baja
que para sub-bandas de frecuencias más alta. Las
señales de sub-banda retardadas sirven como una
versión de dominio de sub-banda de la señal
descorrelacionada que se necesita en la generación de la señal de
salida estéreo.
En MPEG-4 PDAM 2, sección 5.4.6,
la señal descorrelacionada se obtiene calculando primero una
característica \varphi de fase, que para una frecuencia de
muestreo f_{m} de 44,1 kHz es igual a:
(1)\varphi =
\frac{\pi k(k - 1)}{K} +
\varphi_{0}
en la que \varphi_{0} tiene un
valor de \pi/2, K es igual a 256 y k=0...256. A partir de esta
función de respuesta de fase se calcula entonces una respuesta de
impulso de filtro utilizando la FFT inversa. Se asemeja a un
retardo lineal. Este retardo puede aproximarse
por:
(2)d = K -
\frac{K}{\pi} f
en la que d es el retardo en
muestras y f la frecuencia en
radianes.
Preferiblemente, las señales de
sub-banda de entrada se obtienen en un banco de
filtro de análisis QMF complejo, que puede estar presente en un
codificador remoto, pero que también puede estar presente en el
descodificador. A medida que se reduce la frecuencia de muestreo de
las salidas del banco de filtro QMF complejo mediante un factor de
N, no es posible asignar exactamente un retardo de dominio de tiempo
deseado a un retardo en cada sub-banda. Una
aproximación buena en cuanto a la percepción puede obtenerse
utilizando versiones redondeadas de la función (2) de retardo como
se describió anteriormente. Como un ejemplo, el retardo con cada
sub-banda para sub-bandas N=64 se
muestra en la figura 6. Para esta implementación particular sólo
tienen que almacenarse 136 valores complejos para formar la señal
descorrelacionada. Obsérvese que para frecuencias superiores todavía
se emplea un retardo de una única muestra de
sub-banda, aunque la función de retardo anterior
describe un valor de 0 a mitad de la frecuencia de muestreo. El
retardo de una única muestra de sub-banda asegura
que la señal está descorrelacionada de forma máxima.
La figura 5 muestra un diagrama de bloques de un
dispositivo 50 según una realización de la invención para generar
la pluralidad de señales de sub-banda retardadas. El
dispositivo 50 está colocado en algún punto entre el banco 30 de
filtro de análisis QMF y el banco 31 de filtro de síntesis QMF y
comprende una pluralidad de unidades 501, 502, 503 y 504 de
retardo. La unidad 501 de retardo proporciona un retardo de unidad
para todas las sub-bandas. Se suministra un grupo
de sub-bandas de frecuencia superior, por ejemplos
las bandas 40-64, sin retardo adicional al banco 31
de filtro QMF de síntesis. El grupo de sub-bandas de
frecuencia relativamente baja, por ejemplo las bandas
0-40, se retarda adicionalmente en la unidad 502 de
retardo. Parte de este grupo, por ejemplo las bandas
0-24, se retarda adicionalmente en la unidad 503 de
retardo y en la unidad 504 de retardo (la última sólo para las
sub-bandas 0-8). Por tanto se ha
creado eficazmente una cantidad a modo de ejemplo de 4 grupos de
retardos diferentes, presentando retardos de 1, 2, 3 ó 4 retardos de
unidad respectivamente. El retardo expresado en muestras de
sub-banda como una función de índice de
sub-banda se muestra en la figura 6. El banco 30 de
filtro de análisis QMF están normalmente presente en un codificador
de audio, aunque para la SBR también se utiliza en el
descodificador un banco de filtro QMF de análisis de bandas M más
pequeño.
La figura 7 muestra un descodificador 700 de
audio ventajoso según una realización de la invención que combina
una herramienta de estéreo paramétrico y SBR. Un demultiplexor 70 de
de flujo de bits recibe el flujo de bits de audio codificado y
deriva los parámetros SBR, los parámetros estéreo y la señal de
audio codificada de núcleo. La señal de audio codificada de núcleo
se descodifica utilizando un descodificador 71 de núcleo, que puede
ser, por ejemplo, un MPEG-1 capa III (mp3) estándar
o un descodificador AAC. Normalmente, un descodificador de este
tipo funciona a la mitad de la frecuencia de muestreo de salida
(f_{m}/2). La señal de audio descodificada de núcleo resultante
se alimenta a un banco 72 de filtro QMF complejo de
sub-bandas M. Este banco 72 de filtro da salida a
muestras complejas M para muestras de entradas reales M y por tanto
se sobremuestra eficazmente por un factor de 2, como se explicó
anteriormente. En un generador 73 de alta frecuencia (HF, High
Frequency), sub-bandas N-M de
frecuencia superior, que no se cubren por la señal de audio
descodificada de núcleo, se generan duplicando (ciertas partes de)
las sub-bandas M. La salida del generador 73 de alta
frecuencia se combina con las sub-bandas M
inferiores en señales de sub-banda complejas N.
Posteriormente, un ajustador 74 de envolvente ajusta la señales de
sub-banda de alta frecuencia duplicadas a la
envolvente deseada y una unidad 75 de adición de componente
adicional añade componentes de ruido y sinusoidales adicionales como
se indica por los parámetros SBR. Las señales de
sub-banda N totales se suministran a una unidad 76
de retardos, que puede ser igual al dispositivo 50 mostrado en la
figura 5, para generar las señales de sub-banda
retardadas. Las señales de sub-banda retardadas N y
las señales de sub-banda de entrada N se procesan en
la unidad 77 de combinación dependiendo de los parámetros estéreo
tal como el parámetro ICC para derivar señales de
sub-banda de salida N para un primer canal de
salida y señales de sub-banda de salida N para un
segundo canal de salida. Las señales de sub-banda
de salida N para el primer canal de salida se alimentan a través del
filtro 78 de síntesis QMF complejo de bandas N para formar las
primeras señales de salida PCM para el izquierdo L. Las señales de
sub-banda de salida N para el segundo canal se
alimentan a través del filtro 79 de síntesis QMF complejo de bandas
N para formar las primeras señales de salida PCM para el derecho R.
En realizaciones prácticas, N=64 y M=32.
El enfoque presentado anteriormente es muy
adecuado para señales estacionarias. Sin embargo, para señales no
estacionarias, es decir, similares a transitorios se producen
problemas al utilizar este enfoque. Esto se ilustra en la figura 8
que muestra el resultado de un canal de una señal de castañuela
obtenida utilizando la señal descorrelacionada retardada entera de
las figuras 5 y 6 como base para derivar la señal de audio de
salida. Normalmente, en una señal con transitorios intensos, por
ejemplo, castañuelas, la correlación entre el canal izquierdo y el
canal derecho justo después de un transitorio es relativamente baja,
ya que la señal está constituida principalmente por reverberación.
La señal descorrelacionada se mezcla por tanto de manera
importante. Esto da como resultado un eco posterior claro justo
después del transitorio de castañuelas real. Aunque, debido al
enmascaramiento posterior en el dominio de tiempo, esto no se
percibe como un segundo transitorio, todavía provoca una coloración
no deseada del sonido. En una realización ventajosa de la invención,
este artefacto se mitiga formando la señal descorrelacionada en los
alrededores de un transitorio utilizando un retardo fraccional. Un
retardo fraccional tal puede implementarse de manera eficaz
utilizando rotaciones de fase. En una realización adicional, para
impedir discontinuidades en la señal descorrelacionada global, la
señal girada en fase o descorrelacionada fraccionalmente retardada
está atenuada en cruz en el tiempo con la señal descorrelacionada
retardada entera.
Por tanto, se propone utilizar una versión
girada en fase o retardada fraccionalmente de la señal original en
lugar del retardo entero dependiente de frecuencia, comenzando por
la posición de transitorio. Debido a las propiedades de
enmascaramiento posterior temporal del sistema auditivo de los
humanos no es muy importante la manera de calcularse esta señal
descorrelacionada. Como tal, la señal descorrelacionada, por
ejemplo, puede obtenerse aplicando un desplazamiento de fase de 90
grados en cada sub-banda de la señal original.
Para impedir discontinuidades en la señal
descorrelacionada desde el transitorio activado, se aplica de manera
preferida una atenuación cruzada entre la señal girada en fase y
retardada entera. Esta atenuación cruzada debe realizarse como:
d_{hibrido}[n]
= m[n]d_{retardo}[n] \ + \ (1 -
m[n])d_{rotación}[n]
en la que n es un índice de
muestras (sub-banda), m[n] es un factor de
mezclado o atenuación cruzada, d_{retardo} [n] es la señal
descorrelacionada (sub-banda) formada por el retardo
de entero dependiente de frecuencia, d_{rotación} [n] es la señal
de sub-banda descorrelacionada formada por el
retardo fraccional o rotación de fase y d_{hibrido} [n] es una
señal descorrelacionada híbrida resultante. El factor de mezclado
m[n] se convierte en cero al comienzo del transitorio.
Permanece cero durante un periodo de tiempo que corresponde
normalmente a aproximadamente 20 ms (aproximadamente 12 ms para la
longitud del retardo y 8 ms para la longitud del transitorio). La
atenuación de entrada de cero a uno es normalmente de
aproximadamente 10-20 ms. El factor de mezcla
m[n] puede, pero no está limitada a ser lineal o parcialmente
lineal. Ha de observarse que este factor de mezclado m[n]
puede ser dependiente de frecuencia. Como el retardo es normalmente
más corto para las frecuencias más altas, es preferible desde el
punto de vista de la percepción tener atenuaciones cruzadas más
cortas para las frecuencias más altas que para las frecuencias más
bajas.
La figura 11 muestra el descodificador de audio
de la figura 7, en el que una unidad 110 de retardo fraccional que
tiene retardos fraccionales se emplea para derivar señales de
sub-banda fraccionalmente retardadas. La unidad 76
de retardos produce señales de sub-banda retardadas
dependientes de frecuencia. En la práctica, la unidad 110 de retardo
fraccional puede funcionar en paralelo a la unidad 76 de retardos,
aunque también es posible desconectar la unidad 110 de retardo
adicional cuando la unidad 76 de retardos está ejecutándose y
viceversa. Preferiblemente, la conmutación se realiza entre las
señales de sub-banda fraccionalmente retardadas y
las señales de sub-banda retardadas dependientes de
frecuencia en una unidad 111 de conmutación. La unidad 111 de
conmutación realiza preferiblemente una operación de atenuación
cruzada tal como se explica anteriormente, aunque también es posible
una conmutación directa. La operación de atenuación cruzada depende
de la detección de transitorios. La detección de transitorios se
realiza preferiblemente en un detector 113 de transitorio.
Alternativamente, es posible en un codificador incluir un indicador
de conmutación en el flujo de bits de audio codificado. Después, el
demultiplexador 70 de flujo de bits deriva el indicador de
conmutación del flujo de bits y proporciona este indicador de
conmutación a la unidad 111 de conmutación, en la que la conmutación
se realiza entonces en función del indicador de conmutación.
Debería observarse que las realizaciones
anteriormente mencionadas ilustran en lugar de limitar la invención,
y que aquellos expertos en la técnica podrán diseñar muchas
realizaciones alternativas sin desviarse del alcance de las
reivindicaciones adjuntas. En las reivindicaciones, cualquier signo
de referencia colocado entre paréntesis no deberá interpretarse como
limitación de la reivindicación. La palabra "comprender" no
excluye la presencia de otros elementos o etapas diferentes a las
enumeradas en una reivindicación. La invención puede implementarse
mediante hardware que comprenda varios elementos definidos, y
mediante un ordenador programado de manera adecuada. En una
reivindicación de dispositivo que enumera varios medios, muchos de
estos medios pueden realizarse mediante un mismo elemento de
hardware. El simple hecho de que se enumeren determinadas medidas en
diferentes reivindicaciones dependientes entre sí no indica que no
pueda emplearse con ventaja una combinación de estas medidas. El
alcance de protección se define sólo mediante la redacción de las
reivindicaciones adjuntas.
Claims (18)
1. Dispositivo para generar una
señal (L, R) de audio de salida basándose en una señal de audio de
entrada que comprende una pluralidad de señales (N) de
sub-banda de entrada, comprendiendo el
dispositivo:
- -
- una pluralidad de unidades (76; 501...504) de retardo para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada para obtener una pluralidad de señales de sub-banda retardadas, en las que al menos una señal de sub-banda de entrada se retarda más que una señal de sub-banda de entrada adicional de frecuencia superior, y
- -
- una unidad (77) de combinación para derivar la señal de audio de salida desde una combinación de la señal de audio de entrada y la pluralidad de señales de sub-banda retardadas,
- -
- en el que la pluralidad de unidades (76; 501...504) de retardo está dispuesta para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada con un retardo de un número entero de muestras de sub-banda y para retardar al menos una señal de sub-banda de entrada más que una señal de sub-banda de entrada adicional de frecuencia superior, comprendiendo además el dispositivo:
- -
- una unidad (110) de retardo fraccional para retardar al menos parte de las señales de sub-banda de entrada con un retardo que es una fracción del tiempo entre dos muestras de sub-banda subsiguientes, retardo fraccional que puede ser constante para todas de las al menos parte de las señales de sub-banda de entrada.
2. Dispositivo según la
reivindicación 1, que comprende además una unidad (111) de
conmutación para conmutar entre la pluralidad de unidades (76;
501...504) de retardo y la unidad (110) de retardo fraccional con
el fin de obtener la pluralidad de señales de
sub-banda retardadas.
3. Dispositivo según la
reivindicación 2, en el que la unidad (111) de conmutación conmuta
mediante atenuación cruzada entre la salida de la pluralidad de
unidades (76; 501...504) de retardo y la salida de la unidad (110)
de retardo fraccional.
4. Dispositivo según la
reivindicación 2 ó 3, que comprende además una unidad (113) de
detección para detectar una intensidad de señal de la señal de
audio de entrada, en el que la unidad (111) de conmutación está
dispuesta para conmutar a la unidad (110) de retardo fraccional en
caso de que la intensidad de señal esté por encima de un umbral
predeterminado, y para conmutar a la pluralidad de unidades (76) de
retardo en caso de que la intensidad de señal esté por debajo del
umbral predeterminado.
5. Dispositivo según la
reivindicación 2 ó 3, dispuesto para recibir una señal de audio de
entrada que incluye un indicador de conmutación, en el que la
unidad (111) de conmutación está dispuesta para conmutar
dependiendo del indicador de conmutación.
6. Dispositivo según cualquiera de
las reivindicaciones anteriores, dispuesto para producir una señal
de audio de salida que incluye una pluralidad de señales
sub-banda de salida.
7. Dispositivo según la
reivindicación 6, que comprende además un banco (78, 79) de filtro
de sub-banda para sintetizar una señal (L, R) de
audio de salida de dominio de tiempo desde la pluralidad de señales
de sub-banda de salida.
8. Dispositivo según la
reivindicación 7, en el que el banco (78, 79) de filtro de
sub-banda es un banco de filtro de
sub-banda complejo.
9. Dispositivo según la
reivindicación 8, en el que el banco de filtro de
sub-banda complejo es un banco de filtro espejo en
cuadratura complejo.
10. Dispositivo según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que el número de unidades
(501...504) de retardo es menor que el número de señales de
sub-banda de entrada, y en el que las señales de
sub-banda de entrada están subdivididas en grupos
sobre la pluralidad de unidades de retardo.
11. Dispositivo según la reivindicación
10, en el que la pluralidad de unidades de retardo comprende una
primera unidad (501) de retardo para retardar un grupo de
sub-bandas de frecuencia relativamente alta con una
muestra de sub-banda, y al menos una unidad
(502...504) de retardo adicional para retardar un grupo de
sub-bandas de frecuencia relativamente baja con al
menos una muestra de sub-banda adicional.
12. Dispositivo según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que las unidades (501...504) de
retardo proporcionan retardos que se incrementan monotónicamente
desde alta frecuencia a baja frecuencia.
13. Dispositivo según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, dispuesto para recibir una señal de
audio de entrada mono y producir una señal de audio de salida
estéreo.
14. Dispositivo según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, que comprende además una unidad (70)
de entrada para obtener un parámetro de correlación indicativo de
una correlación deseada entre un primer canal (L) y un segundo
canal (R) de la señal (L, R) de audio de salida, en el que la unidad
(77) de combinación está dispuesta para obtener el primer canal (L)
y el segundo canal (R) combinando la señal de audio de entrada y la
pluralidad de señales de sub-banda retardadas
dependiendo del parámetro de correlación.
15. Dispositivo según la reivindicación
14, en el que el primer canal (L) y el segundo canal (R) comprenden
cada uno una pluralidad de señales de sub-banda de
salida, y en el que el dispositivo comprende además dos bancos (78,
79) de filtro de sub-banda de síntesis acoplados a
una salida de la unidad (77) de combinación para generar un primer
canal (L) de dominio de tiempo y un segundo canal (R) de dominio de
tiempo sobre la base de las señales de sub-banda de
salida respectivamente.
16. Dispositivo según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, que comprende además:
- -
- un banco (72) de filtro de análisis de sub-bandas M para generar señales de sub-banda filtradas M sobre la base de una señal de audio núcleo de dominio de tiempo, y
- -
- un generador (73, 74) de alta frecuencia para generar una componente de señal de alta frecuencia derivada de las señales de sub-banda filtradas M, presentando la componente de señal de alta frecuencia señales de sub-banda N-M, donde N>M, incluyendo las señales de sub-banda N-M señales de sub-banda con una frecuencia superior que cualquiera de las sub-bandas en las sub-bandas M, formando conjuntamente las sub-bandas filtradas M y las sub-bandas N-M la pluralidad de señales (N) de sub-banda de entrada.
17. Aparato (700) para suministrar una
señal de audio de salida, comprendiendo el aparato:
- -
- una unidad (70) de entrada para obtener una señal de audio codificada,
- -
- un descodificador (71) para descodificar la señal de audio codificada para obtener una señal descodificada que incluye una pluralidad de señales de sub-banda,
- -
- un dispositivo (76, 77, 110) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores para obtener la señal de audio de salida basándose en la señal descodificada, y
- -
- al menos una unidad (78, 79) de salida para suministrar la señal de audio de salida.
18. Método para proporcionar una señal
(L,R) de audio de salida basándose en una señal de audio de
entrada, comprendiendo la señal de audio de entrada una pluralidad
de señales (N) de sub-banda de entrada,
comprendiendo el método las etapas de:
- -
- retardar (501...504) al menos parte de las señales de sub-banda de entrada para obtener una pluralidad de señales de sub-banda retardadas, en el que al menos una señal de sub-banda de entrada está retardada más que una señal de sub-banda de entrada adicional de frecuencia superior,
- -
- retardar (110) al menos parte de las señales de sub-banda de entrada con un retardo que es una fracción del tiempo entre dos muestras de sub-banda subsiguientes, retardo fraccional que puede ser constante para todas de las al menos parte de las señales de sub-banda de entrada, y
- -
- derivar (77) la señal de audio de salida de una combinación de la señal de audio de entrada y la pluralidad de señales de sub-banda retardadas.
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