ES2283063T3 - Unidad de abonado y procedimiento para su uso en un sistema de comunicacion sin hilos. - Google Patents
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Abstract
Se forma un conjunto de canales de abonado individualmente ajustados por ganancia (A, B, C, Pilot) por medio del uso de un conjunto de códigos ortogonales de subcanal (Walsh+-, Walsh++-) que tienen un pequeño número de circuitos integrados de difusión de PN por período de forma de onda ortogonal. Los datos a transmitir por medio de uno de los canales de transmisión se codifican con una corrección de errores de baja tasa de código y se repiten en secuencia antes de ser modulados con uno de los códigos de subcanal, ajustados en ganancia y sumados con datos modulados utilizando otros códigos de subcanal. Los datos sumados resultantes (316) se modulan utilizando un código largo de usuario y un código de difusión pseudoaleatorio (código PN) y se reconvierten para su transmisión. El uso de códigos ortogonales cortos suministra una supresión de interferencias mientras que permite aún una codificación con corrección extensiva de errores y una repetición por diversidad de tiempo para anular el desvanecimiento de Raleigh que comúnmente se experimenta en los sistemas inalámbricos terrestres. Un conjunto de código de subcanal puede comprender cuatro códigos Walsh, cada uno de ellos ortogonal a los códigos restantes del conjunto. El uso de cuatro subcanales es más adecuado ya que permite la utilización de códigos ortogonales más cortos. Sin embargo, es aceptable la utilización de un mayor número de canales y, por lo tanto, códigos más largos. Preferiblemente los datos pilotos y los datos de control se combinan sobre un canal. Los dos canales restantes se utilizan para la transmisión de datos digitales no específicos que incluyen datos de usuario o datos de señalización, o ambos.
Description
Unidad de abonado y un procedimiento para su uso
en un sistema de comunicación sin hilos.
La presente invención se refiere a una unidad de
abonado y a un procedimiento para su uso en un sistema de
comunicación sin hilos.
Los sistemas de comunicación sin hilos que
incluyen a los sistemas de comunicación celulares, sistemas de
comunicación por satélite y los sistemas de comunicación punto a
punto usan un enlace sin hilos comprendido por una señal de radio
frecuencia (RF) modulada para transmitir datos entre dos sistemas.
El uso de un enlace sin hilos es deseable por una variedad de
razones incluyendo la movilidad aumentada y los requisitos reducidos
de infraestructura cuando se comparan con los sistemas de
comunicación por línea de hilos. Una desventaja del uso de un
enlace sin hilos es la cantidad limitada de capacidad de
comunicación que es el resultado de la cantidad limitada de ancho
de banda de RF disponible. Esta capacidad de comunicación limitada
contrasta con los sistemas de comunicación basados en cable en los
que se puede añadir capacidad adicional mediante la instalación de
conexiones de líneas de hilos adicionales.
Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de
banda de RF, se han desarrollado diversas técnicas de procesado de
la señal para aumentar la eficiencia con la que los sistemas de
comunicación sin hilos utilizan el ancho de banda de RF disponible.
Un ejemplo ampliamente aceptado de dicha técnica eficiente de
procesado de la señal es la norma IS-95 de la
interfaz aire y sus derivadas tales como la norma
IS-95-A y la ANSI
J-STD-008 (a la que se hace
referencia de manera colectiva como la norma IS-95)
promulgada por la asociación de la industria de las
telecomunicaciones (TIA) y usada principalmente dentro de los
sistemas de telecomunicaciones celulares. La norma
IS-95 incorpora técnicas de modulación de la señal
de acceso múltiple por división de código (CDMA) para dirigir
varias comunicaciones de manera simultánea sobre el mismo ancho de
banda de RF. Cuando se combina con un control de potencia
comprensible, el dirigir múltiples comunicaciones sobre el mismo
ancho de banda aumenta el número total de llamadas y otras
comunicaciones que se pueden dirigir en un sistema de comunicación
sin hilos mediante, entre otras cosas, el aumento de la
reutilización de frecuencia en comparación con otras tecnologías de
telecomunicaciones sin hilos. La utilización de técnicas CDMA en un
sistema de comunicación de acceso múltiple es descrito en la
Patente de los Estados Unidos núm. 4.901.307, titulada "SPREAD
SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL
REPEATERS", y en la Patente de los Estados Unidos núm. 5.103.459,
titulada "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAWEFORMS IN A
CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", ambas patentes transferidas al
cesionario de la presente invención.
La figura 1 proporciona una ilustración
altamente simplificada de un sistema de telefonía celular
configurado de acuerdo con el uso de la norma
IS-95. Durante su funcionamiento, un conjunto de
unidades de abonado 10a a 10d dirigen la comunicación sin hilos por
medio del establecimiento de una o más interfaces de RF con una o
más estaciones base 12a a 12d, usando señales de RF moduladas de
CDMA. Cada interfaz de RF entre una estación base 12 y una unidad
de abonado 10 está comprendida por una señal de enlace directo
transmitida desde la estación base 12, y una señal de enlace
inverso transmitida desde la unidad de abonado. Mediante el uso de
estas interfaces de RF, se dirige generalmente una comunicación con
otro usuario por medio de una centralita de conmutación de
telefonía móvil (MTSO) 14 y una red telefónica pública con
conmutación (PSTN) 16. Los enlaces entre las estaciones base 12, la
MTSO 14 y la PSTN 16 están generalmente formados a través de
conexiones por línea de hilos, aunque también se conoce el uso de
enlaces adicionales de RF o enlaces por microondas.
De acuerdo con la norma IS-95,
cada unidad de abonado 10 transmite datos de usuario a través de una
señal de un solo canal, no coherente y de enlace inverso a una
velocidad máxima de datos de 9,6 ó de 14,4 kbit/s, dependiendo de
qué conjunto de velocidades se haya seleccionado de entre diversos
conjuntos de velocidades. Un enlace no coherente es un enlace en el
que la información de fase no es utilizada por el sistema de
recepción. Un enlace coherente es uno en el que el receptor explota
el conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el
procesado. La información de la fase típicamente toma la forma de
una señal piloto, pero se puede estimar también a partir de los
datos transmitidos. La norma IS-95 requiere un
conjunto de sesenta y cuatro códigos Walsh, cada uno de ellos
comprendido por sesenta y cuatro chips, para ser usados para el
enlace directo. El documento WO 95/03652 describe un sistema de
comunicación sin hilos en el que los códigos Walsh de longitud
variable se usan para proporcionar canales de velocidad
variable.
El uso de una señal de un solo canal, no
coherente de enlace inverso que tenga una velocidad máxima de datos
de 9,6 o de 14,4 kbit/s según se especifica por la norma
IS-95 es muy adecuado para un sistema de telefonía
celular sin hilos en el que la comunicación típica implica la
transmisión de voz digitalizada o de datos digitales de velocidad
inferior tales como el fax. Se seleccionó un enlace inverso no
coherente porque, en un sistema en el que hasta 80 unidades de
abonado 10 pueden comunicar con una estación base 12 para cada
1,2288 MHz de ancho de banda asignado, proporcionando los datos de
piloto necesarios en la transmisión desde cada unidad de abonado 10
aumentarían de manera considerable el grado hasta el que un conjunto
de unidades de abonado 10 interfieren unas con otras. También, a
velocidades de datos de 9,6 ó de 14,4 kbit/s, la relación de la
potencia de transmisión de cualquier dato de piloto respecto de los
datos de usuario sería significativa, y por lo tanto aumentaría
también la interferencia de la unidad entre abonados. El uso de una
señal de un solo canal de enlace inverso se eligió porque la
prestación solamente de un tipo de comunicación a la vez es
consecuente con el uso de teléfonos de línea de hilos, el paradigma
sobre el que se basan las actuales comunicaciones celulares sin
hilos. También, la complejidad del procesado de un solo canal es
menor que la asociada con el procesado de múltiples canales.
A medida que progresan las comunicaciones
digitales, se anticipa que aumentará de manera sustancial la demanda
de una transmisión sin hilos de datos para aplicaciones tales como
búsqueda interactiva de ficheros y la teleconferencia de vídeo.
Este incremento transformará la manera en la que se usan los
sistemas de comunicación sin hilos, y las condiciones bajo las que
se dirigen las interfaces de RF asociadas. En particular, los datos
se transmitirán a velocidades máximas más altas y con una variedad
mayor de velocidades posibles. También, puede que comience a ser
necesaria una transmisión más fiable, ya que los errores en la
transmisión de datos son menos tolerables que los errores en la
transmisión de información de audio. De manera adicional, el número
mayor de tipos de datos creará una necesidad de transmitir
múltiples tipos de datos de manera simultánea. Por ejemplo, puede
que sea necesario intercambiar un fichero de datos a la vez que se
mantiene una interfaz de audio o de vídeo. También, a medida que la
velocidad de transmisión desde una unidad de abonado aumenta,
disminuirá el número de unidades de abonado 10 que comunican con
una estación base 12 por cantidad de ancho de banda de RF, ya que
las velocidades más altas de transmisión de datos provocarán que se
alcance la capacidad de procesado de datos de la estación base con
menos unidades de abonado 10. En algunos casos, el enlace inverso
IS-95 actual puede no ser idealmente el adecuado
para todos estos cambios. Por lo tanto, la presente invención está
relacionada con suministrar una interfaz CDMA sobre la que se
puedan realizar múltiples tipos de comunicaciones a una velocidad de
datos más alta y con un ancho de banda más eficiente.
De acuerdo con la presente invención, se
proporcionan un aparato, como el que se declara en la reivindicación
1, una estación base como la que se declara en la reivindicación 20,
un procedimiento como el que se declara en la reivindicación 30 y
un procedimiento como el que se declara en la reivindicación 49. Las
realizaciones preferidas se reivindican en las reivindicaciones
dependientes.
En un aspecto adicional, se proporciona una
unidad de abonado u otro transmisor para su uso en un sistema de
comunicación sin hilos, la unidad de abonado comprendiendo: fuentes
plurales de información de datos de información; un codificador
para codificar los datos de información; fuentes plurales de control
de datos de control; y un modulador para modular los datos de
información codificados con respectivos códigos de modulación
diferentes para su transmisión sobre una señal portadora, para
combinar los datos de control provenientes de las fuentes plurales
y sacar los datos de información codificados y los datos de control
combinados para la transmisión.
En otro aspecto, se proporciona una estación
base u otro receptor para su uso en un sistema de comunicación sin
hilos, comprendiendo la estación base lo siguiente: un receptor para
recibir una señal portadora y para retirar de la misma los datos de
información codificados provenientes de una pluralidad de fuentes de
información moduladas con respectivos códigos de modulación
diferentes y datos de control de fuentes de control diversas con
los datos de control codificados estando combinados unos con otros;
un demodulador para demodular los datos de la información
codificada y los datos de control a partir de los respectivos
códigos de modulación diferentes; y un descodificador para
descodificar los datos de la información codificados y demodular los
datos de control.
En un aspecto adicional, se proporciona un
procedimiento de transmisión en un sistema de comunicación sin
hilos, comprendiendo el procedimiento lo siguiente: la adquisición
de datos de información plurales; la codificación de los datos de
información; la adquisición de datos de control plurales; la
modulación de los datos de información codificados con respectivos
códigos de modulación diferentes para la transmisión sobre una señal
portadora; la combinación de los datos de control provenientes de
las fuentes plurales; y la salida de los datos de información
codificados y de los datos de control combinados para su
transmisión.
En otro aspecto, se proporciona un procedimiento
para generar datos modulados para la transmisión desde una primera
unidad de abonado en un conjunto de unidades de abonado, en el que
dicha primera unidad de abonado transmite los datos de control y
los datos de piloto a una estación base en comunicación con el
conjunto de unidades de abonado comprendiendo: a) la combinación de
los mencionados datos de control con los mencionados datos de
piloto; y b) la modulación de los mencionados datos de control y los
datos de piloto combinados de acuerdo con un formato de modulación
de canal único.
De acuerdo con un aspecto adicional, se forman
un conjunto de canales de abonado individualmente ajustados en
ganancia a través del uso de un conjunto de códigos ortogonales de
subcanal que tienen un pequeño número de chips de expansión PN por
período de forma de onda ortogonal. Los datos que se han de
transmitir a través de uno de los canales de transmisión son
codificados con corrección de errores de baja velocidad de código y
con secuencia repetida antes de ser modulados con uno de los códigos
de subcanal, son ajustados en ganancia y se suman con los datos
modulados usando los otros códigos de subcanal. Los datos sumados
resultantes se modulan usando un código largo de usuario y un
código de expansión pseudoaleatorio (código PN) y se suben en
frecuencia para su transmisión. El uso de los códigos ortogonales
cortos proporciona la supresión de interferencias a la vez que
permite todavía una codificación con corrección de errores extensiva
y repetición para diversidad temporal para superar el
desvanecimiento de Raleigh que comúnmente se sufre en los sistemas
sin hilos terrestres. En la realización de ejemplo de la invención
proporcionada, el conjunto de códigos de subcanal está comprendido
por cuatro códigos Walsh, cada uno de ellos ortogonal con el
conjunto restante y de cuatro chips de duración.
En un aspecto adicional, dos de los canales de
abonado son multiplexados en un solo canal de tráfico. El uso de
menos canales de tráfico se prefiere ya que permite una relación más
pequeña de la potencia de transmisión pico respecto a la potencia
media. El uso de diferentes números de canales de tráfico es
consecuente con la invención.
En un aspecto adicional, los datos de piloto son
transmitidos a través de un primer canal de transmisión y los datos
de control de potencia y otros datos de control de trama a trama se
transmiten a través de un segundo canal de transmisión. La
información sobre el canal de piloto y del canal de abonado de
control, que incluye los datos de control de la potencia y los
datos de control trama a trama, se multiplexan juntos sobre un canal
de tráfico para reducir la relación de potencia pico respecto a la
potencia media mientras se sigue permitiendo una transmisión
continua. Una transmisión continua es muy deseable porque minimiza
la posible interferencia con el equipo electrónico personal tal
como audífonos y marcapasos. Como los datos de piloto y los datos de
control siempre se transmiten, la señal resultante sigue siendo
continua. Los otros canales de tráfico solamente están activos de
manera típica cuando los datos del tipo de ese canal de tráfico
estén activos. Si los datos de control fuesen multiplexados con un
canal de abonado distinto al canal de abonado de piloto, la forma de
onda del canal de tráfico resultante sería discontinua cuando estén
inactivos los datos del canal de tráfico original. Los otros
canales de tráfico de abonado también podrían ser multiplexados en
un único canal de transmisión. Se usan dos canales de tráfico de
abonado independientes aquí para permitir ganancias diferentes y las
aproximaciones de retransmisión de trama para diferentes tipos de
tráfico. Los restantes dos canales de transmisión se usan para
transmitir datos digitales no especificados incluyendo los datos de
usuario o los datos de señalización, o ambos tipos de datos. Uno de
los dos canales de transmisión no especificados está configurado
para la modulación BPSK y el otro para la modulación QPSK. Esto se
hace para ilustrar la versatilidad del sistema. Ambos canales
podrían estar modulados en BPSK o en QPSK.
Antes de la modulación, los datos no
especificados se codifican, donde esa codificación incluye la
generación de comprobación de redundancia cíclica (CRC), la
codificación convolucional, el intercalado, la repetición de
secuencia selectiva y la correspondencia BPSK o QPSK. Mediante la
variación de la cantidad de repeticiones realizadas y sin
restringir la cantidad de repeticiones a un número entero de
secuencias de símbolo, se puede conseguir una amplia variedad de
velocidades de transmisión incluyendo altas velocidades de datos.
Además, las velocidades de datos más altas se pueden conseguir
también por medio de la transmisión de datos de manera simultánea
sobre ambos canales de transmisión no especificados. También,
mediante la actualización con frecuencia del ajuste de la ganancia
realizado en cada uno de los canales de transmisión, la potencia de
transmisión total usada por el sistema de transmisión se puede
mantener en un mínimo de forma que la interferencia generada entre
múltiples sistemas de transmisión se vea minimizada, aumentando por
lo tanto la capacidad global del sistema.
Las características, objetos y ventajas de la
presente invención serán más obvias a partir de la descripción
detallada que se declara a continuación de una realización de la
invención cuando se toma junto con los dibujos en los que los
caracteres de referencia similares identifican de manera
correspondiente en todos los dibujos y en los que:
La figura 1 es un diagrama de bloques de un
sistema de telefonía celular;
La figura 2 es un diagrama de bloques de una
unidad de abonado y de una estación base configurada de acuerdo con
una realización de ejemplo de la invención;
La figura 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK y de un codificador de canal QPSK
configurados de acuerdo con la realización de ejemplo de la
invención;
La figura 4 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesado de la señal de transmisión configurado de
acuerdo con la realización de ejemplo de la invención;
La figura 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesado de recepción configurado de acuerdo con la
realización de ejemplo de la invención;
La figura 6 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesado del ramal configurado de acuerdo con una
realización de la invención;
La figura 7 es un diagrama de bloques de un
descodificador de canal BPSK y de un descodificador de canal QPSK
configurados de acuerdo con la realización de ejemplo de la
invención; y
La figura 8 es un diagrama de bloques del
sistema de transmisión que engloba la presente invención en el que
los datos de control y los datos de piloto se han combinado en un
canal;
La figura 9 es un diagrama de bloques del
sistema de transmisión que engloba la presente invención en el que
los datos de control y los datos de piloto se han combinado en un
canal incluyendo el filtrado de las señales que se vayan a
transmitir;
La figura 10 es un sistema receptor que engloba
la presente invención para la recepción de datos en el que los datos
de potencia y los datos de piloto se han combinado en un canal.
Se describe en el contexto de la parte de
transmisión del enlace inverso de un sistema de telecomunicaciones
celulares un procedimiento y aparato noveles y mejorados para la
comunicación sin hilos CDMA de alta velocidad. Mientras que la
invención se puede adaptar para su uso dentro de una transmisión por
enlace inverso multipunto a punto de un sistema de telefonía
celular, la presente invención es igualmente aplicable a las
transmisiones de enlace directo. Además, muchos otros sistemas de
comunicación sin hilos se verán beneficiados por la incorporación
de la invención, incluyendo los sistemas de comunicación sin hilos
basados en satélite, los sistemas de comunicación sin hilos punto a
punto y los sistemas que transmiten señales de radiofrecuencia a
través del uso de un cable coaxial o de otros cables de banda
ancha.
La figura 2 es un diagrama de bloques de
sistemas de recepción y de transmisión configurados como una unidad
de abonado 100 y una estación base 120 de acuerdo con una
realización de la presente invención. El codificador de canal BPSK
103 recibe un primer conjunto de datos (datos BPSK), y este
codificador de canal general un flujo de símbolos de código
configurado para realizar una modulación BPSK que se recibe por
medio del modulador 104. Un segundo conjunto de datos (datos QPSK)
es recibido por el codificador de canal QPSK 102, que genera un
flujo de símbolos de código configurado para realizar una modulación
QPSK que también es recibida por el modulador 104. El modulador 104
también recibe los datos de control de potencia y los datos de
piloto, que son modulados junto con los datos codificados BPSK y
QPSK de acuerdo con técnicas de acceso múltiple por división de
código (CDMA) para generar un conjunto de símbolos de modulación
recibidos por el sistema de procesado de RF 106. El sistema de
procesado de RF 106 filtra y sube en frecuencia el conjunto de
símbolos de modulación a una frecuencia portadora para la
transmisión a la estación base 120 usando una antena 108. Mientras
que solamente se muestra la unidad de abonado 100, múltiples
unidades de abonado pueden comunicar con la estación base 120.
Dentro de la estación base 120, el sistema de
procesado de RF 122 recibe las señales de RF transmitidas por medio
de la antena 121 y realiza un filtrado paso banda, una conversión en
frecuencia inferior hasta banda base y la digitalización. El
demodulador 124 recibe las señales digitalizadas y realiza la
demodulación de acuerdo con técnicas CDMA para producir los datos
de control de potencia, los datos de decisión software BPSK y los
datos de decisión software QPSK. El descodificador de canal BPSK 128
descodifica los datos de decisión software BPSK recibidos desde el
demodulador 124 para producir la mejor estimación de los datos BPSK,
y el descodificador de canal QPSK 126 descodifica los datos de
decisión software QPSK recibidos por el demodulador 124 para
producir la mejor estimación de los datos QPSK. La mejor estimación
del primer y del segundo conjunto de datos se encuentra después
disponible para un procesado adicional o para enviarlo al siguiente
destino, y los datos de control de potencia recibidos se usan o
bien directamente, o después de la descodificación, para ajustar la
potencia de transmisión del canal de enlace directo usado para
transmitir los datos a la unidad de abonado 100.
La figura 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK 103 y de un codificador de canal QPSK 102
cuando se configuran de acuerdo con la realización de ejemplo de la
invención. Dentro del codificador de canal BPSK 103, los datos BPSK
se reciben por medio del generador 130 de la suma de comprobación
CRC que genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms
del primer conjunto de datos. La trama de datos junto con la suma
de comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de cola
132 que añade los bits de cola comprendidos por ocho ceros lógicos
al final de cada trama para proporcionar un estado conocido al final
del proceso de descodificación. La trama que incluye los bits de
cola código y la suma de comprobación CRC se recibe entonces por un
codificador convolucional 134, que realiza la codificación
convolucional con longitud restringida (K) 9, y velocidad de
codificación (R) 1/4, generando de esta forma los símbolos de código
a una velocidad de cuatro veces la velocidad de entrada en el
codificador (E_{R}). En una alternativa, se pueden realizar otras
velocidades de codificación, incluyendo la velocidad de 1/2, pero el
preferido es el uso de la velocidad de 1/4 debido a sus
características óptimas de complejidad - funcionamiento. El
intercalador a bloques 136 realiza el intercalado de bits en los
símbolos de código para proporcionar diversidad en el tiempo para
una transmisión más fiable en entornos con desvanecimiento rápido.
Los símbolos intercalados resultantes son recibidos por un
repetidor 138 de punto de inicio variable que repite la secuencia de
símbolos intercalados un número suficiente de veces N_{R} para
proporcionar una velocidad constante de flujo de símbolos, que
corresponda a las tramas de salida que tienen un número constante de
símbolos. Mediante la repetición de la secuencia de símbolos
también se aumenta la diversidad en el tiempo de los datos para
superar el desvanecimiento. En la realización de ejemplo, el número
constante de símbolos es igual a 6144 símbolos para cada trama,
haciendo que la velocidad de símbolos sea de 307,2 kilosímbolos por
segundo (ksps). También, el repetidor 138 usa un punto de inicio
diferente para comenzar la repetición para cada secuencia de
símbolos. Cuando el valor de N_{R} necesario para generar 6144
símbolos por trama no sea un número entero, la repetición final
solamente se realiza para una parte de la secuencia de símbolos. El
conjunto resultante de símbolos repetidos se reciben por un
traductor BPSK 139 que genera un flujo de símbolos de código BPSK
(BPSK) de valores +1 y -1 para realizar la modulación BPSK. En una
realización alternativa de la invención, el repetidor 138 se coloca
antes del intercalador a bloques 136 de forma que el intercalador a
bloques 136 reciba el mismo número de símbolos para cada trama.
Dentro del codificador de canal QPSK 102, los
datos QPSK son recibidos por el generador de la suma de comprobación
CRC 140 que genera una suma de comprobación para cada trama de 20
ms. La trama que incluye la suma de comprobación CRC es recibida
por el generador de los bits de cola de código 142 que añade un
conjunto de ocho bits de cola de ceros lógicos al final de la
trama. La trama, incluyendo ahora los bits de cola del código y la
suma de comprobación CRC, es recibida por el codificador
convolucional 144 que realiza la codificación convolucional K = 9,
R = 1/4, generando por lo tanto símbolos a una velocidad cuatro
veces la velocidad de entrada al codificador (E_{R}). El
intercalador a bloques 146 realiza el intercalado de bits en los
símbolos y los símbolos intercalados resultantes son recibidos por
un repetidor 148 de punto de inicio variable. El repetidor 148 de
punto de inicio variable repite la secuencia de símbolos
intercalados un número suficiente de veces N_{R} usando un punto
de inicio diferente dentro de la secuencia de símbolos por cada
repetición para generar 12288 símbolos por cada trama haciendo que
la velocidad de símbolos de código sea de 614,4 kilosímbolos por
segundo (ksps). Cuando N_{R} no sea un número entero, la
repetición final se realiza solamente para una parte de la secuencia
de símbolos. Los símbolos resultantes repetidos son recibidos por
un traductor QPSK 149 que genera un flujo de símbolos de código
QPSK configurado para realizar la modulación QPSK comprendida por un
flujo de símbolos de código QPSK en fase de valores +1 y -1
(QPSK_{I}) y un flujo de símbolos de código QPSK en cuadratura de
valores +1 y -1 (QPSK_{Q}). En una realización alternativa de la
invención, el repetidor 148 se coloca delante del intercalador a
bloques 146 de manera que el intercalador a bloques 146 reciba el
mismo número de símbolos para cada trama.
La figura 4 es un diagrama de bloques del
modulador 104 de la figura 2 configurado de acuerdo con la
realización de ejemplo de la invención. Los símbolos BPSK
provenientes del codificador de canal BPSK 103 son modulados cada
uno de ellos por medio de un código Walsh W_{2} usando un
multiplicador 150b, y los símbolos QPSK_{I} y QPSK_{Q}
provenientes del codificador de canal QPSK 102 son modulados cada
uno de ellos con un código Walsh W_{3} usando multiplicadores
150c y 154d. Los datos de control de potencia (PC) se modulan por
medio de un código Walsh W_{1} usando el multiplicador 150a. El
ajuste de la ganancia 152 recibe los datos de piloto (PILOTO), que
en la realización preferida de la invención están comprendidos por
el nivel lógico asociado con la tensión positiva, y ajusta la
amplitud de acuerdo con un factor de ajuste de la ganancia A_{0}.
La señal PILOTO no proporciona datos de usuario sino que en lugar
de esto proporciona información de la amplitud y de la fase a la
estación base de forma que se puedan demodular de manera coherente
los datos transportados en los restantes subcanales, y dimensionar
los valores de salida de decisión software para combinar. El ajuste
de la ganancia 154 ajusta la amplitud de los datos de control de la
potencia modulada del código Walsh W_{1} de acuerdo con el factor
de ajuste de la ganancia A_{1}, y el ajuste de la ganancia 156
ajusta la amplitud de los datos de canal BPSK del código Walsh
W_{2} modulados de acuerdo con la variable de amplificación
A_{2}. Los ajustes de la ganancia 158a y b ajustan la amplitud de
los símbolos QPSK modulados de código Walsh W_{3} en fase y en
cuadratura de fase respectivamente de acuerdo con el factor de
ajuste de la ganancia A_{3}. Los cuatro códigos Walsh usados en
la realización preferida de la invención se muestran en la tabla
I.
Será evidente para alguien experto en la técnica
que el código W_{0} es efectivamente sin modulación ninguna, lo
que es consecuente con el procesado de los datos de piloto
mostrados. Los datos de control de potencia están modulados con el
código W_{1}, los datos BPSK con el código W_{2} y los datos
QPSK con el código W_{3}. Una vez modulados con el código Walsh
apropiado, el piloto, los datos de control de potencia y los datos
BPSK se transmiten de acuerdo con las técnicas BPSK y los datos QPSK
(QPSK_{I} y QPSK_{Q}) de acuerdo con las técnicas QPSK, como
se describe a continuación. Se debería entender también que no es
necesario usar cada canal ortogonal y que se emplea en una
realización alternativa de la invención el uso de solamente tres de
los cuatro códigos Walsh donde solamente se proporcione un canal de
usuario.
El uso de códigos ortogonales cortos genera
menos chips por símbolo, y por lo tanto permite una codificación y
repetición más extensivas cuando se compara con sistemas que
incorporan el uso de códigos Walsh más largos. Esta codificación y
repetición más extensivas proporcionan una protección frente a
desvanecimientos de Raleigh, que son las fuentes principales de
errores en sistemas de comunicación terrestres. El uso de otros
números de códigos y de longitudes de código es consecuente con la
presente invención, sin embargo, el uso de un conjunto mayor de
códigos Walsh más largos reduce esta protección mejorada frente a
los desvanecimientos. El uso de códigos de cuatro chips se considera
óptimo porque cuatro canales proporcionan una flexibilidad
sustancial para la transmisión de diversos tipos de datos como se
ilustra a continuación mientras que se mantiene a la vez también una
longitud de código corta.
El sumador 160 suma los símbolos de modulación
ajustados en amplitud resultantes provenientes de los ajustes de
ganancia 152, 154, 156 y 158a para generar los símbolos de
modulación sumados 161. Los códigos de expansión PN PN_{I} y
PN_{Q} son expandidos a través de la multiplicación con código
largo 180 usando multiplicadores 162a y 162b. El código
pseudoaleatorio resultante proporcionado por los multiplicadores
162a y 162b se usa para modular los símbolos de modulación sumados
161 y los símbolos de fase en cuadratura ajustados en ganancia
QPSK_{Q} 163, a través de la multiplicación compleja usando los
multiplicadores 164a-d y los sumadores 166a y b. El
término en fase resultante X_{I} y el término en cuadratura
resultante X_{Q} son filtrados después (el filtrado no se
muestra), y se convierten en frecuencia superior a la frecuencia
portadora dentro del sistema de procesado de RF 106 mostrado en un
formato altamente simplificado usando los multiplicadores 168 y una
sinusoide en fase y en cuadratura de fase. También se podría usar
una conversión a una frecuencia superior QPSK de desplazamiento en
una realización alternativa de la invención. Las señales resultantes
con conversión a frecuencia superior en fase y en cuadratura de fase
se suman usando el sumador 170 y se amplifican por medio de un
amplificador maestro 172 de acuerdo con el ajuste de ganancia
maestra A_{M} para generar la señal s(t) que se transmite a
la estación base 120. En la realización preferida de la invención,
la señal se expande y se filtra en un ancho de banda de 1,2288 MHz
para que permanezca compatible con el ancho de banda de los canales
CDMA existentes.
Proporcionando múltiples canales ortogonales
sobre los que los datos se puedan transmitir, así como mediante el
uso de repetidores de velocidad variable que reduzcan la cantidad de
N_{R} repetitiva realizada en respuesta a altas velocidades de
datos de entrada, el procedimiento y el sistema anteriormente
descritos de procesado de una señal de transmisión permite a una
sola unidad de abonado o a otro sistema de transmisión el transmitir
datos a una variedad de velocidades de datos. En particular,
mediante la disminución de la velocidad de repetición N_{R}
realizada por los repetidores de punto de inicio variable 138 ó 148
de la figura 3, se puede sostener una velocidad de entrada E_{R}
al codificador cada vez más alta. En una realización alternativa de
la invención, se realiza la codificación de convolución a velocidad
1/2 con la velocidad de repetición N_{R} aumentada por dos. En
las tablas II y III se muestran un conjunto de velocidades de
codificador que sirven como ejemplo E_{R} soportadas por diversas
velocidades de repetición N_{R} y velocidades de codificación R
iguales a 1/4 y 1/2 para el canal BPSK y el canal QPSK
respectivamente.
Las tablas II y III muestran que por medio del
ajuste del número de repeticiones de secuencia N_{R}, se pueden
soportar una amplia variedad de velocidades de datos incluyendo
altas velocidades de datos, mientras la velocidad de entrada al
codificador E_{R} corresponde a la velocidad de transmisión de
datos menos una constante necesaria para la transmisión de CRC,
bits de cola de código y cualquier otra información suplementaria.
Como se muestra también en las tablas II y III, la modulación QPSK
se puede usar también para aumentar la velocidad de transmisión de
datos. A las velocidades que se esperan usar comúnmente se les
proporcionan etiquetas tales como "Alta velocidad - 72" y
"Alta velocidad - 32". Estas velocidades indicadas como Alta
velocidad - 72, Alta velocidad - 64 y Alta velocidad 32 tienen
velocidades de tráfico de 72, 64 y 32 kbps respectivamente, más
señalización multiplexada y otros datos de control con velocidades
de 3,6; 5,2 y 5,2 kbps respectivamente, en la realización de
ejemplo de la invención. Las velocidades de Velocidad completa RS1 y
Velocidad completa RS-2 corresponden a las
velocidades usadas en los sistemas de comunicación que cumplen con
la IS-95, y por lo tanto, también se esperan que
reciban un uso sustancial para propósitos de compatibilidad. La
velocidad nula es la transmisión de un único bit y se usa para
indicar un borrado de trama, que también es parte de la norma
IS-95.
La velocidad de transmisión de datos también se
puede aumentar mediante la transmisión simultánea de datos sobre
dos o más canales ortogonales múltiples realizados de manera
adicional o en lugar de aumentar la velocidad de transmisión a
través de la reducción de la velocidad de repetición N_{R}. Por
ejemplo, un multiplexor (que no se muestra) podría dividir una
única fuente de datos en múltiples fuentes de datos para ser
transmitidos sobre múltiples subcanales de datos. De esta forma, se
puede aumentar la velocidad total de transmisión a través de la
transmisión sobre un canal particular a velocidades más altas, o la
transmisión múltiple realizada de manera simultánea sobre múltiples
canales, o ambas, hasta que la capacidad de procesado de la señal
del sistema de recepción se vea sobrepasada y la tasa de error
comience a ser inaceptable, o se alcance la potencia máxima de
transmisión de la potencia del sistema de
transmisión.
transmisión.
Proporcionando múltiples canales también se
mejora la flexibilidad en la transmisión de diferentes tipos de
datos. Por ejemplo, el canal BPSK puede estar designado para la
información de voz y el canal QPSK puede estar designado para la
transmisión de datos digitales. Esta realización podría ser más
generalizada mediante la designación de un canal para la
transmisión de datos sensibles al tiempo tales como la voz a
velocidades de datos menores, y designando el otro canal para la
transmisión de datos menos sensibles al tiempo tales como ficheros
digitales. En esta realización, el intercalado se podría realizar en
bloques mayores para los datos menos sensibles al tiempo para
aumentar de manera adicional la diversidad en el tiempo. En otra
realización de la invención, el canal BPSK realiza la transmisión
primaria de datos, y el canal QPSK realiza la transmisión de
desbordamiento. El uso de códigos Walsh ortogonales elimina o
sustancialmente reduce cualquier interferencia entre el conjunto de
canales transmitidos desde una unidad de abonado, y de esta forma
minimiza la energía de transmisión necesaria para su recepción con
éxito en la estación base.
Para aumentar la capacidad de procesado en el
sistema de recepción, y por lo tanto, para aumentar el grado hasta
el que se puede utilizar la capacidad de transmisión más alta de la
unidad de abonado, los datos de piloto también se transmiten a
través de uno de los canales ortogonales. Usando los datos de
piloto, se puede realizar un procesado coherente en el sistema de
recepción mediante la determinación y la eliminación del
desplazamiento de fase de la señal de enlace inverso. También, los
datos piloto se pueden usar para ponderar de manera óptima las
señales multitrayecto recibidas con diferentes retardos de tiempo
antes de ser combinadas en un receptor de barrido. Una vez que se
haya eliminado el desplazamiento de fase, y las señales
multitrayecto se hayan ponderado de manera apropiada, las señales
multitrayecto se pueden combinar disminuyendo la potencia a la que
se debe recibir la señal de enlace inverso para el procesado
apropiado. Esta disminución en la potencia de recepción necesaria
permite procesar de manera exitosa mayores velocidades de
transmisión, o a la inversa, permite reducir la interferencia entre
un conjunto de señales de enlace inverso. Mientras que es necesaria
alguna potencia de transmisión adicional para la transmisión de la
señal de piloto, en el contexto de velocidades de transmisión más
altas, la relación de la potencia de canal piloto respecto a la
potencia de señal de enlace inverso total es sustancialmente más
baja que la asociada con sistemas celulares de transmisión de datos
de voz digitales a velocidad de datos más baja. De esta forma,
dentro de un sistema CDMA de alta velocidad de datos, la ganancia
E_{b}/N_{0} conseguida por medio del uso de un enlace inverso
coherente pesa más que la potencia adicional necesaria para
transmitir los datos de piloto desde cada unidad de abonado.
El uso de ajustes de ganancia 152 - 158 así como
el amplificador maestro 172 aumentan de manera adicional el grado
hasta el que la alta capacidad de transmisión del sistema
anteriormente descrito se puede utilizar permitiendo que el sistema
de transmisión se adapte a diversas condiciones de canal radio,
velocidades de transmisión y tipos de datos. En particular, la
potencia de transmisión de un canal que es necesaria para la
recepción apropiada puede cambiar a lo largo del tiempo, y con
condiciones cambiantes, de una manera que sea independiente de los
otros canales ortogonales. Por ejemplo, durante la adquisición
inicial de la señal de enlace inverso, la potencia del canal de
piloto puede necesitar ser aumentada para facilitar la detección y
la sincronización en la estación base. Una vez que se haya adquirido
la señal del enlace inverso, sin embargo, la potencia de
transmisión necesaria del canal de piloto disminuiría de manera
sustancial, y variaría dependiendo de diversos factores incluyendo
la velocidad de movimiento de las unidades de abonado. De acuerdo
con esto, el valor del factor de ajuste de la ganancia A_{0} se
incrementaría durante la adquisición de la señal y después se vería
reducido durante una comunicación en curso. En otro ejemplo, cuando
la información más tolerable a errores se esté transmitiendo a
través del enlace directo, o el entorno en el que está teniendo
lugar la transmisión de enlace directo no es propenso a condiciones
de desvanecimiento, el factor de ajuste de ganancia A_{1} se
puede reducir ya que disminuye la necesidad para transmitir los
datos de control de potencia con tasa de error baja. En una
realización de la invención, siempre que el ajuste del control de la
potencia no sea necesario, el factor de ajuste de la ganancia
A_{1} se reduce a cero.
En otra realización de la invención, se explota
de manera adicional la capacidad de ajuste de la ganancia de cada
canal ortogonal o de toda la señal del enlace inverso permitiendo
que la estación base 120 u otro sistema de recepción altere el
ajuste de la ganancia de un canal, o de toda la señal del enlace
inverso a través del uso de órdenes de control de la potencia
transmitidas a través de la señal del enlace directo. En
particular, la estación base puede transmitir información de control
de la potencia solicitando el ajuste de la potencia de transmisión
de un canal particular o el ajuste de toda la señal del enlace
inverso. Esto tiene sus ventajas en muchos casos incluyendo cuando
se van a transmitir a través de canales BPSK y QPSK dos tipos de
datos que tengan diferentes sensibilidades al error, tales como
datos de voz digitalizada y los datos digitales. En este caso, la
estación base 120 establecería diferentes tasas de error objetivo
para los dos canales asociados. Si la tasa de error real de un
canal sobrepasa la tasa de error objetivo, la estación base daría
instrucciones a la unidad de abonado para reducir el ajuste de la
ganancia del canal hasta que la tasa de error real alcance la tasa
de error objetivo. Esto conduciría finalmente al aumento de un
factor de ajuste de la ganancia de un canal con relación al otro.
Esto es, el factor de ajuste de la ganancia asociado con los datos
más sensibles a los errores aumentaría con relación al factor de
ajuste de la ganancia asociado con los datos menos sensibles. En
otros ejemplos, la potencia de transmisión de todo el enlace inverso
puede necesitar el ajuste debido a condiciones de desvanecimiento o
a movimiento de la unidad de abonado 100. En estos casos, la
estación base 120, puede hacerlo así a través de la transmisión de
una única orden de control de la potencia.
Así, permitiendo que la ganancia de los cuatro
canales ortogonales se pueda ajustar de manera independiente, así
como de manera conjunta unos con otros, la potencia total de
transmisión de la señal del enlace inverso se puede mantener en el
mínimo necesario para la transmisión con éxito de cada tipo de
datos, ya sean los datos de piloto, los datos de control de la
potencia, los datos de señalización o diferentes tipos de datos de
usuario. Además, la transmisión exitosa se puede definir de manera
diferente para cada tipo de datos. La transmisión con la cantidad
mínima de potencia necesaria permite transmitir la cantidad más
grande de datos a la estación base dada la capacidad de potencia de
transmisión finita de una unidad de abonado, y también reduce la
interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción en la
interferencia aumenta la capacidad de comunicación total de todo el
sistema celular sin hilos
CDMA.
CDMA.
El canal de control de la potencia usado en la
señal del enlace inverso permite que la unidad de abonado transmita
información de control de la potencia a la estación base a una
variedad de velocidades incluyendo la velocidad de 800 bits de
control de potencia por segundo. En la realización preferida de la
invención, un bit de control de la potencia ordena a la estación
base que aumente o que disminuya la potencia de transmisión del
canal de tráfico del enlace directo que se esté usando para
transmitir información a la unidad de abonado. Mientras que es
generalmente útil tener un rápido control de la potencia dentro de
un sistema CDMA, es especialmente útil en el contexto de
comunicaciones de velocidad de datos más alta que implican la
transmisión de datos, porque los datos digitales son más sensibles
a los errores, y la transmisión alta provoca la pérdida de
cantidades importantes de datos incluso durante condiciones de
desvanecimiento breve. Dado que una transmisión de enlace inverso
de alta velocidad es probable que sea acompañada por una transmisión
de enlace directo de alta velocidad, el proporcionar la rápida
transmisión de control de la potencia sobre el enlace inverso
facilita de manera adicional las comunicaciones de alta velocidad
dentro de sistemas de telecomunicaciones sin hilos CDMA.
En una realización ejemplo alternativa de la
invención, un conjunto de velocidades de entrada del codificador
E_{R} definidas por la N_{R} particular se usan para transmitir
un tipo particular de datos. Esto es, los datos se pueden
transmitir a una velocidad máxima de entrada del codificador E_{R}
o a un conjunto de velocidades de entrada al codificador más bajas
E_{R}, con la N_{R} asociada ajustada de acuerdo con esto. En
la implementación preferida de esta realización, las velocidades
máximas corresponden a las velocidades máximas usadas en los
sistemas de comunicación sin hilos que cumplen con la
IS-95, a las que se ha hecho referencia con
anterioridad con respecto a las tablas II y III, como Velocidad
completa RS1 y Velocidad completa RS2, y cada velocidad inferior es
aproximadamente la mitad de la siguiente velocidad más alta, creando
un conjunto de velocidades comprendido por una velocidad completa,
media velocidad, un cuarto de velocidad y un octavo de velocidad.
Las velocidades de datos inferiores se generan preferiblemente
aumentando la velocidad de repetición de símbolo N_{R} con valor
de N_{R} para el conjunto de velocidad uno y el conjunto de
velocidad dos en un canal BPSK proporcionados en la tabla IV.
\vskip1.000000\baselineskip
Las velocidades de repetición para un canal QPSK
son de dos veces las del canal BPSK.
De acuerdo con la realización ejemplo de la
invención, cuando la velocidad de datos de una trama cambia con
respecto a la trama anterior, la potencia de transmisión de la trama
se ajusta de acuerdo con el cambio en la velocidad de transmisión.
Esto es, cuando se transmite una trama a velocidad inferior después
de una trama a una velocidad más alta, la potencia de transmisión
del canal de transmisión sobre el que se está transmitiendo la
trama se reduce para la trama a velocidad más baja en proporción a
la reducción en la velocidad, y viceversa. Por ejemplo, si la
potencia de transmisión de un canal durante la transmisión de una
trama a velocidad completa es la potencia de transmisión T, la
potencia de transmisión durante la transmisión siguiente de una
trama a media velocidad es la potencia de transmisión T/2. La
reducción en la potencia de transmisión se realiza de manera
preferible mediante la reducción de la potencia de transmisión
durante toda la duración de la trama, pero también se puede realizar
mediante la reducción del ciclo de trabajo de transmisión de forma
que alguna información redundante quede "en blanco". En
cualquier caso, los ajustes en la potencia de transmisión tienen
lugar en combinación con un mecanismo de control de potencia de
bucle cerrado mediante el que la potencia de transmisión se ajusta
adicionalmente en respuesta a los datos de control de la potencia
transmitidos desde la estación base.
La figura 5 es un diagrama de bloques del
sistema de procesado de RF 122 y del demodulador 124 de la figura 2
configurado de acuerdo con la realización de ejemplo de la
invención. Los multiplicadores 180a y 180b convierten a una
frecuencia más baja las señales recibidas desde la antena 121 con
una sinusoide en fase y una sinusoide en cuadratura de fase
produciendo muestras de recepción en fase R_{I} y muestras de
recepción en cuadratura de fase R_{Q} respectivamente. Se debería
entender que el sistema de procesado de RF 122 se muestra en una
forma altamente simplificada, y que las señales también se filtran y
digitalizan por correspondencia (no mostradas) de acuerdo con
técnicas ampliamente conocidas. Las muestras recibidas R_{I} y
R_{Q} son entonces aplicadas a demoduladores de ramal 182 dentro
del demodulador 124. Cada demodulador de ramal 182 procesa un caso
de la señal de enlace inverso transmitida por la unidad de abonado
100, si dicho caso se encuentra disponible, donde cada caso de la
señal de enlace inverso es generado a través de un fenómeno
multitrayecto. Mientras que se muestran tres demoduladores de
ramal, el uso de números alternativos de procesadores de ramal es
consecuente con la invención incluyendo el uso de un único
demodulador de ramal 182. Cada demodulador de ramal 182 produce un
conjunto de datos de decisión software que comprenden datos de
control de la potencia, datos BPSK y datos QPSK_{I} y datos
QPSK_{Q}. Cada conjunto de datos de decisión software también está
ajustado en el tiempo dentro del correspondiente demodulador de
ramal 182, aunque el ajuste en el tiempo se podría realizar dentro
del combinador 184 en una realización alternativa de la invención.
El combinador 184 suma entonces los conjuntos de datos de decisión
software recibidos desde los demoduladores de ramal 182 para
producir un único caso de datos de control de potencia, datos de
decisión software BPSK, datos de decisión software QPSK_{I},
datos de decisión software QPSK_{Q}.
La figura 6 es un diagrama de bloques de un
demodulador de ramal 182 de la figura 5 configurado de acuerdo con
la realización de ejemplo de la invención. Las muestras de recepción
R_{I} y R_{Q} se ajustan primero en el tiempo usando el ajuste
temporal 190 de acuerdo con la cantidad de retardo introducido por
el camino de la transmisión del caso particular de señal de enlace
inverso que se está procesando. El código largo 200 es mezclado con
los códigos de expansión pseudoaleatorios PN_{I} y PN_{Q} usando
los multiplicadores 201, y el conjugado complejo de los códigos de
expansión PN_{I} y PN_{Q} modulados con código largo resultantes
son multiplicados en forma compleja con las muestras de recepción
R_{I} y R_{Q} ajustadas en el tiempo usando los multiplicadores
202 y los sumadores 204, produciendo los términos X_{I} y X_{Q}.
Tres casos separados de los términos X_{I} y X_{Q} son
demodulados entonces usando los códigos Walsh W_{1}, W_{2} y
W_{3} respectivamente, y los datos resultantes Walsh demodulados
se suman sobre cuatro chips de demodulación usando sumadores 4 a 1,
212. Un cuarto caso de los datos X_{I} y X_{Q} se suma_{
}sobre cuatro chips de demodulación usando sumadores 208, y
después se filtran usando filtros de piloto 214. En la realización
preferida de la invención, el filtro de piloto 214 realiza un
promediado sobre una serie de sumas realizadas por los sumadores
208, pero otras técnicas de filtrado serán obvias para alguien que
sea experto en la técnica. Las señales piloto filtradas en fase y
en cuadratura de fase se usan para la rotación de fase y la escala
de los datos demodulados de código de Walsh W_{1} y W_{2} de
acuerdo con los datos modulados BPSK a través de la multiplicación
compleja conjugada usando los multiplicadores 216 y los sumadores
217, produciendo los datos de decisión software de control de
potencia y de BPSK. Los datos modulados del código Walsh W_{3} se
rotan en fase usando las señales de piloto filtradas en fase y en
cuadratura de fase de acuerdo con los datos modulados QPSK usando
los multiplicadores 218 y los sumadores 220, produciendo datos de
decisión software de QPSK. Los datos de control de la potencia de
decisión software se suman sobre 384 símbolos de modulación
mediante los sumadores 222 del 384 al 1 proporcionando datos de
decisión software de control de la potencia. Los datos modulados de
código Walsh W_{2} rotados en fase, los datos modulados de código
Walsh W_{3} y los datos de decisión software de control de la
potencia son todos ellos hechos disponibles para su combinación. En
una realización alternativa de la invención, la codificación y la
descodificación se realizan también sobre los datos de control de la
potencia.
Además de proporcionar la información de la
fase, el piloto se puede usar también dentro del sistema de
recepción para facilitar el seguimiento en el tiempo. El seguimiento
en el tiempo se realiza también por medio del procesado de los
datos recibidos en un tiempo de muestra antes (temprano) y en un
tiempo de muestra después (tardío), siendo procesada la muestra de
recepción actual. Para determinar el tiempo que se aproxima de
manera más cercana al tiempo de llegada real, la amplitud del canal
de piloto en el tiempo de muestra temprano y tardío se pueden
comparar con la amplitud en el tiempo de muestra actual para
determinar cuál es el más grande de todos. Si la señal en uno de
los tiempos de muestra adyacentes es mayor que la del tiempo de
muestra actual, la temporización se puede ajustar de forma que se
obtengan los resultados mejores de demodulación.
La figura 7 es un diagrama de bloques de un
descodificador de canal BPSK 128 y de un descodificador de canal
QPSK 126 (figura 2) configurados de acuerdo con la realización de
ejemplo de la invención. Los datos de decisión software BPSK
provenientes del combinador 184 (figura 5) son recibidos por el
acumulador 240 que almacena la primera secuencia de 6144/N_{R}
símbolos de demodulación en la trama recibida donde N_{R} depende
de la velocidad de transmisión de los datos de decisión software
BPSK como se ha descrito con anterioridad, y suma cada conjunto
posterior de 6144/N_{R} símbolos demodulados contenidos en la
trama con los correspondientes símbolos acumulados almacenados. El
desintercalador de bloques 242 desintercala los datos de decisión
software acumulados desde el sumador de punto de inicio variable
240, y el descodificador de Viterbi 244 descodifica los datos de
decisión software desintercalados para producir datos de decisión
hardware así como los resultados de la suma de comprobación CRC.
Dentro del descodificador QPSK 126, los datos de decisión software
QPSK_{I} y QPSK_{Q} provenientes del combinador 184 (figura 5)
son demultiplexados en un único flujo de datos de decisión software
por medio del demultiplexor 246 y el único flujo de datos de
decisión software es recibido por el acumulador 248 que acumula
cada 6144/N_{R} símbolos de demodulación, donde N_{R} depende de
la velocidad de transmisión de los datos QPSK. El desintercalador
de bloques 250 desintercala los datos de decisión software
provenientes del sumador de punto de inicio variable 248, y el
descodificador de Viterbi 252 descodifica los símbolos de
modulación desintercalados para producir datos de decisión hardware
así como los resultados de la suma de comprobación CRC. En la
realización de ejemplo alternativa descrita anteriormente con
respecto a la figura 3 en la que la repetición de símbolo se
realiza antes del intercalado, los acumuladores 240 y 248 se
colocan después de los desintercaladores de bloques 242 y 250. En la
realización de la invención que incorpora el uso de conjuntos de
velocidades, y por lo tanto, en la que la velocidad de la trama
particular no es conocida, se emplean múltiples descodificadores,
cada uno de ellos funcionando a diferentes velocidades de
transmisión, y entonces la trama asociada con la velocidad de
transmisión más probable para haber sido usada se selecciona en
base a los resultados de la suma de comprobación CRC. El uso de
otros procedimientos de comprobación de errores es consecuente con
la práctica de la presente invención.
Volviendo ahora a la figura 8, se ilustra un
sistema de transmisión de enlace inverso en el que los datos de
control y los datos de piloto se han combinado sobre un canal. Se
debería notar que la invención se puede aplicar igualmente a las
transmisiones de enlace directo pero ofrece ventajas adicionales
cuando se proporciona en la estación móvil remota. Además, un
experto en la técnica entenderá que los datos de control se pueden
multiplexar sobre otros canales transmitidos por la estación remota.
Sin embargo, en la realización preferida, los datos de control se
multiplexan en el canal de piloto porque a diferencia de los canales
fundamentales y suplementarios, el canal de piloto está siempre
presente con independencia de si la estación remota tiene datos de
tráfico que enviar a la estación central de comunicaciones. Además,
aunque la presente invención se describe en términos de
multiplexación de los datos en el canal de piloto, es igualmente
aplicable al caso en el que los datos de control de la potencia son
perforados en el canal de piloto.
Los datos de piloto que consisten solamente en
un flujo de valores binarios "1" son proporcionados al
multiplexor (MUX) 300. Además, los datos del canal de control, que
en la realización de ejemplo son datos de control de la potencia
que consisten en valores +1 y -1 indicativos de la instrucción para
la estación base para aumentar o para disminuir su potencia de
transmisión, son proporcionados al MUX 300. El multiplexor 300
combina los dos flujos de datos proporcionando los datos de control
dentro de posiciones predeterminadas en los datos de piloto. Los
datos multiplexados son después proporcionados a una primera entrada
de los multiplicadores 310 y 328.
La segunda entrada del multiplicador 310 se
proporciona con una secuencia de pseudo ruido (PN) de valores +1 y
-1. La secuencia de pseudo ruido proporcionada a los multiplicadores
310 y 312 es generada por medio de la multiplicación de la
secuencia PN corta (PN_{I}) por el código largo. La generación de
secuencias PN cortas y secuencias de código largo es bien conocida
en la técnica y se describe en detalle en la norma
IS-95. La segunda entrada del multiplicador 328 es
proporcionada con una secuencia de pseudo-ruido
(PN) de valores +1 y -1. La secuencia de pseudo ruido proporcionada
a los multiplicadores 318 y 328 es generada por medio de la
multiplicación de la secuencia PN corta (PN_{Q}) por el código
largo.
La salida del multiplicador 310 se aplica a una
primera entrada del multiplicador 314. La salida del multiplicador
318 se aplica al elemento de retardo 320 que retarda los datos de
entrada en un intervalo de tiempo igual a medio chip. El elemento
de retardo 320 proporciona la señal retrasada a la entrada de resta
del restador 314. La salida del restador 314 se proporciona para la
transmisión a filtros de banda base y a elementos de ganancia de
piloto (que no se muestran).
La salida del multiplicador 328 es entregada al
elemento de retardo 330 que retrasa los datos de entrada en un
ciclo de medio chip, como se describe con respecto al retardo 320.
La salida del elemento de retardo 330 se entrega a una segunda
entrada de suma del sumador 322. La primera entrada del elemento de
suma 322 es la salida del multiplicador 312. La salida sumada del
sumador 322 es entregada para la transmisión a filtros de banda base
y a elementos de ganancia de piloto (que no se muestran).
Los datos de tráfico que se van a transmitir en
el canal suplementario, que consisten en valores +1 y -1, se
entregan a una primera entrada del multiplicador 302. La segunda
entrada del multiplicador 302 es proporcionada con una secuencia de
Walsh repetitiva (+1, -1). Como se ha descrito con anterioridad, la
cobertura de Walsh es para reducir la interferencia entre canales
de datos transmitidos desde la estación remota. La secuencia de
datos de producto proveniente del multiplicador 302 es entregada al
elemento de ganancia 304 que dimensiona la amplitud a un valor
determinado con relación a la amplificación del canal de
piloto/control. La salida del elemento de ganancia 304 es
proporcionada a una primera entrada del sumador 316. La salida del
sumador 316 se entrega a las entradas de los multiplicadores 312 y
318 y el procesado continúa como se ha descrito con
anterioridad.
Los datos de tráfico que han de ser transmitidos
en el canal fundamental, consistentes en valores +1 y -1, se
entregan a una primera entrada del multiplicador 306. A la segunda
entrada del multiplicador 306 se le entrega una secuencia de Walsh
repetitiva (+1, +1, -1, -1). Como se ha descrito anteriormente, la
cobertura de Walsh reduce la interferencia entre canales de datos
transmitidos desde la estación remota. La secuencia de datos de
producto proveniente del multiplicador 306 es entregada al elemento
de ganancia 308 que dimensiona la amplitud a un valor determinado
con relación a la amplificación de canal de piloto/control. La
salida del elemento de ganancia 308 es entregada a una segunda
entrada del sumador 316. La salida del sumador 316 es entregada a
las entradas de los multiplicadores 312 y 318 y el procesado
continúa como se ha descrito con anterioridad.
Con referencia a la figura 9, la realización de
la presente invención se ilustra para incluir las operaciones
necesarias de filtrado e ilustra un beneficio adicional conseguido
mediante la combinación de los datos de piloto y los datos de
control. Eso es una reducción en la cantidad de circuitería de
filtrado necesaria. Como se ha descrito con respecto a la figura 8,
los datos de piloto y los datos de canal de control se multiplexan
juntos por medio del multiplexor (MUX) 350. Los datos multiplexados,
que consisten en valores +1 y -1, se entregan a una primera entrada
de los multiplicadores 352 y 354. La segunda entrada del
multiplicador 352 es proporcionada mediante la multiplicación del
código PN corto PN_{I} por el código largo en el multiplicador
390. El producto proveniente del multiplicador 352 es entregado a un
filtro de respuesta de impulso finito (FIR) 356. En la realización
de ejemplo, el FIR 356 es un filtro FIR de 48 tomas, cuyo diseño es
bien conocido en la técnica. La segunda entrada del multiplicador
354 es proporcionada mediante la multiplicación del código PN corto
PN_{Q} por el código largo en el multiplicador 392. La salida del
FIR 356 es entregada a la entrada de suma del restador 374. La
salida del restador 374 es entregada para la transmisión a
conversores de frecuencia más alta y a elementos de ganancia de
piloto (que no se
muestran).
muestran).
El producto proveniente del multiplicador 354 es
entregado a un filtro de respuesta finita al impulso (FIR) 358. En
la realización de ejemplo, el FIR 358, es un filtro FIR de 48 tomas,
cuyo diseño es bien conocido en la técnica. Se debería hacer notar
que mediante la combinación de los datos de piloto y de los datos de
control de la potencia, se han eliminado dos filtros FIR ya que
cada canal requiere dos filtros FIR. La eliminación de dos filtros
FIR reduce la complejidad, el consumo de alimentación y el área de
chip. La salida del FIR 358 es entregada al elemento de retardo 360
que retrasa la salida en medio chip antes de proporcionar la señal
a una primera entrada de suma del sumador 376. La salida del sumador
376 es entregada para la transmisión a conversores a frecuencias más
altas y a elementos de ganancia de piloto (que no se muestran).
Los datos de tráfico de canal suplementario que
consisten en los valores +1 y -1 son entregados a una primera
entrada del multiplicador 362. La segunda entrada al multiplicador
362 es una secuencia de Walsh repetitiva (+1, -1) que como se ha
descrito con anterioridad, reduce la interferencia entre los
canales. La salida del multiplicador 362 es entregada a una primera
entrada de los multiplicadores 364 y 366. La segunda entrada del
multiplicador 364 es la secuencia de pseudo ruido proporcionada
desde el multiplicador 392 y la segunda entrada al multiplicador 366
es la secuencia de pseudo ruido proporcionada desde el multiplicador
390.
La salida del multiplicador 364 es entregada al
FIR/elemento de ganancia 368 que filtra la señal y amplifica la
señal de acuerdo con un factor de ganancia relativo a la ganancia
unidad del canal de piloto/control. La salida del FIR/elemento de
ganancia 368 se proporciona al elemento de retardo 372. El elemento
de retardo 372 retrasa la señal en 1/2 de chip antes de entregar la
señal a una primera entrada de resta del elemento restador 374. El
procesado de la salida del restador 374 procede de la manera que se
ha descrito anteriormente.
La salida del multiplicador 366 es entregada al
FIR/elemento de ganancia 370 que filtra la señal y amplifica la
señal de acuerdo con un factor de ganancia relativo a una ganancia
unidad del canal de piloto/control. La salida del FIR/elemento de
ganancia 370 es entregada a una segunda entrada del elemento sumador
376. El procesado de la salida del restador 376 procede de la manera
en que se ha descrito anteriormente.
Los datos de tráfico de canal fundamental que
consisten en valores +1 y -1 se entregan a una primera entrada del
multiplicador 388. La segunda entrada al multiplicador 388 es una
secuencia de Walsh repetitiva (+1, +1, -1, -1) que como se ha
descrito anteriormente reduce la interferencia entre los canales. La
salida del multiplicador 388 se entrega a una primera entrada de
los multiplicadores 378 y 384. La segunda entrada del multiplicador
378 es la secuencia de pseudo ruido proporcionada desde el
multiplicador 392 y la segunda entrada al multiplicador 384 es la
secuencia de pseudo ruido proporcionada desde el multiplicador
390.
La salida desde el multiplicador 378 se entrega
al FIR/elemento de ganancia 380 que filtra la señal y amplifica la
señal de acuerdo con un factor de ganancia relativo a la ganancia
unidad del canal de piloto/control. La salida del FIR/elemento de
ganancia 380 es entregada al elemento de retardo 382. El elemento de
retardo 382 retrasa la señal en 1/2 de chip antes de entregar la
señal a una segunda entrada de resta del elemento restador 374. El
procesado de la salida del restador 374 procede de la manera en que
se ha descrito anteriormente.
La salida del multiplicador 384 es entregada al
FIR/elemento de ganancia 386 que filtra la señal y amplifica la
señal de acuerdo con un factor de ganancia relativo a la ganancia
unidad del canal de piloto/control. La salida del FIR/elemento de
ganancia 386 es entregada a una tercera entrada de un elemento
sumador 376. El procesado de la salida del restador 376 procede
como se ha descrito anteriormente.
Con referencia a la figura 10, se ilustra un
receptor para procesar los datos en los que los datos de control se
multiplexan con los datos de la señal de piloto. Los datos son
recibidos por una antena (que no se muestra) y se convierten a una
frecuencia más baja, se filtran y se muestrean. Las muestras de
datos filtrados se entregan a elementos de retardo 400 y 402. El
elemento de retardo 400 y 402 retrasan los datos en medio ciclo de
chip antes de proporcionar los datos a una primera entrada de los
multiplicadores 404 y 406. La segunda entrada de los
multiplicadores 404 y 406 se entregan con una secuencia de pseudo
ruido proporcionada por el multiplicador 450. El multiplicador 450
genera la secuencia de pseudo ruido mediante la multiplicación del
código corto PN_{I} por el código largo como se ha descrito
anteriormente.
Las muestras filtradas son también entregadas
directamente (sin retraso) a una primera entrada de los
multiplicadores 446 y 448. La segunda entrada de los
multiplicadores 446 y 448 se entregan con una secuencia de pseudo
ruido por el multiplicador 452. El multiplicador 452 genera la
secuencia de pseudo ruido mediante la multiplicación del código PN
corto (PN_{Q}) por el código largo. La salida del multiplicador
404 es entregada a una primera entrada del sumador 408, y la salida
del multiplicador 446 se entrega a una segunda entrada del sumador
408. La salida del multiplicador 406 se entrega a una entrada
sumadora del restador 410, y la salida del multiplicador 448 se
entrega a una entrada restadora del restador 410.
La salida del sumador 408 se entrega al elemento
de retardo 412 y al selector de símbolo de piloto 434. El selector
de símbolo de piloto 434 extrae los datos de control de los datos de
piloto antes de entregar la señal al filtro de piloto 436. El
filtro de piloto 436 filtra la señal y entrega la señal de piloto
filtrada a los multiplicadores 416 y 418. De manera similar, el
selector de símbolo de piloto 438 extrae los datos de control de
los datos de piloto antes de entregar la señal al filtro de piloto
440. El filtro de piloto 440 filtra la señal y proporciona la señal
de piloto filtrada a los multiplicadores 442 y 444.
El retardo 412 se usa para sincronizar los datos
a través de los dos caminos, antes de que estos datos sean
entregados al multiplicador 416. Esto es como decir que el elemento
de retardo 412 proporciona un retardo que es igual al retardo de
procesado del selector de símbolo de piloto 434 y el filtro de
piloto 436 que es igual al retardo de procesado del selector de
símbolo de piloto 438 y el filtro de piloto 440. De manera similar,
el elemento de retardo 414 sincroniza los datos entregados a los
multiplicadores 418 y 442.
La salida del elemento de retardo 412 se entrega
a una primera entrada de los multiplicadores 416 y 444. La segunda
entrada al multiplicador 416 es proporcionada por la salida del
filtro de piloto 436. La segunda entrada al multiplicador 444 es
proporcionada por el filtro de piloto 440. La salida del elemento de
retardo 414 es entregada a una primera entrada a los
multiplicadores 418 y 442. La segunda entrada al multiplicador 418
es proporcionada por la salida del filtro de piloto 436. La segunda
entrada al multiplicador 442 es proporcionada por el filtro de
piloto 440.
La salida del multiplicador 416 es entregada a
una primera entrada de un sumador 420 y la segunda entrada al
sumador 420 es proporcionada por la salida del multiplicador 442. La
suma proveniente del sumador 420 se entrega al selector de símbolo
de control 424 que separa los datos de control de los datos de canal
de piloto y proporciona esa información a un procesador de control
que no se muestra que ajusta la potencia de transmisión de la
estación base en respuesta a esto.
La salida del multiplicador 418 es entregada a
una entrada sumadora del restador 422. La salida del multiplicador
444 se entrega a una entrada restadora del restador 422. La salida
del restador 422 se entrega a una primera entrada del multiplicador
426. La segunda entrada del multiplicador 426 es entregada con la
secuencia de Walsh repetitiva (+1, -1). El producto proveniente del
multiplicador 426 se entrega al elemento sumador 428 que suma los
bits de entrada sobre el período de la secuencia de Walsh para
proporcionar los datos de canal suplementario. La salida del
restador 422 se entrega a una primera entrada del multiplicador 430.
La segunda entrada del multiplicador 430 se proporciona con la
secuencia de Walsh repetitiva (+1, +1, -1, -1). El producto del
multiplicador 430 se entrega al elemento sumador 432 que suma los
bits de entrada sobre el período de la secuencia de Walsh para
proporcionar los datos de canal fundamental.
De esta forma, se ha descrito un sistema de
comunicación sin hilos CDMA de alta velocidad multicanal. La
descripción se proporciona para hacer posible que cualquier persona
experta en la técnica haga o use la presente invención. Las
distintas modificaciones a estas realizaciones serán rápidamente
evidentes para aquéllos que sean expertos en la técnica, y los
principios genéricos definidos en este documento se pueden aplicar a
otras realizaciones sin el uso de la facultad de invención. De esta
forma, la presente invención no está destinada a estar limitada a
las realizaciones mostradas en este documento, sino que se ha
acordado como el campo de aplicación más amplio con los principios
y las características novedosas descritas en este documento.
Claims (58)
1. Un aparato para generar datos
modulados para la transmisión desde una unidad de abonado (100), en
el que la mencionada unidad de abonado (100) está adaptada para
transmitir datos de control y datos de piloto a una estación base
(120) en comunicación con un conjunto de unidades de abonado, dicho
aparato comprendiendo:
un medio para combinar (160, 300, 350) unos
datos de control con datos de piloto para producir un primer flujo
de datos y para proporcionar el primer flujo de datos a una entrada
de un medio para la multiplicación compleja; y
dicho medio para la multiplicación compleja
adaptado para la multiplicación compleja de uno o dos flujos
proporcionados de datos que incluyan el mencionado primer flujo de
datos con un código de pseudo ruido complejo.
2. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 1 comprendiendo de manera adicional:
un medio (302, 306) para producir un segundo
flujo de datos por medio de la modulación de una primera señal de
datos no específicos que pueden ser datos de usuario, datos de
señalización o ambos, con un primer código, siendo el primer código
ortogonal a los datos de piloto y a los datos de control, y para
proporcionar el segundo flujo de datos a una entrada del mencionado
medio para la multiplicación compleja.
3. El aparato de la reivindicación 2 en
el que el mencionado medio (302, 306) para producir un segundo
flujo de datos comprende de manera adicional:
un medio (306) para modular unos segundos datos
no específicos que pueden ser datos de usuario, datos de
señalización o ambos, con un segundo código, siendo el segundo
código ortogonal a los datos de piloto y los datos de control y al
primer código; y
un medio (316) para sumar los segundos datos no
específicos modulados a los primeros datos no específicos
modulados.
4. El aparato como el que se reivindica
en cualquiera de las reivindicaciones 2 y 3 en el que el primer
flujo de datos y el segundo flujo de datos son entregados a
diferentes entradas de los mencionados medios para la multiplicación
compleja.
5. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 1 en el que el mencionado medio para combinar
(160, 300, 350) está adaptado para multiplexar los datos de piloto
con los datos de control.
6. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 1 en el que el mencionado medio (160, 300, 350)
para combinar está adaptado para proporcionar los datos de control
dentro de posiciones predeterminadas en los datos de piloto.
7. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 1 en el que el mencionado medio (160, 300, 350)
para combinar está adaptado para perforar los datos de control
dentro de los datos de piloto.
8. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 2 en el que el primer código de modulación es
un código Walsh.
9. El aparato como el que se reivindica
en la reivindicación 3 en el que el segundo código de modulación es
un código Walsh.
10. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 2 en el que el primer código de modulación es el
código Walsh +, -.
11. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 3 en el que el segundo código de modulación es el
código Walsh +, +, -, -.
12. El aparato como el que se reivindica en
cualquiera de las reivindicaciones 2 y 3 en el que el código de
pseudo ruido complejo comprende una componente de código de pseudo
ruido en fase y una componente de código de pseudo ruido en
cuadratura de fase.
13. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 12 en el que la componente de código de pseudo
ruido en fase y la componente de código de pseudo ruido en
cuadratura de fase son multiplicadas por un código largo.
14. El aparato como el que se reivindica en
cualquiera de las reivindicaciones 12 a la 13 en el que dicho
medio para la multiplicación compleja comprende:
un medio (310) para multiplicar el primer flujo
de uno o más de los datos proporcionados por la componente de
código de pseudo ruido en fase para proporcionar los primeros datos
multiplicados;
un medio (318) para multiplicar el segundo flujo
de uno o más de los datos proporcionados por la componente de
código de pseudo ruido en cuadratura de fase para proporcionar los
segundos datos multiplicados;
un medio (328) para multiplicar el primer flujo
de uno o más de los datos proporcionados por la componente de código
de pseudo ruido en cuadratura de fase para proporcionar terceros
datos multiplicados;
un medio (312) para multiplicar el segundo flujo
de uno o más de los datos proporcionados por la componente de código
de pseudo ruido en fase para proporcionar cuartos datos
multiplicados;
un medio (314) para restar los segundos datos
multiplicados a partir de los primeros datos multiplicados; y
un medio (322) para sumar los terceros datos
multiplicados a los cuartos datos multiplicados.
15. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 14 en el que el mencionado medio para la
multiplicación compleja comprende de manera adicional:
un medio (320) para retrasar los segundos datos
multiplicados por una cantidad de retardo; y
un medio (330) para retrasar los terceros datos
multiplicados por la cantidad de retardo.
16. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 15 en el que la cantidad de retardo es igual a
medio chip.
17. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 1 comprendiendo de manera adicional:
un medio para ajustar una ganancia del primer
flujo de datos.
18. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 2 comprendiendo de manera adicional:
un medio (304, 308) para ajustar una ganancia
del segundo flujo de datos.
19. El aparato como el que se reivindica en
la reivindicación 18 en el que el mencionado medio (304, 308) para
ajustar la ganancia del segundo flujo de datos comprende:
un medio para ajustar la ganancia del segundo
flujo de datos a un valor determinado relativo a una ganancia del
primer flujo de datos.
20. Una estación base (120) para su uso en
un sistema de comunicación sin hilos, la estación base (120)
comprendiendo:
un sistema de procesado de RF (122) para recibir
una señal portadora que comprende al menos datos de piloto
combinados y datos de control, y para proporcionar muestras
recibidas complejas; y
un demodulador (124) comprendiendo:
un medio para la multiplicación compleja (404,
406, 446, 448), de las muestras complejas recibidas por medio de un
código de pseudo ruido complejo para proporcionar una señal
desexpandida de pseudo ruido compleja;
un medio para demultiplexar (434, 438) datos de
piloto complejos a partir de la señal desexpandida de pseudo ruido
compleja;
un medio (416, 419, 420, 422, 442, 444) para la
rotación y dimensionado de fase de la señal desexpandida de pseudo
ruido compleja de acuerdo con los datos de piloto complejos para
proporcionar dos flujos de datos; y
un medio para seleccionar símbolos de control
(424) desde uno de los dos flujos.
21. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 20 en la que el código de pseudo
ruido complejo comprende una componente de código de pseudo ruido en
fase y una componente de código de pseudo ruido en cuadratura de
fase.
22. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 21 en la que la componente de código
de pseudo ruido en fase y la componente de código de pseudo ruido
en cuadratura de fase son multiplicadas por un código largo.
23. La estación base (120) como la que se
reivindica en la reivindicación 20 en la que el mencionado medio
(416, 418, 420, 422, 442, 444) para la rotación y el
dimensionamiento de fase comprende:
un medio para la multiplicación compleja de la
señal desexpandida de pseudo ruido compleja por un complejo
conjugado de los datos de piloto complejos.
24. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 20 comprendiendo de manera
adicional:
un medio (436, 440) para filtrar los datos de
piloto complejos.
25. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 20 en la que el mencionado
demodulador (124) comprende de manera adicional:
un medio para multiplicar (426, 430) el otro de
los dos flujos por un primer código para proporcionar datos de
primer canal.
26. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 25 comprendiendo de manera
adicional:
un medio para sumar (428, 432) los datos
complejos de primer canal de acuerdo con la longitud del primer
código.
27. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 25 en la que el primer código es un
código de Walsh.
28. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 25 en la que el primer código es el
código Walsh +, -.
29. La estación base (120) como se
reivindica en la reivindicación 25 en el que el primer código es el
código Walsh +, +, -, -.
30. Un procedimiento para generar datos
modulados para su transmisión desde una unidad de abonado (100) en
un conjunto de unidades de abonado en el que la mencionada unidad de
abonado (100) transmite datos de control y datos de piloto a una
estación base (120) en comunicación con el conjunto de unidades de
abonado, comprendiendo:
combinar los mencionados datos de control con
los mencionados datos de piloto para producir un primer flujo de
datos;
proporcionar el primer flujo de datos a una
entrada de un multiplicador complejo; y realizar la multiplicación
compleja de uno o dos flujos proporcionados de datos incluyendo el
mencionado primer flujo de datos con un código de pseudo ruido
complejo.
31. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 30 comprendiendo de manera
adicional:
producir un segundo flujo de datos por medio de
la modulación de unos primeros datos no específicos que pueden ser
datos de usuario, datos de señalización o ambos, con un primer
código, el primer código siendo ortogonal a los datos de piloto y a
los datos de control; y
proporcionar el segundo flujo de datos al
multiplicador complejo.
32. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 31 en el que dicha producción de un
segundo flujo de datos comprende de manera adicional:
modulación de segundos datos no específicos que
pueden ser datos de usuario, datos de señalización o ambos, con un
segundo código, el segundo código siendo ortogonal a los datos de
piloto y a los datos de control y al primer código; y
sumar los segundos datos no específicos
expandidos con los primeros datos no específicos expandidos.
33. El procedimiento como el que se
reivindica en cualquiera de las reivindicaciones 31 y 32 en el que
el primer flujo de datos y el segundo flujo de datos son
proporcionados a diferentes entradas del multiplicador complejo.
34. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 30 en el que la mencionada
combinación comprende la multiplexación de los datos de piloto con
los datos de control.
35. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 30 en el que la mencionada
combinación comprende la proporción de los datos de control dentro
de posiciones predeterminadas en los datos de piloto.
36. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 30 en el que la mencionada
combinación comprende la perforación de los datos de control dentro
de los datos de piloto.
37. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 31 en el que el primer código de
modulación es un código Walsh.
38. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 32 en el que el segundo código de
modulación es un código Walsh.
39. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 31 en el que el primer código de
modulación es el código Walsh +, -.
40. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 32 en el que el segundo código de
modulación es el código Walsh +, +, -, -.
41. El procedimiento como el que se
reivindica en cualquiera de las reivindicaciones 30 a la 31 en el
que el código de pseudo ruido complejo comprende una componente de
código de pseudo ruido en fase y una componente de código de pseudo
ruido en cuadratura de fase.
42. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 41 en el que la componente de código
de pseudo ruido en fase y la componente de código de pseudo ruido
en cuadratura de fase son multiplicadas por un código largo.
43. El procedimiento como el que se
reivindica en cualquiera de las reivindicaciones 40 a la 41 en el
que la realización de la multiplicación compleja comprende:
la multiplicación del primer flujo de uno o más
de los datos proporcionados por la componente de código de pseudo
ruido en fase para proporcionar primeros datos multiplicados;
la multiplicación del segundo flujo de uno o más
de los datos proporcionados por la componente de código de pseudo
ruido en cuadratura de fase para proporcionar segundos datos
multiplicados;
la multiplicación del primer flujo de uno o más
de los datos proporcionados por la componente de código de pseudo
ruido en cuadratura de fase para proporcionar terceros datos
multiplicados;
la multiplicación del segundo flujo de uno o más
de los datos proporcionados por la componente de código de pseudo
ruido en fase para proporcionar cuartos datos multiplicados;
la resta de los segundos datos multiplicados de
los primeros datos multiplicados; y
la suma de los terceros datos multiplicados con
los cuartos datos multiplicados.
44. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 43 en el que la realización de la
multiplicación compleja comprende de manera adicional:
el retraso de los terceros datos multiplicados
en una cantidad de retardo; y
el retraso de los segundos datos multiplicados
en la cantidad de retardo.
45. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 44 en el que la cantidad de retardo
es igual a medio chip.
46. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 31 comprendiendo de manera
adicional:
el ajuste de la ganancia del primer flujo de
datos.
47. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 32 comprendiendo de manera
adicional:
el ajuste de la ganancia del segundo flujo de
datos.
48. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 32 en el que el ajuste de la
ganancia del segundo flujo de datos comprende:
el ajuste de la ganancia del segundo flujo de
datos a un valor determinado relativo a una ganancia del primer
flujo de datos.
49. Un procedimiento para demodular una
señal recibida en una estación base (120), comprendiendo el
procedimiento:
la recepción de una señal portadora
comprendiendo al menos datos de piloto y datos de control
combinados, y proporcionar muestras recibidas complejas;
la multiplicación compleja de las muestras
complejas recibidas por un código de pseudo ruido complejo para
proporcionar una señal desexpandida de pseudo ruido compleja;
\newpage
la demultiplexación de unos datos de piloto
complejos a partir de la señal desexpandida de pseudo ruido
compleja;
la rotación y el dimensionamiento de fase de la
señal desexpandida de pseudo ruido compleja de acuerdo con los
datos de piloto complejos para proporcionar dos flujos de datos;
y
la selección de los símbolos de control a partir
de uno de los dos flujos.
50. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 49 en el que el código de pseudo
ruido complejo comprende una componente de código de pseudo ruido en
fase y una componente de código de pseudo ruido en cuadratura de
fase.
51. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 50 en el que la componente de código
de pseudo ruido en fase y la componente de código de pseudo ruido
en cuadratura de fase son multiplicadas por un código largo.
52. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 49 en el que dicha rotación y
dimensionamiento de fase comprende:
la multiplicación compleja de la señal de
desexpansión de pseudo ruido compleja por un complejo conjugado de
los datos de piloto complejos.
53. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 49 comprendiendo de manera
adicional:
el filtrado de los datos de piloto
complejos.
54. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 49 comprendiendo de manera
adicional:
la multiplicación del otro de los dos flujos por
un primer código para proporcionar datos de primer canal.
55. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 54 comprendiendo de manera
adicional:
la suma de los datos complejos de primer canal
de acuerdo con la longitud del primer código.
56. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 54 en el que el primer código es un
código Walsh.
57. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 54 en el que el primer código es el
código Walsh +, -.
58. El procedimiento como el que se
reivindica en la reivindicación 54 en el que el primer código es el
código Walsh +, +, -, -.
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