ES2293926T3 - Receptor, emisor-receptor, unidad de radio y procedimiento de telecomunicacion. - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims abstract description 61
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 17
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 13
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 6
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 6
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- IUVCFHHAEHNCFT-INIZCTEOSA-N 2-[(1s)-1-[4-amino-3-(3-fluoro-4-propan-2-yloxyphenyl)pyrazolo[3,4-d]pyrimidin-1-yl]ethyl]-6-fluoro-3-(3-fluorophenyl)chromen-4-one Chemical compound C1=C(F)C(OC(C)C)=CC=C1C(C1=C(N)N=CN=C11)=NN1[C@@H](C)C1=C(C=2C=C(F)C=CC=2)C(=O)C2=CC(F)=CC=C2O1 IUVCFHHAEHNCFT-INIZCTEOSA-N 0.000 description 1
- IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 5'-adenylyl sulfate Chemical compound C1=NC=2C(N)=NC=NC=2N1[C@@H]1O[C@H](COP(O)(=O)OS(O)(=O)=O)[C@@H](O)[C@H]1O IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 0.000 description 1
- -1 D-AMPS Chemical compound 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/109—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Alarm Systems (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
Un receptor para recibir una señal analógica en un sistema de comunicación, donde dicha señal analógica incluye ráfagas de señal que varían dentro de un primer rango de señal (201), incluyendo cada una de dichas ráfagas un número de muestras de señal (803a-803o), y donde dicho receptor (300) incluye al menos dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) para recibir dicha señal analógica, dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) incluyen medios de conversión A/D (602a-d), para generar dichas ráfagas de señal de muestras digitales (803a-o), y están dispuestos de manera que tengan rangos dinámicos (401, 402) que se solapan parcialmente uno a otro y conjuntamente cubren dicho primer rango de señal (201), estando conectadas dichas bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) a un bloque (308), incluyendo medios de conmutación, incluyendo dicho bloque (308) una memoria para almacenar muestras de señal digitales (803a-o) en una ráfaga de señal de todaslas bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305), y caracterizado por una unidad de cálculo para el cálculo de los valores de intensidad de señal para cada ráfaga de señal muestreada digital entrante (801) en base a dichas muestras de señal digitales guardadas, un interruptor de decisión para decidir cuál de las ráfagas de señal guardadas (801) será enviada para procesado adicional en el receptor en base a la salida de la unidad de cálculo y medios para seleccionar todas las muestras digitales (803a-o), incluidas en dicha ráfaga de señal decidida (801) y donde dicha ráfaga de señal muestreada seleccionada (801) ha sido recibida mediante una de dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305).
Description
Receptor, emisor-receptor,
unidad de radio y procedimiento de telecomunicación.
La presente invención se refiere en general al
campo de las telecomunicaciones y, en concreto, a métodos y medios
para recibir señales con un rango de señal grande en un sistema de
telecomunicaciones, por ejemplo un sistema de comunicaciones
celulares por radio.
Por "unidad radio" se entiende todo equipo
portátil y no portátil destinado a comunicación por radio, como
teléfonos móviles/celulares, transceptores, localizadores
personales, télex, cuadernos de notas electrónicos, ordenadores
portátiles con radios integrados, comunicadores, ordenadores,
routers, microchips adaptados o cualquier otro equipo electrónico
que use un radio enlace como medio de comunicación. Estos equipos
pueden ser usados en cualquier tipo de sistema de comunicación por
radio, tal como redes celulares, satélite o pequeñas redes
locales.
Los sistemas celulares de comunicaciones por
radio, por ejemplo AMPS, NMT, D-AMPS, GSM, e
IS-95 (CDMA), se emplean comúnmente para
proporcionar voz y comunicaciones de datos a una pluralidad de
abonados con unidades radio. Un bloque clave en tales sistemas es
el receptor que recibe y detecta la información transmitida en los
sistemas celulares de comunicaciones por radio.
Un receptor se puede disponer como una unidad
separada o como una unidad integrada conjuntamente con un
transmisor, es decir un transceptor, por ejemplo, en una unidad
radio, una estación base o una estación transceptora base.
Un parámetro para una medición del rendimiento
de la señal del receptor es el rango dinámico. El rango dinámico se
define por el cociente entre la potencia de la señal de entrada que
hace que la señal de salida llegue justamente al nivel donde la
amplitud de la señal de entrada comienza a limitarse
(distorsionarse), y la potencia de la señal de entrada que genera
la señal de entrada más baja detectable. Una señal modulada en
amplitud puede no recibirse correctamente cuando la amplitud de la
señal comienza a limitarse, por ejemplo debido a efectos
limitativos en los componentes usados. Un rango dinámico para un
receptor puede ser 80 dB, por ejemplo.
GMSK (Modulación de desplazamiento mínimo
gaussiano) es una técnica de modulación usada, por ejemplo, en GSM.
Ésta es una técnica de modulación digital de banda estrecha que se
basa en manipulación por desplazamiento de fase (PSK). La señal es
filtrada con un filtro con una respuesta de impulso gaussiana. Cada
símbolo en GMSK contiene un bit. GMSK es una técnica de modulación
de "envolvente constante" donde la información transmitida,
por ejemplo datos o voz, solamente impacta en la fase de señal. Por
lo tanto, la amplitud no contiene información relativa a la
información transmitida. En consecuencia, solamente se produce una
pequeña pérdida de calidad de la señal por una limitación de
amplitud en el receptor, y así se puede usar un limitador para
lograr el rango dinámico alto requerido por la especificación GSM
05.05.
La modulación por desplazamiento de fase en
cuadratura ocho (8-QPSK) es una técnica de
modulación usada, por ejemplo, en EGDE (tasas de datos mejoradas
para evolución GSM). Cada símbolo en 8-QPSK contiene
tres bits. Esto significa que la tasa de bits puede ser
incrementada en comparación con la modulación GMSK utilizando un
espectro constante. Esta técnica de modulación tiene un envolvente
variable (amplitud de señal) en contraposición a GMSK. La
información en una señal modulada 8-QPSK está
embebida tanto en fase como en amplitud. En consecuencia, tanto la
fase como la amplitud deben ser conservadas en todo el receptor. No
se permite limitación de amplitud. Dado que se aplica el mismo
requisito para rango dinámico del receptor que para GSMK (GSM
05.05), el mayor requisito de rango dinámico se debe lograr de
forma distinta a la anterior.
La 8-QPSK es un ejemplo de una
técnica de modulación de envolvente variable que no requiere
componentes limitadores, es decir, sin efectos limitadores, para
ser recibida correctamente, en contraposición a GMSK que es una
técnica de modulación de envolvente constante donde se puede
despreciar los efectos limitadores de los componentes no lineales.
Otros ejemplos de técnicas de modulación de envolvente variable, que
no requieren componentes limitadores, son manipulación por
desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK), modulación de amplitud
en cuadratura (QAM) y modulación de amplitud en cuadratura 16
(16-QAM).
La Patente de Estados Unidos 5 276 685 describe
un receptor que utiliza un método para ajustar una señal recibida a
un rango dinámico limitado del receptor utilizando control
automático de ganancia (AGC). El receptor incluye un amplificador
de ganancia variable controlado por un convertidor digital a
analógico. La posición de ganancia del amplificador de ganancia
variable se basa en muestras de señal antiguas precedentes, que
podrían no ser válidas para la muestra de señal recibida después.
La técnica AGC, que es una técnica de realimentación, introduce
retardo en la posición de ganancia y se prevé la existencia de gran
riesgo de perder la exactitud de la señal, dando lugar a recepción
errónea y mayores tasas de errores de bit u otras medidas del
rendimiento del receptor del sistema.
La Patente de Estados Unidos 5 714 956, la
Patente de Estados Unidos 5 600 317 y la solicitud de patente EP
0351 788 describen métodos y medios para conversión
analógica-digital de una señal analógica con un
rango dinámico alto. La digitalización de la señal analógica es
realizada por una pluralidad de convertidores A/D, cada uno de los
cuales tiene una preamplificación diferente, de modo que es posible
utilizar el Convertidor A/D con la resolución más favorable de la
señal momentánea a partir de la que se calcula la señal digital de
salida. Por ello, realizan una selección de cada bit en la señal. El
objeto es obtener bits más significativos de un convertidor A/D
para señales audio. Se deberá indicar que usando diferentes
amplificadores (uno para cada convertidor A/D), habrá diferentes
retardos entre las señales salidas de cada amplificador (cada
amplificador tiene su propio retardo "único"). Los
amplificadores también producen derivación o transmiten errores de
tiempo que tienen que ser eliminados eligiendo diferentes
algoritmos de cálculo en el receptor.
Como se verá aquí, cada uno de los métodos y
medios descritos en estas patentes son de tipos diferentes de los
métodos y medios de la presente invención.
La Patente de Estados Unidos 5.111.202 se
refiere a un detector o demodulador de señal en cuadratura que
permite una operación de rango ampliado. Por rango ampliado en esta
patente se entiende superar, o al menos reducir, los errores que
pueden aparecer en detectores de cuadratura, véase la columna 1,
línea 58 a la columna 2, línea 14. De lo que se trata en esta
patente es de extender el rango dinámico incrementando el número de
bits de un ADC, que es un objetivo distinto del de la presente
invención. Se describe con detalle en la columna 4, líneas
23-36, donde se afirma que la unidad 72, que conecta
las dos cadenas paralelas, incluye un interruptor y un formador de
escala.
La Patente de Estados Unidos 4.129.864 tiene el
mismo enfoque que la mencionada anteriormente. La finalidad de esta
patente es ampliar el número de bits de un ADC. Como se describe en
la columna 4, líneas 40-46, hay una unidad 51 que
determina si el número de los primeros bits del canal no amplificado
son los mismos y el interruptor es controlado consiguientemente. El
enfoque de esta patente es diferente del de la presente
invención.
La Patente de Estados Unidos 5 422 643 tiene el
enfoque de regular el rango de entrada ADC para ajustar los niveles
de la señal de entrada. Hay, no obstante, una gran diferencia en
funcionalidad en esta patente en comparación con la presente
invención. Como solamente se usa un ADC, se perderán datos de la
señal entrante antes de que se active la cadena analógica correcta.
Según la columna 4, líneas 36-39 de la patente, un
microprocesador 30 controla la selección de un multiplexor 16 y
dirige una de las señales analógicas escaladas a la entrada del
único convertidor AD 18. Éste no es el caso de la presente invención
puesto que éste tiene dos convertidores AD individuales, uno en
cada bifurcación.
La presente invención resuelve un problema
relacionado con recibir señales con un rango de señal grande en un
sistema de telecomunicaciones, por ejemplo un sistema de
telecomunicaciones por radio o fijo.
El problema tiene lugar cuando la amplitud de
una señal recibida excede del rango dinámico del receptor y donde
la amplitud es necesaria para demodular la señal correctamente.
Algunos receptores de la técnica anterior usan limitadores
incorporados que limitan las señales recibidas a un cierto nivel.
Esto incrementa la tasa de errores de bits para una señal modulada
en amplitud.
A la luz de lo anterior, un objeto primario de
la presente invención es proporcionar métodos y medios para recibir
señales de amplitud variable con un rango de señal grande.
Otro objeto de la presente invención es
proporcionar un método y medios para optimizar el rango dinámico del
receptor para señales con niveles de señal variables.
En un receptor según la presente invención,
diferentes bifurcaciones de receptor de señal adecuadas para recibir
señales dentro de diferentes rangos de señal están dispuestos para
recibir una señal analógica. Un interruptor de decisión está
dispuesto para seleccionar entre la respectiva salida de las
bifurcaciones de receptor de señal según ciertos criterios.
Según una realización del receptor, una
bifurcación de receptor de señal no atenuada con un primer rango
dinámico está dispuesta en paralelo con una bifurcación de receptor
de señal atenuada con un segundo rango dinámico para recibir
señales que varían dentro de un rango de señal específico. Los
rangos dinámicos primero y segundo se solapan parcialmente uno a
otro y cubren conjuntamente todo el rango de señal de las señales
recibidas. Ambas bifurcaciones de receptor están conectadas a una
memoria en la que se guardan las señales salidas de las
bifurcaciones de receptor. La memoria está conectada a un
interruptor de decisión que selecciona señales guardadas salidas
según ciertos criterios para optimizar el receptor para la mejor
calidad de señal.
El receptor novedoso se caracteriza por lo que
se expone en la reivindicación anexa 1.
Un método utilizado en el receptor según la
presente invención se caracteriza como se expone en la
reivindicación anexa 15.
Una ventaja de la presente invención es que es
posible construir un receptor con un rango dinámico alto usando
componentes de bajo costo, por ejemplo convertidores A/D y partes de
señal RF de bajo costo.
Otra ventaja es que no se introducen errores de
realimentación.
Otra ventaja adicional es que es posible
construir un receptor de respuesta de impulso instantánea.
\vskip1.000000\baselineskip
Las figuras 1a-b ilustran un
diagrama esquemático de bloques de una parte de un receptor según la
técnica anterior.
La figura 2 ilustra un diagrama esquemático de
señal y rangos dinámicos.
La figura 3 ilustra un diagrama esquemático de
bloques de parte de un receptor según la presente invención.
La figura 4 ilustra un diagrama esquemático de
señal y rangos dinámicos en un receptor según la presente
invención.
La figura 5 ilustra un diagrama esquemático de
amplitudes máximas para una pluralidad de ráfagas recibidas.
Las figuras 6a-b ilustran
diagramas de bloques esquemáticos de partes de un receptor según la
presente invención.
La figura 7a ilustra un gráfico de un ejemplo de
señales no limitadas y limitadas.
La figura 7b ilustra un gráfico de un ejemplo de
señales no atenuadas y atenuadas.
La figura 8 ilustra un gráfico de una ráfaga de
señal y un número de muestras digitales.
La figura 9 ilustra un diagrama de flujo de una
primera realización de un método según la presente invención.
La figura 10 ilustra un diagrama de flujo de una
segunda realización de un método según la presente invención.
\vskip1.000000\baselineskip
La presente invención se refiere a métodos y
medios para recibir señales, por ejemplo para comunicaciones de voz
y/o datos, con un alto rango de señal en un sistema de comunicación.
Un ejemplo son señales radio en un sistema de comunicaciones por
radio.
La figura 1a ilustra un diagrama esquemático de
bloques de una parte de un primer receptor 100 según la técnica
anterior. Solamente se ilustra la parte del receptor 100 que es
necesaria para entender las diferencias entre la técnica anterior y
la invención. Un filtro de paso de banda 101 está conectado a un
bloque de ganancia 102 que está conectado a un demodulador I/Q 103.
El demodulador I/Q 103 también está conectado a dos convertidores
A/D 104a-b, uno para la señal I y otro para la señal
Q. Los convertidores A/D están conectados además a un procesador de
señal digital 105.
El filtro de paso de banda se usa para reducir
las señales fuera de banda que perturban el receptor, y el bloque
de ganancia 102 se usa para establecer una ganancia suficiente para
recibir correctamente la señal más baja requerida. El demodulador
I/Q/convertidor descendente 103 demodula la señal IF o RF entrante,
utilizando un oscilador local interno de manera conocida, la señal
analógica de entrada a señales I y Q de banda base que son
convertidas a señales digitales por los convertidores A/D
104a-b. Las conexiones de señales digitales se
ilustran con líneas de trazos en la figura. El procesador de señal
digital 105 realiza más filtración de señal en el dominio digital
según la anchura de banda de canal especificada de los requisitos
radio/sistema de la señal recibida y produce muestras de señal para
procesado adicional del receptor como ecualización de canal radio y
decodificación de símbolos a una corriente de datos recibida
conteniendo el mensaje de señal.
La señal de entrada puede ser, por ejemplo, una
señal RF o IF dependiendo de los circuitos que preceden al filtro
101. El filtro de paso de banda 101 puede ir precedido por varios
componentes conocidos, por ejemplo un preamplificador (una unidad
de extremo delantero) y/o un mezclador IF o RF, que se omiten en la
figura por razones de simplicidad. El procesador de señal digital
105 puede estar conectado además a varios componentes conocidos,
por ejemplo, ecualizadores y/o medios decodificadores de canal, que
se omiten en la figura por razones de sencillez.
La figura 1b ilustra un diagrama esquemático de
bloques de una parte de un segundo receptor 106 según la técnica
anterior donde la conversión A/D y demodulación I/Q tienen lugares
conmutados en comparación con el receptor 100 de la figura 1a. Esto
significa que la señal del bloque de ganancia 102 es convertida A/D
antes de que la demodulación I/Q tenga lugar. Por lo tanto, el
demodulador I/Q 103 en la figura 1b funciona con señales digitales
de entrada en lugar de señales analógicas de entrada como en la
figura 1a.
Como se ha indicado previamente, el rango
dinámico de una unidad, por ejemplo un receptor o convertidor A/D,
se define por el cociente entre la potencia de la señal de entrada,
que hace que la señal de salida de la unidad llegue justo al nivel
donde la amplitud de la señal comienza a limitarse (deformarse), y
la potencia de la señal de entrada que genera la señal de salida
más baja utilizable/detectable de la unidad. El rango dinámico se
da típicamente en dB.
El rango de señal de una señal es la relación
entre la intensidad más alta de la señal de entrada y la intensidad
más baja de la señal de entrada durante una ráfaga. Esto significa
que si el rango de señal encaja en el rango dinámico de un
receptor, no tienen lugar efectos limitativos.
La calidad de señal puede ser definida como la
relación entre la intensidad de la señal de entrada deseada y las
perturbaciones, por ejemplo ruido añadido por el receptor, ruido
térmico en la antena o señales radio de interferencia dentro de la
anchura de banda de la señal. Se necesita una calidad de señal alta
para lograr un BER y BLER bajos.
La figura 2 ilustra un diagrama esquemático
donde un número de rangos de señal y dinámicos
201-205 se ilustran en una escala logarítmica (en
dB). La línea de trazos 206 ilustra un nivel de ruido máximo
requerido de un receptor, por ejemplo el receptor 100 en la figura
1a. La línea de trazos 207 ilustra una sensibilidad mínima
requerida de un sistema en el que funcionará el receptor. La línea
de trazos 208 ilustra un nivel de señal máximo que el receptor
puede manejar. La línea de trazos 209 ilustra un nivel de señal
especificado máximo en el sistema que normalmente es más alto que
el rango dinámico de los componentes/unidades disponibles en el
receptor, especialmente para sistemas de modulación lineal como QAM,
8-QPSK, etc. La curva dentellada 210 ilustra el
nivel de ruido del sistema requerido para el receptor.
El rango de señal 201 ilustra la recepción
requerida del rango de señal en el sistema que significa que las
señales transmitidas en el sistema pueden tener cualquier nivel de
señal (por ejemplo, amplitud) dentro de este rango.
El rango dinámico 202 ilustra el rango dinámico
del receptor que se determina por el componente/unidad en el
receptor con el rango dinámico más bajo, por ejemplo los
convertidores A/D 104a-b en la figura 1a. Según se
ve en la figura 2, el rango dinámico 202 del receptor es menor que
el rango de señal 201 del sistema. Esto significa que las señales,
como 8-QPSK, que tienen niveles de señal por encima
de la línea 208 (el límite superior del rango dinámico de los
receptores 202) serán recibidas incorrectamente (destruidas) por los
efectos limitadores del receptor.
El rango de señal 203 ilustra el rango de señal
requerido (mínimo) de una señal recibida para lograr un rendimiento
de recepción de señal adecuado en el receptor (a condición de que el
rango de señal esté dentro del rango dinámico 202 del receptor). La
señal puede tener un mayor rango de señal, por ejemplo, el rango de
señal 205, que encaja en el rango dinámico del receptor, pero que
no producirá mejor recepción de la señal que una señal que tenga un
rango de señal igual al rango 203. Este rendimiento de recepción de
señal adecuado puede ser determinada por varios requisitos
diferentes de la calidad de señal en el sistema, por ejemplo, la
tasa de errores de bits (BER), la tasa de errores de bloques
(BLER), la relación de portadora a interferencia (C/I) o la
relación de portadora a ruido (C/N).
El rango de señal 204 ilustra una señal a un
nivel mínimo utilizable. La señal llega justamente a la línea 207,
la sensibilidad mínima del sistema.
La figura 3 ilustra un diagrama esquemático de
bloques de una parte de un receptor 300 según la presente invención.
Solamente se ilustra la parte de receptor 300 que es necesaria para
entender la invención. Un filtro de paso de banda 301 está
conectado a un bloque de ganancia 302. El bloque de ganancia 302
está conectado además a una primera y una segunda bifurcación de
receptor de señal 303, 304, respectivamente. El bloque de ganancia
302 también puede estar conectado a bifurcaciones adicionales de
receptor de señal que se ilustran por la bifurcación de trazos del
receptor de señal 305.
La primera bifurcación de receptor de señal 303
incluye una unidad de retardo 310 conectada a un primer bloque 307a
que incluye un convertidor A/D, un demodulador I/Q y un procesador
de señal digital. Ejemplos de cómo se podrían disponer las unidades
en el primer bloque 307a se describen en las figuras
6a-b. La unidad de retardo 310 se puede omitir en
la mayoría de las implementaciones. Esto se ilustra en la figura 3
con la línea de trazos de la unidad de retardo 310. La primera
bifurcación de receptor de señal se denomina la bifurcación de
receptor de señal no atenuada.
La segunda bifurcación de receptor de señal 304
incluye un atenuador 306 conectado a un segundo bloque 307b que
también incluye un convertidor A/D, un demodulador I/Q y un
procesador de señal digital. Ejemplos de cómo se podrían disponer
las unidades en el segundo bloque 307b se describen también en la
figura 6a-b. El atenuador 306 atenúa la intensidad
de señal (amplitud) de una señal entrante en un cierto valor,
normalmente establecido en dB, establecido de manera que se cumplan
los niveles dinámicos requeridos en la segunda bifurcación de
receptor de señal. Si se usa una o más bifurcaciones de receptor de
señal adicionales, por ejemplo, la bifurcación 305, cada uno de sus
atenuadores tiene una atenuación única, por ejemplo, un dB en la
bifurcación 304 y B dB en la bifurcación 305. Las bifurcaciones de
receptor de señal con una atenuación superior a 0 dB, por ejemplo
la bifurcación 304 y 305, se denominan las bifurcaciones de receptor
de señal atenuadas en esta solicitud.
El atenuador 306 puede ser, por ejemplo, una red
de resistencias (un componente pasivo y lineal). La intensidad
produce normalmente un retardo nulo o muy limitado. Pero si produce
un retardo, es fácil añadir una red de resistencias extra (la
unidad de retardo 310) con atenuación cero o casi cero en la primera
bifurcación de receptor (no atenuada) 303 para lograr el mismo
retardo en ambas bifurcaciones atenuada y no atenuada del receptor
de señal 304, 303 respectivamente. Esto significa que la primera
bifurcación de receptor de señal (no atenuada) 303 es esencialmente
no atenuada aunque se use una intensidad como la unidad de retardo
310.
Las bifurcaciones de receptor de señal están
conectadas a un tercer bloque 308 incluyendo una memoria para
guardar las señales salidas de las bifurcaciones de receptor de
señal, una unidad de cálculo para calcular los valores de
intensidad de señal, etc, para cada muestra de señal entrante y un
interruptor de decisión para decidir cuál de las señales guardadas
será enviada para procesado adicional en el receptor. Esto significa
que todas las bifurcaciones de receptor de señal se usan para
recibir la misma señal, pero solamente una de sus señales de salida
será utilizada además en el receptor para cada muestra de señal. La
decisión en el interruptor de decisión se puede hacer con respecto
a cada ráfaga de señal recibida (en base de una ráfaga a otra) o
para una o más muestras consecutivas en cada ráfaga de señal (en
base de una muestra a otra). Las señales antiguas guardadas se
pueden borrar para ahorrar memoria.
La figura 8 ilustra una ráfaga de señal 801. Una
ráfaga de señal puede ser definida como una señal que es
transmitida o recibida en un período de tiempo limitado y
predefinido, por ejemplo, un intervalo de tiempo en una trama TDMA.
Un receptor recibe normalmente varias ráfagas de señal consecutivas
de un transmisor. Esto significa que cada ráfaga puede ser una
parte de la señal analógica recibida. La señal es digitalizada en
los convertidores A/D por lo que la señal analógica 802 es
convertida a muestras digitales 803a-o que
representan la información en la señal. Cada muestra
803a-o incluye un par I/Q (un valor de señal I y
otro Q).
El tercer bloque 308 está conectado a una unidad
de procesado de señal final 309 que recibe las muestras de señal de
ráfagas seleccionadas del interruptor de decisión, y realiza
ecualización de canal (radio) y decodificación de la señal recibida
a bits de datos conteniendo el mensaje de señal. El mensaje es
enviado entonces para procesado adicional según los requisitos del
sistema.
La figura 4 ilustra un diagrama esquemático de
los rangos dinámicos de las bifurcaciones de receptor primera y
segunda. El rango dinámico 401 ilustra el rango dinámico de la
primera bifurcación de receptor 303 y el rango dinámico de
solapamiento parcial 402 ilustra el rango dinámico de la segunda
bifurcación de receptor 304. El solapamiento deberá ser al menos
igual al rango de señal requerido (mínimo) para recibir un
rendimiento de recepción de señal adecuado en el receptor 300, es
decir el rango de señal 203 en la figura 2. Proporcionando estos
dos rangos dinámicos parcialmente solapados, todo el rango de señal
requerido (recepción) 201 en el sistema (entre línea 206 y 209) es
cubierto por el receptor 300. La línea de trazos 208 representa un
nivel/punto umbral o nivel/punto de decisión para la selección de
la bifurcación de receptor de señal en el receptor a la que se
envían las muestras de señal de una ráfaga. El nivel de ruido 210
según la figura 2 también se representa en la figura 4 para
ilustrar qué influye la atenuación de la segunda bifurcación de
receptor 304 en el nivel de señal más bajo que puede ser utilizado
en la segunda bifurcación de receptor.
La diferencia en la atenuación entre las
bifurcaciones de receptor de señal 303 y 304 es la que tiene el
efecto de elevar el rango dinámico 402 en la figura 4 un número de
dB en comparación con el rango dinámico 401.
Los rangos 403 y 404 ilustran dos rangos de
señal (el intervalo de amplitud de señal) de las señales, por
ejemplo una ráfaga o una muestra, con un nivel de señal máximo
debajo de la línea 208, es decir con un rango de señal dentro del
rango dinámico 401 de la primera bifurcación de receptor. Se pueden
recibir y procesar sin problemas a través de la primera bifurcación
de receptor (no atenuada). Cuando estas señales son procesadas a
través de la segunda bifurcación de receptor (atenuada) 304, la
amplitud de estas señales se atenúa, véase 704 en la figura 7b, lo
que significa que hay riesgo de que el rango de señal de las señales
sea pequeño para ser recibido correctamente (es decir, menor el
rango de señal mínimo requerido 203). Por lo tanto, estas señales
se serán perturbadas a través de la primera bifurcación de receptor
(no atenuada) 303 (es decir, tienen una alta calidad de señal), y
serán ocultadas en el ruido en las otras bifurcaciones de receptor
de señal atenuadas (es decir, tienen una calidad de señal
baja).
Los rangos 405 y 406 ilustran dos rangos de
señal (la intervalo de amplitud de señal) de señales, por ejemplo
una ráfaga, con un nivel de señal máximo anterior línea 208, es
decir con un rango de señal dentro del rango dinámico 402 de la
segunda bifurcación de receptor. Estas señales pueden no ser
recibidas correctamente mediante la primera bifurcación de receptor
de señal (no atenuada) 303 porque la amplitud de estas señales será
limitada, véase 702 en la figura 7a (dando lugar a una baja calidad
de señal). Estas señales tienen amplitudes más grandes de lo que la
primera bifurcación de receptor 303 puede manejar, es decir, las
señales tienen un rango de señal que sale del rango dinámico 401 de
la primera bifurcación de receptor 303. Cuando estas señales son
procesadas a través de la segunda bifurcación de receptor
(atenuada) 304, las amplitudes son atenuadas, véase 704 en la
figura 7b, antes de que sean procesadas en la segunda bifurcación de
receptor 304. Por lo tanto, estas señales mantendrán toda la
información de amplitud debido al hecho de que tenían un nivel de
señal tan alto desde el inicio y no corren el riesgo de hacerse
pequeñas después de la atenuación. Por lo tanto, estas señales
tendrán una alta calidad de señal a pesar de la atenuación. Esto
significa que el segundo rango dinámico 402 sube cuando se compara
con el primer rango dinámico 401 como se ilustra en la
figura 4.
figura 4.
La selección de señal por el interruptor de
decisión en el tercer bloque 308 se puede realizar, como un primer
ejemplo, comparando la intensidad de señal de cada muestra de señal
guardada correspondiente a la misma parte de la señal analógica
recibida, por lo que se selecciona la muestra con la calidad de
señal más alta.
Un segundo ejemplo es comparar la intensidad de
señal de cada muestra de señal guardada, correspondiente a la misma
parte de la señal analógica recibida, con un determinado nivel
umbral para cada bifurcación de receptor de señal (es decir, se usa
un conjunto de niveles umbral predeterminados), por lo que se
selecciona la muestra con una intensidad de señal superior al nivel
umbral y bifurcación de receptor de señal correspondientes.
En un tercer ejemplo, las muestras de señal
guardadas recibidas mediante las bifurcaciones de receptor de señal
atenuadas son evaluadas según el primer o el segundo ejemplo
anterior, es decir, se comparan una con otra o con los niveles
umbral específicos. Si no se ha seleccionado ninguna muestra después
de la evaluación como se ha descrito anteriormente, se selecciona
la muestra recibida mediante la primera bifurcación de receptor de
señal (no atenuada).
En un cuarto ejemplo, las muestras de señal
guardadas recibidas de una bifurcación de receptor de señal atenuada
se seleccionan si alguna de las N muestras previa excedía del nivel
umbral correspondiente del receptor de señal atenuada.
Estos ejemplos ilustran que el rendimiento del
receptor se optimiza para cada muestra seleccionando muestras
recibidas mediante la bifurcación de receptor de señal particular
que genera la calidad de intensidad de señal más alta para dicha
parte específica de la señal analógica. Por ejemplo, si solamente se
usa la primera 303 y la segunda 304 bifurcación de receptor de
señal, las señales recibidas mediante la segunda bifurcación de
receptor de señal (atenuada) 304 y que tiene un nivel de señal
superior al nivel umbral 208 en la figura 4 tendrán la calidad de
señal más alta.
El interruptor de decisión también puede
seleccionar todas las muestras correspondientes a una ráfaga
muestreada y recibida mediante una de las bifurcaciones de receptor
de señal al mismo tiempo, es decir en base de ráfaga a ráfaga, por
lo que la calidad de señal de toda la ráfaga se usa para determinar
qué ráfaga almacenada seleccionar.
Las selecciones en el interruptor de decisión se
repiten para cada ráfaga muestreada o muestra digital. Esto
significa que cuando se selecciona una ráfaga muestreada o una
muestra digital de una cierta bifurcación de receptor, las otras
muestras/ráfagas guardadas de las otras bifurcaciones de receptor de
señal son pasadas por alto.
Las ráfagas muestreadas de la primera
bifurcación de receptor de señal pueden ser seleccionadas por
defecto a condición de que las otras bifurcaciones de receptor de
señal no generen ráfagas muestreadas con una intensidad de señal o
calidad superior a una intensidad de señal/nivel de calidad
predeterminados. Como alternativa, las ráfagas muestreadas de la
primera bifurcación de receptor de señal pueden ser seleccionadas
por defecto a condición de que las ráfagas muestreadas tengan una
intensidad de señal o calidad dentro de una intensidad de
señal/intervalo de calidad predeterminados.
En otra alternativa, la selección puede utilizar
selecciones más antiguas como una guía para la selección. Si el
interruptor de decisión seleccionase una muestra/ráfaga recibida por
la segunda bifurcación de receptor de señal (atenuada) 304, las N
muestras/ráfagas siguientes (donde N es un entero) también serán
seleccionadas de la segunda bifurcación 304. Esto puede significar,
por ejemplo, que una ráfaga muestreada puede ser seleccionada para
procesado adicional en el receptor evaluando un número predefinido
de muestras digitales en las ráfagas muestreadas, por ejemplo las
10 primeras muestras digitales, de la respectiva bifurcación de
receptor de señal. Una alternativa similar considera las N
muestras/ráfagas últimas y selecciona la segunda bifurcación
(atenuada) 304 si una de estas N últimas muestras/ráfagas ha sido
seleccionada de la segunda bifurcación 304. Estas alternativas
pueden ser usadas si hay tiempos de recuperación observables para
los filtros en la primera bifurcación de receptor (no atenuada) 303
y especialmente si la selección se hace en base de una muestra a
otra.
La figura 5 ilustra un diagrama esquemático de
amplitudes máximas de la señal entrante 501-505 de
una pluralidad de ráfagas de señal recibidas en relación al nivel
de ruido especificado para el sistema. Los rangos dinámicos de
solapamiento parcial 401 y 402 de las bifurcaciones de receptor
primera y segunda 303, 304 respectivamente se ilustran con
juntamente con amplitudes máximas 501-505 de las
cinco ráfagas diferentes. Cada una de estas ráfagas son recibidas
por ambas bifurcaciones de receptor de señal y sus muestras
digitales correspondientes son almacenadas en la memoria en el
bloque 308. El interruptor de decisión compara la intensidad de
señal de cada muestra guardada con el nivel de decisión 208. El
interruptor de decisión selecciona las ráfagas procesadas a través
de la segunda bifurcación 304 si una o más de sus muestras tienen
una intensidad de señal (amplitud máxima) superior al nivel de
decisión 208, es decir para 503 y 505, de otro modo se selecciona la
primera bifurcación 303, es decir para 501, 502 y 504. Debido al
solapamiento entre 401 y 402 todas las ráfagas con una amplitud
máxima que supere el nivel de decisión tendrán un nivel de señal
suficientemente por encima del nivel de ruido (210) de la segunda
bifurcación de receptor (304) para ser recibidas por dicha segunda
bifurcación de receptor con suficiente calidad de señal.
La figura 6a ilustra un diagrama de bloques de
una primera realización de los bloques primero y segundo
307a-b según la figura 3 donde la señal de entrada
es demodulada I/Q antes de la conversión A/D.
El primer bloque 307a conectado entre la unidad
de retardo 310, o el bloque de ganancia 302 si se omite la unidad
de retardo 310, y el tercer bloque 308, incluyen un primer
convertidor descendente-demodulador I/Q 601a
conectado a un primer y un segundo convertidor A/D
602a-b. Los convertidores A/D 602a-b
están conectados a un primer procesador de señal digital 603a. Las
salidas I2 y Q2 del primer procesador de señal 603a están
conectadas al tercer bloque 308. El primer procesador de señal
realiza filtración de canal digital, es decir, actúa como un filtro
digital 604a-b, en las señales I y Q digitales de
los convertidores A/D 602a-b.
El segundo bloque 307b, conectado entre el
atenuador 306 y el tercer bloque 308, incluye un segundo demodulador
I/Q 601b conectado a un tercero y un cuarto convertidor A/D
602c-d que están conectados a un segundo procesador
de señal digital 603b. Las salidas i3 y q3 del segundo procesador de
señal 603b están conectadas al tercer bloque 308. El segundo
procesador de señal 603b realiza filtración digital, es decir, actúa
como un filtro digital 604c-d, en las señales I y Q
digitales de los convertidores A/D tercero y cuarto. El segundo
procesador de señal 603b también realiza amplificación digital, es
decir, actúa como un amplificador digital 605a-b,
en las señales I y Q filtradas por multiplicación vectorial según el
valor establecido por la inversa del valor de atenuación lineal (es
decir, no un valor logarítmico) del atenuador 306. La amplificación
es una compensación de la atenuación en el atenuador 306 de manera
que sea capaz de tener información de la intensidad de la señal de
entrada recibida a suministrar al sistema. También se puede usar
otros factores de compensación multiplicando de la misma forma para
compensar la deriva de temperatura del receptor y la corrección de
frecuencia, es decir, las características del receptor cambian en
función del canal de frecuencia recibido, etc.
Esta compensación es una compensación exacta de
la atenuación en el atenuador 306. La compensación también puede
ser una compensación parcial en algunas implementaciones.
Esto significa que para cada muestra de una
ráfaga de señal recibida hay una señal I y Q almacenadas en la
memoria (un par I/Q) en el tercer bloque 308. La intensidad de señal
resultante SS se puede calcular entonces como
SS=(I^{2}+Q^{2})^{1/2}. Usando ambas señales I y Q, se
evitan todos los problemas de limitación (como se ilustra en la
figura 7a) producidos por los demoduladores I/Q o convertidores
A/D.
La figura 6b ilustra un diagrama de bloques de
una segunda y una tercera realización de los bloques primero y
segundo 307a-b según la figura 3. La diferencia, en
comparación con la primera realización, es que la señal de entrada
es convertida A/D antes de la demodulación I/Q. En estas
realizaciones se usa un demodulador I/Q digital y un convertidor
A/D en cada bifurcación de receptor de señal. Las líneas de trazos
606a-b no se incluyen en la segunda
realización.
En la tercera realización los extremos digitales
de los convertidores A/D 602a y 602c también están conectados al
tercer bloque 308 (ilustrado con las líneas de trazos
606a-b). Esto hace posible que el interruptor de
decisión realice una primera decisión acerca de qué bifurcación de
receptor de señal se ha de seleccionar una ráfaga de señal recibida.
El tercer bloque 308 no tiene que calcular el valor
SS=(I^{2}+Q^{2})^{1/2} mencionado anteriormente. Las
señales I y Q todavía se incluyen en una y la misma señal después de
los convertidores A/D 602a y 602c. Pero como el valor de conversión
A/D en este caso para cada muestra contiene información acerca de la
intensidad de señal, es posible una decisión precoz, ahorrando
conversión descendente digital y esfuerzos de filtración que más
tarde serán desechados.
Si el interruptor de decisión es en base de una
muestra a otra, se necesita una compensación de tiempo \tau en
las conexiones 606a-b para compensar el retardo de
las señales I y Q a través de procesadores 603a-b.
Pero si el interruptor de decisión se selecciona en base de una
ráfaga a otra, no se necesita compensación de tiempo \tau.
Los procesadores de señales digitales
603a-b que utilizan la filtración digital para todas
las bifurcaciones y amplificación para las bifurcaciones atenuadas,
se pueden implementar, por ejemplo, como procesadores de señales
digitales (DSP). Las funciones de filtro digital en los procesadores
de señales digitales se pueden elegir con el propósito de optimizar
la respectiva bifurcación de receptor de señal con respecto a la
relación de señal a interferencia (C/1) y/o la relación de señal a
ruido (C/N), por ejemplo, eligiendo diferentes pendientes de filtro
para cada filtro 604a-d dependiendo de dónde se use
el rango dinámico en la bifurcación de receptor concreta.
La amplificación digital es realizada por
multiplicadores que multiplican la señal digital con un cierto valor
de amplificación. Por ejemplo, si la atenuación en el atenuador 306
es A (A<1), el valor de amplificación se puede seleccionar como
1/\surdA para compensar la atenuación.
Todas las unidades, por ejemplo los
convertidores A/D, en la primera y la segunda bifurcación de
receptor de señal tienen un cierto rango dinámico (igual o
diferente de las otras unidades en la respectiva bifurcación). Los
rangos dinámicos 401 y 402 de la primera y la segunda bifurcación de
receptor de señal 303, 304 respectivamente son determinados por la
unidad que tiene el rango dinámico más bajo en la respectiva
bifurcación de receptor de señal. Esto significa que normalmente
los convertidores A/D 602a-d o los demoduladores I/Q
601 a-b definen el rango dinámico de la primera y
la segunda bifurcación de receptor de señal 303, 304
respectivamente.
La figura 7a ilustra un ejemplo de una señal no
limitada 701 (por ejemplo una señal 8-QPSK) y una
señal limitada 702 (por ejemplo una señal GMSK). La señal limitada
702 se ilustra con una línea de trazos. Una señal puede ser
limitada, por ejemplo, por un convertidor A/D o un demodulador I/Q
si la señal tiene un mayor rango dinámico que el convertidor o
demodulador.
La figura 7b ilustra un ejemplo de una señal no
atenuada 703 y una señal atenuada 704.
La figura 8 ilustra una ráfaga de señal y un
número de muestras digitales y se ha descrito en conexión con el
texto de la figura 3.
\newpage
La figura 9 ilustra un diagrama de flujo de una
primera realización de un método según la presente invención. Las
referencias en el texto siguiente también se referirán a las figuras
3 y 6a.
Según un paso 901 en la figura 9, el receptor
300 recibe una señal analógica A_{in} que es filtrada en el
filtro de paso de banda 301 y amplificada en el bloque de ganancia
302 a una primera señal analógica A.
Según un paso 902, el receptor envía la primera
señal analógica una al primero y segunda bifurcaciones de receptor
de señal 303 y 304.
Según un paso 903, el atenuador 306 atenúa la
primera señal analógica A, en la segunda bifurcación de receptor de
señal 304, a una señal analógica atenuada a1. A las señales
atenuadas y amplificadas se les asignan letras minúsculas, por
ejemplo a1 o q1, y a las señales no atenuadas se les asignarán
letras mayúsculas, por ejemplo A1 o Q1, en esta descripción.
Según un paso 904, los demoduladores I/Q
601a-b en la respectiva bifurcación de receptor
remodulan la respectiva señal analógica. La señal analógica A es
remodulada en la primera bifurcación de receptor de señal 303 a
señales I y Q no atenuadas y la señal analógica atenuada a1 es
remodulada en la segunda bifurcación de receptor de señal 304 a
señales i y q atenuadas.
Según un paso 905, los convertidores A/D
602a-d convierten señales I, i, Q y q analógicas a
señales digitales. Las señales analógicas I y Q son convertidas en
la primera bifurcación de receptor de señal 303 a señales no
atenuadas digitales I1, Q1 respectivamente y las señales analógicas
atenuadas i y q son convertidas en la segunda bifurcación de
receptor de señal 304 a señales digitales atenuadas i1 y q1.
Según un paso 906, los filtros digitales
604a-d en los procesadores de señales digitales
603a-b realizan filtración de canal receptor de las
señales digitales Q1, I1, q1 e i1 a señales digitales filtradas. Las
señales digitales no atenuadas Q1, I1 respectivamente son filtradas
en la primera bifurcación de receptor de señal 303 a señales
digitales filtradas no atenuadas I2, Q2 respectivamente, y las
señales digitales atenuadas i1, q1 respectivamente son filtradas en
la segunda bifurcación de receptor de señal 304 a señales digitales
filtradas atenuadas i2 y q2.
Según un paso 907, los amplificadores digitales
605a-b en el procesador de señal digital 603b
amplifican las señales digitales filtradas atenuadas i2 y q2, por
multiplicación digital, a señales digitales amplificadas i3 y q3 en
la segunda bifurcación de receptor de señal 303. La amplificación
puede ser, por ejemplo, una compensación plena de atenuación
analógica en el paso 903.
Según un paso 908, el tercer bloque 308 guarda
las señales digitales I2, Q2, i3 y q3 de la primera y la segunda
bifurcación de receptor de señal 303, 304 respectivamente en una
memoria. Cada una de estas señales incluye un número de muestras
digitales y cada muestra incluye un par I/Q.
Según un paso 909, el tercer bloque 308 calcula
la intensidad de señal para cada muestra guardada, es decir, para
cada par I/Q. Véase el texto en conexión con la figura 6a para
detalles referentes a este cálculo.
Según un paso 910, el interruptor de decisión en
el tercer bloque 308 selecciona muestras guardadas correspondientes
a una ráfaga de señal recibida mediante una de las bifurcaciones de
receptor de señal, para procesado adicional en la unidad de
procesado de señal final 309. Para cada selección se usan las
muestras correspondientes a la misma ráfaga de señal analógica
original. Véase la página 14-15 para más detalles de
cómo se puede realizar esta selección en base de una ráfaga a otra,
en base de una muestra a otra o usando selecciones más antiguas
como una guía para la selección corriente.
Las muestras/ráfagas seleccionadas son enviadas
a la unidad de procesado de señal final 309.
Si hay bifurcaciones de receptor de señal
atenuadas adicionales disponibles en el receptor, por ejemplo la
bifurcación 305, la primera señal analógica es enviada a las
bifurcaciones también en el paso 902 y es procesada en el paso
903-908 de forma similar y al mismo tiempo que la
señal en la segunda bifurcación de receptor de señal (atenuada)
304. Esto significa que el interruptor de decisión puede seleccionar
entre muestras/ráfagas recibidas mediante una bifurcación no
atenuada y al menos dos bifurcaciones de receptor atenuadas.
La figura 10 ilustra un diagrama de flujo de una
segunda realización de un método según la presente invención. Las
referencias del texto siguiente también harán referencia a las
figuras 3 y 6b. Los primeros pasos 1001-1003 son
iguales al paso 901-903 según la figura 9.
Según un paso 1004, los convertidores A/D 602a y
602c convierten señales analógicas a señales digitales. La señal
analógica A es convertida en la primera bifurcación de receptor de
señal 303 a una señal digital no atenuada A1 respectivamente y la
señal analógica atenuada a1 es convertida en la segunda bifurcación
de receptor de señal 304 a señal digital atenuada a2.
Según un paso 1005, los demoduladores I/Q
601a-b en la respectiva bifurcación de receptor
remodulan la respectiva señal digital. La señal digital A1 es
remodulada en la primera bifurcación de receptor de señal 303 a
señales I1 y Q1 no atenuadas y la señal digital atenuada a2 es
remodulada en la segunda bifurcación de receptor de señal 304 a
señales i1 y q1 atenuadas.
Los últimos pasos 1006-1010 son
iguales a los pasos 906-910, según la figura 9, y
por razones de sencillez no se describirán aquí.
En una tercera realización (no ilustrada) de un
método según la presente invención, se omite el cálculo en el paso
909, por lo que la selección en el paso 910 se realiza en las
señales de salida de los convertidores A/D 602a y 602c, recibidas
mediante conexiones 606a-b en la figura 6b.
El receptor novedoso y los métodos descritos
anteriormente usan una solución para recibir una señal con un rango
de señal grande que elimina el riesgo de perder datos recibidos, por
ejemplo debido a retardos de tiempo, almacenando datos redundantes
procesados a través de una pluralidad de bifurcaciones de receptor
de señal con diferentes rangos dinámicos y seleccionando el
"mejor" de los datos redundantes para procesado adicional.
En general, el receptor novedoso puede incluir N
bifurcaciones de receptor de señal (donde N es un entero igual o
mayor que 2) con rangos dinámicos de solapamiento mutuo. Los rangos
dinámicos de solapamiento cubrirán conjuntamente, es decir
encajarán en, el rango de señal 201 de la señal analógica recibida
(la señal analógica recibida tiene un nivel de señal que varía
dentro de este primer rango de señal).
Si N=2, se usan dos bifurcaciones de receptor de
señal, una primera 303 y una segunda 304 bifurcación de receptor de
señal, con sus respectivos rangos dinámicos 401, 402
respectivamente, para cubrir el rango de señal 201 de la señal
analógica recibida. La segunda 304 de estas bifurcaciones de
receptor de señal incluye un atenuador 306 para lograr el rango
dinámico 402 que solapa parcialmente el rango dinámico 401 de la
primera bifurcación de receptor de señal 303 y juntamente con dicho
rango dinámico 401 cubre el rango de señal 201 de la señal
analógica recibida.
Si se usan tres o más bifurcaciones de receptor
de señal (N>2) para cubrir el rango de señal 201, cada
bifurcación de receptor de señal adicional, por ejemplo la tercera
bifurcación de receptor de señal 305, incluye un atenuador 311 para
lograr un rango dinámico que solapa parcialmente el rango o rangos
dinámicos contiguos (se solapan mutuamente). Por lo tanto, siempre
hay una diferencia en la atenuación entre cada bifurcación de
receptor de señal en el receptor 300.
El receptor 300 también incluye medios 308 para
guardar y seleccionar las señales de salida de las bifurcaciones de
receptor de señal para procesado adicional en el receptor.
Esto significa que el receptor novedoso tendrá
un rango dinámico total/resultante que puede recibir todo el rango
de señal de la señal analógica y al mismo tiempo seleccionar la
bifurcación de receptor de señal que genera la calidad de señal más
alta para cada ráfaga recibida o cualquier otra parte predefinida de
la señal analógica.
Aunque la invención se ha descrito
principalmente con referencia a un sistema GSM usando modulación
EDGE y 8-QPSK, los métodos y el dispositivo
novedosos se pueden aplicar a recibir otra señal modulada a
amplitudes generadas, por ejemplo, en un sistema de comunicación
por fibra o una red fija de telecomunicaciones.
Los métodos y el receptor novedosos se pueden
implementar total o parcialmente como software en uno o más
circuitos procesadores de señal digital con acceso a memoria interna
o externa.
Claims (18)
1. Un receptor para recibir una señal analógica
en un sistema de comunicación, donde dicha señal analógica incluye
ráfagas de señal que varían dentro de un primer rango de señal
(201), incluyendo cada una de dichas ráfagas un número de muestras
de señal (803a-803o), y donde dicho receptor (300)
incluye al menos dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304,
305) para recibir dicha señal analógica, dichas al menos dos
bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) incluyen medios
de conversión A/D (602a-d), para generar dichas
ráfagas de señal de muestras digitales (803a-o), y
están dispuestos de manera que tengan rangos dinámicos (401, 402)
que se solapan parcialmente uno a otro y conjuntamente cubren dicho
primer rango de señal (201), estando conectadas dichas
bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) a un bloque
(308), incluyendo medios de conmutación,
incluyendo dicho bloque (308)
una memoria para almacenar muestras de señal
digitales (803a-o) en una ráfaga de señal de todas
las bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305), y
caracterizado por
una unidad de cálculo para el cálculo de los
valores de intensidad de señal para cada ráfaga de señal muestreada
digital entrante (801) en base a dichas muestras de señal digitales
guardadas,
un interruptor de decisión para decidir cuál de
las ráfagas de señal guardadas (801) será enviada para procesado
adicional en el receptor en base a la salida de la unidad de cálculo
y
medios para seleccionar todas las muestras
digitales (803a-o), incluidas en dicha ráfaga de
señal decidida (801) y donde dicha ráfaga de señal muestreada
seleccionada (801) ha sido recibida mediante una de dichas al menos
dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305).
2. El receptor según la reivindicación 1 donde
dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de señal (303, 304,
305) incluyen también medios de demodulación
(601a-b) y medios de filtración digital
(603a-b, 604a-d).
3. El receptor según la reivindicación
1-2, donde al menos una de dichas al menos dos
bifurcaciones de receptor de señal incluye medios de atenuación
(306, 311) proporcionados para lograr dichos rangos dinámicos
parcialmente solapados (401, 402).
4. El receptor según la reivindicación 3, donde
dichos medios de atenuación (306, 311) están adaptados para
seleccionar la atenuación de tal forma que dicho solapamiento entre
dichos rangos dinámicos (401, 402) sea al menos igual a un rango de
señal mínimo requerido definido (203) para lograr un rendimiento de
recepción de señal adecuado en dicho receptor (300).
5. El receptor según cualquiera de las
reivindicaciones 1-3, donde una (303) de dichas al
menos dos bifurcaciones de receptor de señal está esencialmente no
atenuada.
6. El receptor según cualquiera de las
reivindicaciones 2-4, donde dicha al menos única
bifurcación de receptor de señal (304, 305) que incluye medios de
atenuación (306, 311) también incluye medios amplificadores
(605a-b).
7. El receptor según la reivindicación 5, donde
dichos medios amplificadores (605a-b) están
dispuestos para amplificar ráfagas de señal muestreadas digitales
para compensar la atenuación en dichos medios de atenuación (306,
311).
8. El receptor según la reivindicación 2 [1],
donde dichos medios para seleccionar están dispuestos para usar la
calidad de señal de dichas ráfagas de señal muestreadas digitales
guardadas (801) para seleccionar dicha ráfaga de señal muestreada
para procesado adicional en dicho receptor.
9. El receptor según la reivindicación 1, donde
dichos medios para seleccionar están dispuestos para comparar la
intensidad de señal de dichas ráfagas de señal muestreadas digitales
guardadas (801) con un conjunto de niveles umbral predefinidos
(208) para seleccionar dichas ráfagas de señal muestreadas digitales
(801) para procesado adicional en dicho receptor.
10. El receptor según una de las
reivindicaciones 1-8, donde dichos medios para
seleccionar están dispuestos para seleccionar ráfagas de señal
muestreadas de dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de
señal (304-305) evaluando un número predefinido de
dichas muestras digitales de dichas ráfagas de señal muestreadas de
dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de señal.
11. El receptor según una de las
reivindicaciones 1-8, donde dichos medios para
seleccionar están dispuestos para seleccionar ráfagas de señal
muestreadas de una primera de dichas al menos dos bifurcaciones de
receptor de señal (304-305) a condición de que
dichas ráfagas de señal muestreadas tengan una intensidad de señal
dentro de un intervalo de intensidad de señal predeterminado o una
calidad de señal dentro de un intervalo de calidad de señal
predeterminado.
12. Un transceptor, caracterizado porque
dicho transceptor incluye al menos un receptor según una de las
reivindicaciones 1-11.
13. Una estación base, caracterizada
porque dicha estación base incluye al menos un transceptor según la
reivindicación 12.
14. Una unidad radio, caracterizada
porque dicha unidad radio incluye al menos un receptor según una de
las reivindicaciones 1-11.
15. Un método en un sistema de comunicación para
recibir una señal analógica en un receptor, donde dicha señal
analógica incluye ráfagas de señal que varían dentro de un primer
rango de señal (201), incluyendo cada una de dichas ráfagas un
número de muestras de señal (803a-803o) y donde
dicho receptor (300) incluye al menos dos bifurcaciones de receptor
de señal (303, 304, 305) para recibir dicha señal analógica, dicho
método incluye los pasos siguientes:
- procesar (903-907) dicha señal
analógica con ráfagas de señal a ráfagas de señal muestreadas
digitales en dichas al menos dos bifurcaciones de receptor de señal
(303, 304, 305) donde dichas al menos dos bifurcaciones de receptor
de señal (303, 304, 305) están dispuestas de manera que tengan
rangos dinámicos (401, 402) que se solapan parcialmente uno a otro
y conjuntamente cubren dicho primer rango de señal (201);
- atenuando (903) dicha señal analógica a una
señal analógica atenuada en todas las bifurcaciones de receptor de
señal (304, 305) excepto una, por lo que se logran una señal
analógica no atenuada y al menos una atenuada,
- transformar (904-906) dichas
señales analógicas atenuadas y no atenuadas a ráfagas de señal
muestreadas digitales filtradas por demodulación I/Q, conversión
A/D y filtración de canal digital, y amplificar (907) dichas
ráfagas de señal muestreadas digitales filtradas,
- amplificar (907) dichas ráfagas de señal
muestreadas digitales filtradas correspondientes a dichas señales
analógicas atenuadas a ráfagas de señal muestreadas digitales
amplificadas para restablecer la intensidad de señal recibida,
- evaluar (908-910) dichas
ráfagas de señal muestreadas digitales de dichas al menos dos
bifurcaciones de receptor de señal (303, 304, 305) según ciertos
criterios
almacenando todas las muestras de señal
digitales en una ráfaga de señal de todas las bifurcaciones de
receptor de señal (303, 304, 305),
caracterizado además dicho paso de
evaluación por comparar la intensidad de señal de dichas ráfagas de
señal muestreadas digitales guardadas con un conjunto de niveles
umbral predefinidos (208) para seleccionar (910) una ráfaga de
señal muestreada para procesado adicional en dicho receptor.
16. El método según la reivindicación 16, donde
la calidad de señal de dichas ráfagas de señal muestreadas
digitales guardadas se usa para seleccionar dicha ráfaga de señal
muestreada para procesado adicional en dicho receptor.
17. El método según cualquiera de las
reivindicaciones 15-16, donde dicho paso de
seleccionar (910) selecciona ráfagas de señal muestreadas de dichas
al menos dos bifurcaciones de receptor de señal
(304-305) evaluando un número predefinido de
muestras digitales de dichas ráfagas de señal muestreadas de dichas
al menos dos bifurcaciones de receptor de señal.
18. El método según cualquiera de las
reivindicaciones 15-16, donde cada una de las
muestras digitales es un par I/Q y dicho paso de evaluación
(908-910) incluye el paso de calcular (909) la
amplitud de señal de dichos pares I/Q antes de dicho paso de
selección (910).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9903718 | 1999-10-15 | ||
| SE9903718A SE521566C2 (sv) | 1999-10-15 | 1999-10-15 | Förfarande och anordning för att ta emot analoga signaler som varierar inom ett stort signalområde i ett radiokommunikationssystem |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2293926T3 true ES2293926T3 (es) | 2008-04-01 |
Family
ID=20417366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES00971928T Expired - Lifetime ES2293926T3 (es) | 1999-10-15 | 2000-10-06 | Receptor, emisor-receptor, unidad de radio y procedimiento de telecomunicacion. |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6965658B1 (es) |
| EP (1) | EP1222743B1 (es) |
| CN (1) | CN1158779C (es) |
| AT (1) | ATE374461T1 (es) |
| AU (1) | AU1066601A (es) |
| DE (1) | DE60036556T2 (es) |
| ES (1) | ES2293926T3 (es) |
| MX (1) | MXPA02003102A (es) |
| SE (1) | SE521566C2 (es) |
| WO (1) | WO2001028106A1 (es) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6785322B1 (en) | 2002-04-12 | 2004-08-31 | Interdigital Technology Corporation | Node-B/base station rake finger pooling |
| TW201002122A (en) | 2002-04-12 | 2010-01-01 | Interdigital Tech Corp | Access burst detector correlator pool |
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1999
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-
2000
- 2000-10-06 AU AU10666/01A patent/AU1066601A/en not_active Abandoned
- 2000-10-06 WO PCT/SE2000/001946 patent/WO2001028106A1/en not_active Ceased
- 2000-10-06 MX MXPA02003102A patent/MXPA02003102A/es active IP Right Grant
- 2000-10-06 DE DE60036556T patent/DE60036556T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-10-06 CN CNB008142483A patent/CN1158779C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-10-06 AT AT00971928T patent/ATE374461T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-10-06 EP EP00971928A patent/EP1222743B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-10-06 ES ES00971928T patent/ES2293926T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-10-13 US US09/689,764 patent/US6965658B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60036556T2 (de) | 2008-06-26 |
| SE521566C2 (sv) | 2003-11-11 |
| SE9903718D0 (sv) | 1999-10-15 |
| CN1158779C (zh) | 2004-07-21 |
| DE60036556D1 (de) | 2007-11-08 |
| WO2001028106A1 (en) | 2001-04-19 |
| CN1379932A (zh) | 2002-11-13 |
| EP1222743B1 (en) | 2007-09-26 |
| AU1066601A (en) | 2001-04-23 |
| EP1222743A1 (en) | 2002-07-17 |
| SE9903718L (sv) | 2001-04-16 |
| MXPA02003102A (es) | 2002-09-30 |
| ATE374461T1 (de) | 2007-10-15 |
| US6965658B1 (en) | 2005-11-15 |
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