ES2621311T3 - Sistema de procesado de señales de espectro plano - Google Patents

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ES2621311T3 ES04030613.6T ES04030613T ES2621311T3 ES 2621311 T3 ES2621311 T3 ES 2621311T3 ES 04030613 T ES04030613 T ES 04030613T ES 2621311 T3 ES2621311 T3 ES 2621311T3
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Alberto Pieto Davila
Carlos Mosquera Nartallo
Roberto Lopez Valcarce
Fernando Pérez Gonzales
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Tredess 2010 SL
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Abstract

Sistema de procesado de señales de espectro plano que comprende - un primer conversor de frecuencia (12) que traslada una primera frecuencia de señal (f2) a una segunda frecuencia (f1), - un conversor analógico/digital (13) que convierte una señal analógica (sa) en una digital (sd), - un filtro (14) que es digital y adaptativo, - un segundo conversor digital/analógico (15) que la señal digital (sd) a una señal analógica (sa), y - un segundo conversor de frecuencia que devuelve la señal (sa) a su frecuencia original(f2) caracterizado por - que el filtro (14) tiene una función de transferencia.**Fórmula** donde H(z) representa la relación entre la salida del filtro (14) output[n] y la entrada del filtro (14) input[n] por medio de la siguiente ecuación en diferencias:**Fórmula** donde ak son los coeficientes que representan la eliminación de las distorsiones presentes en la señal b es el coeficiente que designa el ajuste de la ganancia del sistema de procesado de espectro plano (1) y z es un parámetro variable y - que el filtro (14) dispone de coeficientes que se adaptan según un algoritmo de aproximación de regresión pseudolineal.

Description

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DESCRIPCION
Sistema de procesado de senales de espectro plano
La presente invencion se refiere a un sistema de procesado de senales de espectro plano segun reivindicacion 1.
Un ejemplo de las senales de espectro plano lo forman, entre otras, las senales con la modulacion COFDM.
Los sistemas de modulacion COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing) han alcanzado altos niveles de popularidad debido, entre otros factores, a su robustez en entornos de multitrayecto: por ejemplo, los enlaces terrestres de radio. Una senal COFDM puede ser vista como a un conjunto de senales portadoras moduladas por senales complejas. Dichas portadoras se pueden diferenciar facilmente entre sf, debido a que hay ortogonalidad entre ellas.
Una de las caractensticas de los sistemas que utilizan la modulacion COFDM, como puede ser el sistema de television digital terrestre, es que permite la creacion de redes de frecuencia unica, es decir, no es necesario llevar a cabo una planificacion de frecuencias tal y como ocurre, por ejemplo, con los sistemas convencionales de difusion de television analogica, que requieren la reemision de la senal entre los sucesivos repetidores a fin de evitar interferencias. Dicha interferencia estana causada por las senales emitidas por los diferentes transmisores o repetidores en la misma frecuencia, y que pueden ser recibidas por el mismo receptor, el cual en ese caso procesana varias copias de la misma senal con diferentes niveles y retardos.
La modulacion COFDM permite incorporar todas esas copias de la senal bajo ciertas restricciones sin que el sistema deje de funcionar
Todas las alteraciones que sufre una senal desde que es transmitida hasta que es recibida inciden negativamente en la recepcion final, aumentando la probabilidad de errores; en el caso particular de las senales de espectro plano, gran parte de estas distorsiones se ven reflejadas en su espectro, que deja de ser plano. Asf, si la senal llega desde un punto a otro siguiendo dos caminos distintos, es decir, atraviesa un canal multitrayecto, pueden aparecer picos y valles en el espectro cuya magnitud dependera ademas de los niveles relativos entre ambas senales recibidas.
Uno de los problemas asociados a los repetidores isofrecuencia es la realimentacion que se produce desde la salida hasta la entrada del mismo. En este caso se crea un sistema en lazo cerrado que provoca que el espectro deje de ser plano y obliga a reducir la ganancia o amplificacion del repetidor cuando la atenuacion o bloqueo entre su salida y entrada no alcanza el nivel suficiente.
Este problema de realimentacion que se produce desde la salida hasta la entrada de los repetidores isofrecuencia ha sido tratado en diversos documentos, como son los documentos EP 0772310 y ES 216008.
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Dichas patentes tratan de compensar exclusivamente la realimentacion, pero no tienen en cuenta las alteraciones que sufre una senal COFDM desde que es transmitida hasta que es recibida.
El documento DE 101 55 179 A1 describe un repetidor con un dispositivo de procesado digital de senal para filtrado paso banda o para la supresion de la oscilacion del repetidor que incluye un filtro complejo adaptativo, con un modulador en cuadratura y una pluralidad de componentes adicionales.
El documento JP 2002 330112 describe un repetidor de senal digital OFDM en el que en una fase de recepcion se convierte una senal recibida en una senal digital en banda base, realiza una deteccion en cuadratura y una transformada de Fourier discreta, y pone a su salida los datos de portadora de una senal en OFDM. Para esta conversion de frecuencia un modulo con un circuito smcrono proporciona una senal local. En un modulo del proceso de repeticion, un circuito de equalizacion equaliza datos las portadoras de entrada, un circuito de discriminacion discrimina los valores de datos de entrada, y un circuito piloto de insercion nuevamente inserta en los datos de la portadora un piloto correcto preparado previamente. Una seccion de transmision realiza una transformada de Fourier Inversa y modulacion en cuadratura sobre los datos de la portadora en la que el nuevo piloto esta insertada, convierte los datos en una senal OFDM de la frecuencia deseada, transmitiendo posteriormente la senal.
El documento JP 2000 031877 describe un sistema de comunicacion movil en el que un estacion repetidora recibe senales transmitidas por una estacion base en una frecuencia fA-BS situada en la estacion base, las convierte en senales de una frecuencia diferente a la frecuencia fA-BS y las transmite a una estacion movil con una potencia de transmision establecida bien por la estacion base o bien por la estacion movil. Una marca de informacion de retransmision REP se anade a las senales transmitidas por la estacion retransmisora y una marca de informacion de retransmision MS se anade a las senales trasmitidas desde la estacion movil que se comunica con la estacion retransmisora.
El objetivo de la presente invencion es la realizacion de un sistema de procesado de senales de espectro plano que permita igualar el espectro de la senal y de este modo corregir las distorsiones de amplitud que la senal sufre en el sistema.
Dicho objetivo se consigue con un sistema de procesado de senales de espectro plano como el definido en las reivindicaciones.
La invencion se aplica al procesado de senales para compensar las distorsiones de amplitud que una senal de espectro plano (por ejemplo, las senales COFDM) sufre desde que es transmitida hasta su llegada al receptor.
La invencion parte del hecho de que el espectro de la senal es plano en la banda de paso (por ejemplo senales COFDM) y de que las distorsiones lineales que sufre la senal desde que es transmitida se ven
reflejadas en dicho espectro, de modo que el sistema de procesado de senales de espectro plano de la invencion aplana el espectro de la senal permitiendo corregir las distorsiones de la senal.
Un ejemplo de sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion esta constituido por un primer conversor de frecuencia que traslada la frecuencia de la senal a otra, un conversor analogico/digital 5 que convierte la senal analogica en una digital, un filtro que es digital y adaptativo, un segundo conversor digital/analogico que convierte otra vez la senal en analogica y un segundo conversor de frecuencia que devuelve la senal a su frecuencia original. El filtro tiene una funcion de transferencia.
H (z)
b
N
1+Z "k
k=1
donde H(z) representan la relacion entre la salida output[n] y la entrada input[n]del filtro por medio de la 10 siguiente ecuacion en diferencias:
output[n]=b * input[n] -
N
S ak
K=1
output[n-k]
donde
ak son los coeficientes que representan la eliminacion de las distorsiones presentes en la senal b es el coeficiente que designa el ajuste de la ganancia del sistema de procesado de espectro plano y
15 z es un parametro variable, en particular la ganancia, perdida o atenuacion del filtro
siendo el filtro un filtro inestable.
El sistema segun la invencion presenta la ventaja de permitir una mejor recepcion de la senal evitando las interferencias tanto producidas por efectos de la realimentacion en los repetidores como por efectos del multitrayecto. Por otra parte, corregir las distorsiones antes de la llegada de la senal al receptor puede aportar 20 ganancia al sistema, es decir, ofrecer mayor cobertura para la misma potencia transmitida, es decir, ofrecer mayor cobertura con la misma potencia de transmision o, equivalentemente, disminuir la potencia necesaria para mantener el mismo grado de cobertura.
En otro ejemplo segun la invencion, el sistema de procesado de senales de espectro plano esta caracterizado por que el segundo filtro digital adaptativo es de respuesta impulsional infinita.
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Esto presenta la ventaja de permitir disminuir el numero de coeficientes necesarios para el filtro adaptativo, con lo que se reduce notablemente el coste de implementacion del sistema.
Otro ejemplo de sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion esta caracterizado por que el segundo filtro digital adaptativo dispone de coeficientes que se adaptan segun un algoritmo de Aproximacion de Regresion Pseudolineal y/o algunas de sus variantes basadas en funciones signo.
Esto presenta la ventaja de utilizar un algoritmo computacionalmente sencillo, y que al mismo tiempo ofrece unas buenas propiedades de convergencia.
En otro ejemplo de sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion el segundo filtro digital adaptativo que aplana el espectro de la senal de forma adaptativa actua sobre las muestras de la senal en una frecuencia intermedia de procesado.
Esto presenta la ventaja de permitir reducir la complejidad del sistema.
En otro ejemplo segun la invencion el sistema de procesado de senales de espectro plano esta caracterizado por que solo uno de cada M coeficientes del segundo filtro digital adaptativo es distinto de cero, siendo M un numero entero mayor o igual que dos.
En otro ejemplo el sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion esta caracterizado por que la adaptacion de los coeficientes se efectua a partir de una de cada M muestras de la senal de salida, siendo M un numero entero mayor o igual que dos.
En otro ejemplo segun la invencion un repetidor de senales de telecomunicacion, en particular, de senales de television digital, esta constituido por al menos una antena receptora y una antena transmisora, un filtro de canal, un mezclador, un oscilador local, un filtro de onda superficial, unos amplificadores de FI, un detector, un atenuador, un mezclador, un oscilador local, un filtro de canal y un amplificador de salida, esta caracterizado por que incorpora un sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion.
Esto presenta la ventaja de disponer de un repetidor de senales que corrige las distorsiones que la senal sufre en el trayecto entre el transmisor y el repetidor y entre el repetidor y el transmisor causadas por el multitrayecto, asf como las ocasionadas en el mismo repetidor por motivo de la realimentacion.
En un ejemplo no limitativo de sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion, este se aplica al procesado de senales necesario para compensar las distorsiones de amplitud que una senal COFDM sufre desde que es transmitida hasta su llegada al receptor. Para ello hay que mantener el espectro de la senal lo mas plano posible en la banda de paso, con el fin de que el receptor pueda trabajar en las mejores condiciones.
Dichas distorsiones son introducidas por el canal de propagacion y los posibles elementos amplificadores que puedan encontrar la senal a su paso, tal y como repetidores (tambien conocidos como Gap-Fillers) .
La invencion parte del hecho de que el espectro de la senal es plano en la banda de paso y que las distorsiones de amplitud que padece la senal desde que es transmitida se ven reflejadas en dicho espectro; asf, el sistema de procesado de senales de espectro plano de la invencion aplana el espectro de la senal permitiendo corregir las distorsiones de la senal.
5 Un ejemplo no limitativo de una posible realizacion de un sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion se describe con referencias en las figuras adjuntas.
La figura 1 muestra de forma simplificada el recorrido que sigue una senal que atraviesa un repetidor que actua como amplificador.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de un repetidor no regenerativo (o Gap-Filler) .
10 La figura 3 muestra un esquema del sistema de procesado de senales de espectro plano segun la invencion. La figura 4 muestra un diagrama de bloques del segundo filtro digital adaptativo.
La figura 5 muestra el elemento de filtrado digital.
La figura 6 muestra el elemento de adaptacion de coeficientes.
En la figura 1 se observa de forma simplificada el recorrido que sigue la senal (por ejemplo, una senal 15 COFDM) desde que sale de la antena 21 del transmisor 2 hasta que es recibida por la antena 61 del receptor 6. En muchos casos, para asegurar una correcta recepcion de la senal es necesario la utilizacion de repetidores (o Gap-Fillers) 4 que amplifiquen la senal hasta un nivel que garantice la cobertura de zonas que de otro modo no tendnan garantizada la adecuada recepcion de la senal COFDM. Como bien puede observarse la senal emitida por una antena transmisora 21 de un transmisor 2 atraviesa un primer canal 20 multitrayecto 3 que une la antena 21 con una antena receptora 41 de un repetidor (o Gap-Filler) 4. Un segundo canal multitrayecto 5 es asimismo atravesado por la senal desde que es transmitida por una antena transmisora 42 del repetidor 4 hasta que es recibida por una antena receptora 61 del equipo receptor 6.
El acoplo que inevitablemente ocurrira entre la antena receptora 41 y la antena transmisora 42, ambas del repetidor 4, asf como las distorsiones producidas en los canales multitrayecto 3 y 5, y las propias distorsiones 25 producidas por el repetidor (o Gap-Filler) 4 inciden negativamente en la recepcion de la senal. Para mejorar la recepcion de la senal estas distorsiones son corregidas mediante un sistema de procesado de senales de espectro plano 1 segun la invencion el cual se ubica en el repetidor (o Gap-Filler) 4 segun puede observarse en la figura 2.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de un repetidor (o Gap-Filler) 4 con un sistema de procesado de 30 senales de espectro plano 1 segun la invencion. Como bien puede apreciarse la senal procedente de la antena 41 es introducida en un filtro de canal 43 el cual rechaza la frecuencia imagen de la senal de entrada.
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La senal filtrada se introduce en un mezclador 44 donde es mezclada con la senal generada por un oscilador local 45. A la salida del mezclador 44 se obtiene una senal en frecuencia intermedia. Esta senal se introduce en un filtro de onda superficial (filtro SAW) 46 que elimina todas las componentes indeseadas producidas en el mezclador 44.
La senal en frecuencia intermedia es amplificada mediante los amplificadores de FI 47 y 48 y detectada a la salida de este ultimo mediante el detector 49. La senal detectada se emplea para generar la tension de control automatico de ganancia VACG, la cual actua sobre el atenuador 411 de forma que el nivel de potencia de la senal a la entrada del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 sea constante para todos los valores de senal de entrada dentro del rango dinamico del equipo repetidor 4.
La senal de salida del sistema de procesado de senales de espectro plano es introducida en un mezclador 412, donde se mezcla con la senal del oscilador local 413 de forma que a la salida del mezclador 412 se obtiene la senal en la frecuencia del canal que se desea transmitir.
La senal de salida del mezclador 412 se hace pasar por el filtro de canal 414 encargado de eliminar todas las componentes indeseadas, de forma que a su salida aparezca tan solo la senal en la frecuencia que se desea transmitir.
La senal resultante se hace pasar por el amplificador de salida 415 encargado de elevar el nivel de senal hasta el valor adecuado para ser transmitido por la antena transmisora 42.
La figura 3 muestra un esquema del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 segun la invencion, el cual, como bien puede observarse, esta constituido por un primer filtro 11 que selecciona la banda de frecuenta de la senal de entrada, un primer conversor de frecuencia 12 que traslada la frecuencia de la senal (por ejemplo 36 MHz) a otra frecuencia llamada frecuencia intermedia de procesado (por ejemplo 11MHz), un conversor analogico/digital 13 de, por ejemplo, 9 bits, que convierte la senal analogica a digital mediante un muestreo con una tasa de, por ejemplo, 45.66 millones de muestras por segundo; las muestras digitales se procesan en un filtro 14 que es digital y que es adaptativo de, por ejemplo, 240 coeficientes de los cuales solo uno de cada tres (a3, a6, ....a240; 80 en total) son distintos de cero; un coeficiente adicional b ajusta el nivel de salida. La salida del segundo filtro digital adaptativo 14 se vuelve a convertir a analogica mediante un conversor digital /analogico 15, tambien de, por ejemplo, 9 bits, recibiendo muestras a una tasa de, por ejemplo, 45, 66 millones de muestras por segundo; por ultimo un segundo conversor de frecuencia 16 devuelve la senal a su frecuencia original (por ejemplo, 36 MHz) .
La funcion de transferencia del filtro digital adaptativo 14 del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 segun la invencion sera de la forma
H (z)
b
N
1+Z akz"k
k=1
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la cual representa una relacion entre la salida del filtro 14 (salida [n]) y la entrada del filtro 14 (entrada [n]) a traves de una ecuacion en diferencias:
N
S ak
output[n]=b * input[n] - K=1 * output[n-k]
El coeficiente b servira para ajustar la ganancia del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 y mantener la potencia de su senal de salida igual a la potencia de su senal de entrada. El resto de coeficientes, a1, ..., aN, serviran para eliminar las distorsiones existentes en la senal como consecuencia del acoplo que se producira de modo invevitable entre la antena receptora 41 y la antena transmisora 42 del repetidor 4, asf como de las distorsiones producidas en los canales multitrayecto 3 y 5, y las propias distorsiones producidas por el repetidor (o Gap-Filler) 4. Dado que la senal tiene espectro plano (por ejemplo, las senales COFDM) , la minimizacion de la potencia de salida del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 equivale a aplanar el espectro de dicha senal, es decir a eliminar los efectos de los multitrayectos 3 y 5 y el acoplo del repetidor 4.
Para que el filtro digital adaptativo 14 ajuste sus coeficientes sin intervencion externa, lo cual hace el sistema mas robusto y sencillo de manejar, es necesario un algoritmo de adaptacion ciego, es decir carente de referencias externas.
El numero de coeficientes N del denominador de la funcion de transferencia del segundo filtro digital adaptativo 14 debe ser el suficiente para compensar el efecto multitrayecto y el acoplo del repetidor 4. El retardo del multitrayecto es la maxima diferencia temporal entre los diferentes caminos que sigue la senal desde el transmisor 2 hasta la entrada del repetidor 4. El retardo del repetidor 4 es causado fundamentalmente por los filtros filtro 43 y 413. En el caso de repetidor isofrecuencia el tiempo que tarda la senal de salida en realimentarse hasta la antena receptora 41 puede despreciarse con respecto al retardo introducido por el filtro de onda superficial 46. El valor N multiplicado por el penodo de muestreo al que trabaja el segundo filtro digital adaptativo 14 debe ser mayor que cualquiera de los retardos mencionados.
La solucion optima para el filtro 14 es su implementacion mediante un filtro que puede ser inestable. Asf en el caso ideal en el que no existe multitrayecto, si el margen de ganancia del repetidor 4 es inferior a cero, el filtro 14 optimo es inestable.
El margen dinamico en dB (decibelios) se define como
Margen de Ganancia = - 10 log (Potencia realimentada/Potencia de entrada)
Un margen de ganancia expresado en decibelios negativo indica que el lazo formado por el repetidor 4, con acoplo, actua como un amplificador, lo que significa que a la antena receptora 41 vuelve mas potencia de la que entra al repetidor 4. La cancelacion de dicho acoplo obliga a que el segundo filtro 14 sea inestable. Esta inestabilidad no impide el correcto funcionamiento del sistema, ya que el lazo completo sera estable.
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A fin de contar con un algoritmo sencillo computacionalmente, y que al mismo tiempo ofrezca buenas propiedades de convergencia para filtros con realimentacion, se ha optado por usar el algoritmo de la Aproximacion de Regresion Pseudolineal.
La adaptacion de los coeficientes del segundo filtro 14 se pueden representar de manera no limitativa de la siguiente forma:
ak[n + 1] = ak[n] + p *s[n]*s[n-k], 1< k <N
Los N coeficientes de la realimentacion son adaptados a traves del algoritmo de Aproximacion de Regresion Pseudolineal. La senal s[n] es la salida del segundo filtro 14, cuya potencia debe ser minimizada con el fin de que su espectro sea lo mas plano posible. La constante de adaptacion p es un valor que incide en la rapidez de la convergencia y el error residual final en torno a la solucion optima; su valor debe ser elegido adecuadamente. Con el fin evitar variaciones en la potencia de salida del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 a lo largo de la adaptacion, se ajusta el coeficiente b del mismo de la siguiente forma:
b[n] = -/ (1 + [n +1])
en donde n se refiere al instante de la adaptacion.
Esta relacion garantiza que las potencias de entrada y de salida del sistema de procesado de senales de espectro plano 1 son iguales una vez que este ha convergido a su valor optimo.
El sistema propuesto funciona con la version digitalizada de una senal que tenga un espectro plano (por ejemplo, senal COFDM) lo cual condiciona las tasas de muestreo que se pueden emplear en los conversores 12 y 13. Para evitar el uso de filtros digitales, aparte del segundo filtro digital adaptativo 14, que complicanan la implementacion y causanan retardo, se utiliza una estructura en la que la adaptacion de los coeficientes del filtro 14 se realice a una tasa tal que la senal digital ocupe todo el rango de frecuencias digitales (- n, n) mientras que la operacion de filtrado del segundo filtro 14 se efectua a una velocidad mayor de modo que parte del espectro de la senal digital se encuentra vado de contenido. Asf, por ejemplo, para el caso de una senal de espectro plano cuyo ancho de banda sea B MHz, la frecuencia f1 (o frecuencia intermedia de procesado) a la que habra que ubicar dicha senal a la entrada del segundo filtro 14 puede ser cualquier valor del siguiente conjunto:
f1 = KB ± B/2, k = 0, 1, 2, 3....
El caso particular k = 0 equivale a trabajar con la senal en banda base, o dicho de otro modo, a un f1 = 0. En este caso la senal es compleja, es decir, es necesario utilizar dos conversores analogicos/digitales.
En cuanto a la tasa de muestreo fs de los conversores 13 y 15, cualquier frecuencia de la forma fs = 2*B*M, siendo M un numero entero mayor o igual que uno, evita solapamiento espectral, con lo que es valida.
Dentro del conjunto de posibles frecuencias de muestreo resultan mas apropiadas aquellas tales que el espectro digital resultante esta separado de las frecuencias 0 y n, para de este modo facilitar las operaciones de filtrado de los conversores 13 y 15 y evitar filtros analogicos o digitales excesivamente buenos. De esta forma, el filtrado se realizara a la tasa de fs = 2*B*M muestras por segundo mientras que la adaptacion se 5 realizara a la tasa de 2*B muestras por segundo, ya que la operacion de adaptacion maneja unicamente una de cada M muestras de la salida del segundo filtro 14.
Para un caso particular en el que la frecuencia de muestreo es fs = 6B, la frecuencia intermedia de procesado f1 viene dada por
f1 = 2B - B/2
10 que, por ejemplo, para B = 7, 61 MHz, da f1 = 11,415 MHz.
Esta es la combinacion que hace posible el muestreo de la senal en frecuencia intermedia con la tasa mas baja posible, y que garantiza la separacion del espectro a las frecuencias 0 y n. La senal de entrada al segundo filtro 14 se sobremuestrea de tal modo que la senal digital resultante solo ocupa parte del espectro total digital. Dicha senal no puede ser procesada por el esquema adaptativo, ya que no ocupa toda la banda, 15 e incluso en el caso de distorsion nula, no sena una senal de espectro plano en todo el eje de frecuencias discretas, premisa clave para el buen funcionamiento del esquema propuesto.
Sin embargo, con este sobremuestreo se consigue evitar el filtrado de una senal muestreada en el lfmite de Nyquist, con las distorsiones asociadas. Para el caso particular anteriormente mencionado, el esquema adaptativo funciona sobre la senal a una tasa tres veces menor, con lo que ocupa todo el rango de 20 frecuencias digitales. La ecuacion en diferencias anteriormente resenada se convierte por tanto en la siguiente:
n
S ak
output[n]=b * input[n] - K=1 * output[n-3k]
En una implementacion practica puede ser necesario disminuir levemente la frecuencia de muestreo con respecto a la mencionada anteriormente, con el fin de evitar posibles efectos asociados al nulo espectral en la 25 frecuencia 0.
La idea de sobremuestrear tambien se puede aplicar a la senal en banda base. En concreto, las posibles frecuencias de muestreo senan de la forma fs = M*B, M = 2, 3..., y el factor de diezmado a la entrada del segundo filtro 14 sena M. La diferencia fundamental radica en el manejo de valores complejos, con lo que el algoritmo de adaptacion vendna dado ahora por:
30 ak[n + 1] = ak[n] + j*s*[n]*s[n-k], 1< k >N
En donde s*[n] indica el complejo conjugado de s[n].
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La figura 4 muestra un diagrama de bloques donde puede observarse los elementos que componen el segundo filtro digital adaptativo 14: un elemento de filtrado digital 141 y un elemento de adaptacion de coeficientes 142.
Como se observa en la figura 5 el elemento de filtrado digital 141 se compone de una etapa de multiplicacion 1411, una etapa de suma y acumulacion 1412 y una etapa de retardo 1413.
El filtrado consiste en restar al valor de entrada x[n] la suma de cada multiplicacion entre los coeficientes y las muestras de salida auxiliares realimentadas: a3*yaux[n-3] + a6*yaux[n-6] + ... + a240*yaux[n-240], para el ejemplo concreto en el que el filtro tenga 240 coeficientes, aunque solo 80 de ellos diferentes de cero.
En la etapa de multiplicacion 1411 se multiplica cada muestra de salida auxiliar retardada (yaux[n-3], yaux[n- 6], ..., yaux[n-240]) por el correspondiente coeficiente (a3, a6, ..., a240). Estas operaciones se realizan utilizando multiplicadores hardware que toman dos numeros de 9 bits, interpretados como enteros con signo en complemento a 2 y generan un resultado de 18 bits tambien como un entero con signo representado en formato complemento a 2. Para optimizar el aprovechamiento del hardware disponible, cada multiplicador realiza tres productos por cada muestra de entrada.
Unos multiplexores seleccionan uno de entre tres pares de operandos para cada multiplicador. Este hecho, conjuntamente con el uso de registros de encadenamiento o pipeline, consigue el solapamiento espacial y temporal de las operaciones. Asf se realizan 80 multiplicaciones utilizando solo 27 multiplicadores funcionando al triple de velocidad de la tasa de muestras de entrada. Adicionalmente tambien se cambia de signo el valor de entrada x[n], multiplicandolo por -1, cuya representacion vana, dependiendo del modo, de acuerdo con la posicion del punto decimal utilizada.
En la etapa de suma y acumulacion 1412 se suman los resultados de las multiplicaciones de la etapa anterior, incluido el valor de entrada x[n] con cambio de signo. El uso de los registros de pipeline y el acumulador con puesta a cero permite obtener el valor total de la suma, teniendo en cuenta que cada multiplicador ha realizado 3 operaciones por cada muestra de entrada. Las operaciones anteriores se realizan sin perdida de precision, con lo que el resultado es un numero representado con 25 bits. Dado que para las siguientes etapas vuelve a ser necesario un valor de 9 bits, un multiplexor selecciona los bits adecuados segun la posicion de la coma decimal y se realiza un paso a 9 bits con redondeo. Ademas se cambia el signo del resultado para obtener el valor deseado de x[n] menos el sumatorio de los productos que constituyen la salida auxiliar yaux[n] del elemento de filtrado digital 141.
La etapa de retardo 1413 de la salida auxiliar del elemento de filtrado digital 141 consiste en una cadena de registros, donde cada registro transfiere su contenido al siguiente. Se realiza una transferencia simultanea en todos los registros por cada muestra de entrada al filtro. La salida de uno de cada tres registros es accesible obteniendose, a partir de la salida auxiliar yaux[n] las salidas auxiliares retardadas multiplos de tres muestras (yaux[n-3], yaux[n-6], ..., yaux[n-240]) .
Estas salidas retardadas se realimentan en la etapa de multiplicacion.
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El producto de la salida auxiliar yaux[n] con el coeficiente b, convertido a un resultado de 9 bits con redondeo, constituye la salida final del filtro adaptativo y[n].
Como bien se aprecia en la figura 6 el elemento de adaptacion de coeficientes 142 consta de una etapa de retardo 1421, unos bloques de adaptacion 1422, una etapa de suma 1423 y una etapa de rafz cuadrada 1424.
La adaptacion de coeficientes consiste en el calculo de un nuevo conjunto de coeficientes a3, a6, ..., a240 y b para el filtrado, a partir de los valores actuales de tales coeficientes y de las muestras de salida actual y[n] y retardadas y[n-3], y[n-6], ..., y[n-240], para el ejemplo concreto de 80 coeficientes no nulos. Un nuevo valor para el coeficiente ai se calcula sumando al valor actual de ai el producto de y[n] por y[n-i], con i = 3, 6, ..., 240, ponderado por un valor constante denominado paso, igual para todos los coeficientes. Este paso es un valor pequeno y, en este caso, se ha considerado un valor positivo, inferior a la unidad y potencia de dos por simplicidad. El nuevo valor de b se calcula como la rafz cuadrada de 1 mas el sumatorio de los nuevos coeficientes ai al cuadrado.
La etapa de retardo 1421 consiste en una cadena de registros, donde cada registro transfiere su contenido al siguiente por cada muestra de entrada al filtro. La salida de uno de cada tres registros se almacena en un registro adicional que se actualiza una sola vez por cada tres muestras de entrada del filtro.
Asf, a partir del valor de salida del filtro y[n] se obtienen los valores de salida retardados y[n-3], y[n-6], ..., y[n- 240], pero se actualizan a una tasa tres veces inferior a la tasa de muestreo.
Cada uno de los 20 bloques de adaptacion 1422 calcula 4 coeficientes ai y obtiene su suma al cuadrado para el calculo del coeficiente b. El nucleo de cada bloque esta constituido por el multiplicador. Este multiplicador se utiliza 8 veces por cada nuevo conjunto de 4 coeficientes. Un multiplexor selecciona a la entrada el valor y[n] y el valor y[n-i] correspondiente al coeficiente a actualizar. A partir del resultado, otro multiplexor selecciona el numero de bits adecuado para la posicion del punto decimal y el paso del modelo planteado. Un sumador suma el valor actual del coeficiente, representado con 18 bits, con el nuevo incremento y lo almacena en un registro de 18 bits. El nuevo valor del coeficiente sobrescribe el valor anterior. Se ha dispuesto un mecanismo que impide el desbordamiento del registro de cada coeficiente: si el nuevo resultado tras la suma fuese demasiado grande, ese coeficiente no se actualizana, lo cual reduce la aparicion de inestabilidades y transitorios con secuencias de entrada adversas.
Para la adaptacion de los coeficientes se utiliza una precision interna de 18 bits, lo que consigue una evolucion de la adaptacion mucho mas precisa y concordante con el modelo teorico. En el filtrado los coeficientes se reducen de 18 a 9 bits, con redondeo, y tambien se utiliza con una precision de 9 bits para el calculo de b, pero son redondeo, para acelerar el calculo.
Aunque dentro de cada bloque de adaptacion cada coeficiente ai de 18 bits se calcula en instantes diferentes dentro de cada bloque de adaptacion, los resultados de 9 bits de todos los coeficientes se capturan simultaneamente en registros independientes una vez por cada tres muestras de entrada al filtro.
Tras el calculo de cada nuevo coeficiente los multiplexors de entrada del multiplicador seleccionan ese nuevo valor obteniendo su valor al cuadrado. Unos registros de acumulacion calculan la suma de los cuatro nuevos coeficientes al cuadrado.
En la etapa de suma 1423 se suman los valores al cuadrado de los nuevos coeficientes ai mas el valor uno, 5 correspondiendo a la posicion del punto decimal.
En este caso, los registros pipeline no son necesarios, puesto que solo es necesaria una operacion por cada 3 muestras de entrada, y el esquema adoptado es suficientemente rapido para realizar la operacion entera en un unico ciclo, sin necesidad de realizarlo en varios ciclos.
La etapa de rafz cuadrada 1424 toma de la etapa anterior los 16 bits adecuados, de entre los 25 bits 10 resultantes de la suma sin perdida de precision, y calcula la rafz cuadrada, obteniendo 8 bits efectivos. El noveno bit, el bit de signo, siempre tiene el mismo valor y no se calcula, ya que se toma el resultado positivo de la rafz, constituyendo el nuevo valor de b. La rafz cuadrada se calcula de forma combinada, en un unico ciclo, y enlaza con la etapa de suma sin la necesidad de utilizar registros pipeline, ya que ambas operaciones se pueden realizar en el tiempo entre tres muestras de entrada al filtro.
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Lista de referencias
1 Sistema de procesado de senales de espectro plano
11 Primer filtro
12 Primer Conversor de frecuencia
13 Conversor Analogico/Digital
14 Segundo filtro digital adaptativo
141 Elemento de filtrado digital
1411 Etapa de Multiplicacion
1412 Etapa de Suma y Acumulacion
1413 Etapa de Retardo
142 Elemento de adaptacion de coeficientes
1421 Etapa de Retardo
1422 Bloques de adaptacion
1423 Etapa de suma
1424 Etapa de rafz cuadrada
15 Conversor Analogico/Digital
16 Segundo Conversor de frecuencia
2 Transmisor
21 Antena del transmisor 2
3 Canal multitrayecto para el Transmisor- Repetidor
4 Repetidor (o Gap-Filler)
41 Antena receptora repetidor 4
42 Antena transmisora repetidor 4
43 Filtro de canal
44 Mezclador
45 Oscilador local
46 Filtro de onda superficial
47 Amplificador
48 Amplificador
49 Detector
411 Atenuador
412 Mezclador
413 Oscilador
414 Filtro de canal
415 Amplificador de Salida
5 Canal multitrayecto del Transmisor- Repetidor

Claims (5)

  1. 5
    10
    15
    20
    25
    30
    35
    REIVINDICACIONES
    1. Sistema de procesado de senales de espectro plano que comprende
    - un primer conversor de frecuencia (12) que traslada una primera frecuencia de senal (f2) a una segunda frecuencia (f1),
    - un conversor analogico/digital (13) que convierte una senal analogica (sa) en una digital (sd),
    - un filtro (14) que es digital y adaptativo,
    - un segundo conversor digital/analogico (15) que la senal digital (sd) a una senal analogica (sa), y
    - un segundo conversor de frecuencia que devuelve la senal (sa) a su frecuencia original(f2) caracterizado por
    - que el filtro (14) tiene una funcion de transferencia.
    H (z)
    b
    N
    1+Z akz"k
    k=1
    donde H(z) representa la relacion entre la salida del filtro (14) output[n] y la entrada del filtro (14) input[n] por medio de la siguiente ecuacion en diferencias:
    N
    S ak
    output[n]=b * input[n] - K=1 * output[n-k]
    donde
    ak son los coeficientes que representan la eliminacion de las distorsiones presentes en la senal
    b es el coeficiente que designa el ajuste de la ganancia del sistema de procesado de espectro
    plano (1) y
    z es un parametro variable
    y
    - que el filtro (14) dispone de coeficientes que se adaptan segun un algoritmo de aproximacion de regresion pseudolineal.
  2. 2. Sistema de procesado de senales de espectro plano (1) segun la reivindicacion numero 1
    caracterizado por
    - que el filtro (14) esta implementado mediante una estructura en lazo.
  3. 3. Sistema de procesado de senales de espectro plano (1) segun las reivindicaciones anteriores caracterizado por
    - que unicamente uno de los coeficientes del filtro (14) es distinto de cero.
  4. 4. Sistema de procesado de senales de espectro plano (1) segun las reivindicaciones anteriores
    caracterizado por 5
    - que el coeficiente de adaptacion se realiza unicamente uno de los coeficientes del filtro (14) es distinto de cero.
  5. 5. Repetidor de telecomunicaciones (4) constituido por
    10 - al menos una antena receptora (41) y una antena transmisora (42), un filtro de canal (43), un
    mezclador (44), un oscilador local (45), un filtro de onda superficial (46), amplificadores de FI (47, 48), un detector (49), un atenuador (411), un mezclador (412), un oscilador local (413), un filtro de canal (414) y un amplificador de salida (415)
    15 caracterizado por
    - que incluye un sistema de procesado de senales de espectro plano (1) como el descrito en las reivindicaciones anteriores.
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