ES2319106T3 - Multiplexor sintonizable. - Google Patents
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Abstract
Un multiplexor sintonizable (640) acoplado a una antena a través de un primer acceso (642) que comprende un primer filtro sintonizable (300, 644) con un primer nodo de filtro acoplado al primer acceso (642) y un segundo nodo de filtro acoplado a un segundo acceso de entrada/salida, caracterizado por un primer filtro de señales provisto de una primera frecuencia resonante, que comprende un primer material ferroeléctrico "FE" (312b) formado en una primera superficie de un sustrato (301); una primera chapa conductora (304b) formada en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al primer material FE (312b); un primer resonador (302b, 608a) conectado entre el primer nodo de filtro y una puesta a tierra, donde el primer resonador (302b, 608a) se acopla a la primera superficie del sustrato (301), y conectado por un primer cable (305b) a la primera chapa conductora (304b); una primera chapa de condensador (306b) formada en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al primer material FE (312b) de tal manera que la primera chapa de condensador (306b) queda separada de la primera chapa conductora (304b) por una primera área de separación para formar un primer condensador de separación sintonizable ferroeléctrico "FE" (610b), conectándose la primera chapa de condensador (306b) a la puesta a tierra a través de un primer condensador de bloqueo de CC (341b); un primer voltaje de control acoplado a la primera chapa de condensador (306b), donde el primer material FE (312b) es sensible al primer voltaje de control para ajustar una primera capacitancia del primer condensador sintonizable FE (610b) y la primera frecuencia resonante; un segundo filtro de señales provisto de una segunda frecuencia resonante, que comprende: un segundo material ferroeléctrico "FE" (312a) formado en la primera superficie de un sustrato (301); una segunda chapa conductora (304a) formada en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al segundo material FE (312a); un segundo resonador (302a, 604a) conectado entre el segundo nodo de filtro y la puesta a tierra, donde el segundo resonador (302a, 604a) se acopla a la primera superficie del sustrato (301), y conectado por un segundo cable (305a) a la segunda chapa conductora (304a); una segunda chapa de condensador (306a) formada en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al segundo material FE (312a) de tal manera que la segunda chapa de condensador (306a) queda separada de la segunda chapa conductora (304a) por una segunda área de separación para formar un segundo condensador de separación sintonizable ferroeléctrico "FE" (610a), conectándose la segunda chapa de condensador (306a) a la puesta a tierra a través de un segundo condensador de bloqueo de CC (341a); un segundo voltaje de control acoplado a la segunda chapa de condensador (306a), donde el segundo material FE (312a) es sensible al segundo voltaje de control para ajustar una segunda capacitancia del segundo condensador sintonizable FE (610a) y la segunda frecuencia resonante; y un tercer condensador (321, 632a) conectado entre el primer nodo de filtro y el segundo nodo de filtro.
Description
Multiplexor sintonizable.
Los filtros (entre ellos los de paso de banda)
tienen numerosas aplicaciones en las comunicaciones y la
electrónica. Por ejemplo, en las comunicaciones inalámbricas, una
determinada banda de frecuencias debe tener capacidad para muchos
usuarios inalámbricos. Para atender a tantos usuarios, la extrema
densidad de las frecuencias asignadas exige el cumplimiento de
estrictos requisitos de filtrado de pasos de banda.
En la actualidad, los microteléfonos
inalámbricos utilizan filtros de paso de banda (FPB) de
sintonización fija para cumplir sus especificaciones de filtrado.
El diseño de dichos filtros es complicado, porque deben simultanear
la mínima pérdida de inserción (PI) de paso de banda posible con el
gran rechazo fuera de banda exigido por las especificaciones.
Veamos, como ejemplo concreto, los microteléfonos para banda de
acceso múltiple por división de código/servicio de comunicaciones
personales (AMDC/PCS). La banda de transmisión (TX) PCS no debería
tener más de -3,5 dB de PI dentro de banda (1.850 a 1.910 MHz en los
EE.UU.) ni menos de 38,0 dB de rechazo fuera de banda en la banda
de recepción (RX) (intervalo de 1.930 a 1.990 MHz).
Además, este FPB debe cumplir estas
especificaciones con una limitación máxima en altura. Una limitación
de altura corriente en los microteléfonos actuales es, por ejemplo,
4,0 mm. Para satisfacer tan exigentes requisitos eléctricos y tener
al mismo tiempo el mínimo tamaño y la mínima altura posibles, suelen
necesitarse filtros de sintonización fija de orden superior (>
segundo orden) construidos con elementos individuales de resonadores
coaxiales o bien con estructuras enterizas. Además, la transmisión
cero requerida para satisfacer las especificaciones del rechazo
fuera de banda aumenta la PI en el borde de la banda. Debido a las
variaciones en las tolerancias del montaje y los elementos
cerámicos, los proveedores deben ajustar individualmente las
características de los filtros de sintonización fija durante su
fabricación, con el encarecimiento consiguiente de los costes.
Por otra parte, si hubiera que atender a más de
una banda de frecuencias (por ejemplo, las bandas PCS de los
EE.UU., Corea y la India), se necesitarían FPB de sintonización fija
que requerirían más conmutadores e incrementarían la perdida. Esta
situación se daría aunque el amplificador de potencia y el
amplificador de bajo nivel de ruido utilizados tuvieran anchura de
banda suficiente para trabajar con estas bandas múltiples.
Un FPB sintonizable permitiría utilizar un solo
FPB en varias bandas, o un filtro de orden inferior para abarcar
una anchura de banda más amplia que una banda de paso requerida en
cualquier momento determinado. Para obtener la sintonizabilidad en
un FPB sintonizable, suele utilizarse un componente capaz de aportar
una capacitancia variable.
Actualmente se utilizan varias estructuras para
implementar un condensador variable. Por ejemplo, durante muchos
años se han utilizado planos paralelos móviles como sintonizador en
las radios domésticas. Sin embargo, dichos planos son excesivamente
voluminosos, ruidosos y poco prácticos para aplicaciones
modernas.
Otra posibilidad, el varactor electrónico, es un
dispositivo semiconductor que ajusta la capacitancia en función de
un voltaje aplicado. Por sus conocidas características ruidosas y
disipativas, sobre todo en aplicaciones superiores a 500 MHz, el
varactor es ineficaz en utilizaciones de alta frecuencia y
débilmente disipativas, que exigen un rendimiento elevado.
Otra alternativa, un microconmutador (o sistema)
electromecánico (ME), es un dispositivo miniaturizado capaz de
conmutar entre condensadores sensibles a una señal de control
aplicada. Sin embargo, resulta costoso, su fabricación es difícil y
no se ha demostrado su fiabilidad. En la mayoría de los casos aporta
una sintonización discreta, consistente en que un sistema debe
seleccionar entre un número finito (y pequeño) de condensadores
fijos.
Otra alternativa que se ha probado es la de los
condensadores sintonizables ferroeléctricos. La característica más
destacada de los materiales ferroeléctricos (f-e),
normalmente óxidos de tierras raras cerámicas, es el cambio de su
constante dieléctrica (K) y, en consecuencia, de la permitividad
eléctrica (\varepsilon), en respuesta a un campo eléctrico
aplicado de variación lenta (CC o baja frecuencia). La relación
existente entre la constante dieléctrica (K) y la permitividad
eléctrica (\varepsilon) de un material se expresa como sigue:
\varepsilon = K
\varepsilon_{0}
siendo \varepsilon0 la
permitividad eléctrica de un vacío. En la actualidad se conocen
varios centenares de materiales poseedores de propiedades
f-e. En un material f-e típico puede
obtenerse una gama de K en una proporción aproximada de 3:1. La
tensión CC necesaria para generar un cambio de esa magnitud en K
depende de las dimensiones del material f-e al que
se aplique un voltaje de control de CC. Como consecuencia de su
constante dieléctrica variable, es posible fabricar condensadores
sintonizables utilizando materiales f-e, porque la
capacitancia de un condensador depende de la constante dieléctrica
del dieléctrico próximo a los conductores del condensador.
Normalmente, un condensador f-e sintonizable se
realiza como condensador de plano paralelo (superposición),
interdigital (CID) o de
separación.
En condensadores variables f-e,
se dispone una capa de un material f-e apropiado,
por ejemplo, titanato de bario y estroncio de bario,
Ba_{X}Sr_{1-x}TiO_{3} (BSTO), adyacente a uno
o a ambos conductores de un condensador. La capacitancia cambia en
función de la intensidad del campo eléctrico aplicado al material
f-e seleccionado y de las propiedades intrínsecas
del mismo. Normalmente, por debajo de la temperatura de Curie
(T_{c}) de la película f-e, el material
f-e se halla en estado ferroeléctrico y presenta
histéresis en su respuesta al cambio del campo eléctrico. Por
encima de T_{c}, el material f-e se halla en
estado paraeléctrico y no presenta histéresis. Por tanto,
generalmente se escoge un material f-e cuya T_{c}
sea inferior a la temperatura operativa prevista, con objeto de
trabajar en estado paraeléctrico y evitar los efectos histerésicos
del estado ferroeléctrico.
No obstante, está comprobado que los
condensadores variables f-e son excesivamente
disipativos para utilizarlos en microteléfonos y otras aplicaciones
sensibles a la pérdida de inserción. Además, el frecuente
funcionamiento imprevisible de estos dispositivos impide diseñar,
construir y utilizar los filtros sintonizables f-e
de manera óptima.
En la tecnología AMDC, los duplexores se
utilizan para separar las frecuencias Tx y Rx en sus respectivos
caminos de señales. Los duplexores suelen comprender dos filtros de
paso de banda. Cada filtro selecciona la señal de frecuencia Tx o
Rx que debe pasarse. Los filtros se acoplan en un extremo, formando
un acceso común. Este acceso común suele acoplarse a una antena o a
un diplexor para enviar señales de transmisión y recibir señales de
recepción.
Los estrictos requisitos de rechazo fuera de
banda y pérdida de inserción son las exigencias primarias que
influyen en el diseño de los duplexores para uso en aplicaciones
sensibles a las pérdidas, como es el caso de los microteléfonos
inalámbricos. Igualmente deben satisfacerse otras especificaciones
eléctricas y mecánicas, por ejemplo los requisitos de tamaño y
altura.
En consecuencia, este sector tecnológico
necesita mejores filtros f-e sintonizables, capaces
de aportar un intervalo de sintonización con baja PI y altos
rechazos fuera de banda, así como los métodos para diseñarlos.
Entonces, estos filtros podrían utilizarse para producir duplexores
sintonizables.
Un multiplexor sintonizable, según el preámbulo
de la reivindicación 1, se divulga mediante por el documento
EP-A-0.843.374. El circuito conocido
posee un primer filtro de señales y un segundo filtro de señales,
comprendiendo cada uno de ellos condensadores ferroeléctricos
sintonizables.
\vskip1.000000\baselineskip
En los microteléfonos inalámbricos AMDC, los
estrictos requisitos de rechazo fuera de banda y pérdida de
inserción suelen exigir filtros de orden superior (> tercer
orden) para uso en duplexores. Los requisitos de pérdida de
inserción dentro de banda suelen aplicarse a una frecuencia más
amplia que la utilizada para el funcionamiento en cualquier momento
dado. En consecuencia, un filtro de sintonización fija para uso en
un duplexor debe tener una banda de paso más amplia que la que
tendría un filtro sintonizable que se utilizara sintonizando en esa
misma banda de paso. Como el filtro sintonizable podría tener una
banda de paso menor (sintonizable), podría ser de orden inferior
(ocupando menos espacio) o tener menos pérdida de inserción, o ambas
cosas.
Ahora bien, esto sólo es cierto si la
incorporación de la sintonizabilidad no aumenta excesivamente la
pérdida de inserción del duplexor. Los problemas mencionados se
resuelven con un multiplexor sintonizable según la reivindicación
1. El presente invento aporta un condensador sintonizable
ferroeléctrico y un circuito de resonador y condensador que
confiere sintonizabilidad al duplexor y mantiene una pérdida de
inserción baja.
Por tanto, se aporta un duplexor sintonizable de
baja pérdida de inserción, menor y con menos pérdida de inserción
que un filtro de paso de banda sintonizado fijo, y capaz de abarcar
la misma banda de paso. El espacio ahorrado en un microteléfono
inalámbrico puede servir para aportar otras propiedades y funciones
deseadas, o simplemente para reducir el tamaño y el peso del
microteléfono. Además, los ahorros en pérdida de inserción alargan
el tiempo de conversación y la vida de la batería.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 1a es una vista en planta de un
condensador de separación ferroeléctrico;
La figura 1b es una vista transversal del
condensador de separación ferroeléctrico de la figura 1a, a lo largo
de la línea A;
La figura 2a es una vista en planta de un
condensador de superposición ferroeléctrico, junto con un
condensador de bloqueo de CC;
La figura 2b es una vista en planta de la
primera capa metálica del condensador de superposición reproducido
en la figura 2a;
\newpage
La figura 2c es una vista transversal del
condensador de superposición de la figura 2a, a lo largo de la línea
B de la figura 2a;
La figura 3 presenta una vista ampliada de la
zona C de la figura 2a;
La figura 4 es una vista en planta de un
condensador interdigital ferroeléctrico;
La figura 5 es una representación esquemática de
un resonador acoplado a un condensador ferroeléctrico
sintonizable;
La figura 6 es una representación esquemática de
un filtro sintonizable unipolar;
La figura 7 es una implementación del circuito
planar del filtro unipolar reproducido en la figura 6;
La figura 8a es una representación esquemática
de un filtro sintonizable bipolar, con un condensador ferroeléctrico
configurado para compensar las distorsiones de respuesta de
frecuencia inducidas por la sintonización;
La figura 8b es una representación esquemática
de un filtro sintonizable bipolar, con dos condensadores
ferroeléctricos configurados para compensar las distorsiones de
respuesta de frecuencia inducidas por la sintonización;
La figura 9 es una representación esquemática de
una fuente de corriente continua y red divisora, utilizada a fin de
sintonizar los dos condensadores ferroeléctricos de la figura 8b,
configurados para compensar las distorsiones de respuesta de
frecuencia inducidas por la sintonización;
La figura 10 presenta una implementación de la
red divisora de la figura 9;
La figura 11a es una vista en planta del filtro
sintonizable reproducido en la figura 8a;
La figura 11b es una vista transversal del
filtro sintonizable reproducido en la figura 11a, a lo largo de la
línea D;
La figura 12 es una representación esquemática
de un duplexor sintonizable;
La figura 13 es un gráfico de respuestas de
frecuencia de un duplexor sintonizable con acoplamiento de
entrada-salida del condensador de chip y
condensador f-e Q = 180;
La figura 14 es un gráfico de respuestas de
frecuencia de un duplexor sintonizable con acoplamiento de
entrada-salida del condensador de chip y
condensador f-e Q = 450;
La figura 15 es un gráfico de respuestas de
frecuencia de un duplexor sintonizable con acoplamiento de
entrada-salida del condensador de separación
integrado y condensador f-e Q = 180;
La figura 16 es un gráfico de respuestas de
frecuencia de un duplexor sintonizable con acoplamiento de
entrada-salida del condensador de separación
integrado y condensador f-e Q = 450.
El uso de los mismos símbolos de referencia en
figuras diferentes indica similitud o identidad de los
elementos.
\vskip1.000000\baselineskip
Al diseñar un filtro de paso de banda (FPB)
sintonizable para uso y aplicación en sistemas de tratamiento de
señales electrónicas (sistemas de comunicaciones, por ejemplo),
habitualmente es preciso cumplir o superar tanto requisitos de
pérdida de inserción (PI) de banda de paso como de rechazo fuera de
banda, además de otros de tamaño, peso, mecánicos, ambientales y
eléctricos impuestos a los FPB de sintonización fija.
En consecuencia, para que un FPB sintonizable
sea un sustituto comercialmente factible de un FPB de sintonización
fija, su rendimiento debe superar el del FPB de sintonización fija
al que reemplaza en cuanto a la mayoría o la totalidad de los
requisitos eléctricos y mecánicos. En aplicaciones exigentes, como
los microteléfonos inalámbricos, la PI de la banda de paso debe
minimizarse para no aumentar aún más la carga soportada por otros
componentes del microteléfono. Si un FPB tiene una PI mayor que la
del FPB de sintonización fija al que sustituye, el incremento de la
PI puede resultar una carga excesiva para el rendimiento general del
sistema. Lo normal es que este aumento de la carga alcance su
máxima magnitud en los amplificadores y demás dispositivos activos.
Los amplificadores necesitarían más ganancia y más potencia de
salida para superar los efectos de una pérdida de banda de paso
mayor que la de los filtros fijos de anchura de banda
existentes.
Una "banda de paso" puede definirse de
muchas maneras. Normalmente, la banda de paso se define por los
puntos donde la respuesta del filtro de paso de banda desciende
hasta 3,0 dB por debajo de la banda central, o pérdida de inserción
del centro de la banda (PI_{0}). No obstante, para definir la
banda de paso puede recurrirse a cualquier respuesta de filtro
fijo. Normalmente se requieren filtros de paso de banda de orden
superior (más resonadores) para cumplir un requisito específico de
rechazo fuera de banda. Ahora bien, el aumento del orden del filtro
incrementa la PI0. La siguiente ecuación facilita una relación
básica útil entre el orden del filtro y la PI_{0}:
(1)PI_{0} =
(4,34 * Q_{l}/Q_{d}) * \sum\limits^{N}_{i = 1}
g_{i}
siendo N el orden del filtro,
Q_{d} el Q descargado de los resonadores utilizados, Q_{l} =
f_{0}/AB (AB es la banda de paso de 3 dB y f_{0} es la
frecuencia de la banda central), y g_{i} los valores del elemento
de filtro correspondientes a una topología determinada (Chebyshev y
Butterworth).
En general es preferible una respuesta
Chebyshev, porque da una respuesta de rechazo más pronunciada que la
de un filtro Butterworth para un orden de filtro determinado.
Además, aumentando la fluctuación de un FPB Chebyshev se incrementa
aún más el rechazo fuera de banda. Como puede verse en la ecuación
(1), para un determinado orden de filtro N, una banda de paso mayor
da lugar a una PI_{0} menor, por cuanto Q_{l} disminuye cuando
la AB aumenta. El precio de esta PI_{0} menor es una selectividad
disminuida. Para recuperar selectividad es preciso aumentar el
orden del filtro N, a costa de la PI_{0}. Cualquier experto en el
diseño de filtros de paso de banda comprenderá que la ecuación (1)
representa la mejor respuesta posible a un determinado requisito de
sistema y orden de filtro. La utilización de un filtro de orden
superior (más resonadores de un determinado Q descargado) aumenta
rápidamente la PI_{0}, porque la magnitud de los valores g_{i}
va aumentando y éstos son más numerosos (aumento de N). Obsérvese
que la ecuación (1) no tiene en cuenta las pérdidas de
implementación, lo cual aumenta aún más la PI_{0}, sobre todo a
medida que se aproxima al borde de la banda.
La ecuación (1) pone de manifiesto que el uso de
un filtro de paso de banda de primer o segundo orden reduce la
PI_{0}. En estos órdenes inferiores se registra una disminución
tanto del número (N) de los coeficientes g_{i} como de las
magnitudes del g_{i}. Estos filtros de orden inferior deberían
construirse con resonadores que tengan la pérdida más baja (máximo
Q_{d}) para dar lugar a la mínima PI_{0} posible. El filtro de
paso de banda de primer o segundo orden resultante siempre tendrá
menos PI_{0} para un tipo y un tamaño de resonador determinados
(es decir, para un Q_{d} determinado) que el diseño comparable de
filtro de paso de banda de sintonización fija y orden superior. La
sintonizabilidad hace posible el FPB de banda estrecha y bajo
orden, capaz de sustituir un FPB de sintonización fija y de banda
más amplia. Un FPB de bajo orden y banda estrecha sintonizable
puede abarcar toda la banda que interese, superando así la
limitación que supone tener una anchura de banda menor. Esta
afirmación se basa en el supuesto de que la anchura de banda del
canal deseado (información) es menor que la anchura de banda total
del sistema.
Los FPB sintonizables tienen la máxima
posibilidad de sustituir los FPB de sintonización fija cuando éstos
abarcan una anchura de banda de sistema mayor que la requerida para
la transmisión o la recepción de un solo canal. Por ejemplo, un FPB
de sintonización fija en un microteléfono que vaya a utilizarse en
la banda estadounidense AMDC PCS abarca dicha anchura de banda
(AB). Debe quedar entendido que esta afirmación es extensible al
AMDC de telefonía móvil estadounidense y a otras muchas normas. Las
técnicas, métodos y dispositivos preconizados en el presente
documento pueden aplicarse a muchas normas, además de la AMDC PCS
estadounidense. La AMDC PCS estadounidense sólo se toma a modo de
ejemplo.
En la banda estadounidense PCS se asignan 60 MHz
para Tx (1.850 a 1.910 MHz) y otros 60 MHz para Rx (1.930 a 1.990
MHz). La norma AMDC es un sistema de dúplex completo, lo cual
significa que el microteléfono debe transmitir y recibir
simultáneamente. Para ello, hace falta un filtro de duplexor que
separe las bandas e impida las interferencias. Aunque la banda PCS
tiene una anchura de 60 MHz, la del canal AMDC individual sólo es
de 1,25 MHz. Sin embargo, la actual arquitectura del sistema obliga
a que los multiplexores (incluidos los duplexores) y los filtros de
paso de banda tengan una AB \geq 60 MHz, ya que el sistema debe
permitir y aceptar el funcionamiento de cualquier canal de 1,25 MHz
en cualquier región de la banda de 60 MHz.
Un filtro de banda PCS sintonizable podría
alterar esta situación, satisfaciendo las especificaciones del
rechazo en el caso más desfavorable y aportando un FPB de orden
inferior y de topología más sencilla, que ocupe menos espacio
físico. Dicho filtro de orden inferior aportaría necesariamente una
PI0 más baja, en virtud de la ecuación (1).
Para sustituir eficazmente un FPB de
sintonización fija y orden superior por un FPB sintonizable de orden
inferior, deben considerarse tres factores. Primero, la anchura de
banda (es decir, Q_{l}) del FPB de orden inferior y la topología
escogida deben tener unas características que permitan satisfacer la
especificación de rechazo en el caso más desfavorable. Dado que
Q_{l} = f_{0}/AB, a medida que la anchura de banda (AB) de 3 dB
disminuye, la PI aumenta. Por tanto, si la AB es demasiado pequeña
respecto a f_{0}, el FPB resultante tendrá una PI
inaceptablemente alta, lo cual requerirá una compensación entre AB y
PI. Si un diseño ha de ser práctico, un FPB sintonizable de orden
inferior debe tener la mínima PI posible para satisfacer el rechazo
requerido en el caso más desfavorable. Se prefieren determinadas
topologías, porque aportan de manera natural un cero de lado bajo
(por debajo de la banda de transmisión) o un cero de lado alto (por
encima de la banda de transmisión). Una topología como la
presentada en la figura 10 es capaz de aportar una menor PI de banda
de paso, porque la Q_{l} del FPB es menor (debido a que la
anchura de banda es mayor) o porque la fluctuación (manifestada en
los términos g_{i} del correspondiente FPB Chebyshev) es inferior,
o ambas cosas. El cero de transmisión aporta el rechazo adicional
requerido en una gama de frecuencias determinada.
\newpage
Segundo, el filtro sintonizable de orden
inferior debe ser sintonizable para abarcar toda la AB, exactamente
igual que un filtro de sintonización fija. Finalmente, el
condensador sintonizable utilizado dentro del filtro sintonizable
de orden inferior deberá ser de pérdida suficientemente baja para
que el filtro resultante tenga una PI acorde con o superior a las
especificaciones. Aunque la pérdida añadida de un filtro
sintonizable de paso de banda de primer o segundo orden será mínima
en comparación con un diseño de filtro de paso de banda y
sintonización fija de orden superior (N > 2), el componente
sintonizable (condensador f-e variable) debe tener
un mecanismo de sintonización rápida y ser sintonizable para abarcar
toda la gama del paso de banda, utilizando el voltaje de
sintonización disponible.
La pérdida total de un condensador, P_{t},
sintonizable o no sintonizable, se expresa mediante una proporción
de su energía disipada-energía almacenada,
almacenándose la energía en el campo eléctrico y disipándose en la
resistencia; es decir, P_{t} = (energía disipada)/(energía
almacenada). Lo contrario de esta pérdida es el factor de calidad,
Q. En el caso de un condensador, Pt puede expresarse mediante la
cantidad (\omega*R_{s}*C), siendo \omega la frecuencia en
radianes, R_{s} la resistencia en serie total del condensador, y C
la capacitancia.
La importancia de determinar la pérdida total de
un condensador f-e en un circuito resonante puede
apreciarse en las ecuaciones siguientes: P_{c} = 1/Q_{c} y
1/Q_{T} = 1/Q_{c} + 1/Q_{d}, siendo
P_{c} = la pérdida del condensador;
Q_{T} = el Q total del condensador
f-e y el resonador o inductor combinado;
Q_{c} = el Q del condensador; y
Q_{d} = el Q del resonador descargado; o bien,
el Q de un inductor utilizado para crear un circuito resonante
paralelo.
A medida que Q_{c} aumenta, cada vez afecta
menos al Q_{T}. Si Q_{c} es infinito, no surte ningún efecto en
Q_{T}. En la práctica, esta afirmación sigue siendo cierta si
Q_{c} es aproximadamente 10*Q_{d}. Lo contrario también es
cierto. A medida que Q_{d} gana altura respecto a Q_{c}, Q_{d}
va perdiendo efecto en Q_{T}. En cualquiera de los dos casos, se
desea alcanzar el máximo Q_{c} práctico.
Como ejemplo útil para la banda PCS, conseguir
que un condensador sintonizable de 1,0 pF tenga un Q_{c} = 250 a
2,0 GHz requiere una R_{s} de 0,32 \Omega (ohmios). Minimizar la
pérdida (obtener una R_{s} baja) requiere una estimación de todos
los mecanismos de pérdida presentes y su eliminación, si es
posible.
Para dispositivos f-e, la
pérdida total se calcula agregando cada contribución de origen, como
sigue:
P_{t} =
P_{geom} + P_{acopl} + P_{metal} + P_{sus} + P_{rad} + P_{medi} +
P_{f-e};
donde
P_{geom} procede de la topología del
condensador,
P_{acopl} es la pérdida atribuible al
acoplamiento del dispositivo,
P_{metal} es la pérdida metálica total,
P_{sus} es la pérdida del sustrato básico (si
está presente),
P_{rad} es la pérdida por radiación, deseada y
no deseada,
P_{medi} es la pérdida total resultante de
errores de medición, y
P_{f-e} es la tangente de
pérdida f-e.
Esta asignación de las pérdidas puede utilizarse
primeramente para obtener un valor exacto de
P_{f-e} (o tan f-e \delta) en
la frecuencia operativa deseada y del modo en que vaya a utilizarse
el condensador f-e. Para calcular
P_{f-e} correctamente, es preciso eliminar o
limitar todas las demás fuentes de pérdidas que acaban de
describirse. Por ejemplo, P_{geom} variará en función de la
topología y será mejor para un condensador de superposición, peor
para un condensador de separación, y mucho peor para un condensador
CID. Aunque esta pérdida pueda reducirse y controlarse, es
inherente a un dispositivo. En consecuencia, la selección de la
topología para un condensador f-e determinado
afectará al mejor Q_{c} posible resultante del mismo. El software
electromagnético (EM) puede establecer la pérdida inicial de una
geometría deseada, partiendo del supuesto de una película
f-e no disipativa. Esta pérdida inicial representa
la pérdida mejor (mínima) correspondiente a una geometría
determinada.
En general, el condensador de fabricación más
sencilla es el de separación. Le sigue el CID, y el condensador de
superposición es el más difícil de los tres. En comparación con un
CID, el condensador de separación tiene un Q mejor, pero menor
capacitancia por sección transversal unitaria (W en la figura 1a).
La capacitancia del CID es mayor, debido al uso de varios dedos por
sección transversal unitaria. Sin embargo, en numerosas
aplicaciones de filtros de comunicaciones no se necesita mucha
capacitancia (C \geq 4,0 pF). En consecuencia, es frecuente que
un condensador de separación aporte la capacitancia adecuada. El
valor inherentemente alto de K en la mayoría de las películas
f-e contribuye a aportar una capacitancia
relativamente alta por sección transversal unitaria, W, en
comparación con la obtenible mediante un condensador de separación
convencional.
P_{acopl} procede de técnicas discretas de
acoplamiento de dispositivos, como soldadura, pintura de plata,
unión mediante alambres, etc. Estas pérdidas por acoplamiento pueden
ser grandes e imprevisibles. Las pérdidas más bajas se logran
mediante fabricación directa del condensador f-e en
el resonador u otros circuitos de RF, minimizando o eliminando así
este componente de pérdidas.
La pérdida inherente de un condensador
f-e autónomo reviste poca importancia. Lo que sí
tiene mucha más importancia es cualquier pérdida añadida,
atribuible al acoplamiento del condensador f-e a un
circuito. Aunque el condensador f-e no sea
disipativo, si se utiliza una conexión de pérdida grande, el efecto
total es el de un dispositivo f-e disipativo. Por
ejemplo, si se desea un Q \geq 250 a 2,0 GHz para una capacitancia
de 1,0 pF, la resistencia en serie total R_{s} debe ser \leq
0,32 ohmios. En consecuencia, cualquier pérdida adicional reducirá
aún más el Q de este condensador. El hecho de que esta pérdida
adicional sea externa al condensador propiamente dicho carece de
importancia. Incluso los mecanismos de pérdida inevitables (por
ejemplo, los atribuibles al montaje) rebajan el Q efectivo del
condensador, desde la perspectiva de su efecto en el sistema.
Para que la pérdida añadida sea mínima, la
conexión entre el condensador f-e y el resonador
deberá aportar la menor resistencia añadida posible. Por tanto, las
cargas y corrientes eléctricas asociadas al condensador
f-e deberán sufrir una pérdida añadida mínima. Las
técnicas de montaje o unión convencionales (soldadura, unión
mediante alambres, pintura de plata, adhesivo, etc.) no permiten
dicha unión controlable y de baja pérdida.
La imprevisible pérdida añadida resultante del
uso de dichos métodos de unión degrada el Q realizado, aunque el
condensador f-e no se utilice con fines de
sintonización del resonador o de caracterización de una película
f-e. De ahí que, para obtener el máximo rendimiento
(la mínima pérdida) posible, la estructura del condensador
f-e deba fabricarse directamente en o con el
resonador que vaya a sintonizar, o en otros circuitos de RF
esenciales. Sólo la fabricación directa permite una transición con
pérdida mínima de las fuentes (corrientes) electromagnéticas (EM)
entre los elementos de sintonización f-e y el
resonador. Los efectos deseables de la fabricación directa del
condensador f-e en o con un resonador pueden
mejorarse mediante la ausencia de transiciones o esquinas
pronunciadas.
Entre los factores de P_{metal} figuran la
aspereza de la superficie (AS) metálica, el grosor del metal
comparado con la profundidad pelicular, \deltas, y la
conductividad. AS puede eliminarse eficazmente como factor, si es
inferior a una media cuadrática (mc) de aproximadamente 10
micropulgadas para frecuencias operativas de la banda L y S
(1-4 GHz). El grosor del metal puede reducirse como
factor si es de 1,5 \deltas o superior, o eliminarse eficazmente
si el grosor es \geq 5 \deltas. Para contactos de electrodo, el
grosor del metal (g_{m}) puede ser aproximadamente 1,5 \deltas.
Si se trata de resonadores electromagnéticos que requieren
compatibilidad con una onda progresiva o estacionaria y el metal en
cuestión se extiende en una fracción apreciable de una longitud de
onda (aproximadamente un 10% o más), el grosor del metal deberá
acercarse más a (o superar) aproximadamente 5 \deltas.
La conductividad es máxima con Au, Cu o Ag. En
consecuencia, Pmetal puede reducirse y controlarse como factor,
pero no eliminarse. Sin embargo, es posible calcular su efecto
mediante expresiones perfectamente conocidas por los expertos, o
recurriendo a herramientas de calculador de líneas disponibles en
simuladores de circuitos comúnmente utilizados, como Eagleware o
Touchstone. Además, un control preciso de la fabricación puede
limitar las variaciones geométricas de P_{metal}.
La contribución a la pérdida representada por
P_{sus} puede minimizarse escogiendo un sustrato de baja pérdida
con una tangente de pérdida inferior a 0,001, y preferiblemente
inferior a 0,0005, en la frecuencia operativa que interese. Uno de
los materiales adecuados es la alúmina de pureza >99%, opción
óptima para los beneficios pérdida/coste. El zafiro o el MgO son
mejores que la alúmina por sus menores tangentes de pérdida, pero
resultan más caros. Todos estos materiales aceptan películas
f-e sin capas amortiguantes y la aspereza de su
superficie es aceptable con poca o nula pulimentación adicional.
Los sustratos semiconductores son opciones deficientes por su
conductividad relativamente alta. Además de los factores de tangente
de pérdida, aspereza de la superficie y precio, los sustratos
adecuados no deben ser quebradizos, pueden fabricarse como obleas de
mayor área y se metalizan fácilmente sin pretratamientos
extensos.
Es posible separar P_{sus} de la pérdida total
de un sustrato compuesto (película f-e más sustrato)
utilizando software de simulación de circuitos o campos EM. Por
ejemplo, pueden utilizarse Sonnet, Momentum o IE3D. En
consecuencia, P_{sus} puede reducirse significativamente y
calcularse con precisión.
P_{rad} puede eliminarse mediante diseño y
protección adecuados, y de ahí que normalmente no constituya un
factor a tener en cuenta. Téngase presente que numerosos filtros
(sobre todo filtros planares, como los de peine u horquilla)
dependen del acoplamiento radiativo para lograr el rendimiento
deseado. En estos casos, es preciso asegurarse de reducir o
eliminar, el acoplamiento dispersivo e indeseado.
\newpage
P_{medi} puede aumentar significativamente el
error de pérdida del circuito, porque la pérdida pequeña añadida
reduce sustancialmente el Q medido del dispositivo sometido a prueba
(DSP) o sistema, oscureciendo así el Q intrínseco del DSP. El
método convencional para medir la constante dieléctrica y la
tangente de pérdida de un material es la técnica de perturbación de
la cavidad, ampliamente conocida por los expertos. Sin embargo, en
la banda L el tamaño de la cavidad llega a ser muy grande. Cuando se
describen películas finas (en lugar de voluminosas) con grosores de
\leq 1,5 \mum (caso de las películas f-e), este
problema se dificulta mucho porque los errores de medición pueden
ser graves. Además, un condensador (o filtro) f-e
debe describirse de una manera sumamente similar al modo en que
vaya a utilizarse. De ahí que la forma preferida para describir
películas o compuestos f-e sea mediante técnicas de
resonador por microcinta.
A los efectos de determinar las características
de las películas f-e y describir los condensadores
f-e, se prefieren las técnicas de microcinta a, por
ejemplo, las de línea de cinta u otras técnicas volumétricas para
la descripción de películas f-e, por las siguientes
razones:
- 1)
- Dado que los circuitos de microcinta son sistemas planares sin cubierta superior, no se precisa la unión de sustratos duros como cubiertas superiores. En consecuencia, tampoco se necesita la continuidad de planos de tierra (de arriba abajo) como en una línea de cinta, por ejemplo.
- 2)
- Pueden fabricarse y medirse preferiblemente y con facilidad condensadores de separación (y CID, como posibilidad alternativa).
- 3)
- La descripción de resonadores de microcinta es ampliamente conocida.
- 4)
- A diferencia de las cavidades dieléctricas, por ejemplo, no se necesitan fabricaciones ni accesorios de gran complejidad.
Los circuitos de valor Q alto deben medirse con
técnicas de resonador, dada la posibilidad de que la medición de
banda ancha no resuelva con exactitud las pérdidas resistivas,
expresadas en subohmios, en frecuencias de RF/microondas. Por la
misma razón, los medidores por verificación de la redundancia
longitudinal (VRL) no son una opción acertada.
La medición en radiofrecuencia es necesaria para
obtener correctamente R_{s} y en consecuencia Q, para un
condensador f-e, dado que la medición en bajas
frecuencias (sobre todo las inferiores a unos 100 MHz) está
dominada por la gran resistencia paralela, Rp, que deriva la
capacitancia en cuestión. El predominio de Rp, junto con los
valores relativamente pequeños de la capacitancia en cuestión
(\leq 4,0 a 5,0 pF), impide una medición fiable de Q (por
consiguiente, de Rs) en frecuencias bajas.
Si se utilizan para medir pérdidas, los puestos
de sondeo por oblea deben manejarse con precaución, dada la
dificultad de calibrar la pérdida resistiva e inductiva en
frecuencias de RF/microondas. Las puntas de sonda y sus conexiones
de tierra también son sensibles a la colocación en el DSP, así como
a la presión ejercida para aplicarlas. En consecuencia, es mejor
utilizar un circuito de prueba resonante que permita medir
directamente los parámetros deseados sin necesidad de mediciones
individuales de las pérdidas del dispositivo.
De ahí que, para mediciones en circuitos
resonantes, el analizador de redes sea la opción preferida. Para
minimizar la pérdida de la medición y alcanzar el máximo grado de
precisión, es preciso calibrar la pérdida del DSP, realizar una
calibración completa a doble acceso del analizador de redes, y
calcular los promedios de la calibración y la medición. Por último,
para obtener con exactitud el valor Q, o pérdida, del condensador
sometido a prueba, se requiere un análisis adecuado de los datos
medidos, como el descrito en "Data Reduction Method for Q
Measurements of Strip-Line Resonators", IEEE
Transactions in MTT, S. Toncich & R.E. Collin, Vol. 40, No. 9,
Sept. 1992, pp. 1833-1836.
Utilizando los resultados de la discusión
precedente para minimizar, eliminar o limitar cada una de las
pérdidas expuestas, la expresión de la pérdida total puede
modificarse como sigue:
P_{t} =
P_{geom} + P_{metal} + P_{f-e} + \Delta
P_{vari}
Como ya se ha indicado, tanto P_{geom} como
P_{metal} pueden cuantificarse y eliminarse analíticamente.
P_{geom} puede determinarse partiendo de una simulación
electromagnética exacta del circuito basada en el supuesto de un
material f-e no disipativo. P_{metal} puede
determinarse utilizando las expresiones correspondientes a pérdida
metálica con asunción de conductividad, AS (si procede) y
profundidad pelicular. El término final, \DeltaP_{vari},
representa una combinación de la eliminación incompleta de los otros
mecanismos de pérdida o procedente de los límites finitos (o la
eliminación incompleta) de P_{metal} y P_{geom}, o de ambos.
Por ello, representa un término del error irreductible. Para medir
con exactitud las propiedades de películas/componentes
f-e, debe minimizarse y limitarse, como se ha
explicado en las secciones precedentes.
Por último, a fin de reducir el efecto de
P_{f-e} al mínimo, debe utilizarse la deposición
selectiva de la película f-e, situándola sólo en
regiones donde se necesite para la sintonización, y en ningún otro
lugar.
Aparte de determinar la pérdida
f-e, la estimación de todos los mecanismos de
pérdida y la eliminación o limitación de estas pérdidas establece
las pautas de diseño correctas para los filtros sintonizables
débilmente disipativos. El conocimiento de
P_{f-e} brinda al diseñador un punto de partida
para la película f-e que le permite realizar
cualquier tipo de diseño óptimo con utilización de películas
f-e. Este conocimiento es necesario para compensar
eficazmente la tangente de pérdida y la sintonizabilidad, por
ejemplo. En resumen, las técnicas de medición y fabricación exactas
dan lugar a descripciones y aplicaciones coherentes de las pérdidas
de las películas f-e.
Dadas las técnicas precedentes de minimización
de pérdidas, ha llegado el momento de discutir las formas de
realización preferidas para los tres tipos de condensadores
f-e. Aunque estos diseños tienen por objeto la
banda L (1-2 GHz), se apreciará que las enseñanzas
desprendidas del presente invento pueden utilizarse para diseñar
condensadores f-e destinados a otras bandas de
frecuencia.
Las figuras 1a y 1b presentan un tipo preferido
de condensador de separación sintonizable f-e 10,
destinado a bandas de telefonía móvil (800 a 1.000 MHz) y bandas L
(1-2 GHz) para microteléfonos inalámbricos. Es
preferible que el condensador de separación 10 esté formado por un
sustrato 12 de alúmina de pureza \geq 99% y
0,5-1,0 mm de grosor, MgO, o zafiro, con una AS
inferior a una media cuadrática (MC) de 5,0 micropulgadas. Otra
posibilidad es que el condensador de separación se grabe
directamente en la cara delantera o trasera, o en una pared lateral,
de diversas estructuras de resonadores. Son ejemplos de esta
posibilidad los resonadores coaxiales, enterizos o de línea de
cinta. Este tipo de condensador debería fabricarse lo más cerca
posible de su punto de conexión eléctrica con el resonador.
El sustrato 12 puede tener un plano de tierra
metálico 14, en función de otros requisitos. No obstante, la forma
de realización preferida prescinde del plano de tierra para
minimizar la capacitancia parásita. Es preferible que en el
sustrato 12 se deposite una capa f-e 16 de un grosor
aproximado de 0,1-2,0 micrómetros, de BSTO u otro
material f-e adecuado o deseable para lograr una
capacitancia y un intervalo de sintonización máximos. Aún más
preferible es que la capa 16 tenga un grosor de
0,5-1,0 micrómetros. La fracción de bario y
estroncio, la impurificación, la aleación, la mezcla con otros
componentes y/o el recocido determinan las características de
sintonización y la pérdida (tan \delta), y, por consiguiente,
también el valor Q.
En general, es preferible que las
características de sintonización cumplan el intervalo de
sintonización mínimo requerido con el mínimo voltaje de
sintonización. Es preferible que x = 0,5 en la composición de
Ba_{X}Sr_{1-x}TiO_{3} para funcionamiento a
temperatura ambiente, independientemente de la impurificación con
otros elementos y del recocido anterior o posterior al proceso. Se
apreciará que también pueden utilizarse otros materiales
f-e, además del BSTO. Una capa metálica 18 formada
en la capa f-e 16 define una separación 20 que
preferentemente tiene una anchura de 3,0-5,0
micrómetros. Es preferible que la capa metálica 18 tenga un grosor
de 0,5-6,0 micrómetros. Es aún más preferible que
la capa metálica 18 tenga un grosor de 1,5-2,5
micrómetros. Se apreciará que la separación 20 puede ser más ancha
o más estrecha que este intervalo, en función de los requisitos y
del equipo de proceso. A fin de que la pérdida añadida sea mínima en
la banda PCS, la capacitancia resultante será de aproximadamente
0,6-1,5 pF a 0 voltios de CC, y de aproximadamente
1,0-3,0 pF para la banda AMDC de telefonía móvil.
La anchura del condensador, W 17, también determinará la
capacitancia f-e, en función de la película
f-e utilizada y de la separación 20 que se desee.
Normalmente, la anchura será de 0,25-2,0 mm. La
capacitancia suele oscilar entre 0,6 y 3,0 pF. El condensador
resultante deberá aportar un Q mínimo de 160 a 2,0 GHz, a fin de
cumplir la actual especificación de pérdida de FPB para banda AMDC
PCS en el caso más desfavorable.
A fin de minimizar la pérdida añadida procedente
de la película f-e debe utilizarse la deposición
selectiva; es decir, la película f-e se deposita
sólo donde se necesite para la sintonización y en ningún otro lugar,
como se ha indicado anteriormente. Por ejemplo, en el condensador
de separación 20 de la figura 1a, la película f-e
16 deseada puede depositarse en una estrecha región
D_{f-e} alrededor de la separación 20, como se
aprecia en la figura 1a. D_{f-e} deberá tener una
extensión suficiente para asegurar que la separación 20 pueda
grabarse repetidamente sobre la película f-e durante
la fabricación (teniendo en cuenta la tolerancia de ajuste de la
máscara) y para cubrir la zona necesitada bajo la separación 20 a
efectos de sintonización. Para los filtros PCS de banda L se
considera que D_{f-e} = 0,2-0.5 mm
es adecuado, aunque se prefiere 0,2 mm. El aumento de la frecuencia
operativa puede hacer que D_{f-e} disminuya. La
disminución de la frecuencia operativa puede hacer que
D_{f-e} aumente.
La fabricación y las propiedades de la película
f-e desempeñarán un cometido importante en la
pérdida total del condensador. Se conocen muchas técnicas para
mitigar y minimizar la pérdida de la película f-e.
Una característica de las películas f-e es que su
pérdida y su sintonizabilidad suelen tener una relación inversa. Es
decir, a menudo deben compensarse entre sí. En la mayoría de los
casos, el aumento del intervalo de sintonización K
f-e conlleva un incremento de la pérdida
f-e.
Por tanto, aunque los materiales
f-e pueden lograr un intervalo de sintonización
\kappa de aproximadamente 3 a 1, menos sintonización puede ser
aceptable para una aplicación de filtro determinada. En tal caso se
optaría por menos sintonización, con el beneficio de una pérdida
menor. Por ejemplo, en la banda estadounidense AMDC PCS, el
requisito de sintonización para la banda de transmisión oscila entre
1.850 y 1.910 MHz, o aproximadamente un 4%. En consecuencia, el
material f-e puede tener una sintonizabilidad
significativamente menor que 3 a 1.
Por ejemplo, un condensador de separación
f-e con 0,6 pF y una polarización de 0 V de CC,
necesita una sintonización del 33% (entre un máximo de 0,6 y un
mínimo de 0,4 pF) para sintonizar en la banda de transmisión PCS. El
intervalo de sintonización real depende de la topología del FPB y
de la banda en que deba sintonizarse el FPB. En este ejemplo, el
voltaje de sintonización necesario para aportar la sintonización del
33% depende de la geometría del condensador f-e
(incluido el grosor de la película f-e) y de las
características de la película f-e.
El efecto de la sintonizabilidad \kappa en la
sintonizabilidad de las frecuencias viene determinado por la
tipología de los filtros. Dicho efecto también debe tenerse en
cuenta al escoger un material f-e. Ahora bien, sin
una descripción exacta de la compensación entre la pérdida
f-e y la sintonizabilidad \kappa
f-e, el diseñador no puede ni siquiera empezar a
escoger un material f-e óptimo. La descripción
exacta de esta compensación le permite escoger un material
f-e óptimo (que aporte una pérdida mínima, pero
cumpla los requisitos de sintonización).
En cuanto a P_{geom} para un condensador de
separación, las principales aportaciones a la pérdida son las
cuatro esquinas formadas por la separación. Estas pérdidas pueden
reducirse redondeando las esquinas.
Comparado con los condensadores de separación e
interdigitales, el condensador de superposición tiene el valor
Pgeom más bajo. Un condensador de superposición es un ejemplo de una
geometría de planos paralelos donde las dimensiones de los planos
(longitud y anchura) son mucho mayores que la separación de los
planos. En esta geometría, casi todo el campo eléctrico existente
entre los planos es uniforme, excepto por el efecto marginal a lo
largo de los bordes. El efecto marginal puede reducirse
significativamente con el uso de una banda de seguridad, como saben
bien los expertos. Por consiguiente, el lanzamiento geométrico
procedente de un condensador de planos paralelos es bastante bajo.
Además, las geometrías de planos paralelos pueden aportar
capacitancias altas y sintonización elevada, procedentes de
pequeñas oscilaciones del voltaje de control.
En las figuras 2a, 2b, 2c y 3 se reproduce un
condensador de superposición 30 preferido que minimiza las
aportaciones a P_{geom}. El condensador 30 se deposita
directamente en un sustrato 31 de alúmina de 25 milésimas. Una
primera capa metálica 34 se une al sustrato 31. La forma de la capa
metálica 34 también se reproduce en la figura 2b. Se deposita una
capa ferroeléctrica 36 sobre la capa metálica 34. Para formar el
condensador de superposición 30, una chapa metálica 40 formada en
la capa ferroeléctrica 36 se superpone a una porción de la primera
capa metálica 34. La figura 3 presenta una vista ampliada de las
porciones solapadas. Tanto la chapa metálica 40 como la capa
metálica 34 tienen una región cónica que forma un condensador de
superposición 30 de capacitancia adecuada. Otra chapa metálica 41
se superpone a la capa metálica 34 para formar un condensador de
bloqueo de CC 42. La chapa metálica 41 se conifica formando una
capacitancia adecuada para el condensador de bloqueo de CC 42.
Debido a la elevada constante dieléctrica
(\kappa) de las películas f-e de utilización más
probable, el condensador de superposición 30 puede tener una
superficie bastante reducida, pese a lo cual aporta una capacitancia
(C_{f-e}) de 1,5 pF. Se aporta una chapa
polarizadora de unión 44 para el acoplamiento de un resistor de
chip de alto valor (500-1.000 k\Omega). Obsérvese
que la película f-e no sólo se deposita bajo el
condensador de superposición 30, sino también bajo el condensador
de bloqueo 42. Sin embargo, el efecto del condensador de bloqueo de
CC 42 en la capacitancia (C_{CC}) es irrelevante si C_{CC}
\geq 180 pF y C_{f-e} \leq 1,5 pF, incluso
bajo la máxima polarización V_{CC} (preferiblemente 10 V CC). Esto
se debe a que la capacitancia del condensador de bloqueo de CC es
tan alta que, incluso cuando la sintonización f-e
reduce la capacitancia, sigue teniendo un efecto mínimo en
C_{f-e}.
En dicha forma de realización, 0,7 \leq
C_{f-e} \leq 1,5 pF, f-e
\kappa es aproximadamente 1.000, la porción solapada de la chapa
metálica 40 que forma el condensador de superposición 30 mide
aproximadamente 7,0 \mum x 7,0 \mum, y el grosor aproximado de
la película f-e es 1,0 \mum. La capa metálica 34
puede ser de Pt y tener un grosor de \leq 0,5 \mum. Las capas
metálicas 40 y 41 pueden ser de Ag y tener un grosor aproximado de
1,5-2,5 \mum.
Aunque la P_{geom} de un condensador de
superposición es menor que la de un condensador de separación, la
P_{f-e} de un condensador de superposición puede
ser mayor, porque la totalidad del campo rf se concentra en la
película f-e. En un condensador de separación, el
campo rf se reparte entre el aire, la película f-e
y el sustrato. Por las mismas razones, un condensador de
superposición tiene mayor sintonizabilidad de capacitancia para un
voltaje aplicado concreto que un condensador de separación.
Para un área de sección transversal determinada,
un CID puede aportar una capacitancia más alta que un condensador
de separación. Pero es más disipativo, figurando entre las
principales aportaciones a P_{geom} el espaciado de la
separación; la pérdida aumenta a medida que el espaciado de la
separación disminuye. Del mismo modo, la pérdida aumenta a medida
que la anchura del dedo disminuye. La longitud del dedo también
afecta a la pérdida, que aumenta a medida que la longitud del dedo
aumenta; sobre todo en una realización de un CID en microcinta (la
más habitual), ya que en dicha estructura predomina la pérdida en
modo impar. Además, la pérdida se incrementa a medida que aumenta
el número de dedos por efecto de la pérdida atribuible a las
esquinas pronunciadas adicionales; obsérvese que normalmente se
recurre al aumento del número de dedos para incrementar la
capacitancia de un CID. Muchos investigadores del área
f-e han utilizado los CID con separaciones y anchura
de dedo reducidas (\leq 5,0 \mum para cada uno) con objeto de
describir la película f-e. Esta solución es
problemática, porque dicha estructura de CID produce una P_{geom}
elevada y, por consiguiente, un valor Q bajo. Normalmente, Q \leq
200 a 2,0 GHz para aproximadamente 1,0 pF, incluso sin ninguna
P_{f-e}. De ahí que la medición de
P_{f-e} sea bastante difícil. El amplio uso de las
técnicas de medición de banda ancha, ya descritas, hace aún más
confusa cualquier medición de P_{f-e}.
En la figura 4 se reproduce un condensador CID
60 preferido que minimiza las aportaciones a P_{geom}. Se forma
en un sustrato 62 de 99% de alúmina, MgO, zafiro u otro material
adecuado, con un grosor aproximado de 0,2-1,5 mm.
Sobre el sustrato 62 se forma una capa f-e 64. Un
acceso de entrada 66 y un acceso de salida 68 se acoplan al
condensador CID 60. Una capa metálica 70 de 1,5-3,0
micrómetros de grosor, depositada sobre la capa f-e
64, forma un espaciado de separación 72 de aproximadamente 5,0
micrómetros y una anchura de dedo 70 de unos 150 micrómetros (o
mayor, si es posible).
Ahora ya puede describirse una metodología
general para construir un filtro de paso de banda sintonizable.
Como primer paso, el diseñador debe establecer una compensación
entre los 3 dB correspondientes a la anchura de banda del filtro
sintonizable y el orden del filtro, para lograr el rechazo fuera de
banda requerido. Como es bien sabido, el aumento progresivo del
orden del filtro incrementa su índice de reducción gradual de
respuesta, facilitando así el logro de una especificación de
rechazo requerida. El modelado de la reducción gradual de respuesta
comienza en cualquiera de los puntos de 3 dB que definen la anchura
de banda (AB) de 3 dB. Por tanto, la disminución gradual de la AB
también facilita el logro de una especificación de rechazo
requerida.
Para que la pérdida sea mínima, es deseable un
filtro del orden más bajo. Normalmente es un FPB de segundo orden.
Otra ventaja de un FPB de orden bajo es que su fabricación y
sintonización son más sencillas, por utilizarse menos resonadores
sintonizables.
Un FPB prototípico Chebychev es preferible al
Butterworth, porque brinda al diseñador más flexibilidad para la
compensación entre la fluctuación de la banda de paso y el rechazo
fuera de banda. El diseñador debe esforzarse por cumplir la
especificación de rechazo en el caso más desfavorable mediante el
ajuste de la anchura de banda sin aumentar los ceros de
transmisión, porque los ceros de trasmisión incrementan la
complejidad del filtro, su coste y la pérdida en el borde de banda
de paso correspondiente. No obstante, en este caso pueden explotarse
topologías que tienen ceros de transmisión de lado alto o bajo
producidos de manera natural.
Sin embargo, como ya se ha indicado, un
estrechamiento excesivo de la AB aumenta la pérdida de inserción.
Por tanto, deberá escogerse la AB más estrecha que cumpla la
especificación de rechazo requerida en todas las situaciones
operativas contempladas. La AB escogida que aporte una pérdida de
inserción inaceptable deberá aumentarse, tal vez incrementando
asimismo el orden del filtro o la fluctuación de la banda de paso
(si es aceptable). Si se desea, puede añadirse otro cero de
transmisión de lado alto o bajo.
Un FPB sintonizable requiere circuitos de
control. Este requisito conlleva un encarecimiento que no se da con
los FPB de sintonización fija. A consecuencia de ello, para
compensar este gasto, un diseño deseable de filtro sintonizable
deberá disminuir la pérdida de inserción, reducir el tamaño, o
aportar otro beneficio superior al de un FPB de sintonización fija.
Para disminuir la pérdida de inserción y el tamaño, es preferible
no utilizar más de un filtro sintonizable de una o dos fases. No
obstante, se apreciará que los principios del presente invento
pueden aplicarse ventajosamente al diseño de filtros
f-e sintonizables de orden discrecional.
Si es posible escoger un orden del filtro y una
AB acordes con los requisitos de rechazo, deberá utilizarse el
máximo valor Qd posible para un resonador a fin de cumplir o superar
la PI requerida, teniendo en cuenta las limitaciones de tamaño y
altura. Para definir Qd deberá escogerse una topología adecuada a la
fase básica 100 reproducida en la figura 5. Cada fase 100 está
formada por un resonador 102 acoplado a un condensador
f-e 104. El condensador f-e 104
podrá asumir una de las formas descritas en el presente documento.
El resonador 102 de la figura es un resonador de cuarto de longitud
de onda puesto a tierra, pero también puede utilizarse uno de media
longitud de onda y circuito abierto. Además, dicho resonador puede
ser de otra longitud eléctrica adecuada.
La fase básica 100 puede considerarse un
resonador EM sintonizable. El condensador f-e 104
puede acoplarse en serie o en derivación al resonador 102, según
determine la naturaleza de su conexión. Como se aprecia en la
figura 6, el condensador f-e 104 se acopla en
derivación al resonador 102 de tal manera que
Q_{f-e} del condensador f-e 104
afecta al valor Q del resonador EM de sintonización fija 102. Son
preferibles los resonadores volumétricos (por ejemplo, coaxiales,
de línea de cinta y enterizos) porque aportan el Q_{d} más alto, y
el área y la altura más reducidos, a un precio mínimo en
comparación con las alternativas planares (es decir, la
microcinta).
La colocación de un condensador sintonizable en
serie o bien en derivación con un resonador volumétrico suele
depender de la conexión; puede suceder que sólo sea posible una
colocación determinada. Otra característica clave para determinar
si un condensador sintonizable se coloca en serie o en derivación es
la de la mínima pérdida añadida y (en menor medida) el intervalo de
sintonización. Normalmente, la conexión en derivación produce un
filtro sintonizable físicamente más compacto que la conexión en
serie. Además, su consecución suele ser más sencilla. Una conexión
en serie puede aportar mejor sintonización cuando los resonadores de
acoplamiento electromagnético (enterizos, coaxiales o de línea de
cinta) se acoplan a lo largo de toda su extensión (en lugar de a
través de una abertura pequeña). La conexión en serie es una opción
más natural en estos casos, desde el punto de vista de la
fabricación.
Ya se ha indicado que las pérdidas del
acoplamiento pueden ser significativas si el condensador
f-e 104 no está integrado con el resonador 102 u
otros circuitos de RF. Una vez escogida la topología del condensador
104, su Q_{c} puede derivarse como ya se ha explicado. El valor
Q_{T} para toda la fase básica 100 se expresa entonces mediante
1/Q_{T} = 1/Q_{c} + 1/Q_{d}, siendo Q_{d} el Q descargado
del resonador 102, y Q_{c} el Q del condensador
f-e.
Una vez conocido el valor Q_{T} de la fase
básica 100, el diseñador puede utilizar la ecuación (1) para
determinar si se logrará o superará la PI requerida. Si la PI es
demasiado alta, el diseñador puede reducirla mediante el aumento de
Q_{c}, Q_{d}, o ambos. Si Q_{c} o Q_{d} ya no pueden
aumentarse más, acabarán limitando el valor Q_{T}. Entonces, una
nueva reducción de PI_{0} sólo puede lograrse pasando a una
topología de pérdida inferior. Por ejemplo, es posible aumentar
Q_{d} si se utiliza un resonador volumétrico, en lugar de uno de
microcinta, para una huella (área) determinada.
Para aplicaciones de gran volumen, como los
microteléfonos inalámbricos AMDC, son preferibles los resonadores
volumétricos de onda electromagnética transversal (EMT). Estos
resonadores volumétricos pueden ser resonadores coaxiales cargados
cerámicos, de línea de varilla (enterizos) o de línea de cinta, por
nombrar las tres realizaciones más corrientes. La topología de
banda estrecha normal (habitualmente definida como una AB \leq 10%
de f_{0}) puede realizarse utilizando FPB de acoplamiento
capacitivo superior (ACS) fabricados con resonadores coaxiales o de
línea de cinta. La topología ACS reproducida en la figura 8 se
presta a la sintonización f-e en derivación, que
aporta la realización más compacta de todas (con una huella menor
que la de una topología ACS con sintonización f-e
en serie). Además, los resonadores de cuarto de onda en derivación
se comportan como circuitos sintonizados LC en paralelo cerca de la
resonancia.
También pueden utilizarse las realizaciones de
impedancia escalonada de los FPB enterizos. Normalmente, los
resonadores enterizos se acoplan EM en toda su longitud, como
consecuencia directa de su diseño. Se prestan a la sintonización
f-e en serie. Sus longitudes eléctricas pueden
sintonizarse mediante la deposición y grabación selectivas de los
condensadores de sintonización f-e. También pueden
utilizarse resonadores que no sean del tipo TEM, entre ellos, los
de guía de ondas con carga dieléctrica o los discos dieléctricos
(con o sin recinto protegido).
No obstante, las restricciones de altura pueden
limitar el Q_{d} obtenible de los resonadores volumétricos. Una
alternativa al resonador coaxial volumétrico en dichos sistemas de
altura limitada es el uso de un resonador de línea de cinta. En
este caso es posible ensanchar (hasta cierto punto) el conductor
central, para mejorar el valor Q_{d} manteniendo fija la altura
total. Otra ventaja de esta forma de realización estriba en que la
incorporación de un condensador f-e planar (un
condensador de separación o CID, por ejemplo) puede realizarse
eficazmente, si la cubierta superior del resonador de línea de cinta
se hace finalizar antes de la ubicación del condensador
f-e. De esta manera, el condensador
f-e planar se crearía en la porción del sustrato que
forma la cubierta inferior del resonador de línea de cinta y que se
extiende más allá de la cubierta superior.
Con independencia del resonador concreto que se
implemente, si las restricciones de altura impiden nuevos
incrementos del Qd del resonador, habría que recurrir a un aumento
del Qc, por ejemplo, sustituyendo un condensador
f-e CID por un condensador f-e de
superposición o de separación.
Para muchas aplicaciones, bastará con un filtro
de paso de banda 140 de una fase, como el de la figura 6. Según se
ha indicado respecto a la figura 5, el filtro de paso de banda 140
comprenderá el condensador f-e 104 y el resonador
102. La aplicación de un voltaje de CC variable 142 al condensador
f-e 104 sintoniza el filtro 140. La señal RF que va
a filtrarse se aplica en el acceso de entrada 144 y sale por el
acceso de salida 146. Obsérvese que el acceso de entrada 144 y el
acceso de salida 146 son intercambiables. Se define un condensador
143 entre el acceso de entrada 144 y el resonador 102. Se define
otro condensador 145 entre el acceso de salida 146 y el resonador
102. Independientemente de que sea un condensador de separación, de
superposición o CID, el condensador f-e 104 se
construye para minimizar las pérdidas, del modo ya descrito. De
manera similar, se selecciona el resonador 102 (que puede ser de
cuarto de longitud de onda cortocircuitado o de media longitud de
onda y circuito abierto) para maximizar el valor Q_{d}.
Se aportará un Q_{d} superior mediante un
resonador volumétrico (un resonador coaxial, de guía de ondas con
carga dieléctrica, enterizo o de línea de cinta) en una huella más
pequeña y con un coste menor. Otra posibilidad es el uso de un
resonador planar de área mayor, por ejemplo, un resonador de
microbanda, si las especificaciones y las limitaciones de precio lo
permiten. La mayoría de los circuitos para resonador de microbanda
se fabrican por un proceso de película fina sobre un sustrato duro.
Pueden lograr menos grosor del metal y son de mayor tamaño, porque
parte del campo EM es la región de aire situada sobre la
microbanda.
Pasando ahora a la figura 7, ésta presenta una
realización planar 150 del filtro de paso de banda 140. El
resonador 102 está formado por una línea de microbanda 152 puesta a
tierra a través de la vía 154. Obsérvese que la línea de microbanda
152 también podría terminarse en un plano de tierra adecuado no
disipativo (que no se muestra), para prescindir de la vía 154. Los
condensadores 153 y 155 están formados por separaciones entre las
líneas de microbanda de entrada y salida 156 y 158, de una parte, y
la línea de microbanda de resonador 152, por otra. Es deseable
hacer la capacitancia de los condensadores 155 y 157 tan grande como
lo permitan las consideraciones prácticas (aproximadamente 0,2 pF)
para maximizar el acoplamiento de entrada y salida, sin dejar de
mantener una estructura planar. Las líneas de microbanda están
formadas sobre el sustrato 157 con alúmina 99,5% pura, MgO o
zafiro, preferiblemente de un grosor aproximado de 1,0 mm, para
aportar un máximo valor Q del resonador de microbanda. El
condensador f-e 104 está formado como condensador de
separación por la chapa 160 y la línea de microbanda 152, con la
capa f-e 162 debajo de la chapa 160 y la línea de
microbanda 152.
Una fuente de voltaje de CC variable polariza la
chapa 160 a través del resistor 164. Se ha dispuesto un condensador
de bloqueo de CC entre las chapas 160 y 166, incluyendo la chapa 166
una vía 168 a tierra. Obsérvese que la chapa 166 también podría
terminarse en un plano de tierra adecuado no disipativo (que no se
muestra), para prescindir de la vía 168.
El condensador de bloqueo de CC es necesario, si
el resonador se deriva como puede apreciarse en la figura 7. Lo
ideal es que la capacitancia del condensador de bloqueo de CC sea
por lo menos 10 OC_{f-e}, para minimizar sus
efectos de carga en C_{f-e}. Su Q es idealmente
\geq 40 en la banda que interese. Se apreciará que la selección
de un condensador de separación y un resonador de microbanda es
discrecional, porque cualquiera de las formas comentadas en este
documento podría utilizarse de manera coherente con las enseñanzas
del presente invento.
El filtro de paso de banda de la figura 7 puede
utilizarse idealmente a modo de circuito de prueba, para
caracterizar una película f-e como la descrita en
el presente documento. En tal sentido, el filtro de paso de banda de
la figura 7 aporta las ventajas siguientes:
1) El condensador f-e puede
fabricarse como vaya a utilizarse, especialmente si esa realización
es un condensador de separación o un CID. Se utiliza la deposición
f-e selectiva.
2) Aunque la figura presenta un condensador de
separación f-e, también podría utilizarse un CID. Un
condensador de separación tiene una geometría más sencilla. Es de
fabricación más fácil y posee menos pérdida geométrica que un CID.
También es de fabricación más sencilla que un condensador de
superposición.
3) Dado que el circuito se fabrica mediante
técnicas de tratamiento de película fina, la geometría puede
controlarse y medirse con precisión.
4) El grosor del metal puede medirse exactamente
mediante perfilometría. Puede seleccionarse el tipo de metal que se
desee (Au, Ag o Cu).
5) Un circuito de microbanda de alto Q completa
la parte del circuito correspondiente al resonador fijo.
6) El condensador f-e se fabrica
directamente en el resonador. No se registra aumento de la pérdida
por causa de soldaduras, uniones, etc. La transición del resonador
al condensador f-e es uniforme o puede conificarse,
si se desea.
7) No se necesitan orificios de transición, si
se utilizan planos de tierra grandes y un montaje para pruebas
Wiltron (con mordazas para sostener y poner a tierra el circuito en
las secciones superior e inferior). La perforación de vías en
sustratos duros aumenta significativamente los costes y reduce el
número de dichos circuitos de pruebas que pueden fabricarse.
8) Este circuito puede modelarse con precisión
en software EM.
9) Este circuito puede fabricarse sin película
f-e, a fin de determinar una pérdida básica (con un
valor f_{0} más alto, naturalmente) del circuito para la
correlación con simulaciones.
10) El uso de un sustrato de baja pérdida
minimiza su efecto en la totalidad del circuito.
11) Los resultados medidos de f_{0} y PI_{0}
pueden utilizarse para obtener el valor tan \delta y la constante
dieléctrica de la película f-e.
12) El circuito de la figura 7 puede fabricarse
con una abertura en el sustrato de la puesta a tierra, donde
aparece el condensador f-e. Ahora ya es posible
colocar condensadores f-e independientes sobre la
abertura y mantenerlos emplazados a presión, para probarlos como
componentes autónomos.
Pasando ahora a la figura 8a, en ésta se
reproduce un FPB sintonizable ACS de dos fases 400. Según se ha
indicado respecto a la figura 5, cada fase del filtro de paso de
banda 400 comprende un resonador 404 y 408, y un condensador
f-e 410a y 410b. Los resonadores 404 y 408 se
muestran como resonadores cortocircuitados de cuarto de longitud de
onda, pero también pueden ser resonadores de circuito abierto y de
media longitud de onda.
La aplicación de un voltaje de CC variable a los
condensadores f-e 410a y 410b sintoniza el filtro de
paso de banda 400. Los condensadores ferroeléctricos 410a y 410b se
acoplan a tierra a través de los condensadores de bloqueo de CC
412a y 412b, ya que los resonadores están cortocircuitados en este
ejemplo.
En el acceso de entrada 402 se recibe una señal
RF que sale por el acceso de salida 406. Obsérvese que el acceso de
entrada 402 y el acceso de salida 406 son intercambiables. Además
del condensador de entrada 434a y del condensador de salida 434b
(funcionalmente similares a los 143 y 145, comentados respecto a la
figura 6), se aporta otro condensador 432 como inversor de
impedancia y entrada entre los resonadores 404 y 408, para crear la
respuesta de FPB deseada. Se apreciará que el condensador 432
también puede ser un elemento discreto, o implementarse a través
del acoplamiento de abertura entre los resonadores 404 y 408.
Los filtros sintonizables de dos fases 400 y 450
reproducidos en las figuras 8a y 8b tienen una topología básica que
crea un cero de lado alto o bajo, utilizable para mejorar el rechazo
de una PI de banda de paso determinada. En el caso del acoplamiento
entre resonadores en toda la longitud de los mismos, la PI de la
banda de paso y el rechazo fuera de banda cambiarán cuando los
condensadores ferroeléctricos sintonicen el filtro de paso de banda
en la banda de paso. Para minimizar cualquier distorsión resultante,
sobre todo en la banda de rechazo, el condensador 432 puede ser un
condensador f-e. Los condensadores de sintonización
413 y 419 hacen que el cero coincida en frecuencia con la banda de
paso sintonizable.
Para facilitar la polarización y sintonización
del acoplamiento de condensadores f-e entre los
resonadores 404 y 408, el condensador 432 puede sustituirse por los
condensadores f-e 437a y 437b, como se aprecia en
la figura 8b. Idealmente, la capacitancia de los condensadores 437a
y 437b es el doble de la del condensador 432. En esta forma de
realización, los condensadores ferroeléctricos 410a, 410b, 437a y
437b pueden sintonizarse utilizando un voltaje VDC de sintonización
CC simple.
El voltaje de sintonización CC simple para los
condensadores f-e puede disponerse como se aprecia
en la figura 9. En la figura 9, el valor V_{DC} se acopla a una
red divisora 505. La red divisora 505 se acopla a los dos
condensadores f-e 437a y 437b. La red divisora 505
se configura para aportar el intervalo de sintonización adecuado a
los condensadores f-e 437a y 437b, a fin de que el
cero coincida con la banda de paso, como ya se ha indicado.
La red divisora 505 puede construirse como se
aprecia en la figura 10. En la figura 10, V_{DC} se acopla a
R_{1}. R_{1} se acopla a R_{2} y a los dos condensadores 437a
y 437b. R_{2} también se acopla a tierra. R_{1} y R_{2} se
escogen para hacer que el cero coincida con la banda de paso, como
ya se ha indicado.
Otra posibilidad consiste en utilizar un voltaje
separado para sintonizar los dos condensadores 437a y 437b.
Pasando ahora a la figura 11a, en ésta se
reproduce un filtro sintonizable de dos fases 300 que utiliza los
resonadores coaxiales y enterizos 302a y 302b. Obsérvese que también
podrían utilizarse resonadores de otros tipos. Los resonadores 302a
y 302b pueden ser de circuito abierto o cortocircuitados. Los
resonadores 302a y 302b se acoplan a una primera superficie de un
sustrato 301. Las chapas 304a y 304b, formadas en la primera
superficie del sustrato 301, se acoplan a los resonadores 302a y
302b por medio de los cables 305a y 305b. Las chapas 306a y 306b,
formadas en la primera superficie del sustrato 301, se acoplan a las
chapas 304a y 304b, creando la separación deseada para los
condensadores ferroeléctricos 310a y 310b. Las capas ferroeléctricas
312a y 312b, subyacentes a las chapas 304a y 304b, y 306a y 306b,
completan los condensadores de separación ferroeléctricos 310a y
310b. Obsérvese que los dibujos no están hechos a escala.
Normalmente, el espaciado de separación se aumenta para que resulte
más claro.
En una segunda superficie del sustrato 301
aparecen las líneas de transmisión 320a y 320b. Estas líneas de
transmisión se utilizan como accesos de entrada y salida 320a y
320b, para la entrada y salida de señales RF. Como se aprecia en la
figura 11b, los condensadores de entrada y salida 315a y 315b se
forman entre las líneas de transmisión 320a y 320b, y las chapas
304a y 304b, con el sustrato 301 en medio. La figura 11b es una
vista transversal de una porción del filtro 300 reproducido en la
figura 11a. La sección transversal sigue la línea B.
Además, el condensador 321 se forma como
condensador de separación, mediante el distanciamiento de las chapas
304a y 304b. Obsérvese que el acoplamiento aportado por el
condensador 321 también podría obtenerse a través del acoplamiento
de abertura entre los resonadores coaxiales 302a y 302b, con lo cual
el condensador 321 resultaría innecesario. Aunque los resonadores
coaxiales 302a y 302b aparecen como estructuras separadas, se
apreciará que pueden compartir una misma pared para ahorrar espacio
y permitir cualquier acoplamiento de abertura. Además, puede
suceder que no haya espacio ni pared entre ellos. Es decir, pueden
ser resonadores enterizos acoplados entre sí. En formas de
realización en que el acoplamiento aportado por el condensador 321
se implementa a través del acoplamiento de abertura, las chapas
304a y 304b estarían separadas por una distancia suficiente para
minimizar cualquier capacitancia de separación entre ellas. Un
voltaje de polarización VDC se acopla a través de los resistores
340a y 340b para sintonizar los condensadores ferroeléctricos 310a y
310b. Cada uno de los condensadores de separación ferroeléctricos
310a y 310b se acopla a tierra a través de los condensadores de
bloqueo de CC 341a y 341b.
Según se aprecia en la figura 12, los filtros
400 y 450 pueden adaptarse para que sirvan como sección de
transmisión y recepción de un duplexor 640. Obsérvese que los
duplexores constituyen un caso especial de los multiplexores. Los
duplexores se utilizan con dos bandas, en tanto que los
multiplexores se utilizan con dos o más bandas. Los multiplexores
también pueden definirse como dispositivos utilizables con más de
dos bandas. En cualquier caso, debe quedar entendido que el
presente invento puede aplicarse generalmente a los multiplexores,
aunque a efectos de simplificación, se hable de duplexores.
El duplexor 640 se acopla a una antena o
diplexor a través de un acceso común 642. Una sección de transmisión
644 comprende un filtro sintonizable de dos fases, construido como
se ha indicado en lo que respecta a las figuras 9, 10 y 11. En
consecuencia, la fase de transmisión 644 tiene los resonadores 604a
y 608a acoplados a sus condensadores ferroeléctricos 610a y 610b,
respectivamente. Los resonadores 604a, 604b, 608a y 608b pueden
realizarse como resonadores coaxiales, de línea de cinta o
enterizos, por dar tres ejemplos. Normalmente, las secciones Tx y
Rx se fabrican con la misma topología (por ejemplo, enteriza). No
obstante, si se desea, pueden utilizarse topologías diferentes para
las secciones Tx y Rx. Por ejemplo, en función de los requisitos o
de las preferencias, la sección Tx podría ser de línea de cinta y la
Rx enteriza.
Si se realizan como resonadores enterizos,
pueden ser objeto de acoplamiento EM en toda su longitud. Este
acoplamiento EM, junto con el acoplamiento aportado por el
condensador 632a, puede utilizarse para crear en la banda Rx un
cero de rechazo de lado alto. Lo ideal es que el cero esté ubicado
en la porción de la banda Rx que contiene el canal Rx, que se
compagina con el canal Tx en la banda AMDC PCS. Esta topología
aporta la mínima PI_{0} de la banda Tx, y el máximo rechazo de la
banda Rx.
\newpage
Los condensadores de bloqueo de CC y la fuente
del voltaje de sintonización de CC no aparecen en la figura. El
condensador ferroeléctrico 632a aparece conforme a la implementación
de la figura 8a. No obstante, se apreciará que es preferible
implementarlo como dos condensadores f-e acoplados
en serie, cada uno de ellos de capacitancia 2C2, según la figura
8b. El camino de retorno de la CC para los condensadores 610a y 610b
es a través de los resonadores cortocircuitados 604a y 608a.
La sección de recepción 646 se construye de
manera análoga. En este caso son pertinentes los mismos comentarios
sobre el acoplamiento enterizo y el rechazo de la banda Tx, análogos
a los efectuados respecto al rechazo de la banda Rx para el filtro
Tx. Sin embargo, las longitudes eléctricas de los resonadores 604b y
608b de la sección de recepción 646 no se escogen igual que las de
la sección de transmisión. De esta manera, las bandas de paso en
que las secciones se sintonizan quedan separadas, en tanto que los
valores de capacitancia de los condensadores de sintonización
f-e 610c y 610d siguen siendo idénticos a los de los
condensadores 610a y 610b.
Por ejemplo, en toda la banda AMDC PCS
estadounidense, la sección de transmisión (TX) 644 tendría que
sintonizar para transmitir por una banda de paso de 1.850 a 1.910
MHz. De manera similar, la sección de recepción (RX) 446 tendría
que sintonizar para recibir en una banda de paso de 1.930 a 1.990
MHz. Téngase en cuenta que, aunque aquí se describa toda la banda
PCS estadounidense, los mismos conceptos pueden aplicarse a otras
bandas inalámbricas, por ejemplo, la de telefonía móvil (800 a
1.000 MHz), otras bandas PCS, las AMDC 3-G y
cualquier banda parcial.
El intervalo de voltaje de sintonización para
las bandas Tx y Rx no será el mismo en este caso, pues aunque el
intervalo de sintonización requerido sea 60 MHz (en el ejemplo de
toda la banda PCS estadounidense), las anchuras de banda
fraccionales para Tx y Rx son algo diferentes. Esta diferencia se
debe a que la banda Tx comienza en 1.850 Mhz, pero la Rx lo hace en
1.930 MHz. Por tanto, cuando se utilicen condensadores
f-e de igual valor, se necesitarán voltajes de
sintonización separados.
En otra forma de realización, los resonadores
604a y 608a para la banda Tx tienen la misma longitud eléctrica que
los resonadores 604b y 608b para la banda Rx. En este caso, los
valores de capacitancia de los condensadores f-e
utilizados para sintonizar las bandas Tx y Rx serían diferentes y
aportarían así la separación de frecuencias necesaria.
Los condensadores f-e
610a-d también pueden utilizarse para sintonizar los
resonadores individuales. En diseños convencionales de anchura de
banda fija, para cumplir las especificaciones eléctricas, cada
filtro o duplexor requiere un 100% de sintonización y cribado del
proveedor. El uso de condensadores f-e
eléctricamente sintonizables puede explotarse a este fin, para
compensar las constantes variaciones dieléctricas, las tolerancias
de fabricación y los cambios de temperatura. El precio de esta
sintonización es un mayor intervalo de capacitancia de
sintonización, realizándose idealmente mediante voltajes de
sintonización (control) independientes para cada resonador. Este
enfoque aumenta la carga de trabajo impuesta a los circuitos de
control que generan los voltajes de control de CC.
En otra forma de realización, un duplexor
configurado para PCS puede utilizar el acoplamiento de separación
para formar los condensadores 651a, 651b, 661 y 671. Normalmente,
los condensadores 651a, 651b, 661 y 671 funcionan en el intervalo
0,25 a 0,3 PF para la banda AMDC PCS estadounidense. Convierten la
impedancia del FPB o duplexor en impedancias de entrada y salida
correctas, normalmente de 50 ohmios.
Es posible que se precisen más circuitos de
impedancia coincidente en el acceso común 642, en lugar de
utilizarse únicamente los condensadores 651a y 651b, tal como se
muestra. Los requisitos del sistema para una aplicación específica
determinarán la relación de amplitud de onda estacionaria en tensión
(RAOET) visible en el acceso 642 cuando las partes Tx y Rx se
terminen en sus impedancias correctamente especificadas (normalmente
50 \Omega).
Un filtro o duplexor (o multiplexor) es una red
transformadora de impedancias con selección de frecuencia. Por
tanto, puede diseñarse para transformar niveles de impedancia, entre
sus accesos de entrada y salida, en y desde valores distintos a los
50 ohmios normales. Teniendo presente esta particularidad, los
condensadores 661 y 671 pueden abarcar un intervalo de valores más
amplio, si se requiere. Los condensadores escogidos deben aportar
la capacitancia correcta en todos los casos.
En una forma de realización determinada, donde
la constante dieléctrica (CD) de la cerámica de los resonadores
604a, 604b, 608a y 608b es 38,6, los resonadores 604a y 608b de la
sección de transmisión 644 tienen una longitud eléctrica de 232
milésimas, en tanto que los resonadores 604b y 608b de la sección de
recepción 646 tienen una longitud eléctrica de 221 milésimas. Los
condensadores f-e 610a-d poseen una
capacitancia de 0,66 pF y un valor Q de 180.
En otra forma de realización posible, se
utilizan filtros enterizos fabricados con una CD cerámica = 38,6,
con una altura de 4,0 mm, una impedancia de modo par Zoe = 18,95
\Omega, una impedancia de modo impar Zoo = 13,80 \Omega, un
diámetro de conductor central de 36,24 milésimas, y un espaciamiento
del conductor central entre bordes de 64,68 milésimas.
Las respuestas de frecuencia resultantes de
dichas secciones 644 y 646 configuradas para PCS se presentan en la
figura 13. La figura 14 reproduce las respuestas de frecuencia
resultantes, si el valor Q de los condensadores f-e
610a-d se aumentara a 450. Las respuestas
reproducidas en las figuras 13 y 14 se basan en resonadores
coaxiales de 4,0 mm sin acoplamiento EM entre ellos.
En otra forma de realización posible, los
condensadores 651a, 651b, 661 y 671 pueden implementarse como
condensadores de superposición discretos, que tienen un factor de
calidad de 250 o superior. En esta forma de realización, los
resonadores 604a y 608b de la sección de transmisión 644 pueden
tener una longitud eléctrica de 233,179 milésimas, en tanto que la
longitud eléctrica de los resonadores 604b y 608b de la sección de
recepción 646 puede ser de 222,32 milésimas. Si los condensadores
ferroeléctricos 610a-d tuvieran una capacitancia de
0,66 pF y un factor de calidad de 180, la respuesta de frecuencia
del duplexor resultante configurado para PCS sería la reproducida
en la figura 15. De manera similar, si el factor de calidad de los
condensadores ferroeléctricos 610a-d se aumentara a
450, la respuesta de frecuencia sería la reproducida en la figura
16. Las figuras 13-16 son ejemplos de respuestas de
frecuencia de determinados duplexores.
En cualquiera de estas formas de realización, el
valor Q de los condensadores f-e puede ser menor,
siempre que pueda tolerarse una mayor PI de la banda de paso. Si la
especificación de la PI de banda de paso en el caso más desfavorable
es de -3,5 dB para la banda Tx, puede utilizarse un valor
C_{f-e} = 0,66 pF con un Q asociado de
aproximadamente 80 a 2,0 GHz, sin dejar de cumplir con la
especificación. Es posible que el valor Q de los condensadores
f-e precise ser más alto para compensar las pérdidas
de fabricación, como la P_{acopl}.
La solución preferida consiste en obtener el
máximo valor Q posible del condensador f-e, sin
incumplir los requisitos de sintonización. Esta solución aportará
la PI_{0} mínima, tanto en la banda Tx como en la Rx. Un valor
C_{f-e} más pequeño reduce la carga del FPB o
duplexor a 1.900 MHz. El límite inferior de
C_{f-e} lo impone el intervalo de sintonización.
En la forma de realización que reproducen las figuras
12-16, se necesita un delta (\Delta)
C_{f-e} mínimo (de los condensadores 410a y 410b,
figura 8a) = 0,25 pF junto con un \DeltaC_{f-e}
(del condensador 432, figura 8a) = 0,033 pF en un diseño enterizo
acoplado EM, y se necesita \DeltaC_{f-e} (de
los condensadores 410a y 410b, figura 8a) = 0,34 pF en un diseño
acoplado que no sea EM. Normalmente es preferible una menor PI de
banda de paso, sobre todo en aplicaciones sensibles a la potencia,
como los microteléfonos, porque una menor PI de banda de paso supone
menos carga de trabajo para otros componentes, como los
amplificadores de potencia. A su vez, esto tiene efectos positivos
en la vida de la batería o en el tiempo de conversación.
Utilizando el diseño enterizo como ejemplo, si
puede obtenerse un intervalo de sintonización
C_{f-e} de 2:1 para una determinada película
f-e, tensión de sintonización de CC y topología de
condensador f-e, C_{f-e} (0 V de
CC) = 0,5 pF sería el mínimo C_{f-e} que lograría
el \DeltaC_{f-e} = 0,25 pF requerido. Si se
deseara comenzar con C_{f-e} (0 V de CC) = 0,375
pF, se necesitaría un intervalo de sintonización de 3:1 para lograr
el \DeltaC_{f-e} = 0,25 pF requerido.
Aunque el presente invento se haya descrito en
relación con determinadas formas de realización, la descripción
facilitada sólo es un ejemplo de la aplicación del presente invento
y no debe considerarse como una limitación. A consecuencia de ello,
diversas adaptaciones y combinaciones de características de las
formas de realización expuestas quedan incluidas en el ámbito del
presente invento, tal y como se indica en las siguientes
reivindicaciones.
Claims (18)
1. Un multiplexor sintonizable (640) acoplado a
una antena a través de un primer acceso (642) que comprende un
primer filtro sintonizable (300, 644) con un primer nodo de filtro
acoplado al primer acceso (642) y un segundo nodo de filtro
acoplado a un segundo acceso de entrada/salida, caracterizado
por un primer filtro de señales provisto de una primera frecuencia
resonante, que comprende un primer material ferroeléctrico "FE"
(312b) formado en una primera superficie de un sustrato (301); una
primera chapa conductora (304b) formada en la primera superficie
del sustrato (301) y superpuesta al primer material FE (312b); un
primer resonador (302b, 608a) conectado entre el primer nodo de
filtro y una puesta a tierra, donde el primer resonador (302b,
608a) se acopla a la primera superficie del sustrato (301), y
conectado por un primer cable (305b) a la primera chapa conductora
(304b); una primera chapa de condensador (306b) formada en la
primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al primer
material FE (312b) de tal manera que la primera chapa de condensador
(306b) queda separada de la primera chapa conductora (304b) por una
primera área de separación para formar un primer condensador de
separación sintonizable ferroeléctrico "FE" (610b),
conectándose la primera chapa de condensador (306b) a la puesta a
tierra a través de un primer condensador de bloqueo de CC (341b); un
primer voltaje de control acoplado a la primera chapa de
condensador (306b), donde el primer material FE (312b) es sensible
al primer voltaje de control para ajustar una primera capacitancia
del primer condensador sintonizable FE (610b) y la primera
frecuencia resonante; un segundo filtro de señales provisto de una
segunda frecuencia resonante, que comprende: un segundo material
ferroeléctrico "FE" (312a) formado en la primera superficie de
un sustrato (301); una segunda chapa conductora (304a) formada en la
primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al segundo
material FE (312a); un segundo resonador (302a, 604a) conectado
entre el segundo nodo de filtro y la puesta a tierra, donde el
segundo resonador (302a, 604a) se acopla a la primera superficie
del sustrato (301), y conectado por un segundo cable (305a) a la
segunda chapa conductora (304a); una segunda chapa de condensador
(306a) formada en la primera superficie del sustrato (301) y
superpuesta al segundo material FE (312a) de tal manera que la
segunda chapa de condensador (306a) queda separada de la segunda
chapa conductora (304a) por una segunda área de separación para
formar un segundo condensador de separación sintonizable
ferroeléctrico "FE" (610a), conectándose la segunda chapa de
condensador (306a) a la puesta a tierra a través de un segundo
condensador de bloqueo de CC (341a); un segundo voltaje de control
acoplado a la segunda chapa de condensador (306a), donde el segundo
material FE (312a) es sensible al segundo voltaje de control para
ajustar una segunda capacitancia del segundo condensador
sintonizable FE (610a) y la segunda frecuencia resonante; y un
tercer condensador (321, 632a) conectado entre el primer nodo de
filtro y el segundo nodo de filtro.
2. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde el tercer condensador (321, 632a) es un
tercer condensador sintonizable FE que comprende un tercer material
ferroeléctrico "FE" formado en el primer sustrato (301), donde
la primera chapa conductora (304b) y la segunda chapa conductora
(304a) se superponen parcialmente al tercer material FE y quedan
distanciadas por una tercera área de separación, siendo el tercer
material FE sensible a una tercera señal de control para ajustar una
tercera capacitancia del tercer condensador sintonizable FE.
3. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde un factor de calidad del primer condensador
sintonizable FE (610b) y del segundo condensador sintonizable FE
(610a) es superior a uno de aproximadamente 80, aproximadamente
180, y aproximadamente 350.
4. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde un factor de calidad del primer condensador
sintonizable FE (610b) y del segundo condensador sintonizable FE
(610a), utilizado en un intervalo de temperatura entre
aproximadamente -50ºC y 100ºC, es superior a aproximadamente 80 en
uno de un primer intervalo de frecuencias entre 0,25 GHz y 7,0 GHz,
un segundo intervalo de frecuencias entre aproximadamente 0,8 GHz y
7,0 GHz, un tercer intervalo de frecuencias entre aproximadamente
0,25 GHz y 2,5 GHz, y un cuarto intervalo de frecuencias entre
aproximadamente 0,8 GHz y 2,5 GHz.
5. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde un factor de calidad del primer condensador
sintonizable FE (610b) y del segundo condensador sintonizable FE
(610a), utilizado en un intervalo de temperatura entre
aproximadamente -50ºC y 100ºC, es superior a aproximadamente 180 en
uno de un primer intervalo de frecuencias entre aproximadamente
0,25 GHz y 7,0 GHz, y un segundo intervalo de frecuencias entre
aproximadamente 0,8 GHz y 2,5 GHz.
6. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde un factor de calidad del primer condensador
sintonizable FE (610b) y del segundo condensador sintonizable FE
(610a), utilizado en un intervalo de temperatura entre
aproximadamente -50ºC y 100ºC, es superior a aproximadamente 80 por
uno de una primera capacitancia en un intervalo entre
aproximadamente 0,3 pF y 3,0 pF, y una segunda capacitancia en un
intervalo entre aproximadamente 0,5 pF y 1,0 pF.
7. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde un factor de calidad del primer condensador
sintonizable FE (610b) y del segundo condensador sintonizable FE
(610a), utilizado en un intervalo de temperatura entre
aproximadamente -50ºC y 100ºC, es superior a aproximadamente 180 por
uno de una primera capacitancia en un intervalo entre
aproximadamente 0,3 pF y 3,0 pF, y una segunda capacitancia en un
intervalo entre aproximadamente 0,5 pF y 1,0 pF.
\newpage
8. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde: la primera frecuencia resonante se
encuentra en un intervalo de aproximadamente 1.850 MHz a
aproximadamente 1.910 MHz; y la segunda frecuencia resonante queda
entre un intervalo de aproximadamente 1.930 MHz a aproximadamente
1.990 MHz.
9. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde: la primera frecuencia resonante se
encuentra en un intervalo de aproximadamente 1.750 MHz a
aproximadamente 1.780 MHz; y la segunda frecuencia resonante se
encuentra en un intervalo de aproximadamente 1.840 MHz y
aproximadamente 1.870 MHz.
10. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, que también comprende un segundo filtro
sintonizable (646) provisto de un tercer nodo de filtro acoplado al
primer acceso (642) y un cuarto nodo de filtro acoplado a un tercer
acceso de entrada/salida (I/O), que comprende un tercer filtro de
señales provisto de una tercera frecuencia resonante, que comprende
un cuarto material ferroeléctrico "FE" formado en la primera
superficie del sustrato (301); una tercera chapa conductora formada
en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al cuarto
material FE; un tercer resonador (604b) conectado entre el tercer
nodo de filtro y la puesta a tierra, donde el tercer resonador
(604b) se acopla a la primera superficie del sustrato (301), y
conectado por un tercer cable a la tercera chapa conductora; una
tercera chapa de condensador formada en la primera superficie del
sustrato (301) y superpuesta al cuarto material FE de tal manera que
la tercera chapa de condensador queda separada de la tercera chapa
conductora por una cuarta área de separación para formar un cuarto
condensador sintonizable ferroeléctrico "FE" (610c) conectado
entre el tercer nodo de filtro y un tercer condensador de bloqueo
de CC acoplado a la puesta a tierra; un cuarto voltaje de control
acoplado a la tercera chapa de condensador, donde el cuarto
material FE es sensible al cuarto voltaje de control para ajustar
una cuarta capacitancia del cuarto condensador sintonizable FE
(610c) y la tercera frecuencia resonante; un cuarto filtro de
señales provisto de una cuarta frecuencia resonante, que comprende:
un quinto material ferroeléctrico "FE" formado en la primera
superficie del sustrato (301); una cuarta chapa conductora formada
en la primera superficie del sustrato (301) y superpuesta al quinto
material FE; un cuarto resonador (608b) conectado entre el cuarto
nodo de filtro y la puesta a tierra, donde el cuarto resonador
(608b) se acopla a la primera superficie del sustrato (301), y
conectado por un cuarto cable a la cuarta chapa conductora; una
cuarta chapa de condensador formada en la primera superficie del
sustrato (301) y superpuesta al quinto material FE de tal manera que
la cuarta chapa de condensador queda separada de la cuarta chapa
conductora por una quinta área de separación para formar un quinto
condensador sintonizable ferroeléctrico "FE" (610d) conectado
entre el cuarto nodo de filtro y un cuarto condensador de bloqueo
de CC acoplado a la puesta a tierra; un quinto voltaje de control
acoplado a la cuarta chapa de condensador, donde el quinto material
FE es sensible al quinto voltaje de control para ajustar una quinta
capacitancia del quinto condensador sintonizable FE (610d) y la
cuarta frecuencia resonante; y un sexto condensador sintonizable
(632b) conectado entre el tercer nodo de filtro y el cuarto nodo de
filtro.
11. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde el primer filtro sintonizable (644) es un
filtro de transmisor y el segundo filtro sintonizable (646) es un
filtro de receptor.
12. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 1, donde el primer resonador (608a) se construye
como primer resonador volumétrico y el segundo resonador (604a) se
construye como segundo resonador volumétrico.
13. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde cada resonador del primer resonador (608a),
segundo resonador (604a), tercer resonador (604b) y cuarto
resonador (608b) comprende uno de un resonador de línea de cinta,
un resonador enterizo y un resonador coaxial con carga
dieléctrica.
14. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde un factor de calidad de cada condensador
(610a, 610b, 610c, 610d) es superior a uno de aproximadamente 80,
aproximadamente 180 y aproximadamente 350.
15. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde la tercera frecuencia resonante se
encuentra en un intervalo de aproximadamente 1.850 MHz a
aproximadamente 1.910 MHz; y la cuarta frecuencia resonante se
encuentra en un intervalo de aproximadamente 1.930 MHz a
aproximadamente 1.990 MHz.
16. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde el primer filtro sintonizable (644)
transmite frecuencias entre un intervalo de aproximadamente 1.850
MHz a aproximadamente 1.910 MHz, y el segundo filtro sintonizable
(646) recibe frecuencias entre un intervalo de aproximadamente 1.930
MHz a aproximadamente 1.990 MHz.
17. El multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 10, donde el sexto condensador sintonizable (632b)
es un sexto condensador sintonizable FE que comprende un sexto
material ferroeléctrico (FE) dispuesto entre chapas conductoras del
sexto condensador sintonizable FE, siendo el sexto material FE
sensible a una sexta señal de control para ajustar una sexta
capacitancia del sexto condensador sintonizable FE.
18. Un dispositivo de comunicaciones
inalámbricas que comprende: el multiplexor sintonizable (640) de la
reivindicación 11; una batería; un transceptor; una interfaz de
usuario; y un alojamiento que contiene la batería y el transceptor,
adaptado para presentar la interfaz de usuario en la parte exterior
del alojamiento.
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