ES2320491T3 - Dispositivo de mando de un transistor de alta tension, en particular un transistor mos de un generador de alta tencion radio frecuencia para el encendido de un motor de combustion interna. - Google Patents
Dispositivo de mando de un transistor de alta tension, en particular un transistor mos de un generador de alta tencion radio frecuencia para el encendido de un motor de combustion interna. Download PDFInfo
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Abstract
Dispositivo de mando de un transistor de alta tensión, caracterizado por el hecho de que comprende una borna de entrada (IN) para recibir una señal lógica de mando, una borna de salida (OUT) para entregar una señal de mando de salida en el transistor de alta tensión (MHT), un primer transistor de mando NMOS (Q6) conectado entre la masa y la borna de salida (OUT) y cuya rejilla está unida a dicha borna de entrada siendo baja la impedancia interna del primer transistor de mando (Q6) frente a la masa con el fin de evitar una reposición en conducción del transistor en alta tensión (MHT) cuando el primer transistor de mando (Q6) conduce, un segundo transistor PMOS de mando (Q5) conectado entre una borna de alimentación (VDD) y la borna de salida y cuya rejilla está conectada a dicha borna de entrada por medio de un transistor bipolar (Q2) dispuesto en montaje de base común y mandado en corriente en su emisor por un circuito de unión capacitivo (C2, Q1, R2).
Description
Dispositivo de mando de un transistor de alta
tensión, en particular un transistor MOS de un generador de alta
tensión radio frecuencia para el encendido de un motor de combustión
interna.
El invento se refiere al mando de transistores
de alta tensión y sobre todo a los que tienen una capacidad de
rejilla-drenaje importante y antes de ser conmutados
a frecuencias de varios MHz como es, por ejemplo, el caso de los
generadores de alta tensión alternativa en radiofrecuencia (1 kV /
20 A / 5 MHz) para el encendido mandado de un motor de combustión
interna. Un ejemplo de tal transistor puede ser el transistor MOS
(Semiconductor de Óxido Metálico).
Ejemplos de realizaciones de tales generadores
se describen, por ejemplo, en las solicitudes de patente francesas
n^{os} 2.859.869, 2.859.830 y 2.859.831 a nombre del
solicitante.
El documento US 5.789.951 describe un circuito
de protección de un transistor de potencia contra una descarga
eléctrica por avalancha. El transistor de potencia manda la
conmutación de una inductancia. El circuito de protección hace
disipar en el transistor de potencia la energía almacenada en la
inductancia.
Un circuito de selección conmuta el transistor
de potencia en un modo de conducción en respuesta a una tensión
fuerte en el colector del transistor de potencia impidiendo así una
descarga eléctrica del transistor por avalancha.
La realización de un generador de alta tensión
alterna en radiofrecuencia necesita el mando rápido de un transistor
de alta tensión, que tiene su fuente en la masa.
Ahora bien, los dispositivos de mando (o
"drivers" según una denominación anglosajona habitualmente
utilizada por los expertos en la materia) utilizados actualmente
para mandar tales transistores MOS en alta tensión y para
frecuencias de conmutación de varios MHz tienen para la mayoría de
ellos tiempos de propagación entre la entrada y la salida demasiado
importantes para el modo de servoconexión previsto.
Teniendo en cuenta los rendimientos requeridos,
existen en el estado de la técnica soluciones mediante
transformadores que permiten aplicar en la rejilla del transistor
de alta tensión una tensión simétrica susceptible de bloquear
eficazmente el transistor. Estas soluciones son, no obstante,
generalmente más caras que los circuitos de componentes activos no
bobinados.
El invento tiene como objeto aportar una
solución a este problema.
Un objeto del invento es suministrar un
dispositivo de mando rápido de un transistor, en particular un
transistor de alta tensión para un generador de alta tensión
alterna en radiofrecuencia, capaz de respetar un tiempo de
propagación de las señales entre la entrada y la salida del orden de
15 a 20 ns a la vez que ofrece una estructura unipolar a base de
componentes activos no bobinados.
Según un aspecto del invento, se ha propuesto
por lo tanto un montaje de tipo "push-pull" con
mando sincronizado de dos transistores MOS complementarios de
mando.
Más precisamente, según este aspecto del
invento, se ha propuesto un dispositivo de mando de un transistor
de alta tensión, en particular un transistor MOS de un generador de
alta tensión en radiofrecuencia que comprende:
- -
- una borna de entrada para recibir una señal lógica de mando,
- -
- una borna de salida para entregar una señal de mando de salida del transistor de alta tensión,
- -
- un primer transistor de mando NMOS de baja impedancia interna conectado entre la masa y la borna de salida y cuya rejilla está unida a dicha borna de entrada,
- -
- un segundo transistor PMOS de mando conectado entre una borna de alimentación y la borna de salida y cuya rejilla está conectada a dicha borna de entrada por medio de un transistor bipolar dispuesto en montaje de base común y mandado en corriente en su emisor por un circuito de unión capacitivo.
\vskip1.000000\baselineskip
Debido al efecto MILLER asociado con la
capacidad de rejilla-drenaje del transistor y para
tiempos de conmutación del orden de 10 ns, aparecen en la rejilla
del transistor de alta tensión, en el momento de su bloqueo,
corrientes del orden de una decena de amperios. Por tanto es
necesario, para evitar la reposición en conducción y la oscilación
del transistor, presentar un circuito de mando que tenga una baja
impedancia frente a la masa, lo que aquí se realiza mediante la
utilización de un transistor NMOS de mando que tiene una impedancia
interna baja, normalmente inferior a 1 Ohm, y de forma preferida
sensiblemente inferior a 0,5 Ohm.
Por otra parte, el mando del segundo transistor
PMOS de mando, efectuado por medio sobre todo de un transistor
bipolar dispuesto en montaje de base común y mandado en corriente en
su emisor por un circuito de unión capacitivo, permite asegurar una
conmutación eficaz y rápida incluso cuando la tensión de
alimentación es baja, lo que puede producirse en el arranque de un
vehículo cuando la tensión de la batería puede caer a menos de 8
V.
Según un modo de realización, el circuito de
unión capacitivo comprende un condensador conectado a dicha borna
de entrada, una primera resistencia conectada al emisor del
transistor bipolar y un medio que forma diodo conectado en serie
entre la primera resistencia y el condensador.
El dispositivo comprende además ventajosamente
una segunda resistencia conectada entre el colector del transistor
bipolar y la borna de alimentación y que forma con el transistor
bipolar una etapa trasladadora de nivel, así como una etapa
seguidora conectada entre la etapa trasladadora de nivel y la
rejilla del segundo transistor PMOS de mando.
Por otra parte, es preferible que el dispositivo
comprenda además un primer circuito amplificador conectado entre la
rejilla del primer transistor NMOS de mando y la borna de entrada, y
un segundo circuito amplificador conectado entre la borna de
entrada y el circuito de unión capacitivo.
Estos dos circuitos amplificadores, que por
ejemplo están realizados por un circuito lógico MOS de la familia
74AC, permiten, cuando esto es necesario, amplificar en corriente la
señal lógica de mando (que es, por ejemplo, una señal de
0-5 voltios) de forma que se suministre una
corriente suficiente en las rejillas de los transistores de mando
en el momento de su conmutación.
Incluso si el transistor PMOS de mando y el
transistor NMOS de mando no conmutan teóricamente en el mismo
instante, puesto que su conmutación respectiva está ligada al estado
alto o al estado bajo de la señal lógica de mando de entrada, se
puede, teniendo en cuenta los tiempos de propagación en el interior
del circuito y de la frecuencia de conmutación que estos dos
transistores de mando conmutan no obstante al mismo tiempo durante
un corto instante. Aunque esto no sea molesto para el funcionamiento
del dispositivo, esto provoca una pérdida por disipación. Para
remediar este inconveniente se ha previsto que el dispositivo
comprenda ventajosamente una red de desplazamiento de fase
conectada entre la borna de entrada y la rejilla del primer
transistor NMOS de mando, por ejemplo conectado entre la borna de
entrada y la entrada del primer circuito amplificador, a fin de
desfasar las señales de mando de los dos transistores de mando.
Con el fin de aumentar el margen de frecuencia
para el funcionamiento del dispositivo, y sobre todo para permitir
una utilización eficaz del dispositivo de mando en baja frecuencia,
se ha previsto ventajosamente que el dispositivo comprenda además
un circuito amplificador adicional cuya entrada esté conectada a
dicha borna de entrada, y un transistor NMOS adicional conectado
entre la masa y el conectador del transistor bipolar dispuesto en
montaje de base común, y cuya rejilla está conectada en la salida
del circuito amplificador adicional.
El dispositivo tal como se acaba de definir se
aplica en particular al mando de un transistor de un generador de
alta tensión en radiofrecuencia para el encendido de un motor de
combustión interna.
Otra posible aplicación es el mando de un
transistor de un generador de alta tensión en radiofrecuencia para
la generación de plasma.
Otras ventajas y características del invento
aparecerán en el examen de la descripción detallada de modos de
realización, de ninguna manera limitativos, y de los dibujos anejos,
en los que:
- la figura 1 ilustra un primer modo de
realización de un dispositivo según el invento,
- la figura 2 ilustra más detalladamente una
parte del dispositivo de la figura 1,
- la figura 3 ilustra otro modo de realización
de un dispositivo según el invento.
En la figura 1, la referencia DISP designa un
dispositivo de mando de un transistor de alta tensión MHT que tiene
su fuente en la masa GND y que pertenece, por ejemplo, a un
generador de alta tensión alterna en radiofrecuencia utilizado para
el encendido mandado de motores de combustión interna.
El dispositivo DISP tiene una borna de entrada
IN apta para recibir una señal lógica de mando que puede adoptar un
estado lógico alto (por ejemplo 5 V) o un estado lógico bajo (por
ejemplo 0 V).
La señal lógica de mando se aplica en las
entradas 2, 3, 4 y 5 de un circuito lógico MOS de la familia 74AC
con referencia IC1, por ejemplo el circuito 74AC 541 comercializado
por la sociedad Fairchild, por ejemplo.
La señal lógica de mando se aplica igualmente,
por medio de una red de desplazamiento de fase formada por la
resistencia R1, el diodo D1 y el condensador C1, y al que se volverá
con más detalle en la funcionalidad que viene a continuación, y
otras cuatro entradas del circuito IC1, es decir las entradas 6, 7,
8 y 9.
Como está ilustrado más particularmente en la
figura 2, las entradas 6, 7, 8 y 9 están unidas a cuatro puertas
del tipo de la familia AC14 montadas en paralelo y formando un
primer circuito amplificador AMP1.
Igualmente, las entradas 2, 3, 4 y 5 están
unidas a otras cuatro puertas AC14, igualmente montadas en paralelo,
y formando un segundo circuito amplificador AMP2.
Cada una de las puertas lógicas es capaz de
entregar en la salida una corriente de 50 mA, lo que permite obtener
en la salida de cada circuito amplificador AMP2 una corriente de
200 mA que permite un buen mando de los transistores de mando que
se va a detallar a continuación.
La salida del primer circuito amplificador AMP1
está directamente unida a la rejilla del primer transistor de mando
Q6, que es un transistor NMOS.
Este primer transmisor de mando Q6 tiene una
impedancia interna relativamente baja con respecto a la masa
extremadamente baja. A título indicativo se elegirá, por ejemplo, el
transistor que lleva la referencia PHP3055 comercializado por la
sociedad Philips y que tiene una impedancia interna del orden de 0,1
Ohmios.
Mientras que fuente del transistor Q6 está unida
a la masa, su drenaje está unido a la borna de salida OUT del
dispositivo de mando DISP.
La salida del segundo circuito amplificador AMP2
está unida a un circuito de unión capacitivo, simetrizador de
señal, formado por un condensador C2, un transistor Q1 montado en
diodo rápido, y una resistencia R2, estando estos tres componentes
montados en serie en la salida del segundo circuito amplificador
AMP2.
Este circuito de unión capacitivo permite mandar
en corriente en su emisor un transistor bipolar Q2 dispuesto según
un montaje de base común, es decir que su base está unida a la
masa.
El colector del transistor Q2 está unido por
medio de una resistencia R3 a la tensión de alimentación VDD, que
es por ejemplo la tensión de la batería. El transistor Q2 y la
resistencia R3 forman así una etapa trasladadora de nivel.
El colector del transistor Q2 está conectado a
la rejilla de un segundo transistor de mando Q5 que es un transistor
PMOS por medio de una etapa seguidora constituida clásicamente por
dos transistores Q3 y Q4.
El transistor PMOS Q5 está conectado entre la
tensión de alimentación VDD y la borna de salida OUT.
El transistor Q5, que tiene una tensión de
umbral del orden de 5 V y que es fácilmente mandable con una tensión
de 10 V, es por ejemplo el transistor que lleva la referencia
IRFD9110 comercializado por la sociedad International Rectifier.
El transistor Q2 mandado en su emisor en
corriente y que tiene su rejilla unida a la masa permite obtener una
rapidez de conmutación importante.
Por otra parte, para mantener las posibilidades
de conmutación rápida, incluso cuando la tensión de alimentación es
baja (en el arranque de un vehículo la tensión de la batería puede
caer a menos de 8V) se utiliza ventajosamente el montaje de base
común, es decir que se une la base de Q2 a la masa. Por lo tanto, se
necesita una tensión negativa en su emisor para asegurar su
conmutación, lo que es realizado por el circuito de unión capacitivo
C2/Q1/R2.
De esta forma, durante una alternancia positiva
en la borna de entrada, es decir cuando la señal lógica de mando de
entrada pasa al estado alto, el condensador C2 se carga a través del
transistor Q1, que es utilizado en diodo rápido hasta una tensión
del orden de la diferencia entre la tensión de alimentación del
circuito lógico MOS IC1 y la tensión de umbral del diodo.
Cuando la señal de entrada pasa al estado lógico
bajo, la salida del circuito IC1 pasa igualmente a una tensión casi
nula, y la tensión en los bordes del condensador C2 permite imponer
un potencial negativo en la resistencia R2 y, por tanto, hacer
conmutar el transistor Q2 de forma muy violenta. El transistor de
mando PMOS Q5 se hace entonces pasante algunos nanosegundos
después.
Por el contrario, cuando la señal lógica de
entrada se encuentra en el estado alto, el transistor Q5 se bloquea
y el transistor Q6 conduce.
De este modo, para asegurarse de que los dos
transistores de mando Q5 y Q6 no conmutan al mismo tiempo se
utiliza ventajosamente la red de desplazamiento de fase formada por
la resistencia R1 en paralelo con el diodo D1, y por el condensador
C1 que permite desfasar temporalmente la señal lógica de mando
entregada en la entrada del primer circuito amplificador AMP1, de
la entregada a la entrada del segundo circuito amplificador AMP2,
estando estos dos circuitos AMP1 y AMP2 realizados en el circuito
lógico MOS IC1.
Cuando el transistor Q6 conduce, el transistor
MOS de alta tensión MHT se bloquea. Aparece entonces un fuerte
impulso de corriente en la rejilla del transistor MHT. Pero, debido
a la baja impedancia interna del transistor Q6 este fuerte impulso
de corriente no se traduce en una tensión en la rejilla del
transistor MHT suficientemente elevada para permitir su reposición
en conducción, lo que llevaría entonces a una oscilación no deseada
del transistor MHT.
En otros términos, la baja impedancia interna
del transistor de mando Q6 permite asegurar efectivamente un
bloqueo correcto del transistor de alta tensión MHT.
El dispositivo de la figura 1 tiene un tiempo de
propagación entre la entrada IN y la salida OUT del orden de 20 ns
con un tiempo de subida del orden de 15 ns.
El modo de realización del dispositivo de la
figura 1 está paralelamente adaptado para un funcionamiento en alta
frecuencia. De este modo, para aumentar el ancho de banda del
dispositivo, es decir para que funcione eficazmente en un margen de
frecuencias más amplio, y sobre todo en baja frecuencia, es
particularmente ventajoso utilizar el modo de realización de la
figura 3.
Con respecto al modo de realización de la figura
1, el dispositivo DISP ilustrado en la figura 3 comprende además un
circuito amplificador adicional IC2A, formado por ejemplo por una
puerta 74AC140, conectado a la borna de entrada IN, así como por un
transistor NMOS adicional Q7 conectado entre la masa y el colector
del transistor Q2. La rejilla de este transistor adicional Q7 está
conectada a la salida del circuito amplificador adicional IC2A.
El comportamiento dinámico ligado a los valores
del condensador C2 (por ejemplo 100 nanofaradios), de la resistencia
R2 (por ejemplo 50 Ohmios), y de la resistencia R3 (por ejemplo 120
Ohmios) puede no ser satisfactorio en baja frecuencia, pues en un
frente descendente de la señal lógica de entrada el condensador C2
se carga a través de la resistencia R2 y a través de la resistencia
R3 y acaba por estar completamente cargado aunque el transistor Q2
pueda bloquearse de nuevo y hacer entonces bascular la salida en un
momento no deseado.
También, para permitir una utilización aceptable
del dispositivo de mando en baja frecuencia, a pesar de este
comportamiento dinámico que está particularmente adaptado para la
reactividad en alta frecuencia, se inserta el circuito amplificador
adicional IC2A y el transistor NMOS adicional Q7.
De esta forma, en una alternancia negativa de la
señal lógica de mando de entrada, el circuito formado por el
condensador C2, el transistor Q1, la resistencia R2, el transistor
Q2 y la resistencia R3, permite el establecimiento de un frente
rápido en la salida. Debido a esto, el circuito adicional IC2A/Q7
mantiene un estado bajo en la entrada de la etapa seguidora Q3/Q4
hasta la alternancia siguiente de la señal lógica de entrada.
Claims (10)
1. Dispositivo de mando de un transistor de alta
tensión, caracterizado por el hecho de que comprende una
borna de entrada (IN) para recibir una señal lógica de mando, una
borna de salida (OUT) para entregar una señal de mando de salida en
el transistor de alta tensión (MHT), un primer transistor de mando
NMOS (Q6) conectado entre la masa y la borna de salida (OUT) y cuya
rejilla está unida a dicha borna de entrada siendo baja la
impedancia interna del primer transistor de mando (Q6) frente a la
masa con el fin de evitar una reposición en conducción del
transistor en alta tensión (MHT) cuando el primer transistor de
mando (Q6) conduce, un segundo transistor PMOS de mando (Q5)
conectado entre una borna de alimentación (VDD) y la borna de salida
y cuya rejilla está conectada a dicha borna de entrada por medio de
un transistor bipolar (Q2) dispuesto en montaje de base común y
mandado en corriente en su emisor por un circuito de unión
capacitivo (C2, Q1, R2).
2. Dispositivo según la reivindicación 1, en el
cual la impedancia interna del primer transistor NMOS de mando (Q6)
es inferior a 1 Ohmio, preferiblemente inferior a 0,5 Ohmios.
3. Dispositivo según una de las reivindicaciones
anteriores, en el que el circuito de unión capacitivo comprende un
condensador (C2) conectado a dicha borna de entrada, una primera
resistencia (R2) conectada al emisor del transistor bipolar, y un
medio que forma diodo (Q1) conectado en serie entre la resistencia y
el condensador.
4. Dispositivo según una de las reivindicaciones
anteriores, que comprende además una segunda resistencia (R3)
conectada entre el colector del transistor bipolar (Q2) y la borna
de alimentación y que forma con el transistor bipolar una etapa
trasladadora de nivel, así como una etapa seguidora (Q3, Q4)
conectada entre la etapa trasladadora de nivel y la rejilla del
segundo transistor PMOS de mando.
5. Dispositivo según una de las reivindicaciones
anteriores, que comprende además un primer circuito amplificador
(AMP1) conectado entre la rejilla del primer transistor NMOS de
mando y la borna de entrada, y un segundo circuito amplificador
(AMP2) conectado entre la borna de entrada y el circuito de unión
capacitivo.
6. Dispositivo según una de las reivindicaciones
anteriores, que comprende además una red de desplazamiento de fase
(RI, C1, DI) conectada entre la borna de entrada y la rejilla del
primer transistor NMOS de mando.
7. Dispositivo según una de las reivindicaciones
anteriores, que comprende además un circuito amplificador adicional
(IC2A) cuya entrada está conectada a dicha borna de entrada, y un
transistor NMOS adicional (Q7) conectado entre la masa y el
colector de dicho transistor bipolar dispuesto en montaje de base
común, y cuya rejilla está conectada a la salida del circuito
amplificador adicional.
8. Aplicación del dispositivo, según una de las
reivindicaciones 1 a 7, al mando de un transistor de un generador
de alta tensión en radiofrecuencia para el encendido mandado de un
motor de combustión interna.
9. Aplicación del dispositivo, según una de las
reivindicaciones 1 a 7, al mando de un transistor de un generador
de alta tensión en radiofrecuencia para la generación de plasma.
10. Aplicación del dispositivo, según una de las
reivindicaciones 1 a 7, al mando de un transistor MOS de un
generador de alta tensión en radiofrecuencia.
Applications Claiming Priority (2)
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