ES2355202T3 - Esquema general de rectificación síncrona autoexcitada para rectificadores síncronos. - Google Patents

Esquema general de rectificación síncrona autoexcitada para rectificadores síncronos. Download PDF

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Abstract

Un circuito rectificador síncrono autoexcitado para un convertidor de potencia, en donde dicho circuito comprende: un primer transformador (49,70) que tiene un devanado primario (N1) y un devanado secundario (Ns), en donde dicho devanado secundario tiene un primer terminal y un segundo terminal; un primer rectificador síncrono (SQ1) conectado a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra; un primer circuito de excitación (SQ3, SQ4) conectado a dicho terminal de control flotante del primer rectificador síncrono y que controla dicho primer rectificador síncrono; y una primera señal de control acoplada a dicho primer circuito de excitación, en donde dicho primer circuito de excitación controla el primer rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho primer transformador y en donde dicha primera señal de control se deriva desde dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador; un segundo rectificador síncrono (SQ2) conectado a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra; un segundo circuito de excitación (SQ5, SQ6) conectado a dicho terminal de control flotante del segundo rectificador síncrono y que controla dicho segundo rectificador síncrono; y una segunda señal de control acoplada a dicho segundo circuito de excitación, en donde dicho segundo circuito de excitación controla el segundo rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho primer transformador y en donde dicha segunda señal de control se deriva desde dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador.

Description

CAMPO TECNICO
La invención se refiere en general a circuitos convertidores de potencia, y más particularmente a rectificadores síncronos autoexcitados fácilmente adaptados a todos los tipos de topologías de circuito.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN 5
Como consecuencia de que los circuitos integrados (siglas inglesas IC) lógicos han migrado hacia voltajes de trabajo menores en la búsqueda de un menor consumo de energía y mayores frecuencias de funcionamiento, y de que ha seguido disminuyendo el tamaño total de los sistemas, se requieren diseños de fuentes de alimentación con menor tamaño y mayor eficacia. En un esfuerzo para mejorar las eficacias e incrementar las densidades de potencia, para este tipo de aplicaciones se ha hecho necesaria la rectificación síncrona. La expresión "rectificación síncrona" se refiere al 10 empleo de dispositivos activos tales como el MOSFET (siglas inglesas de Transistor de Efecto de Campo de Metal / Óxido / Semiconductor) como sustituto de los diodos Schottky en el papel de elementos rectificadores en circuitos, con el fin de disminuir las pérdidas de potencia por conducción en los rectificadores secundarios. En los últimos tiempos se han adoptado ampliamente en la industria esquemas síncronos autoexcitados como el método deseado para excitar los rectificadores síncronos en módulos corriente continua / corriente continua (CC/CC) para voltajes de salida de 5 voltios e 15 inferiores. Los esquemas síncronos autoexcitados proporcionan un método simple, rentable y fiable de llevar a cabo la rectificación síncrona.
La mayoría de estos esquemas están diseñados para ser utilizados con un conjunto muy particular de topologías conocidas corrientemente como topologías de tipo "D, 1-D" (con excitación complementaria). Véase Cobos, J.A., et al., "Several alternatives for low output voltage on board converters" (Diversas alternativas para convertidores de 20 tarjeta con bajo voltaje de salida), IEEE APEC 98 Proceedings, en las páginas 163-169. Véanse también la patente de EE.UU. 5,590,032 concedida el 31 de diciembre de 1996 a Bowman et al. por un "Self-synchronized Drive Circuit for a Synchronous Rectifier in a Clamped-Mode Power Converter" (Circuito excitador auto-sincronizado para un rectificador síncrono en un convertidor de potencia en modo enclavado), y la patente de EE.UU. 5,274,543 concedida el 28 de diciembre de 1993 a Loftus, titulada "Zero-voltage Switching Power Converter with Lossless Synchronous Rectifier Gate 25 Drive" (Convertidor de potencia con conmutación a voltaje cero, con excitación de puerta de rectificador síncrono sin pérdidas). En estos tipos de convertidores, la puerta de los dispositivos está referenciada a tierra, y la señal del transformador de potencia en el devanado secundario tiene la forma y la temporización correctas para excitar directamente los rectificadores síncronos con el mínimo esfuerzo. Además, el rectificador está configurado para asegurar que las señales de puerta del rectificador síncrono no floten con respecto a la tierra del secundario y sean 30 fáciles de excitar. La Figura 1 muestra un ejemplo de esta familia de convertidores, con un circuito directo de enclavamiento activo 10 y rectificación síncrona autoexcitada proporcionada por una circuitería de rectificación síncrona 12 que comprende dos rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 acoplados entre el devanado secundario del transformador 18 y la salida, Vout. Tal como se muestra en la Figura 2, la señal 20 del transformador para este tipo de convertidores tiene una forma cuadrada con dos intervalos muy reconocibles, que corresponden respectivamente al momento de 35 "activación" de cada uno de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2.
En topologías tales como las topologías de rectificadores de medio puente (siglas inglesas HB), de rectificadores de puente completo (siglas inglesas FB) y de contrafase (en inglés push-pull), con conmutación brusca, y las topologías de tipo no-"D, 1-D" (por ejemplo directa de enclavamiento con reinicio pasivo), el voltaje de transformador tiene un intervalo de voltaje cero reconocible, lo que lo hace indeseable para llevar a cabo la rectificación síncrona 40 autoexcitada. En consecuencia, con estas topologías de circuito es necesario utilizar un circuito de excitación externo. El cambio de la colocación de los rectificadores síncronos con respecto al transformador, con el fin de simplificar el esquema de excitación, puede llevar a que el devanado de transformador flote con respecto a tierra, lo que habitualmente incrementa la corriente en modo común entre los circuitos primario y secundario, provocando mayor ruido EMI (siglas inglesas de interferencia electromagnética). Generalmente, los circuitos rectificadores que emplean 45 rectificación síncrona están reconfigurados lejos de la configuración preferida en cuanto a EMI.
Lo que se necesita en la técnica es un circuito y un método para proporcionar rectificación síncrona para el lado secundario de un transformador que sean adecuados para el uso con una amplia gama de topologías de circuito y que tengan bajo ruido EMI.
COMPENDIO DE LA INVENCIÓN 50
La presente invención logra ventajas técnicas en forma de un esquema de rectificación síncrona autoexcitada con rectificadores síncronos que tienen una puerta flotante. El esquema puede ser adaptado fácilmente a todo tipo de topologías, entre ellas convertidores de conmutación brusca de medio puente (HB), de puente completo (FB) y de contrafase (push-pull), para los cuales no se encontraba disponible con anterioridad ningún esquema de rectificación síncrona autoexcitada. 55
De acuerdo con un primer aspecto de la invención se proporciona un circuito rectificador autoexcitado tal como se expone en la reivindicación 1.
De acuerdo con un segundo aspecto de la invención se proporciona un circuito rectificador autoexcitado tal como se expone en la reivindicación 18.
De acuerdo con un tercer aspecto de la invención se proporciona un método para rectificar un voltaje variable tal como se expone en la reivindicación 20.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS 5
Las antedichas características de la presente invención se comprenderán más claramente al considerar las descripciones que siguen, en conexión con los dibujos adjuntos, en los cuales:
la Figura 1 ilustra un convertidor directo de enclavamiento activo, con rectificación síncrona autoexcitada, de la técnica anterior;
la Figura 2 ilustra voltajes de transformador típicos para un convertidor de tipo "D, 1-D" mostrado en la Figura 10 1;
la Figura 3A muestra un circuito directo de enclavamiento activo con reinicio pasivo, de la técnica anterior;
la Figura 3B muestra formas de onda típicas de voltaje de transformador secundario para el circuito de la técnica anterior mostrado en la Figura 3A;
la Figura 4 ilustra un circuito directo de enclavamiento con reinicio pasivo que utiliza una primera realización de 15 la presente invención;
la Figura 5 muestra formas de onda de voltaje del circuito rectificador síncrono autoexcitado de la primera realización de la presente invención para un circuito directo de enclavamiento con reinicio pasivo de la Figura 4;
la Figura 6 muestra una segunda realización en uso con un rectificador de media onda de la presente 20 invención y con inductores externos;
la Figura 7 ilustra una tercera realización de la presente invención configurada para un rectificador de onda completa;
la Figura 8 muestra una cuarta realización de la presente invención con un rectificador de onda completa y conexiones de puerta alternativas de los circuitos de excitación; 25
la Figura 9A ilustra una quinta realización de la presente invención configurada para un rectificador de onda completa, con un inductor acoplado en serie con la toma de punto medio del devanado secundario del transformador y el voltaje de retorno de salida;
la Figura 9B ilustra una sexta realización de la presente invención configurada para un rectificador de onda completa, con una configuración alternativa de los diodos dentro de los circuitos de excitación; 30
la Figura 10A muestra una séptima realización de la presente invención configurada para un circuito directo de enclavamiento activo;
la Figura 10B muestra una octava realización de la presente invención configurada para un circuito "directo-retroceso" (en inglés "forward-flyback") de enclavamiento activo;
la Figura 11 ilustra una novena realización del presente esquema de rectificación síncrona autoexcitada para 35 un rectificador de onda completa con resistencias limitadoras de corriente opcionales;
la Figura 12 muestra una décima realización del presente rectificador de onda completa síncrono autoexcitado que tiene limitadores de voltaje de puerta opcionales;
la Figura 13 muestra formas de onda de corriente de rectificador síncrono para topologías del tipo contrafase de conmutación brusca; 40
la Figura 14 muestra una undécima realización de la presente invención con inductores saturables;
la Figura 15 ilustra formas de onda para la undécima realización que tiene inductores saturables; y
la Figura 16 muestra una duodécima realización configurada para uso con un transformador de señal.
Salvo que se indique otra cosa, en las distintas figuras los números y símbolos análogos se refieren a piezas análogas. 45
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE REALIZACIONES PREFERIDAS
Lo que sigue es una descripción de la estructura y el método de la presente invención. En primer lugar se discutirán los circuitos de la técnica anterior, y seguirá una descripción de varias realizaciones preferidas y alternativas de la presente invención, y una discusión de las ventajas.
El rectificador síncrono de la técnica anterior mostrado en la Figura 1 es indeseable para uso con algunas 5 topologías de circuito, tales como las topologías de rectificadores de medio puente (HB), de rectificadores de puente completo (FB) y de contrafase, con conmutación brusca, y las topologías del tipo no-"D, 1-D" (por ejemplo directa de enclavamiento con reinicio pasivo). El voltaje de transformador tiene un intervalo de voltaje cero reconocible, lo que lo hace indeseable para llevar a cabo la rectificación síncrona autoexcitada. En consecuencia, con estas topologías de circuito es necesario utilizar un circuito de excitación externo. Además, usualmente se requiere un amortiguador 10 disipativo, a fin de limitar el esfuerzo de voltaje a través de los rectificadores síncronos y atenuar la oscilación del voltaje.
Además, el empleo del voltaje de transformador para excitar los rectificadores síncronos para estas topologías de circuito origina la conducción del diodo anti-paralelo parásito de los MOSFET utilizados para los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 durante una porción significativa del intervalo de libre circulación, que afecta negativamente a la eficacia del módulo, y es indeseable. Se han descrito algunas ejecuciones auto-excitadas para los convertidores 15 directos de reinicio resonante. Véase Murakami, N. et al., "A High Efficient, Low-profile 300 W Power Pack for Telecommunications Systems" (Un paquete de potencia de 300 W muy eficiente con bajo perfil para sistemas de telecomunicaciones), IEEE APEC 1994 Proceedings, en las páginas 786 - 792 y Yamashita, N., et al., "A Compact, Highly Efficient 50 W On Board Power Supply Module for Telecommunications Systems" (Un módulo de fuente de alimentación de 50 W en tarjeta, compacto y muy eficaz, para sistemas de telecomunicaciones), IEEE APEC 1995 20 Proceedings, en las páginas 297 - 302. En estas ejecuciones, el intervalo de reinicio resonante ha sido ajustado para proporcionar la señal de excitación de puerta correcta durante el intervalo de libre circulación. En otro diseño, se muestra una ejecución de rectificación autoexcitada para un convertidor directo de doble conmutación. Véase Nakayashiki, Y. et al., "High-Efficiency Switching Power Supply Unit with Synhronous Rectifier" (Unidad de fuente de alimentación conmutada de alta eficacia con rectificador aíncrono), IEEE INTELEC 1998 Proceedings, en las páginas 25 398-403.
El cambio de la colocación de los rectificadores síncronos del circuito de la técnica anterior de la Figura 1 de manera que estén referenciados a tierra, utilizando la señal de transformador para excitar directamente los rectificadores síncronos, es desventajoso, porque entonces el devanado del transformador flota con respecto a tierra. Habitualmente, un rectificador con un transformador flotante genera mayores corrientes de modo común entre los circuitos primario y 30 secundario, lo que provoca mayor interferencia electromagnética (EMI). La configuración preferida de circuito del lado del secundario, sin ruido EMI, requiere que al menos uno de los rectificadores síncronos tenga una señal de excitación de puerta que flote con respecto a tierra. Esto incrementa en general la complejidad de la circuitería de excitación.
La Figura 3A muestra un circuito directo 22 con enclavamiento de la técnica anterior con reinicio pasivo, y la Figura 3B muestra la forma de onda 28 del voltaje de transformador del secundario típica asociada. Si se utilizan 35 esquemas síncronos autoexcitados tradicionales con esta topología, se puede demostrar que el rectificador síncrono que conduce durante el estado de libre circulación se apagará antes de que este estado termine en el periodo de tiempo 30. En este caso el diodo anti-paralelo de los MOSFET conduce, lo que incrementa las pérdidas. Para conseguir una eficacia elevada, es necesario que este MOSFET conduzca durante todo el estado de libre circulación. Además, sin remodelar la configuración del circuito secundario, sería necesaria una excitación de puerta flotante para excitar el 40 rectificador síncrono que sustituye al diodo D3.
Los esquemas tradicionales de rectificadores síncronos autoexcitados utilizan el voltaje desarrollado por el transformador para activar el correspondiente rectificador síncrono, y cuando este voltaje cae a cero, el rectificador síncrono se apaga. Sin embargo, los rectificadores (diodos) no funcionan de esta manera. En general, los diodos requieren voltaje de polaridad opuesta para apagarse. Por lo tanto, los esquemas de excitación tradicionales 45 proporcionan una solución práctica en un número limitado de configuraciones de circuito.
La presente invención logra ventajas técnicas en forma de un esquema rectificador síncrono autoexcitado que utiliza los mismos principios que un diodo de silicio, y puede ser fácilmente puesto en práctica en todo tipo de configuraciones de topología de circuito. La presente invención es un esquema 40 de rectificador síncrono con rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 que tienen puertas que flotan con respecto a tierra, tal como se muestra en una 50 primera realización en la Figura 4. El transformador 49 tiene un devanado primario y un devanado secundario. El circuito 42 está conectado a un primer extremo del devanado secundario del transformador 49 y comprende dos pequeños interruptores SQ3 y SQ4 conectados a la puerta del rectificador síncrono SQ1. El circuito 42 incluye también un voltaje de alimentación flotante compuesto por Cc2 y D3. De manera análoga al circuito 46, dos pequeños interruptores SQ5 y SQ6 están conectados a la puerta del rectificador síncrono SQ2. El circuito 46 incluye también un voltaje de 55 alimentación flotante compuesto por Cc3 y D4. Preferiblemente, está conectado un inductor L0 en serie entre el circuito 46 y un terminal 47 de voltaje de salida para alisar los rizados de corriente, y está conectado un condensador C0 de uno a otro raíl para alisar el voltaje, tal como se muestra.
Los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 y los interruptores SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6 comprenden preferiblemente
transistores de efecto de campo (siglas inglesas FET), y más preferiblemente comprenden FETs de metal / óxido / semiconductor (siglas inglesas MOSFET), siendo los MOSFETs interruptores SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6 más pequeños que los MOSFETs rectificadores síncronos SQ1 y SQ2. Los dos interruptores más pequeños SQ3, SQ4, y SQ5, SQ6, para cada rectificador síncrono SQ1 y SQ2, respectivamente, forman un primer y un segundo circuitos de excitación de tipo "poste de tótem" (en inglés "totem-pole") que flotan cada uno con respecto a tierra, y que están adaptados para 5 controlar los rectificadores síncronos respectivos SQ1 y SQ2. En particular, de acuerdo con la presente invención, las puertas de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 flotan con respecto a tierra. Preferiblemente, los interruptores SQ3 y SQ5 son MOSFETs de tipo N, y los interruptores SQ4 y SQ6 son FETs de tipo P.
Una primera señal de control derivada del segundo terminal del devanado secundario del transformador 49 controla el primer circuito de excitación en función de una inversión de polaridad de un voltaje a través del transformador 10 49. Una segunda señal de control derivada del primer terminal del devanado secundario del transformador controla el segundo circuito de excitación en función de una inversión de polaridad de un voltaje a través del transformador 49. En este esquema de excitación, los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 no se apagan cuando la señal de transformador se extingue hasta valer cero como ocurre en el esquema de autoexcitación tradicional, sino que más bien se apagan cuando el voltaje de transformador cambia de polaridad. Los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 siguen activados y 15 conducen cuando la señal de transformador se extingue hasta valer cero, contrariamente a los esquemas de autoexcitación tradicionales de la técnica anterior. De acuerdo con la presente invención, los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 se apagan cuando el voltaje de transformador cambia de polaridad. Los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 son activados a través de su circuito de excitación de poste de tótem respectivo, y se apagan cuando el voltaje de transformador cambia de polaridad, a través del circuito de excitación de poste de tótem respectivo. 20
Los condensadores Cc1 y Cc2 y los diodos D3 y D4 generan los voltajes de alimentación flotantes necesarios para excitar SQ1 y SQ2. Al implantar de esta manera los voltajes de alimentación flotantes, se consigue una ventaja adicional en el hecho de que el diodo D3 y el condensador Cc1 enclavan el voltaje a través del rectificador síncrono SQ1, y el diodo D4 y el condensador Cc2 enclavan el voltaje a través del rectificador síncrono SQ2. Los condensadores Cc1 y Cc2 limitan el esfuerzo de voltaje a través de los rectificadores síncronos, hasta aproximadamente el doble del 25 voltaje de entrada reflejado en el lado del secundario (~2*Vin*Ns/N1).
En general, la interacción de la capacitancia de salida de los rectificadores síncronos y la inductancia de fuga del transformador da como resultado un esfuerzo de voltaje incrementado a través de los rectificadores. Este esfuerzo de voltaje incrementado limita el tipo de dispositivos que se pueden emplear para los rectificadores síncronos. Para obtener las máximas ventajas de la rectificación síncrona, se emplean preferiblemente dispositivos con la Rds(on) más 30 baja posible. La física de semiconductores establece que los dispositivos con voltaje nominal inferior tienen típicamente menor Rds(on). Por tanto, es importante minimizar el esfuerzo de voltaje incrementado debido a la interacción de las corrientes parásitas del circuito. La presente invención minimiza la acción de estos efectos parásitos al enclavar el esfuerzo de voltaje a través de los rectificadores síncronos con un condensador que tiene un valor mucho mayor que la capacitancia de salida de estos dispositivos. La energía almacenada en los condensadores de enclavamiento Cc2 y Cc3 35 se utiliza en el presente circuito para excitar los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2, respectivamente.
A primera vista, puede parecer que este esquema rectificador síncrono autoexcitado tiene un fallo fundamental. Haciendo referencia a las formas de onda de la Figura 5, en el tiempo T < t0 el rectificador SQ1 está apagado (señal 52) y el rectificador SQ2 está conduciendo (señal 54). El voltaje de transformador se muestra en la señal 56. En el tiempo T = t0 el interruptor primario Q1 se activa (señal 50) e intenta iniciar un nuevo ciclo de conmutación. Suponiendo un 40 transformador 49 ideal (sin inductancia de fuga y sin resistencia en serie) y la ausencia de toda corriente parásita en el circuito secundario, el interruptor primario Q1 se activa en cortocircuito. La secuencia es la siguiente: en el momento en que se activa el interruptor primario Q1, el diodo antiparalelo del rectificador SQ1 intenta instantáneamente conducir, con el rectificador SQ2 aún activado, lo que origina que se forme un corto a través del devanado secundario del transformador 49. El rectificador SQ2 necesita el voltaje del transformador 49 para invertir la polaridad, a fin de 45 apagarse, pero este voltaje no puede invertirse antes de que se apague el rectificador SQ2. No obstante, este concepto supone componentes y trazado del circuito ideales. Por tanto, si se incorporan a la discusión inductancias y resistencias parásitas, se puede demostrar fácilmente (de manera experimental y por simulación) que con frecuencias de conmutación de varios kiloherzios, las inductancias y resistencias parásitas que se encuentran en un trazado de convertidor típico, permiten que se desarrolle en el secundario un voltaje suficiente para apagar el rectificador SQ2. El 50 rectificador SQ1 se activa en un "cortocircuito" momentáneo.
El esquema de excitación de la presente invención origina corrientes "de disparo" (corrientes pico debidas a un cortocircuito) durante transiciones de conmutación, que pueden ser compensadas, tal como se describirá en el presente documento. Para los niveles de corriente y las frecuencias de conmutación para los que están diseñados la mayoría de los módulos de potencia montados en tarjeta, estas corrientes de disparo no son graves. Las corrientes de disparo se 55 originan por el encendido "tardío" de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2, y son menos graves que las corrientes de disparo que se desarrollan a causa del efecto de recuperación inversa intrínseco a todos los rectificadores síncronos cuando se permite conducir a su diodo antiparalelo parásito, tal como ocurre en los esquemas síncronos autoexcitados tradicionales. Los diodos antiparalelos parásitos de los MOSFETs utilizados para los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 son muy lentos, y no se apagan con la velocidad suficiente en este tipo de aplicación: por tanto, se generan 60 corrientes de disparo. Estas corrientes pueden ser muy graves, en particular a plena carga, y ponen en peligro el comportamiento del módulo. Se admite que uno de los efectos que impide emplear la rectificación síncrona a
frecuencias de conmutación más elevadas (> 500 kHz) es la pérdida resultante de la recuperación inversa en los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2.
Si las corrientes de disparo interfieren con el funcionamiento normal del circuito, se pueden añadir los inductores externos opcionales LS1 y/o LS2 en serie con los rectificadores síncronos SQ1 y/o SQ2, respectivamente, y Lo, tal como se muestra en una segunda realización de la presente invención en la Figura 6. Preferiblemente, estos 5 inductores externos LS1 y LS2 son inductores de ferrita de una sola vuelta que se dejan saturar, o bien son un inductor saturable más típico que tiene material de bucle rectangular. El empleo de un inductor saturable minimiza el efecto del inductor sobre el comportamiento global del circuito, al tiempo que elimina corrientes de disparo. Para limitar las corrientes de disparo sólo es necesario uno de los dos inductores LS1 y LS2, ya que LS1 y LS2 están efectivamente en serie durante las transiciones de conmutación. Además, estos inductores externos LS1 y LS2 están colocados 10 preferiblemente en serie con los circuitos de enclavamiento Cc2 y D3, o bien Cc3 y D4, para evitar que limiten la eficacia que tiene la circuitería de enclavamiento en cuanto a la reducción del esfuerzo de voltaje a través de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2.
La puesta en práctica de la presente invención para uso con un rectificador de onda completa es similar a la de un rectificador de media onda, y se muestra en una tercera realización en la Figura 7. La toma de punto medio del 15 transformador 70 está conectada a un terminal de voltaje de retorno, y los circuitos 42 y 46 están conectados al transformador tal como se ilustra en la Figura 4. En la configuración mostrada para un rectificador de onda completa, el máximo esfuerzo de voltaje observado desde la puerta hasta la fuente de los FET de tipo N SQ3 y SQ5 es aproximadamente igual a 2*Vin*Ns/N1. El esfuerzo de voltaje sobre los FET de tipo P SQ4 y SQ6 es aproximadamente igual a 4*Vin*Ns/N1. Con el fin de disminuir el esfuerzo de voltaje observado por la puerta de los FET tipo P, se pueden 20 conectar a tierra, Vo+, la puerta de estos dispositivos, o bien el colector de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2, por ejemplo, sin que cambie el funcionamiento global del circuito.
Dentro de la presente invención se contemplan muchas alternativas y elementos de circuito opcionales, que pueden ser puestos en práctica solos o en combinación. La Figura 8 muestra una cuarta realización de la presente invención, y constituye una alternativa al rectificador de onda completa mostrado en la Figura 7. En esta realización, las 25 circuiterías 72 y 74 están configuradas de manera tal que las puertas de SQ4 y SQ6 están conectadas al inductor L0 en lugar de a las puertas de SQ3 y SQ4, como ocurría en las circuiterías 42 y 46 de realizaciones precedentes. En esta configuración, el máximo esfuerzo de voltaje entre puerta y fuente observado por los FET tipo P SQ4 y SQ6 es aproximadamente igual a 2*Vin*Ns/N1.
La Figura 9A ilustra una quinta realización que tiene una circuitería 72 y 74, con el inductor L0 conectado entre 30 la toma de punto medio del transformador 70 y el terminal de voltaje de retorno de Vout. La Figura 9B muestra una sexta realización, en la cual el voltaje de alimentación flotante para los rectificadores síncronos de las circuiterías 76 y 78 es generado conectando los condensadores Cc1 y Cc2 y los diodos D3 y D4 directamente a través del transformador 70. Sin embargo, en esta configuración, el esfuerzo de voltaje a través de los rectificadores síncronos no está enclavado de un modo tan eficaz como en la tercera realización mostrada en la Figura 7. 35
La Figura 10A muestra una séptima realización de la presente invención puesta en práctica con un circuito directo de enclavamiento activo, y la Figura 10B muestra una octava realización puesta en práctica con un convertidor directo-retroceso (forward-flyback) de enclavamiento activo. Si las corrientes de disparo en la excitación de puerta son motivo de preocupación, se puede colocar la resistencia R2 en serie con el interruptor SQ4, y se puede colocar la resistencia R4 en serie con el interruptor SQ6 para minimizar este efecto, tal como se muestra en una novena 40 realización en la Figura 11. Además, si la impedancia del circuito primario es suficientemente baja, los condensadores de enclavamiento Cc1 y Cc2 pueden generar corrientes de carga con picos excesivos. En este caso, se puede añadir una resistencia R1 en serie con el diodo D3, y se puede añadir la resistencia R3 en serie con el diodo D4, tal como se muestra en la Figura 11. El hecho de reducir el valor de los condensadores de enclavamiento también disminuye el valor de pico de estas corrientes de carga. 45
En muchas aplicaciones puede ser necesario enclavar la señal de excitación de puerta a un valor predeterminado para no exceder el voltaje de ruptura de la puerta, lo que se muestra en la décima realización de la Figura 12. Se han añadido dos MOSFET de tipo N, SQ7 y SQ8, a los circuitos 88 y 90 respectivamente, para limitar el voltaje en la puerta de los rectificadores síncronos a VCC menos un voltaje umbral, por ejemplo 1 a 2 voltios.
La implementación del presente esquema de rectificador síncrono autoexcitado para las topologías de medio 50 puente, de puente completo y de contrafase, con conmutación brusca, puede originar la formación de pulsos múltiples por la excitación de puerta. Para comprender este fenómeno, hay que señalar que la corriente ISQ1 mostrada en la Figura 13 en la señal 66 y la ISQ2 mostrada en la señal 64 a través de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 en estas topologías de circuito tienen una forma de tipo escalera, tal como se muestra en la Figura 13. Las transiciones TR1 y TR2 desarrollan voltajes en las inductancias y resistencias parásitas con la misma polaridad. El voltaje que se desarrolla a 55 través de esta circuitería parásita es lo que apaga el interruptor SQ1 durante la transición TR2. Por tanto, el mismo fenómeno intentará apagar SQ1 durante la transición TR1, originando la formación de multipulsos en la señal de excitación de puerta, que se evidencia en la región de multipulsos 68 de la señal de voltaje 50 para SQ1. El voltaje de SQ2 se muestra en la señal 60.
Con el fin de minimizar la formación de multipulsos, se pueden añadir inductores saturables LS3 y LS4 en serie con los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 y el transformador 70, tal como se muestra en la Figura 14. Si se supone que los inductores saturables LS3 y LS4 tienen un material de tipo cuadrado y se supone que su inductancia saturada domina el funcionamiento del circuito secundario, entonces las formas de onda que representan el funcionamiento del rectificador síncrono autoexcitado son como las mostradas en la Figura 15, en donde las corrientes de SQ1 y SQ2 5 muestran en las señales 66 y 64, respectivamente, los voltajes de SQ1 y SQ2 mostrados en las señales 50 y 60, respectivamente, y los voltajes de LS3 y LS4 mostrados en las señales 108 y 106, respectivamente. Se puede apreciar que en la puerta del interruptor SQ3 se desarrolla un voltaje considerablemente mayor durante la transición TR2 que durante la transición TR1, tal como se desea.
Dado que la presente circuitería de excitación de rectificador síncrono utiliza el voltaje de transformador para 10 excitar los rectificadores síncronos, la señal de excitación puede ser generada también desde un transformador de señal, tal como se muestra en la Figura 16. La utilización de un transformador de señal 100 permitirá el ajuste de la sincronía entre el encendido y el apagado de los interruptores primarios y los rectificadores síncronos. Se muestra una implementación de la presente invención con una topología de tipo contrafase en la cual Drive1 y Drive2, las excitaciones para los interruptores primarios, excitan también el transformador de señal 100. Las circuiterías 96 y 98 15 proporcionan la rectificación síncrona para el lado del secundario del transformador 70. Para que el circuito mostrado en la Figura 16 funcione correctamente, el transformador de señal 100 debe ser capaz de desarrollar un voltaje suficiente para apagar el P-FET. Si el transformador de señal está referenciado a tierra, el voltaje máximo desarrollado por el transformador debe ser al menos 3*Vin*Ns/N1. Se puede disminuir el voltaje requerido para excitar adecuadamente el poste de tótem añadiendo los FETs limitadores de voltaje de puerta SQ7 y SQ8, tal como se ha discutido con 20 anterioridad para la Figura 11.
El nuevo circuito y método del presente esquema de rectificador síncrono autoexcitado con una puerta de rectificador síncrona flotante es ventajoso porque proporciona eficazmente una rectificación síncrona autoexcitada para un convertidor de potencia o un transformador de señal, en donde el rectificador síncrono continúa conduciendo cuando el voltaje a través del devanado secundario del transformador es aproximadamente cero. El esquema autoexcitado de la 25 presente invención resuelve los problemas de recuperación inversa existentes en circuitos rectificadores síncronos de la técnica anterior. Una ventaja adicional del presente esquema autoexcitado síncrono es que los interruptores adicionales SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6 que sirven como circuitería de excitación para los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 actúan como un atenuador activo para la señal de excitación de puerta de SQ1 y SQ2, proporcionando un amortiguador para las oscilaciones parásitas que aparecen normalmente en el devanado secundario del transformador a causa de las 30 interacciones de las inductancias parásitas y de la capacitancia de salida de los dispositivos semiconductores. Esto elimina la necesidad de componentes amortiguadores adicionales, que habitualmente eran necesarios en la técnica anterior. Se representan varias realizaciones que ilustran la versatilidad de la presente invención, que funciona adecuadamente con diversas topologías de circuito. La presente invención puede ser adaptada fácilmente a cualquier tipo de topología de convertidor. 35
La presente invención también proporciona un medio para limitar el esfuerzo de voltaje de los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2 de una manera no disipativa, eliminando la necesidad de un amortiguador disipativo en el diseño del circuito. La presente invención también proporciona un circuito con escaso ruido de interferencia electromagnética (EMI). Se elimina la necesidad de un circuito de excitación adicional, que es necesario en algunas topologías de la técnica anterior tales como las topologías de medio puente (HB), de puente completo (FB) y de contrafase, con 40 conmutación brusca, y otras topologías de tipo no-"D, 1-d", por ejemplo la directa de enclavamiento con reinicio pasivo.
Una ventaja adicional consiste en el hecho de que, debido a la generación de los voltajes de alimentación flotantes con los condensadores Cc1 y Cc2 y los diodos D3 y D4 necesarios para excitar SQ1 y SQ2, el diodo D3 y el condensador Cc1 enclavan el voltaje a través del rectificador síncrono SQ1, y el diodo D4 y el condensador Cc2 enclavan el voltaje a través del rectificador síncrono SQ2. 45
Aunque se ha descrito la invención con referencia a realizaciones ilustrativas, no se pretende que esta descripción pueda ser tomada en un sentido limitativo. Al hacer referencia a la memoria descriptiva, resultarán evidentes para expertos en la técnica diversas modificaciones en combinaciones de las realizaciones ilustrativas, así como otras realizaciones de la invención. La presente invención ha sido descrita para su uso con un convertidor de potencia de corriente continua a corriente continua (CC-CC), pero también se obtienen ventajas técnicas con otros tipos de 50 convertidores de potencia, tales como los de corriente alterna a corriente alterna (CA-CA), por ejemplo.
Los rectificadores síncronos SQ1 y SQ2, los interruptores SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6, y los excitadores de voltaje SQ7 y SQ8 se muestran como MOSFETs; sin embargo, está contemplado que otro tipo de FET o dispositivo interruptor pueda ser adecuado para uso en la presente invención. Del mismo modo, los interruptores de excitación de puerta SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6 se muestran aquí como conectados a los terminales de salida del devanado secundario del 55 transformador (49,70). Sin embargo, los interruptores SQ3, SQ4, SQ5 y SQ6 pueden tomar la derivación desde cualquier punto del devanado del transformador con el fin de escalar los voltajes de excitación. Por ejemplo, para aplicaciones a muy bajo voltaje, podría ser necesario prolongar los devanados secundarios del transformador para elevar la señal de excitación. Además, este concepto se puede extender fácilmente al circuito rectificador doblador de corriente así como a los convertidores de tipo resonante. Por lo tanto, se pretende que las reivindicaciones adjuntas 60 abarquen cualquiera de tales modificaciones o realizaciones.

Claims (28)

  1. REIVINDICACIONES
    1. Un circuito rectificador síncrono autoexcitado para un convertidor de potencia, en donde dicho circuito comprende:
    un primer transformador (49,70) que tiene un devanado primario (N1) y un devanado secundario (Ns), en donde dicho devanado secundario tiene un primer terminal y un segundo terminal; 5
    un primer rectificador síncrono (SQ1) conectado a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra;
    un primer circuito de excitación (SQ3, SQ4) conectado a dicho terminal de control flotante del primer rectificador síncrono y que controla dicho primer rectificador síncrono; y
    una primera señal de control acoplada a dicho primer circuito de excitación, en donde dicho primer circuito de 10 excitación controla el primer rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho primer transformador y en donde dicha primera señal de control se deriva desde dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador;
    un segundo rectificador síncrono (SQ2) conectado a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra; 15
    un segundo circuito de excitación (SQ5, SQ6) conectado a dicho terminal de control flotante del segundo rectificador síncrono y que controla dicho segundo rectificador síncrono; y
    una segunda señal de control acoplada a dicho segundo circuito de excitación, en donde dicho segundo circuito de excitación controla el segundo rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho primer transformador y en donde dicha segunda señal de control se deriva desde dicho primer terminal del 20 devanado secundario del primer transformador.
  2. 2. El circuito según la reivindicación 1, en donde dicho primer circuito de excitación comprende un primer interruptor (SQ3) y un segundo interruptor (SQ4), y en donde dicho segundo circuito de excitación comprende un tercer interruptor (SQ5) y un cuarto interruptor (SQ6).
  3. 3. El circuito según la reivindicación 2, en donde dichos primer y tercer interruptores comprenden MOSFETs de 25 tipo N y dichos segundo y cuarto interruptores comprenden MOSFETs de tipo P, en donde dichos primer y segundo interruptores están conectados en una disposición de poste de tótem, y en donde dichos tercer y cuarto interruptores están conectados en una disposición de poste de tótem, en donde dichos primer y segundo rectificadores síncronos comprenden MOSFETs y dichos terminales de control de dichos primer y segundo rectificadores síncronos son puertas.
  4. 4. El circuito según la reivindicación 2, en donde dichos primer, segundo, tercer y cuarto interruptores tienen 30 puertas, en donde dichas puertas de dichos primer y segundo interruptores están conectadas a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador, y en donde dichas puertas de dichos tercer y cuarto interruptores están conectadas a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador.
  5. 5. El circuito según la reivindicación 2, que comprende además:
    un primer condensador (Cc2) conectado de uno a otro de dichos primer y segundo interruptores y conectado a 35 dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador;
    un primer diodo (D3) conectado entre dicho primer condensador y dicho primer rectificador síncrono;
    un segundo condensador (Cc3) conectado de uno a otro de dichos tercer y cuarto interruptores y conectado a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador; y
    un segundo diodo (D4) conectado entre dicho segundo condensador y dicho segundo rectificador síncrono. 40
  6. 6. El circuito según la reivindicación 5, que comprende además:
    un terminal de voltaje de salida y un terminal de voltaje de retorno;
    un primer inductor (L0) conectado entre dicho primer rectificador síncrono y dicho terminal de voltaje de salida; y
    un tercer condensador (C0) conectado en paralelo entre dicho terminal de voltaje de salida y dicho terminal de voltaje de retorno. 45
  7. 7. El circuito según la reivindicación 6, que comprende además:
    un segundo inductor (LS2) conectado en serie entre dicho primer inductor y dicho segundo rectificador síncrono.
  8. 8. El circuito según la reivindicación 7, que comprende además:
    un tercer inductor (LS1) conectado en serie entre dicho primer inductor y dicho terminal de voltaje de salida.
  9. 9. El circuito según la reivindicación 2, en donde dicho devanado secundario del primer transformador comprende además una toma de punto medio, comprendiendo además un terminal de voltaje de salida de retorno conectado a dicha toma de punto medio, en donde dichos primer, segundo, tercer y cuarto interruptores tienen puertas, 5 en donde dichas puertas de dichos primer y segundo interruptores están conectadas a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador, y en donde dichas puertas de dichos tercer y cuarto interruptores están conectadas a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador.
  10. 10. El circuito según la reivindicación 2, en donde dicho devanado secundario del primer transformador comprende además una toma de punto medio, comprendiendo además un terminal de voltaje de salida de retorno 10 conectado a dicha toma de punto medio, en donde dichos primer, segundo, tercer y cuarto interruptores tienen puertas, y en donde dicha puerta de dicho primer interruptor está conectada a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador, dicha puerta de dicho tercer interruptor está conectada a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador, y dichas puertas de dichos segundo y cuarto interruptores están conectadas a dicho primer extremo de dicho primer inductor. 15
  11. 11. El circuito según la reivindicación 5, en donde dicho devanado secundario del primer transformador comprende además una toma de punto medio, comprendiendo además dicho circuito:
    un primer inductor (L0) conectado a dicha toma de punto medio de dicho devanado secundario del primer transformador;
    un terminal de voltaje de salida conectado a dichos primer y segundo diodos; y 20
    un tercer condensador (C0) conectado en paralelo con dicho terminal de voltaje de salida y dicho primer inductor, en donde dicha puerta de dicho primer interruptor está conectada a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador, dicha puerta de dicho tercer interruptor está conectada a dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador, y dichas puertas de dichos segundo y cuarto interruptores están conectadas a dicho terminal de voltaje de salida. 25
  12. 12. El circuito según la reivindicación 4, que comprende además:
    un primer condensador (Cc2) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del primer condensador está conectado a dicho primer interruptor y dicho segundo extremo del primer condensador está conectado a dicho segundo interruptor;
    un primer diodo (D3) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del 30 primer diodo está conectado a dichas puertas de dichos primer y segundo interruptores y dicho segundo extremo del primer diodo está conectado a dicho segundo interruptor;
    un segundo condensador (Cc3) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del segundo condensador está conectado a dicho tercer interruptor y dicho segundo extremo del segundo condensador está conectado a dicho cuarto interruptor; y 35
    un segundo diodo (D4) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del segundo diodo está conectado a dichas puertas de dichos tercer y cuarto interruptores y dicho segundo extremo del segundo diodo está conectado a dicho cuarto interruptor.
  13. 13. El circuito según la reivindicación 2, que comprende además:
    un primer condensador (Cc2) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo 40 del primer condensador está conectado a dicho primer interruptor;
    un primer diodo (D3) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del primer diodo está conectado a dicho segundo extremo del primer condensador;
    un segundo condensador (Cc3) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del segundo condensador está conectado a dicho tercer interruptor; 45
    un segundo diodo (D4) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo del segundo diodo está conectado a dicho segundo extremo del segundo diodo;
    una primera resistencia limitadora de corriente (R2) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo de la primera resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho segundo extremo del primer condensador y a dicho primer extremo del primer diodo, y dicho segundo extremo de la primera resistencia 50 limitadora de corriente está conectado a dicho segundo interruptor;
    una segunda resistencia limitadora de corriente (R1) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo de la segunda resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho segundo extremo del primer diodo y dicho segundo extremo de la segunda resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho primer rectificador síncrono;
    una tercera resistencia limitadora de corriente (R4) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde 5 dicho primer extremo de la tercera resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho segundo extremo del segundo condensador y a dicho primer extremo del segundo diodo, y dicho segundo extremo de la tercera resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho cuarto interruptor; y
    una cuarta resistencia limitadora de corriente (R3) que tiene un primer extremo y un segundo extremo, en donde dicho primer extremo de la cuarta resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho segundo extremo del 10 segundo diodo y dicho segundo extremo de la cuarta resistencia limitadora de corriente está conectado a dicho segundo rectificador síncrono.
  14. 14. El circuito según la reivindicación 13, que comprende además:
    un primer limitador de voltaje (SQ7) que tiene una puerta conectada en serie entre dicho primer rectificador síncrono y dicha primera resistencia limitadora de corriente, estando dicha puerta de dicho primer limitador de 15 voltaje conectada a una fuente de voltaje (VCC); y
    un segundo limitador de voltaje (SQ8) que tiene una puerta conectada en serie entre dicho segundo rectificador síncrono y dicha tercera resistencia limitadora de corriente, estando dicha puerta de dicho segundo limitador de voltaje conectada a dicha fuente de voltaje, en donde dichos primer y segundo limitadores de voltaje proporcionan limitación de voltaje de puerta. 20
  15. 15. El circuito según la reivindicación 14, en donde dichos primer y segundo limitadores de voltaje comprenden MOSFETs.
  16. 16. El circuito según la reivindicación 9, que comprende además:
    un segundo inductor (LS3) conectado en serie entre dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador y dicho primer rectificador síncrono; y 25
    un tercer inductor (LS4) conectado en serie entre dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador y dicho segundo rectificador síncrono.
  17. 17. El circuito según la reivindicación 16, en donde dichos segundo y tercer inductores son inductores saturables.
  18. 18. Un circuito rectificador síncrono autoexcitado para un convertidor de potencia, en donde dicho circuito 30 comprende:
    un primer transformador (70) que tiene un devanado primario (N1) y un devanado secundario (Ns1, Ns2), en donde dicho devanado secundario tiene un primer terminal y un segundo terminal, y en donde dicho devanado secundario del primer transformador tiene una toma de punto medio;
    un primer rectificador síncrono (SQ1) conectado a dicho primer terminal del devanado secundario del primer 35 transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra;
    un primer circuito de excitación (SQ3, SQ4) conectado a dicho terminal de control flotante del primer rectificador síncrono y que controla dicho primer rectificador síncrono; y
    una primera señal de control acoplada a dicho primer circuito de excitación, en donde dicho primer circuito de excitación controla el primer rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de 40 un segundo transformador (100);
    en donde dicho segundo transformador tiene un devanado primario y un devanado secundario, en donde dicho devanado secundario tiene un primer terminal, un segundo terminal y una toma de punto medio, y en donde dicha primera señal de control comprende una señal procedente de dicho segundo terminal del devanado secundario del segundo transformador; 45
    un segundo rectificador síncrono (SQ2) conectado a dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador y que tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra;
    un segundo circuito de excitación (SQ5, SQ6) conectado a dicho terminal de control del segundo rectificador síncrono y que controla dicho segundo rectificador síncrono; y
    una segunda señal de control acoplada a dicho segundo circuito de excitación, en donde dicho segundo circuito de 50
    excitación controla dicho segundo rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho segundo transformador y en donde dicha segunda señal de control comprende una señal procedente de dicho primer terminal del devanado secundario del segundo transformador.
  19. 19. El circuito según la reivindicación 18, en donde dicho segundo transformador comprende un transformador de señal. 5
  20. 20. Un método para rectificar un voltaje variable de un convertidor de potencia utilizando un circuito rectificador síncrono excitado con un primer transformador que tiene un devanado primario y un devanado secundario, en donde dicho devanado secundario tiene un primer y segundo terminales, comprendiendo dicho método los pasos de:
    proporcionar la señal variable a dicho devanado primario de dicho primer transformador;
    conducir corriente con un primer rectificador síncrono a través de dicho devanado secundario del primer 10 transformador, en donde dicho primer rectificador síncrono tiene una terminal de control flotante con respecto a tierra;
    controlar con un primer circuito de excitación dicho primer rectificador síncrono;
    controlar con una primera señal de control dicho primer circuito de excitación, en donde dicho primer circuito de excitación controla dicho primer rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través 15 de dicho primer transformador y en donde dicha primera señal de control es una señal procedente de dicho segundo terminal del devanado secundario del primer transformador;
    conducir corriente con un segundo rectificador síncrono que a través de dicho devanado secundario del primer transformador, en donde dicho segundo rectificador síncrono tiene un terminal de control flotante con respecto a tierra; 20
    controlar con un segundo circuito de excitación dicho segundo rectificador síncrono; y
    controlar con una segunda señal de control dicho segundo circuito de excitación, en donde dicho segundo circuito de excitación controla dicho segundo rectificador síncrono en función de una inversión de polaridad de voltaje a través de dicho primer transformador y en donde dicha segunda señal de control es una señal procedente de dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador. 25
  21. 21. El método según la reivindicación 20, en donde dicha segunda señal de control es una señal procedente de dicho primer terminal del devanado secundario del primer transformador.
  22. 22. El método según la reivindicación 20, en donde dichos primer y segundo rectificadores síncronos comprenden MOSFETs que tienen puertas, en donde dicha puerta de dicho primer rectificador síncrono es controlada por dicho primer circuito de excitación, y en donde dicha puerta de dicho segundo rectificador síncrono es controlada por 30 dicho segundo circuito de excitación.
  23. 23. El método según la reivindicación 20, en donde dichos primer y segundo circuitos de excitación comprenden dos interruptores, de los que uno de dichos interruptores es un tipo N y el otro de dichos interruptores es un tipo P.
  24. 24. El método según la reivindicación 20, en donde dichos primer y segundo circuitos de excitación flotan con 35 respecto a tierra a través de un voltaje de alimentación flotante, y en donde dicho voltaje de alimentación flotante comprende un condensador y un diodo.
  25. 25. El método según la reivindicación 20, que comprende además los pasos de:
    controlar con un primer limitador de voltaje dicho primer rectificador síncrono; y controlar con un segundo limitador de voltaje dicho segundo rectificador síncrono. 40
  26. 26. El método según la reivindicación 20, que comprende además los pasos de:
    controlar la formación de multipulsos con un primer inductor; y
    controlar la formación de multipulsos con un segundo inductor.
  27. 27. El método según la reivindicación 20, que comprende además los pasos de:
    limitar una corriente del primer circuito de excitación con al menos una primera resistencia limitadora de corriente; 45 y
    limitar una corriente del segundo circuito de excitación con al menos una segunda resistencia limitadora de corriente
  28. 28. El método según la reivindicación 20, en donde dicho circuito rectificador síncrono comprende además un segundo transformador que tiene un devanado primario y un devanado secundario, en donde dicho devanado secundario tiene un primer terminal, un segundo terminal y una toma de punto medio, y en donde dicha primera señal de control es una señal procedente de dicho segundo terminal del devanado secundario del segundo transformador.
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