JPH1118426A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH1118426A JPH1118426A JP9167810A JP16781097A JPH1118426A JP H1118426 A JPH1118426 A JP H1118426A JP 9167810 A JP9167810 A JP 9167810A JP 16781097 A JP16781097 A JP 16781097A JP H1118426 A JPH1118426 A JP H1118426A
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- winding
- switching power
- capacitor
- supply circuit
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アクティブクランプ型スイッチング電源回路
における補助スイッチとして、低耐圧部品を使用可能と
して効率を向上させる。 【解決手段】 トランス５の一次巻線５ａに中間タップ
を設け、この中間タップと一次巻線５ａの一端及び他端
との各間にコンデンサ２ａ，３ａと補助スイッチ２ｂ，
３ｂとの直列回路を夫々設ける。これにより、コンデン
サ２ａ，３ａに電圧が分圧して印加されるので、補助ス
イッチ２ｂ，３ｂには、より低い電圧が印加される。
における補助スイッチとして、低耐圧部品を使用可能と
して効率を向上させる。 【解決手段】 トランス５の一次巻線５ａに中間タップ
を設け、この中間タップと一次巻線５ａの一端及び他端
との各間にコンデンサ２ａ，３ａと補助スイッチ２ｂ，
３ｂとの直列回路を夫々設ける。これにより、コンデン
サ２ａ，３ａに電圧が分圧して印加されるので、補助ス
イッチ２ｂ，３ｂには、より低い電圧が印加される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に関し、特にアクティブクランプ型のスイッチング電
源回路に関するものである。
路に関し、特にアクティブクランプ型のスイッチング電
源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１２は従来のかかるアクティブクラン
プ型スイッチング電源回路の例を示す回路図である。入
力直流電源Ｖinは主トランス５の一次巻線５ａに主スイ
ッチング素子（以下、主スイッチと略す）４を介して供
給制御される様になっている。この主トランス５の二次
巻線５ｂの誘起出力は、ダイオード６ａ，６ｂによる整
流回路６にて整流され、コイル７ａ，コンデンサ７ｂに
よる平滑回路にて平滑化される。この平滑出力が負荷８
へ印加される様になっている。
プ型スイッチング電源回路の例を示す回路図である。入
力直流電源Ｖinは主トランス５の一次巻線５ａに主スイ
ッチング素子（以下、主スイッチと略す）４を介して供
給制御される様になっている。この主トランス５の二次
巻線５ｂの誘起出力は、ダイオード６ａ，６ｂによる整
流回路６にて整流され、コイル７ａ，コンデンサ７ｂに
よる平滑回路にて平滑化される。この平滑出力が負荷８
へ印加される様になっている。
【０００３】トランス５の一次巻線５ａには、コンデン
サ２ａと補助スイッチ２ｂとの直列回路２が並列に設け
られることにより、アクティブクランプ型スイッチング
電源回路となっている。
サ２ａと補助スイッチ２ｂとの直列回路２が並列に設け
られることにより、アクティブクランプ型スイッチング
電源回路となっている。
【０００４】制御回路１０及び駆動回路９は、出力電圧
に応じたデューティを有するスイッチ駆動パルス（ＰＷ
Ｍパルス）Ｐ0 ，Ｐ1 を生成して主スイッチ４、補助ス
イッチ２ｂの各ゲートへ供給するものである。尚、主ス
イッチ４、補助スイッチ２ｂは互いに略相補的にオンオ
フ制御されるものとする。
に応じたデューティを有するスイッチ駆動パルス（ＰＷ
Ｍパルス）Ｐ0 ，Ｐ1 を生成して主スイッチ４、補助ス
イッチ２ｂの各ゲートへ供給するものである。尚、主ス
イッチ４、補助スイッチ２ｂは互いに略相補的にオンオ
フ制御されるものとする。
【０００５】主トランス４の一次及び二次の各巻線の巻
数を夫々ＮP ，ＮS とし、入力直流電圧をＶin、コンデ
ンサ２ａの両端電圧をＶC として、以下に図１３の波形
図を参照して図１２の回路の動作を説明する。
数を夫々ＮP ，ＮS とし、入力直流電圧をＶin、コンデ
ンサ２ａの両端電圧をＶC として、以下に図１３の波形
図を参照して図１２の回路の動作を説明する。
【０００６】主スイッチ４がターンオンする時刻をｔ0
、ターンオフする時刻をｔ1 、補助スイッチ２ｂがタ
ーンオンする時刻をｔ2 、ターンオフする時刻をｔ3 と
し、再度主スイッチ４がターンオンする時刻をｔ4 とす
る。
、ターンオフする時刻をｔ1 、補助スイッチ２ｂがタ
ーンオンする時刻をｔ2 、ターンオフする時刻をｔ3 と
し、再度主スイッチ４がターンオンする時刻をｔ4 とす
る。
【０００７】主スイッチ４の駆動パルスＰ0 ，補助スイ
ッチ２ｂの駆動パルスＰ1 は互いに逆動作をし、また共
にオフ状態の期間ｔ1 〜ｔ2 ，ｔ3 〜ｔ4 を有する。
ッチ２ｂの駆動パルスＰ1 は互いに逆動作をし、また共
にオフ状態の期間ｔ1 〜ｔ2 ，ｔ3 〜ｔ4 を有する。
【０００８】期間ｔ0 〜ｔ1 において、主スイッチ４は
オン状態であり、主トランス５の一次巻線５ａ，二次巻
線５ｂの巻き始めに正の電圧が加わり、二次巻線５ｂに
はＶin・Ｎs ／Ｎp の電圧が発生し、負荷抵抗８を流れ
る負荷電流は二次巻線５ｂの巻き始め→ダイオード６ａ
→コイル７→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの巻き終わりの
ルートで流れる。
オン状態であり、主トランス５の一次巻線５ａ，二次巻
線５ｂの巻き始めに正の電圧が加わり、二次巻線５ｂに
はＶin・Ｎs ／Ｎp の電圧が発生し、負荷抵抗８を流れ
る負荷電流は二次巻線５ｂの巻き始め→ダイオード６ａ
→コイル７→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの巻き終わりの
ルートで流れる。
【０００９】また、期間ｔ0 〜ｔ1 において、補助スイ
ッチ２ｂはオフ状態であり、補助スイッチ２ｂのドレイ
ン・ソース間はＶin＋Ｖc の電圧が印加されている。
ッチ２ｂはオフ状態であり、補助スイッチ２ｂのドレイ
ン・ソース間はＶin＋Ｖc の電圧が印加されている。
【００１０】期間ｔ1 〜ｔ2 において、主スイッチ４，
補助スイッチ２ｂは共にオフ状態であり、期間ｔ0 〜ｔ
1 で主トランス５に蓄積された励磁エネルギーが一次巻
線５ａの巻き終わり→補助スイッチ２ｂの寄生ダイオー
ド→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き始めのルート
でコンデンサ２ａに吸収される。
補助スイッチ２ｂは共にオフ状態であり、期間ｔ0 〜ｔ
1 で主トランス５に蓄積された励磁エネルギーが一次巻
線５ａの巻き終わり→補助スイッチ２ｂの寄生ダイオー
ド→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き始めのルート
でコンデンサ２ａに吸収される。
【００１１】期間ｔ2 〜ｔ3 において、補助スイッチ２
ｂがオン状態になるため、期間ｔ1〜ｔ2 に引き続き、
主トランス５ａに蓄積された励磁エネルギーは主トラン
ス５の一次巻線５ａの巻き終わり→補助スイッチ２ｂ→
コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き始めのルートでコ
ンデンサ２ａに吸収される。
ｂがオン状態になるため、期間ｔ1〜ｔ2 に引き続き、
主トランス５ａに蓄積された励磁エネルギーは主トラン
ス５の一次巻線５ａの巻き終わり→補助スイッチ２ｂ→
コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き始めのルートでコ
ンデンサ２ａに吸収される。
【００１２】主トランス５に蓄積された励磁エネルギー
が全てコンデンサ２ａに移ると、今度はコンデンサ２ａ
に蓄積されたエネルギーがコンデンサ２ａ→補助スイッ
チ２ａ→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め→コンデ
ンサ２ａのルートで再び主トランス５に吸収される。
が全てコンデンサ２ａに移ると、今度はコンデンサ２ａ
に蓄積されたエネルギーがコンデンサ２ａ→補助スイッ
チ２ａ→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め→コンデ
ンサ２ａのルートで再び主トランス５に吸収される。
【００１３】ここで、補助スイッチ２ｂは主トランス５
に蓄積された励磁エネルギーが全てコンデンサ２ａに移
る前にターンオンすれば良い。
に蓄積された励磁エネルギーが全てコンデンサ２ａに移
る前にターンオンすれば良い。
【００１４】時刻ｔ3 で補助スイッチ２ｂがターンオフ
し、期間ｔ3 〜ｔ4 において、主スイッチ４のドレイン
・ソース間寄生容量に蓄積されていたエネルギーが寄生
容量→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め→入力電源
１の正電位側→負電位側→寄生容量のルートで主トラン
スに吸収される。
し、期間ｔ3 〜ｔ4 において、主スイッチ４のドレイン
・ソース間寄生容量に蓄積されていたエネルギーが寄生
容量→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め→入力電源
１の正電位側→負電位側→寄生容量のルートで主トラン
スに吸収される。
【００１５】ここで、主トランス５の一次インダクタン
スとコンデンサ２ａの時定数がスイッチング電源回路の
スイッチング周期に比べて十分大きくなるような容量の
コンデンサ２ａを使用することにより、期間ｔ1 〜ｔ3
において、主トランス５のリセット電圧はコンデンサ２
ａによりクランプされたほぼ直線近似可能な共振波形と
なり、また、期間ｔ3 〜ｔ4 においては主トランス５の
一次インダクタンスと主スイッチ４のドレイン・ソース
間寄生容量による急速な立下がりの共振波形となり、従
って、主トランス５のリセット電圧はほぼ矩形波に近い
波形となる。
スとコンデンサ２ａの時定数がスイッチング電源回路の
スイッチング周期に比べて十分大きくなるような容量の
コンデンサ２ａを使用することにより、期間ｔ1 〜ｔ3
において、主トランス５のリセット電圧はコンデンサ２
ａによりクランプされたほぼ直線近似可能な共振波形と
なり、また、期間ｔ3 〜ｔ4 においては主トランス５の
一次インダクタンスと主スイッチ４のドレイン・ソース
間寄生容量による急速な立下がりの共振波形となり、従
って、主トランス５のリセット電圧はほぼ矩形波に近い
波形となる。
【００１６】コイル７ａは期間ｔ0 〜ｔ1 間に蓄積され
たエネルギーを期間ｔ1 〜ｔ4 で負荷抵抗８へ放出し、
負荷電流はコイル７ａ→負荷抵抗８→ダイオード６ｂ→
コイル７ｂのルートで流れる。
たエネルギーを期間ｔ1 〜ｔ4 で負荷抵抗８へ放出し、
負荷電流はコイル７ａ→負荷抵抗８→ダイオード６ｂ→
コイル７ｂのルートで流れる。
【００１７】以上説明した様に、主スイッチ４がオフの
期間ｔ1 〜ｔ4 において、主トランス５のリセット電圧
がほぼ矩形波になるため、主スイッチ４のドレイン・ソ
ース間電圧のピーク値（Ｖin＋ＶC ）、ダイオード６ａ
の電圧（ＶC ・ＮS ／ＮP ）を小さくすることができる
ため、主スイッチ４、ダイオード６ａに低耐圧品すなわ
ち低オン抵抗，低寄生容量品を使用することができ、損
失を小さくすることができる。
期間ｔ1 〜ｔ4 において、主トランス５のリセット電圧
がほぼ矩形波になるため、主スイッチ４のドレイン・ソ
ース間電圧のピーク値（Ｖin＋ＶC ）、ダイオード６ａ
の電圧（ＶC ・ＮS ／ＮP ）を小さくすることができる
ため、主スイッチ４、ダイオード６ａに低耐圧品すなわ
ち低オン抵抗，低寄生容量品を使用することができ、損
失を小さくすることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】問題点は、この従来の
スイッチング電源回路では、補助スイッチの耐圧が主ス
イッチの耐圧と同じ程度必要なことである。例えば、入
力電圧が４８Ｖのスイッチング電源を考えると、補助ス
イッチには１８０Ｖ耐圧品程度が必要であった。
スイッチング電源回路では、補助スイッチの耐圧が主ス
イッチの耐圧と同じ程度必要なことである。例えば、入
力電圧が４８Ｖのスイッチング電源を考えると、補助ス
イッチには１８０Ｖ耐圧品程度が必要であった。
【００１９】ここで、１８０Ｖ以上の耐圧のＦＥＴには
５Ｖ駆動品がないため、補助スイッチを駆動するために
１０Ｖ以上の電圧が必要であり、このため補助スイッチ
の駆動損失が比較的大きかった。
５Ｖ駆動品がないため、補助スイッチを駆動するために
１０Ｖ以上の電圧が必要であり、このため補助スイッチ
の駆動損失が比較的大きかった。
【００２０】また、ＦＥＴの耐圧が大きいほどＦＥＴの
寄生容量はより大きくなることから、５Ｖ駆動品を使う
場合より補助スイッチの動作速度が遅くなり、従って、
補助スイッチのスイッチング損失が大きくなったり、ま
た、主スイッチと補助スイッチが共にオフの期間をより
長く設定しなければならないため、電源回路の制御範囲
が狭くなるという問題点があった。
寄生容量はより大きくなることから、５Ｖ駆動品を使う
場合より補助スイッチの動作速度が遅くなり、従って、
補助スイッチのスイッチング損失が大きくなったり、ま
た、主スイッチと補助スイッチが共にオフの期間をより
長く設定しなければならないため、電源回路の制御範囲
が狭くなるという問題点があった。
【００２１】その理由は、補助スイッチとコンデンサの
直列回路を主にトランスの一次巻線と並列に接続してい
るから、補助スイッチの耐圧が主スイッチの耐圧と同じ
程度必要になるためである。
直列回路を主にトランスの一次巻線と並列に接続してい
るから、補助スイッチの耐圧が主スイッチの耐圧と同じ
程度必要になるためである。
【００２２】本発明の目的は、補助スイッチとして低耐
圧品を使用可能とすることにより、回路の損失を低減
し、また制御範囲を広くするようにしたスイッチング電
源回路を提供することである。
圧品を使用可能とすることにより、回路の損失を低減
し、また制御範囲を広くするようにしたスイッチング電
源回路を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、トラン
スと、このトランスの一次巻線に入力直流電源の供給制
御をなす主スイッチング素子と、前記トランスの二次巻
線の誘起電圧を整流する整流手段と、この整流出力を平
滑化して負荷へ供給する平滑手段とを含むスイッチング
電源回路であって、前記トランスの一次巻線に設けられ
た中間タップと、前記中間タップと前記一次巻線の一端
及び他端との間に夫々設けられたコンデンサ及び補助ス
イッチング素子による第１及び第２の直列回路と、前記
主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とのオ
ンオフを略相補的に制御する制御手段とを含むことを特
徴とするスイッチング電源回路が得られる。
スと、このトランスの一次巻線に入力直流電源の供給制
御をなす主スイッチング素子と、前記トランスの二次巻
線の誘起電圧を整流する整流手段と、この整流出力を平
滑化して負荷へ供給する平滑手段とを含むスイッチング
電源回路であって、前記トランスの一次巻線に設けられ
た中間タップと、前記中間タップと前記一次巻線の一端
及び他端との間に夫々設けられたコンデンサ及び補助ス
イッチング素子による第１及び第２の直列回路と、前記
主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とのオ
ンオフを略相補的に制御する制御手段とを含むことを特
徴とするスイッチング電源回路が得られる。
【００２４】また本発明によれば、前述の構成におい
て、前記中間タップが複数設けられており、これ等複数
の中間タップ間に夫々設けられたコンデンサ及び補助ス
イッチング素子による複数の直列回路を更に含むことを
特徴とするスイッチング電源回路が得られる。
て、前記中間タップが複数設けられており、これ等複数
の中間タップ間に夫々設けられたコンデンサ及び補助ス
イッチング素子による複数の直列回路を更に含むことを
特徴とするスイッチング電源回路が得られる。
【００２５】本発明の作用を述べる。主スイッチがオフ
時にトランスの一次巻線の一端及び他端と中間タップと
の間に、クランプ用コンデンサと補助スイッチとの直列
回路を夫々設けることにより、トランスのリセット電圧
をクランプしているので、クランプ用コンデンサの電圧
が従来より低くなる。クランプ用コンデンサの電圧が低
くなると、一次巻線と中間タップとの間の電圧がそれだ
け差し引かれるので、補助スイッチに加わる電圧も従来
より低くなるのである。よって、補助スイッチとクラン
プ用コンデンサとの耐圧は従来のものより低くて済むこ
とになる。
時にトランスの一次巻線の一端及び他端と中間タップと
の間に、クランプ用コンデンサと補助スイッチとの直列
回路を夫々設けることにより、トランスのリセット電圧
をクランプしているので、クランプ用コンデンサの電圧
が従来より低くなる。クランプ用コンデンサの電圧が低
くなると、一次巻線と中間タップとの間の電圧がそれだ
け差し引かれるので、補助スイッチに加わる電圧も従来
より低くなるのである。よって、補助スイッチとクラン
プ用コンデンサとの耐圧は従来のものより低くて済むこ
とになる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下に図面を参照しつつ本発明の
実施の形態につき詳述する。
実施の形態につき詳述する。
【００２７】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
り、図１２と同等部分は同一符号にて示している。図１
２と相違する部分についてのみ述べると、主トランス５
の一次巻線５ａに、中間タップ５（２）が設けられてお
り、この中間タップと一次巻線の巻き始め５（１）との
間に、コンデンサ２ａと補助スイッチ２ｂとの直列回路
が接続されており、また、中間タップ５（２）と一次巻
線の巻き始め５（３）との間に、コンデンサ３ａと補助
スイッチ３ｂとの直列回路が接続されている。
り、図１２と同等部分は同一符号にて示している。図１
２と相違する部分についてのみ述べると、主トランス５
の一次巻線５ａに、中間タップ５（２）が設けられてお
り、この中間タップと一次巻線の巻き始め５（１）との
間に、コンデンサ２ａと補助スイッチ２ｂとの直列回路
が接続されており、また、中間タップ５（２）と一次巻
線の巻き始め５（３）との間に、コンデンサ３ａと補助
スイッチ３ｂとの直列回路が接続されている。
【００２８】そして、駆動回路９からの駆動パルスＰ1
，Ｐ2 により補助スイッチ２ｂ，３ｂが夫々駆動され
る。当該駆動パルスＰ1 ，Ｐ2 は図１２の従来回路の駆
動パルスＰ1 と同等のものであり、主スイッチ４の駆動
パルスＰ0 と当該駆動パルスＰ1 ，Ｐ2 とは、互いに略
相補的なパルスとなっている。
，Ｐ2 により補助スイッチ２ｂ，３ｂが夫々駆動され
る。当該駆動パルスＰ1 ，Ｐ2 は図１２の従来回路の駆
動パルスＰ1 と同等のものであり、主スイッチ４の駆動
パルスＰ0 と当該駆動パルスＰ1 ，Ｐ2 とは、互いに略
相補的なパルスとなっている。
【００２９】主トランス４の一次巻線の巻き始め５
（１）と中間タップ５（２）との間の巻数をＮP1、中間
タップ５（２）と巻き終わり５（３）との間の巻数をＮ
P2とし、コンデンサ２ａ，３ａの各両端電圧をＶC1，Ｖ
C2として、以下に図２の波形図を参照して図１の回路の
動作を説明する。
（１）と中間タップ５（２）との間の巻数をＮP1、中間
タップ５（２）と巻き終わり５（３）との間の巻数をＮ
P2とし、コンデンサ２ａ，３ａの各両端電圧をＶC1，Ｖ
C2として、以下に図２の波形図を参照して図１の回路の
動作を説明する。
【００３０】補助スイッチ２ｂ，３ｂの駆動パルスＰ1
，Ｐ2 は全く同一波形であり、主スイッチ４の駆動パ
ルスＰ0 とパルスＰ1 ，Ｐ2 は互いに逆動作し、また共
にオフ状態の期間ｔ1 〜ｔ2 、ｔ3 〜ｔ4 を有する。
，Ｐ2 は全く同一波形であり、主スイッチ４の駆動パ
ルスＰ0 とパルスＰ1 ，Ｐ2 は互いに逆動作し、また共
にオフ状態の期間ｔ1 〜ｔ2 、ｔ3 〜ｔ4 を有する。
【００３１】期間ｔ0 〜ｔ1 において、主スイッチ４は
オン状態であり、主トランス５の一次巻線５ａ，二次巻
線５ｂの巻き始めに正の電圧が加わり、二次巻線５ｂに
はＶin・ＮS ／（ＮP1＋ＮP2）の電圧が発生し、負荷抵
抗８を流れる負荷電流は二次巻線５ｂの巻き始め→ダイ
オード６ａ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの
巻き終わりのルートで流れる。
オン状態であり、主トランス５の一次巻線５ａ，二次巻
線５ｂの巻き始めに正の電圧が加わり、二次巻線５ｂに
はＶin・ＮS ／（ＮP1＋ＮP2）の電圧が発生し、負荷抵
抗８を流れる負荷電流は二次巻線５ｂの巻き始め→ダイ
オード６ａ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの
巻き終わりのルートで流れる。
【００３２】また、ｔ0 〜ｔ1 において、補助スイッチ
２ｂ，３ｂはオフ状態であり、補助スイッチ２ｂのドレ
イン・ソース間にはＶin・ＮP1／（ＮP1＋ＮP2）＋ＶC1
の電圧、補助スイッチ３ｂのドレイン・ソース間にはＶ
in・ＮP2／（ＮP1＋ＮP2）＋ＶC2の電圧が印加されてい
る。
２ｂ，３ｂはオフ状態であり、補助スイッチ２ｂのドレ
イン・ソース間にはＶin・ＮP1／（ＮP1＋ＮP2）＋ＶC1
の電圧、補助スイッチ３ｂのドレイン・ソース間にはＶ
in・ＮP2／（ＮP1＋ＮP2）＋ＶC2の電圧が印加されてい
る。
【００３３】期間ｔ1 〜ｔ2 において、主スイッチ４、
補助スイッチ２ｂ，３ｂは共にオフ状態であり、期間ｔ
0 〜ｔ1 で主トランス５に蓄積された励磁エネルギーが
一次巻線５ａの途中のタップ５（２）→補助スイッチ２
ｂの寄生ダイオード→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの
巻き始めのルートと、一次巻線５ａの巻き終わり→補助
スイッチ３ｂの寄生ダイオード→コンデンサ３ａ→一次
巻線５ａの途中のタップ５（２）のルートで、夫々コン
デンサ２ａ，３ａに吸収される。
補助スイッチ２ｂ，３ｂは共にオフ状態であり、期間ｔ
0 〜ｔ1 で主トランス５に蓄積された励磁エネルギーが
一次巻線５ａの途中のタップ５（２）→補助スイッチ２
ｂの寄生ダイオード→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの
巻き始めのルートと、一次巻線５ａの巻き終わり→補助
スイッチ３ｂの寄生ダイオード→コンデンサ３ａ→一次
巻線５ａの途中のタップ５（２）のルートで、夫々コン
デンサ２ａ，３ａに吸収される。
【００３４】期間ｔ2 〜ｔ3 において、補助スイッチ２
ｂ，３ｂがオン状態になるため、期間ｔ1 〜ｔ2 に引き
続き、主トランス５ａに蓄積された励磁エネルギーは主
トランス５の一次巻線５ａの途中のタップ５（２）→補
助スイッチ２ｂ→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き
始めのルートと、一次巻線５ａの巻き終わり→補助スイ
ッチ３ｂ→コンデンサ３ａ→一次巻線５ａの途中のタッ
プ５（２）のルートで、夫々コンデンサ２ａ，３ａに吸
収される。
ｂ，３ｂがオン状態になるため、期間ｔ1 〜ｔ2 に引き
続き、主トランス５ａに蓄積された励磁エネルギーは主
トランス５の一次巻線５ａの途中のタップ５（２）→補
助スイッチ２ｂ→コンデンサ２ａ→一次巻線５ａの巻き
始めのルートと、一次巻線５ａの巻き終わり→補助スイ
ッチ３ｂ→コンデンサ３ａ→一次巻線５ａの途中のタッ
プ５（２）のルートで、夫々コンデンサ２ａ，３ａに吸
収される。
【００３５】主トランス５に蓄積された励磁エネルギー
が全てコンデンサ２ａ，３ａに移ると今度はコンデンサ
２ａ，３ａに蓄積されたエネルギーが夫々、コンデンサ
２ａ→補助スイッチ２ｂ→一次巻線５ａの途中のタップ
５（２）→一次巻線５ａの巻き始め→コンデンサ２ａの
ルート、コンデンサ３ａ→補助スイッチ３ｂ→一次巻線
５ａの巻き終わり→一次巻線５ａの途中のタップ５
（２）→コンデンサ３ａのルートで再び主トランス５に
吸収される。
が全てコンデンサ２ａ，３ａに移ると今度はコンデンサ
２ａ，３ａに蓄積されたエネルギーが夫々、コンデンサ
２ａ→補助スイッチ２ｂ→一次巻線５ａの途中のタップ
５（２）→一次巻線５ａの巻き始め→コンデンサ２ａの
ルート、コンデンサ３ａ→補助スイッチ３ｂ→一次巻線
５ａの巻き終わり→一次巻線５ａの途中のタップ５
（２）→コンデンサ３ａのルートで再び主トランス５に
吸収される。
【００３６】補助スイッチ２ｂ，３ｂは主トランス５に
蓄積された励磁エネルギーが全てコンデンサ２ｂ，３ｂ
に移る前にターンオンすれば良い。
蓄積された励磁エネルギーが全てコンデンサ２ｂ，３ｂ
に移る前にターンオンすれば良い。
【００３７】時刻ｔ3 で補助スイッチ２ｂ，３ｂがター
ンオフすると、期間ｔ3 〜ｔ4 において、主スイッチ４
のドレイン・ソース間寄生容量に蓄積されていたエネル
ギーが寄生容量→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め
→入力電源１の正電位側→負電位側→寄生容量のルート
で主トランス５に吸収される。
ンオフすると、期間ｔ3 〜ｔ4 において、主スイッチ４
のドレイン・ソース間寄生容量に蓄積されていたエネル
ギーが寄生容量→一次巻線５ａの巻き終わり→巻き始め
→入力電源１の正電位側→負電位側→寄生容量のルート
で主トランス５に吸収される。
【００３８】主トランス５の一次インダクタンスとコン
デンサ２ａ，３の時定数がスイッチング電源回路のスイ
ッチング周期に比べて十分大きくなる様な容量のコンデ
ンサ２ａ，３ａを使用することにより、期間ｔ1 〜ｔ3
において、主トランス５のリセット電圧はコンデンサ２
ａ，３ａによりクランプされたほぼ直線近似可能な共振
波形となり、また、期間ｔ3 〜ｔ4 においては主トラン
ス５の一次インダクタンスと主スイッチ４のドレイン・
ソース間寄生容量による急速な立下がりの共振波形とな
り、従って、主トランス５のリセット電圧はほぼ矩形波
に近い波形となる。
デンサ２ａ，３の時定数がスイッチング電源回路のスイ
ッチング周期に比べて十分大きくなる様な容量のコンデ
ンサ２ａ，３ａを使用することにより、期間ｔ1 〜ｔ3
において、主トランス５のリセット電圧はコンデンサ２
ａ，３ａによりクランプされたほぼ直線近似可能な共振
波形となり、また、期間ｔ3 〜ｔ4 においては主トラン
ス５の一次インダクタンスと主スイッチ４のドレイン・
ソース間寄生容量による急速な立下がりの共振波形とな
り、従って、主トランス５のリセット電圧はほぼ矩形波
に近い波形となる。
【００３９】コイル７ａは期間ｔ0 〜ｔ1 間に蓄積され
たエネルギーを期間ｔ1 〜ｔ4 で負荷抵抗８へ放出し、
負荷電流はコイル７ａ→負荷抵抗８→ダイオード６ｂ→
コイル７ｂのルートで流れる。
たエネルギーを期間ｔ1 〜ｔ4 で負荷抵抗８へ放出し、
負荷電流はコイル７ａ→負荷抵抗８→ダイオード６ｂ→
コイル７ｂのルートで流れる。
【００４０】以上説明した様に、コンデンサ２ａ，補助
スイッチ２ｂの電圧を従来回路の時の電圧のＮP1／（Ｎ
P1＋ＮP2），コンデンサ３ａ，補助スイッチ３ｂの電圧
を従来回路の時の電圧のＮP2／（ＮP1＋ＮP2）に小さく
することができる。
スイッチ２ｂの電圧を従来回路の時の電圧のＮP1／（Ｎ
P1＋ＮP2），コンデンサ３ａ，補助スイッチ３ｂの電圧
を従来回路の時の電圧のＮP2／（ＮP1＋ＮP2）に小さく
することができる。
【００４１】例えば、ＮP1＝ＮP2とすると、コンデンサ
２ａ，３ａ、補助スイッチ２ｂ，３ｂの電圧は従来回路
の半分になる。入力電圧が４８Ｖのスイッチング電源を
考えると、補助スイッチには１００Ｖ耐圧品（５Ｖ駆動
品）、クランプ用コンデンサには５０Ｖ耐圧品で良い。
２ａ，３ａ、補助スイッチ２ｂ，３ｂの電圧は従来回路
の半分になる。入力電圧が４８Ｖのスイッチング電源を
考えると、補助スイッチには１００Ｖ耐圧品（５Ｖ駆動
品）、クランプ用コンデンサには５０Ｖ耐圧品で良い。
【００４２】また、主スイッチ４がターンオフする時に
発生する主トランス５のリーケージインダクタンスによ
るサージ電圧をコンデンサ２ａ，３ａで完全に吸収でき
るので、主スイッチ４、補助スイッチ２ｂ，３ｂにサー
ジ電圧は発生しない。
発生する主トランス５のリーケージインダクタンスによ
るサージ電圧をコンデンサ２ａ，３ａで完全に吸収でき
るので、主スイッチ４、補助スイッチ２ｂ，３ｂにサー
ジ電圧は発生しない。
【００４３】図３は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図１と同等部分は同一符号にて示している。本例で
は、図１の整流回路６を構成するダイオード６ａ，６ｂ
の代わりに、トランジスタ６ｃ，６ｄを使用したもので
ある。トランジスタ６ａは二次巻線５ｂの巻き終わりと
平滑回路７の入力の一端との間に挿入されており、二次
巻線５ｂの巻き始めの電圧により駆動される。また、ト
ランジスタ６ｂは平滑回路７の入力端子間に設けられて
おり、二次巻線５ｂの巻き終わりの電圧により駆動され
る。
り、図１と同等部分は同一符号にて示している。本例で
は、図１の整流回路６を構成するダイオード６ａ，６ｂ
の代わりに、トランジスタ６ｃ，６ｄを使用したもので
ある。トランジスタ６ａは二次巻線５ｂの巻き終わりと
平滑回路７の入力の一端との間に挿入されており、二次
巻線５ｂの巻き始めの電圧により駆動される。また、ト
ランジスタ６ｂは平滑回路７の入力端子間に設けられて
おり、二次巻線５ｂの巻き終わりの電圧により駆動され
る。
【００４４】これ等トランジスタ６ｃ，６ｄは主トラン
ス５の二次巻線５ｂの電圧で駆動され、主スイッチ４が
オンのときには、トランジスタ６ｃはオン、トランジス
タ６ｄはオフである。また、主スイッチ４がオフのとき
には、トランジスタ６ｃはオフ、トランジスタ６ｄはオ
ンである。
ス５の二次巻線５ｂの電圧で駆動され、主スイッチ４が
オンのときには、トランジスタ６ｃはオン、トランジス
タ６ｄはオフである。また、主スイッチ４がオフのとき
には、トランジスタ６ｃはオフ、トランジスタ６ｄはオ
ンである。
【００４５】整流作用は図１のダイオード整流回路６と
同等である。コンデンサ３ａ、補助スイッチ３ｂの作用
により、主スイッチ４がオフのとき、主トランス５のリ
セット電圧は矩形波になるために、トランジスタ６ｄを
理想的に駆動できることになる。コンデンサ２ａ，３ａ
及び補助スイッチ２ｂ，３ｂがないと、トランジスタ６
ｄの駆動波形は正弦波状となってしまう。
同等である。コンデンサ３ａ、補助スイッチ３ｂの作用
により、主スイッチ４がオフのとき、主トランス５のリ
セット電圧は矩形波になるために、トランジスタ６ｄを
理想的に駆動できることになる。コンデンサ２ａ，３ａ
及び補助スイッチ２ｂ，３ｂがないと、トランジスタ６
ｄの駆動波形は正弦波状となってしまう。
【００４６】図４は本発明の更に他の実施例の回路図で
あり、図１，３と同等部分は同一符号にて示す。本例で
は、主トランス５に補助巻線５ｃ，５ｄを夫々設け、こ
れ等補助巻線５ｃ，５ｄの出力によりトランジスタ６
ｃ，６ｄを夫々駆動する構成である。
あり、図１，３と同等部分は同一符号にて示す。本例で
は、主トランス５に補助巻線５ｃ，５ｄを夫々設け、こ
れ等補助巻線５ｃ，５ｄの出力によりトランジスタ６
ｃ，６ｄを夫々駆動する構成である。
【００４７】この場合、トランジスタ６ｃは二次巻線５
ｂの巻き始めと平滑回路７のコイル７ａとの間に挿入さ
れ、補助巻線の巻き始めの電圧により駆動される。ま
た、トランジスタ６ｄは平滑回路７の入力の両端に接続
されており、補助巻線５ｄの巻き終わりの電圧により駆
動される。回路の動作は図３のそれと同一である。
ｂの巻き始めと平滑回路７のコイル７ａとの間に挿入さ
れ、補助巻線の巻き始めの電圧により駆動される。ま
た、トランジスタ６ｄは平滑回路７の入力の両端に接続
されており、補助巻線５ｄの巻き終わりの電圧により駆
動される。回路の動作は図３のそれと同一である。
【００４８】図３，４の回路では、二次側整流素子とし
てダイオードより導通損失の少ないトランジスタを使用
しており、図１の回路より更にスイッチング電源の効率
改善が可能である。
てダイオードより導通損失の少ないトランジスタを使用
しており、図１の回路より更にスイッチング電源の効率
改善が可能である。
【００４９】図５は本発明の別の実施例の回路図であ
り、図１，３，４と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子として抵抗を使用している。この抵抗の値を調整する
ことにより、トランジスタ６ｃ，６ｄの各端子間のリン
ギングを抑えることができる。
り、図１，３，４と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子として抵抗を使用している。この抵抗の値を調整する
ことにより、トランジスタ６ｃ，６ｄの各端子間のリン
ギングを抑えることができる。
【００５０】図６は本発明の更に別の実施例の回路図で
あり、図１，３〜５と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子として抵抗及びダイオードの並列回路を使用してい
る。これにより、トランジスタ６ｃ，６ｄのターンオフ
を早めることが可能となる。
あり、図１，３〜５と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子として抵抗及びダイオードの並列回路を使用してい
る。これにより、トランジスタ６ｃ，６ｄのターンオフ
を早めることが可能となる。
【００５１】図７は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図１，３〜６と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子としてコンデンサを使用している。これにより、トラ
ンジスタ６ｃ，６ｄの駆動電圧を交流とすることがで
き、トランジスタ６ｃ，６ｄの動作速度がより早くな
る。また、コンデンサの容量を調整することにより、駆
動電圧値を調整することができる。
り、図１，３〜６と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、トランジスタ６ｃ，６ｄのゲート駆動素
子としてコンデンサを使用している。これにより、トラ
ンジスタ６ｃ，６ｄの駆動電圧を交流とすることがで
き、トランジスタ６ｃ，６ｄの動作速度がより早くな
る。また、コンデンサの容量を調整することにより、駆
動電圧値を調整することができる。
【００５２】図５〜７の各回路のトランジスタ駆動素子
により、これ等トランジスタ６ｃ，６ｄを最適に駆動で
きるので、更にスイッチング電源の効率改善が図れる。
により、これ等トランジスタ６ｃ，６ｄを最適に駆動で
きるので、更にスイッチング電源の効率改善が図れる。
【００５３】図５〜７の二次側整流用トランジスタの駆
動素子の各例を図４の回路に適用しても良いものであ
る。
動素子の各例を図４の回路に適用しても良いものであ
る。
【００５４】図８は本発明の更に他の実施例を示す回路
図であり、上記各図と同等部分は同一符号にて示す。本
例では、主トランス５の二次側５ｂに中間タップを設
け、整流素子としてダイオード６ａ，６ｂを使用した場
合の例を示す。
図であり、上記各図と同等部分は同一符号にて示す。本
例では、主トランス５の二次側５ｂに中間タップを設
け、整流素子としてダイオード６ａ，６ｂを使用した場
合の例を示す。
【００５５】図８では、スイッチング電源回路の一次側
は図１と同様の構成であり、二時側は、主トランス５の
二次巻線５ｂの巻き始めをダイオード６ａのアノードに
接続し、主トランス５の二次巻線５ｂの巻き終わりをダ
イオード６ｂのアノードに接続し、ダイオード６ａのカ
ソードとダイオード６ｂのカソードを接続し、コイル７
ａの一端をダイオード６ａのカソードに接続し、コイル
７ａの他端をコンデンサ７ｂの一端に接続し、コンデン
サ７ｂの他端を主トランス５の二次巻線５ｂの中間タッ
プに接続し、コンデンサ７ｂの両端に負荷抵抗８を接続
する。
は図１と同様の構成であり、二時側は、主トランス５の
二次巻線５ｂの巻き始めをダイオード６ａのアノードに
接続し、主トランス５の二次巻線５ｂの巻き終わりをダ
イオード６ｂのアノードに接続し、ダイオード６ａのカ
ソードとダイオード６ｂのカソードを接続し、コイル７
ａの一端をダイオード６ａのカソードに接続し、コイル
７ａの他端をコンデンサ７ｂの一端に接続し、コンデン
サ７ｂの他端を主トランス５の二次巻線５ｂの中間タッ
プに接続し、コンデンサ７ｂの両端に負荷抵抗８を接続
する。
【００５６】負荷抵抗８を流れる負荷電流は、主スイッ
チ４がオンの時二次巻線５ｂの巻き始め→ダイオード６
ａ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの中間タッ
プ→二次巻線５ｂの巻き始めのルートで流れ、主スイッ
チ４がオフの時二次巻線５ｂの巻き終わり→ダイオード
６ｂ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの中間タ
ップ→二次巻線５ｂの巻終わりのルートで流れる。
チ４がオンの時二次巻線５ｂの巻き始め→ダイオード６
ａ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの中間タッ
プ→二次巻線５ｂの巻き始めのルートで流れ、主スイッ
チ４がオフの時二次巻線５ｂの巻き終わり→ダイオード
６ｂ→コイル７ａ→負荷抵抗８→二次巻線５ｂの中間タ
ップ→二次巻線５ｂの巻終わりのルートで流れる。
【００５７】平滑回路７の一入力端Ａでの波形が図９に
示されている。
示されている。
【００５８】図１１は本発明の別の実施例の回路図であ
り、図８の例と同じく二次側に中間タップを設け、整流
ダイオードの代りにトランジスタ６ｃ，６ｄを用いた例
である。スイッチング電源回路の一次側は図１と同様の
構成であり、二次側は、二次巻線５ｂの巻き始めをトラ
ンジスタ６ｄのドレインとトランジスタ６ｃのゲートに
接続し、二次巻線５ｂの巻き終わりをトランジスタ６ｃ
のドレインとトランジスタ６ｄのゲートに接続し、トラ
ンジスタ６ｄのソースとトランジスタ６ｃのソースを接
続し、コイル７ａの一端を二次巻線５ｂの中間タップに
接続し、コイル７ａの他端をコンデンサ７ｂの一端に接
続し、コンデンサ７ｂの他端をトランジスタ６ｃのソー
スに接続し、コンデンサ７ｂの両端に負荷抵抗８を接続
する。
り、図８の例と同じく二次側に中間タップを設け、整流
ダイオードの代りにトランジスタ６ｃ，６ｄを用いた例
である。スイッチング電源回路の一次側は図１と同様の
構成であり、二次側は、二次巻線５ｂの巻き始めをトラ
ンジスタ６ｄのドレインとトランジスタ６ｃのゲートに
接続し、二次巻線５ｂの巻き終わりをトランジスタ６ｃ
のドレインとトランジスタ６ｄのゲートに接続し、トラ
ンジスタ６ｄのソースとトランジスタ６ｃのソースを接
続し、コイル７ａの一端を二次巻線５ｂの中間タップに
接続し、コイル７ａの他端をコンデンサ７ｂの一端に接
続し、コンデンサ７ｂの他端をトランジスタ６ｃのソー
スに接続し、コンデンサ７ｂの両端に負荷抵抗８を接続
する。
【００５９】負荷抵抗８を流れる負荷電流は、主スイッ
チ４がオンの時二次巻線５ｂの中間タップ→コイル７ａ
→負荷抵抗８→トランジスタ６ｃ→二次巻線５ｂの巻き
終わり→二次巻線５ｂの中間タップのルートで流れ、主
スイッチ４がオフの時二次巻線５ｂの中間タップ→コイ
ル７ａ→負荷抵抗８→トランジスタ６ｄ→二次巻線５ｂ
の巻き始め→二次巻線５ｂの中間タップのルートで流れ
る。
チ４がオンの時二次巻線５ｂの中間タップ→コイル７ａ
→負荷抵抗８→トランジスタ６ｃ→二次巻線５ｂの巻き
終わり→二次巻線５ｂの中間タップのルートで流れ、主
スイッチ４がオフの時二次巻線５ｂの中間タップ→コイ
ル７ａ→負荷抵抗８→トランジスタ６ｄ→二次巻線５ｂ
の巻き始め→二次巻線５ｂの中間タップのルートで流れ
る。
【００６０】平滑回路７の入力には、主スイッチ４がオ
ンの時はＶin・（ＮS ／２）／（ＮP1＋ＮP2）の直流電
圧が印加され、主スイッチ４がオフの時は一次側のアク
ティブクランプ回路によりほぼ直流に近似された（ＶC1
＋ＶC2）・（ＮS ／２）／（ＮP1＋ＮP2）の電圧が印加
されるため、平滑回路７にはほぼ直流が入力されている
と考えて良い（図１の場合は平滑回路７には矩形波電圧
が入力される）。従って、平滑回路７が小型化できる
（コイル７ａのインダクタンスが小さくできる）。
ンの時はＶin・（ＮS ／２）／（ＮP1＋ＮP2）の直流電
圧が印加され、主スイッチ４がオフの時は一次側のアク
ティブクランプ回路によりほぼ直流に近似された（ＶC1
＋ＶC2）・（ＮS ／２）／（ＮP1＋ＮP2）の電圧が印加
されるため、平滑回路７にはほぼ直流が入力されている
と考えて良い（図１の場合は平滑回路７には矩形波電圧
が入力される）。従って、平滑回路７が小型化できる
（コイル７ａのインダクタンスが小さくできる）。
【００６１】尚、本例においても、平滑回路の入力Ａで
の波形は図９の如くなる。
の波形は図９の如くなる。
【００６２】図５〜７の二次側整流用トランジスタの駆
動素子を図１０の回路に適用しても良い。
動素子を図１０の回路に適用しても良い。
【００６３】図１１では、主トランス一次巻線の途中に
複数のタップを設け、主スイッチに同期して動作する補
助スイッチとコンデンサの直列回路を複数有し、これ等
の直列回路を夫々一次巻線の一端とタップ間、または一
次巻線のタップとタップ間に接続している。
複数のタップを設け、主スイッチに同期して動作する補
助スイッチとコンデンサの直列回路を複数有し、これ等
の直列回路を夫々一次巻線の一端とタップ間、または一
次巻線のタップとタップ間に接続している。
【００６４】これ等の全ての補助スイッチは全て同じタ
イミングでオンオフさせる。電源回路の入力電圧が高い
場合でも、図１１の回路を用いれば補助スイッチに低耐
圧品が使用できる。
イミングでオンオフさせる。電源回路の入力電圧が高い
場合でも、図１１の回路を用いれば補助スイッチに低耐
圧品が使用できる。
【００６５】
【発明の効果】本発明の効果は、補助スイッチに従来回
路と比較して耐圧の低い部品が使用でき、従って５Ｖ駆
動の補助スイッチ、寄生容量の小さい補助スイッチ（動
作速度の速い補助スイッチ）が使用できるため、アクテ
ィブクランプ回路の駆動損失及びスイッチング損失を低
減し、また、電源回路の制御範囲を広くとる（主スイッ
チと補助スイッチが共にオフの期間を短くする）ことが
できる。
路と比較して耐圧の低い部品が使用でき、従って５Ｖ駆
動の補助スイッチ、寄生容量の小さい補助スイッチ（動
作速度の速い補助スイッチ）が使用できるため、アクテ
ィブクランプ回路の駆動損失及びスイッチング損失を低
減し、また、電源回路の制御範囲を広くとる（主スイッ
チと補助スイッチが共にオフの期間を短くする）ことが
できる。
【００６６】その理由は、本発明のスイッチング電源回
路は、主トランス一次巻線の途中にタップを設け、主ス
イッチに同期して動作する補助スイッチとコンデンサの
直列回路を主トランス一次巻線の巻き始めと主トランス
一次巻線の途中のタップ間に接続し、また主スイッチに
同期して動作する別の補助スイッチとコンデンサの直列
回路を主トランス一次巻線の巻き終わりと主トランス一
次巻線の途中のタップ間に接続しているため、補助スイ
ッチの耐圧が従来回路より小さくなるからである。
路は、主トランス一次巻線の途中にタップを設け、主ス
イッチに同期して動作する補助スイッチとコンデンサの
直列回路を主トランス一次巻線の巻き始めと主トランス
一次巻線の途中のタップ間に接続し、また主スイッチに
同期して動作する別の補助スイッチとコンデンサの直列
回路を主トランス一次巻線の巻き終わりと主トランス一
次巻線の途中のタップ間に接続しているため、補助スイ
ッチの耐圧が従来回路より小さくなるからである。
【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図２】図１の回路の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図５】本発明の第４の実施例の回路図である。
【図６】本発明の第５の実施例の回路図である。
【図７】本発明の第６の実施例の回路図である。
【図８】本発明の第７の実施例の回路図である。
【図９】図７の回路の一部動作波形図である。
【図１０】本発明の第８の実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第９の実施例の一部回路図である。
【図１２】従来のスイッチング電源回路の回路図であ
る。
る。
【図１３】図１２の回路の動作を示す波形図である。
１ 入力直流電源 ２，３ アクティブクランプ回路 ４ 主スイッチ ５ 主トランス ６ 整流回路 ７ 平滑回路 ８ 負荷
Claims (9)
- 【請求項１】 トランスと、このトランスの一次巻線に
入力直流電源の供給制御をなす主スイッチング素子と、
前記トランスの二次巻線の誘起電圧を整流する整流手段
と、この整流出力を平滑化して負荷へ供給する平滑手段
とを含むスイッチング電源回路であって、 前記トランスの一次巻線に設けられた中間タップと、 前記中間タップと前記一次巻線の一端及び他端との間に
夫々設けられたコンデンサ及び補助スイッチング素子に
よる第１及び第２の直列回路と、 前記主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子と
のオンオフを略相補的に制御する制御手段と、を含むこ
とを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記中間タップは複数設けられており、
これ等複数の中間タップ間に夫々設けられたコンデンサ
及び補助スイッチング素子による複数の直列回路を更に
含むことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
回路。 - 【請求項３】 前記整流手段は、ダイオード整流回路で
あることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチ
ング電源回路。 - 【請求項４】 前記整流手段は、トランジスタ整流回路
であることを特徴とする請求項１または２記載のスイッ
チング電源回路。 - 【請求項５】 前記トランジスタ整流回路を構成する整
流トランジスタは、前記トランスの二次巻線の出力によ
り駆動されるようにしたことを特徴とする請求項４記載
のスイッチング電源回路。 - 【請求項６】 前記整流トランジスタは、前記二次巻線
の出力により抵抗を介して駆動されるようにしたことを
特徴とする請求項５記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項７】 前記整流トランジスタは、前記二次巻線
の出力により抵抗及びダイオードの並列回路を介して駆
動されるようにしたことを特徴とする請求項５記載のス
イッチング電源回路。 - 【請求項８】 前記整流トランジスタは、前記二次巻線
の出力によりコンデンサを介して駆動されるようにした
ことを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源回路 - 【請求項９】 前記トランスは補助巻線を有し、前記前
記トランジスタ整流回路を構成する整流トランジスタ
は、この補助巻線の出力により駆動されるようにしたこ
とを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9167810A JPH1118426A (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9167810A JPH1118426A (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118426A true JPH1118426A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15856533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9167810A Pending JPH1118426A (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118426A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1997
- 1997-06-25 JP JP9167810A patent/JPH1118426A/ja active Pending
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