ES2435841T3

ES2435841T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Info

Publication number: ES2435841T3
Application number: ES11171316T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2009-01-23
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2013-12-23
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: PL2387194T3; KR20170005181A; CN102292982B; CN102292982A; ATE519310T1; EP2388967B1; ES2374135T3; KR20110104570A; PL2388967T3; KR20160084495A; DK2387194T3; KR101695824B1; KR20150052362A; CN104780020A; PT2388967E; EP2388967A2; SI2387194T1; KR101596850B1; KR101570355B1; KR101556169B1

Abstract

Un aparato para transmitir datos de difusión, el aparato que comprende: medios de codificación BCH para codificar a BCH datos de señalización de la Capa 1; medios de codificación LDPC (702-L1) para codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados aBCH y generar al menos un bit de paridad LDPC; medios de perforación para realizar una perforación en el bit de paridad LDPC generado de los datos deseñalización de la Capa 1; medios de intercalado de bits (704-L1) para intercalar bits en los datos de señalización de la Capa 1 con perforaciónrealizada; medios de demultiplexación para demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; medios de mapeado QAM (704-L1) para mapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1demultiplexados; medios de intercalado en el tiempo (708-L1) para intercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1mapeados en constelación con una profundidad de intercalado en el tiempo; medios de formación de tramas (711) para formar una trama de señal que incluye los datos de señalización de laCapa 1 intercalados en el tiempo y al menos un segmento de datos; caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información para señalizar elsegmento de datos, en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datosempieza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información deltipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, siendo el tipo de PLP uno de PLPcomún, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datoscompartidos por múltiples PLP, y en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupode PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupado.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Antecedentes de la invención

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

A medida que la tecnología digital de difusión se ha desarrollado, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y un alto rendimiento de hardware, se proporcionará un entorno mejor a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios para los usuarios, así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C se ha desplegado en más de 50 millones de sintonizadores por cable en todo el mundo. En línea con los otros sistemas de DVB de segunda generación, DVB-C2 utiliza una combinación de códigos de Comprobación de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Corrección de Error sin Canal de Retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5 dB de relación portadora a ruido sobre DVB-C. Esquemas apropiados de intercalado de bits optimizan la robustez general del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP son multiplexados en un segmento de datos. El intercalado de dos dimensiones (en el dominio de tiempo y de frecuencia) se aplica a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto del deterioro de ráfaga y la interferencia de frecuencia selectiva tal como la entrada de una única frecuencia.

Con el desarrollo de estas tecnologías digitales de radiodifusión, se aumenta un requisito para un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y se aumentan gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. El proyecto DVB “Frame structure channel coding and modulation for a second generation terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, Difusión de Vídeo Digital (en línea) junio de 2008 () describe técnicas de codificación de canal de estructura de trama para sistemas de difusión.

Compendio de la invención

En consecuencia, la presente invención se dirige a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que sustancialmente obvia uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Otro objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la capacidad de corrección de errores de bits que configuran un servicio.

Las ventajas, objetos y rasgos adicionales de la invención se expondrán en parte en la descripción que sigue y en parte serán evidentes a los expertos en la técnica tras el examen de lo que sigue. Los objetivos y otras ventajas de la invención se pueden realizar y alcanzar mediante la estructura particularmente señalada en la descripción escrita y las reivindicaciones de la misma así como por los dibujos adjuntos.

Para lograr los objetivos, un primer aspecto de la presente invención proporciona un aparato para transmitir datos de difusión, el aparato que comprende: medios de codificación a BCH para codificar a BCH los datos de señalización de la Capa 1; medios de codificación a LDPC para codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados a BCH y generar al menos un bit de paridad LDPC; medios de perforación para realizar perforación en el bit de paridad LDPC generado de los datos de señalización de la Capa 1; medios de intercalado de bits para intercalar bits en los datos de señalización de la Capa 1 realizada la perforación; medios de demultiplexación para demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; medios de mapeado QAM para mapear de constelación los datos de señalización de la Capa 1 demultiplexados; medios de intercalado en el tiempo para intercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1 mapeados en constelación con una profundidad de intercalado en el tiempo; medios de formación de trama para formar una trama de señal que incluye los datos de señalización de la Capa 1 intercalados en el tiempo y al menos un segmento de datos; caracterizado por que en donde los datos de señalización de Capa 1 incluyan información para señalizar el segmento de datos, en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos comienza y termina en posiciones

de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, el tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupados y PLP de datos normales, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupados.

En otro aspecto, la presente invención proporciona un método para transmitir datos de difusión, el método que comprende: codificar a BCH datos de señalización de la Capa 1; codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados a BCH y generar al menos un bit de paridad LDPC; realizar perforación en el bit de paridad LDPC generado de los datos de señalización de la Capa 1; intercalar bits en los datos de señalización de la Capa 1 realizada la perforación; demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; mapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1 demultiplexados; intercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1 mapeados en constelación con una profundidad de intercalado en el tiempo; formar una trama de señal que incluye los datos de señalización de la Capa 1 intercalados en el tiempo y al menos un segmento de datos; caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyan información para señalizar el segmento de datos, en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos comienza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, el tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupados y PLP de datos normales, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupados.

Un aspecto adicional de la presente invención proporciona un aparato para recibir datos de difusión, el aparato que comprende: medios de análisis sintáctico de tramas para analizar sintácticamente una trama de señal que incluye datos de señalización de la Capa 1 y al menos un segmento de datos y sacar los datos de señalización de la Capa 1; medios de desintercalado en el tiempo para desintercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1; medios de demapeado QAM para demapear de constelación los datos de señalización de la Capa 1 deintercalados en el tiempo; medios de multiplexación para multiplexar los datos de señalización de la Capa 1 demapeados en constelación; medios de desintercalado en el tiempo para desintercalar bits de los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados; medios de perforación para realizar desperforación en los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; medios de decodificación a LDPC para decodificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 en los que se realiza la desperforación; y medios para decodificar a BCH para decodificar a BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificada a LDPC, caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyan información para señalizar el segmento de datos, en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos comienza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, el tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupados y PLP de datos normales, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupados.

Aún un aspecto adicional de la presente invención proporciona un método para recibir datos de difusión, el método que comprende: analizar sintácticamente una trama de señal que incluye datos de señalización de la Capa 1 y al menos un segmento de datos y sacar los datos de señalización de la Capa 1; desintercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1; demapear de constelación los datos de señalización de la Capa 1 deintercalados en el tiempo; multiplexar los datos de señalización de la Capa 1 demapeados en constelación; desintercalar bits de los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados; realizar desperforación en los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; decodificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 en los que se realiza la desperforación; y decodificar a BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificada a LDPC, caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyan información para señalizar el segmento de datos, en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos comienza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, el tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupados y PLP de datos normales, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupados.

Una realización de la invención se refiere a un sistema de transmisión digital y método de señalización de la capa física. Otra realización de la invención se refiere a la Modulación de Amplitud en Cuadratura (QAM), en concreto, una combinación de una QAM modificada que usa Código Gray Reflejado Binario (BRGC) y una modificación que usa modulación no uniforme para una modulación eficiente.

Aún otra realización de la invención se refiere a un patrón piloto disperso eficiente y una estructura de preámbulo para estimación de canal y a una estructura de decodificador para realizar el patrón piloto disperso eficiente y estructura de preámbulo en un sistema donde se mejora la eficiencia espectral utilizando unión de canales.

En concreto, la realización se refiere a una estructura de preámbulo para la mejora de la ganancia de codificación aumentando la eficiencia espectral y un receptor para una decodificación eficiente. Además, se describen patrones piloto dispersos que pueden ser usados en la estructura de preámbulo, y una estructura de receptor. Usando el patrón piloto sugerido, es posible decodificar la señal de L1 transmitida en el preámbulo en una posición de ventana de sintonizador aleatoria, sin usar información en la información de unión de canales.

Aún otra realización de la invención se refiere a señalización de L1 optimizada para reducir la sobrecarga de señalización en el sistema de unión de canales y una estructura de receptor eficiente.

Aún otra realización de la invención se refiere a una estructura de bloque de L1 que puede maximizar la eficiencia espectral sin perforación, es decir, sin deteriorar el rendimiento.

Una realización de la invención se refiere a una estructura para señalización de L1, con una sobrecarga minimizada

o una estructura de bloque de L1 adaptativa para eficiencia espectral aumentada en un entorno de unión de canales. La estructura es capaz de adaptarse a un bloque de L1 que puede variar dependiendo de la estructura de unión de canales o el entorno del canal de transmisión.

Una realización de la invención se refiere a una estructura de intercalado apropiada para un sistema de unión de canales. La estructura de intercalado sugerida puede permitir decodificar un servicio requerido por el usuario en una posición de ventana de sintonizador aleatoria.

Aún otra realización de la invención se refiere a transmitir información de tipos de segmento de datos en una cabecera FECFRAME en un entorno de unión de canales. Los tipos de segmento de datos pueden ser o bien Codificación y Modulación Constante (CCM) o bien Codificación y Modulación Adaptativa/Codificación y Modulación Variable (ACM/MVC). La sobrecarga de señalización de L1 se puede minimizar.

Aún otra realización de la invención se refiere a transmitir parámetros de intercalado en el tiempo de bloque de L1 en una cabecera de un preámbulo. Además, se sugiere un mecanismo de protección para asegurar la robustez para la señalización.

Aún otra realización de la invención se refiere a una estructura de cabecera que puede transmitir información del tamaño de L1 de la señalización de L1 que se transmite en un preámbulo y parámetro de intercalado en el tiempo en una forma de L1 previa.

Aún otra realización de la invención se refiere a una estructura de intercalado en el tiempo eficiente de bloque de L1.

Aún otra realización de la invención se refiere a un método de direccionamiento que puede reducir una sobrecarga de dirección de PLP en la estructura de señalización de L1.

Aún otra realización de la invención se refiere a un intercalado en el tiempo que puede tener una profundidad de intercalado completa en un entorno de ruido de ráfaga.

Aún otra realización de la invención se refiere a preámbulos de intercalado en el tiempo que pueden tener una profundidad de intercalado completa.

Aún otra realización de la invención se refiere a un desintercalador eficiente que puede reducir la memoria requerida para el desintercalado a la mitad a través de realizar desintercalado de símbolo usando un almacenador temporal único de 2-D.

Aún otra realización de la invención se refiere a una arquitectura de receptor de un sistema OFDM que usa segmento de datos.

Aún otra realización de la invención se refiere a métodos de intercalado en el tiempo y desintercalado en el tiempo para el preámbulo. Intercalando preámbulos excluyendo los pilotos, se pueden maximizar los efectos del intercalado en el tiempo y en la frecuencia y se puede minimizar la memoria requerida para desintercalar.

Aún otra realización de la invención se refiere a los campos de la señalización y la estructura de la cabecera de la cabecera de L1 que se transmiten en símbolos de preámbulo.

Aún otra realización de la invención se refiere a una señalización de L1 y un receptor que usa la señalización de L1 para una difusión por cable eficiente.

Descripción de las realizaciones preferidas

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran una(s) realización(es) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura -64 (QAM) que se usa en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un método de Código Gray Reflejado Binario (BRGC). La Fig. 3 es una salida cerca a Gaussiana modificando una 64-QAM usada en DVB-T. La Fig. 4 es una distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC. La Fig. 5 es las características en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un método de modificación de la QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC. Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC. Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (0 ~ 511). Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (512 ~ 1023). Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (1024 ~ 1535). Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un par reflejado de BRGC (1536 ~ 2047). Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (2048 ~ 2559). Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par reflejado de BRGC (2560 ~ 3071). Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada utilizando un Par reflejado de BRGC (3072 ~ 3583). Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada utilizando un Par reflejado de BRGC (3584 ~ 4095). La Fig. 32 es un ejemplo de mapeo de bits de QAM modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una información que se puede incluir en banda base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicar varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende el preámbulo para la señalización de L1 y símbolo de datos

para los datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrada en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre el símbolo de datos y el preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de la estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de decodificación de preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura del preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de la Estructura de preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en un receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de programa de analizador sintáctico de trama. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es el resultado de simulación de la estructura L1 y preámbulo. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolo. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de

FECFRAME en la Inserción de Cabecera de ModCod (307) en la ruta de datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 3. La Fig. 77 está mostrando una estructura de cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada. La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una trama de transmisión y una estructura de trama FEC. La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1. La Fig. 83 está mostrando un intercalado en el tiempo de L1. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extraer información de modulación y código.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de la señalización de L1 previa.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en un

preámbulo.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera aumento de potencia.

La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de extraer información de modulación y código.

La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa.

La Fig. 92 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa.

La Fig. 93 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo de ruta de señalización de L1.

La Fig. 95 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama.

La Fig. 96 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama.

La Fig. 97 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama.

La Fig. 98 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 99 es un ejemplo de intercalador de símbolos.

La Fig. 100 está mostrando un rendimiento de intercalado del intercalador en el tiempo de la Fig. 99.

La Fig. 101 es un ejemplo de intercalador de símbolos.

La Fig. 102 está mostrando un rendimiento de intercalado del intercalador en el tiempo de la Fig. 101.

La Fig. 103 es un ejemplo de desintercalador de símbolos.

La Fig. 104 es otro ejemplo de intercalador de tiempo.

La Fig. 105 es un resultado de intercalado usando el método mostrado en la Fig. 104.

La Fig. 106 es un ejemplo de método de direccionamiento de la Fig. 105.

La Fig. 107 es otro ejemplo de intercalado en el tiempo de L1.

La Fig. 108 es un ejemplo de desintercalador de símbolos.

La Fig. 109 es otro ejemplo de desintercalador.

La Fig. 110 es un ejemplo de desintercalador de símbolos.

La Fig. 111 es un ejemplo de direcciones de fila y columna para desintercalar en el tiempo.

La Fig. 112 muestra un ejemplo de intercalado general de bloques en un dominio de símbolo de datos donde no se

usan pilotos. La Fig. 113 es un ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 114 es un ejemplo de un receptor OFDM que usa segmento de datos. La Fig. 115 es un ejemplo de intercalador en el tiempo y un ejemplo de desintercalador en el tiempo. La Fig. 116 es un ejemplo de formación de símbolos OFDM. La Fig. 117 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 118 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 119 es un ejemplo de una estructura de preámbulo en un transmisor y un ejemplo de un proceso en un

receptor.

La Fig. 120 es un ejemplo de un proceso en un receptor para obtener L1_XFEC_FRAME a partir del preámbulo.

La Fig. 121 es un ejemplo de una estructura de preámbulo en un transmisor y un ejemplo de un proceso en un receptor. La Fig. 122 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 123 es un ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 124 es un ejemplo de un receptor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 125 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 126 es un ejemplo de un Desintercalador en el Tiempo (TDI). La Fig. 127 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 128 es un ejemplo de flujo de intercalado y desintercalado en el tiempo de preámbulo. La Fig. 129 es un parámetro de profundidad de Intercalado en el Tiempo en la señalización de cabecera de L1. La Fig. 130 es un ejemplo de una señalización de cabecera de L1, estructura de L1, y un método de relleno. La Fig. 131 es un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 132 es un ejemplo de dslice_ti_depth. La Fig. 133 es un ejemplo de dslice_type. La Fig. 134 es un ejemplo de plp_type. La Fig. 135 es un ejemplo de Plp_payload_type. La Fig. 136 es un ejemplo de Plp_modcod. La Fig. 137 es un ejemplo de GI. La Fig. 138 es un ejemplo de PAPR. La Fig. 139 es un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 140 es un ejemplo de plp_type.

Descripción de las realizaciones preferidas

Se hará ahora referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos para referirse a las partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir mediante el aparato de transmisión/recepción de la señal.

Se usa Modulación de Amplitud en Cuadratura (QAM) usando un Código Gray Reflejado Binario (BRGC) como modulación en un entorno de transmisión de difusión donde se usa Modulación Codificada de Intercalada con Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bit se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bit (es decir, código reflejado) a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera de BRGC de (n-1) bit original, y añadiendo unos a una parte delantera de código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica un BRGC a una QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más cercanamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más cercanamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes pueden ser denominadas como regla de mapeo de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto frente al ruido blanco Gaussiano aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas por un transmisor se puede hacer cerca a una distribución Gaussiana. Para ser capaz de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cerca a Gaussiana modificando una 64-QAM utilizada en DVB-T. Tal constelación puede ser denominada como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM no uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de 64, 256, o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, una QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de probabilidad idéntica y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, se puede hacer una constelación que tiene una distribución Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recientemente definida se puede definir como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de la modificación de las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y mapeando los puntos de constelación previos a las coordenadas recientemente definidas. En el caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj apropiadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar una QAM usando BRGC usando características de BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre Pares reflejados en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características de la QAM donde existe un par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el Par reflejado existe en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando los Pares reflejados existentes en QAM, se puede reducir la potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia euclideana mínima en la constelación. Cuando esta QAM modificada se aplica a sistemas de difusión o de comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de una QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar una QAM usando un Par reflejado de BRGC. En primer lugar, necesita que ser encontrado un punto objetivo que tiene la potencia más alta entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son los puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que aún no está tomado por otros puntos) que tenga la potencia más baja entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es más pequeña, el punto objetivo se mueve hasta el punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcance un mínimo mientras que se mantiene la regla de mapeo de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Los valores de Gray mapeados corresponden a las Fig. 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permiten una optimización de potencia idéntica. Esto se debe a que un punto objetivo se puede mover a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64/256/1024/4096-QAM, sino también a un QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de mapeo de bits de QAM modificada donde 256-QAM se modifica utilizando un BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran mapeos de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos designados como círculos rellenos representan mapeos de unos y los puntos designados como círculos en blanco representan mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit está mapeado como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se mapean los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bits usando solamente los ejes I y Q como la QAM convencional, excepto para un bit que es próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se pueden implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores I como Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a LLR aproximada, LLR exacta, o decisión difícil.

Usando QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior, donde se usa una CDF Gaussiana, se puede modificar Pj para adaptarse a la MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM donde un número de puntos que corresponden a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponde al valor de orden j de la

PAM se define como nj en una MQAM donde existen un total de M puntos de la constelación, entonces Pj se puede definir como sigue:

Usando la Pj recientemente definida, la MQAM se puede transformar en una constelación no-uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar las características de los receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto al ruido que la NU-QAM anterior. Para un sistema de transmisión de difusión más eficiente, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto al ruido usando MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con tasa de código alta y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede dejar a un receptor tener información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y una clase de modulación usada actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (Encapsulación General de Flujo). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la programación de un módulo de BICM 102. El módulo de BICM 102 puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador de trama 103 puede formar tramas añadiendo información de señalización de la capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar la modulación en los símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar diversos procesos para la conversión de señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo de MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante un preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán de forma independiente. Cada uno de estos flujos pueden ser o bien una trama de TS completa que incluye componentes de múltiples servicios o una trama de TS mínima que incluye una componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de campo de datos máxima de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo de sincronización de flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), a fin de garantizar tasas de bits y retardo constantes extremo a extremo.

A fin de permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante los compensadores de retardo 204-1~n considerando los parámetros de intercalado de los datos de PLP en un grupo y los PLP comunes correspondientes. Los módulos de eliminación de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando un paquete nulo insertado para el caso de servicio de VBR (tasa variable de bit). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de la trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir una cabecera de trama en BB a la parte inicial de la trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo fusionador/segmentador 208 puede realizar el segmentado de trama en BB de cada PLP, fusionando las tramas en BB a partir de múltiples PLP, y programar cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo fusionador/segmentador 208 puede sacar información de señalización de L1 que se refiere a la asignación de PLP en la trama. Por último, un módulo codificador en BB 209 puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados de la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra la ruta de datos y la Fig. 37b muestra la ruta de L1 del módulo BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para evitar el error de ráfaga. El módulo intercalador externo 302 se puede omitir si la BICM es específica para DVB-C2. Un módulo demultiplexor de bit 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit sacado del módulo intercalador interno 304. Un módulo mapeador de símbolo 306 puede mapear flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC antes mencionado para mejorar el rendimiento, una NU-QAM que usa modulación no uniforme, o una NU-MQAM que usa modulación no uniforme aplicada a BRGC para mejora del rendimiento. Para construir un sistema que es más robusto frente al ruido, se pueden considerar las combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación. En este momento, el módulo mapeador de símbolo 306 puede usar una constelación adecuada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de usar solamente NU-MQAM a una tasa de código baja para una implementación del sistema simplificada. El Caso 2 muestra un ejemplo de usar una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación apropiada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de los casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar una información de realimentación de Codificación y modulación adaptativa (ACM)/Codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de los parámetros usados en la codificación y la modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de Tipo de modulación/Tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bits) - LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta a 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo intercalador de símbolo 308 puede realizar el intercalado en el dominio de símbolo para obtener efectos de intercalado adicionales. Procesos similares realizados en la ruta de datos se pueden realizar en la ruta de señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ~ 308-1). En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para el código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar en los bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación LDPC en tantos bits cero requeridos para codificar LDPC puedan ser rellenados (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados de ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, los ceros se pueden eliminar (303c) y para flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en secuencias originales y sacar (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para la señalización de L1 y símbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que los símbolos de datos y preámbulo se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden un tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y un tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para un tipo 0 de PLP, se transmite información tal como la modulación, el tipo de FEC, y la tasa de código de FEC en el preámbulo (ver la Fig. 42 Inserción de cabecera de trama 401). Para un tipo 1 de PLP, la información correspondiente se puede transmitir en la cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 Inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de los tipos de PLP, se puede reducir la sobrecarga de ModCod en un 3 ~ 4% de una tasa de transmisión total, para un tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modificación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la FIG. 63 puede extraer información sobre la modulación y tasa de código de FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación BICM. Para un PLP de modulación/codificación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la FIG. 64 se pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la decodificación BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón Piloto (2 bits)

*: identificación de sistema digital (16 bits)

*: identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud supertrama (16 bits) -número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP Identificación de PLP (8 bits) Identificación de unión de canales (4 bits) Inicio de PLP (9 bits) Tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros Tipo de carga útil de PLP (5 bits) Tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable si tipo de MC == modulación y codificación fija

Tipo de FEC (1 bits) - LDPC larga o corta Tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM;

fin si; Número de canales de muesca (2 bits) para cada muesca

Inicio de muesca (9 bits)

Anchura de muesca (9 bits) fin para; Anchura de PLP (9 bits) – número máximo de bloques de FEC de PLP Tipo de intercalado en el tiempo de PLP (2 bits)

final para,

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canales para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, se requiere información tal como el identificador de la PLP, el identificador de unión de canales, y la dirección de inicio del PLP para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modificación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de muesca para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Muesca y su anchura, puede llegar a ser innecesaria la decodificación de las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con las posiciones piloto preámbulo, puede darse una estructura piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una única banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, las bandas de guarda se pueden eliminar, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar en gran medida. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza la exploración inicial de canales.

Existen patrones piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para interpolación solamente en frecuencia. El PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y el PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La interpolación en el tiempo adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición inicial de canales. Además, las posiciones piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones SP y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. Los pilotos de preámbulo también se podrían usar para interpolación en el tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con la correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones piloto también se debería mantener para la unión de canales debido a que la estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En concreto, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es de 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a una portadora SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia efectiva x después de la interpolación en el tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fracción de GI es 1/128, se puede usar x=24, y=4, y z=96. Si se usa unión de canales, las posiciones SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canales, un segmento de datos donde el servicio se transmite, se puede determinar sin tener en cuenta la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir comenzar la transmisión a partir de la posición de SP y terminar en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar la interpolación en el tiempo para obtener los pilotos mostrados en las líneas punteadas en la Fig. 43 y realizar la interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los cuales se designan los intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y derecha por separado o realizar interpolaciones solamente en un lado luego realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones piloto ya interpoladas de las que el intervalo es de 12 como punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manera, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canales o una estructura de SP para el mantenimiento de la distancia efectiva x como 12 para evitar una estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para el símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para el símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia SP se mantiene coherente en caso de unión de canales, no habrá ningún problema en la interpolación en frecuencia, pero las posiciones piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo no pueden ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, sin embargo, las posiciones SP utilizadas en la unión de canales y posiciones piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en el entorno de unión de canales. En concreto, una distancia piloto de x=16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad de piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 de GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 de GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia todavía se puede mantener. Las posiciones piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón SP o estructura PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un único canal o unión de canales, se puede proporcionar una distancia piloto efectiva de x=16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de estimación de canal causado por la irregularidad SP

o las posiciones SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición SP irregular para el interpolador en frecuencia y se proporciona una coincidencia entre las posiciones de SP y preámbulo.

En consecuencia, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos en que el único patrón de SP se puede usar tanto para un único canal como unido; puede no ser causada una estructura piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; tanto las posiciones de preámbulo y de piloto SP se pueden mantener coincidentes; se puede mantener la misma densidad piloto que para PP5 y PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolación solamente en frecuencia también se puede conservar.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requisitos tales como que las posiciones piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones SP posibles para la adquisición inicial de canal; el número máximo de portadoras debería ser de 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección de C2; y no se requiere un preámbulo de detección específico como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de trama, se puede modificar la granularidad de posición de segmento de datos a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y se puede no esperar ningún otro problema con respecto a la condición de segmento de datos, condición de ranura Nula etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preámbulo cuando se realiza una interpolación en el tiempo de SP del símbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de la trama.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura de piloto, hay consenso en que las posiciones de los pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras total en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia del piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia, y los bloques de L1 deberían ser siempre decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requisitos adicionales serían que los patrones y las posiciones piloto se deberían repetir en un período de 8 MHz; el desplazamiento correcto de frecuencia portadora se debería estimar sin el conocimiento de unión de canales; y la decodificación de L1 (reordenamiento) es imposible antes de que se compense el desplazamiento en frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo, cuando se utilizan estructuras de preámbulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en un período de 6 MHz. Para la decodificación de L1, se deberían encontrar tanto el desplazamiento en frecuencia como el patrón de cambio preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición arbitraria del sintonizador sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre un valor de cambio de preámbulo y un desplazamiento en frecuencia.

De esta manera, un receptor específicamente para el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar la decodificación de la señal de L1, necesita obtenida una estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente de la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora. En base a la estimación, la ruta de señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se utiliza la estructura de preámbulo, como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en un período de 8 MHz. Para la decodificación de L1, necesita ser encontrada un desplazamiento de frecuencia solamente y puede no ser requerido el conocimiento de unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia de Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra en la Fig. 48, los símbolos de datos y preámbulo están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria una búsqueda de sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible necesite ser obtenido solamente el pico de correlación con la secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de la señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar un desplazamiento de frecuencia portadora desde la posición pico.

La FIG. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya protege en exceso la dispersión del retardo del canal por cable. En el peor de los casos, el rediseño del modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de

piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo

ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 ! s para PP5' y 4

! s para PP7' comparado con 9,3 ! s (PP5) y 4,7 ! s (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en el peor de los casos. Para la posición piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos.

Si se puede ignorar la ruta de retardo de -40 dB, la difusión de retardo real puede llegar a ser 2,5 ! s, 1/64 GI = 7

! s, o 1/128 IG = 3,5 ! s. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor lo bastante bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para la estructuración de un patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrado en la FIG. 48.

La Fig. 50 muestra la estructura piloto dispersa que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo de inserción de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos se alinean a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura piloto común entre símbolos de datos y preámbulo. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar la estimación de canal usando interpolación en los símbolos de datos y preámbulo debido a que puede no darse ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de la ventana que se decide mediante las ubicaciones de segmento de datos. En este momento, usar solamente interpolación en frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión del retardo. Si se realiza interpolación en el tiempo adicionalmente, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

En consecuencia, en el nuevo patrón piloto propuesto, el patrón y la posición de piloto se pueden repetir en base a un período de 8 MHz. Un patrón piloto único se puede utilizar tanto para los símbolos de preámbulo como de datos. La decodificación de L1 puede ser posible siempre sin el conocimiento de unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a las partes en común con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia piloto del patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser incrementada significativamente la complejidad del receptor por patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización de piloto, el período de la PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación de la PRBS se puede restablecer cada 8 MHz, de los cuales el período es de 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 puede ser también coprincipal con 2047; y puede no ser esperado ningún problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo mediante el módulo de IFFT 501. Si es necesario, la relación de potencia pico a promedio (PAPR) se puede reducir en el módulo de reducción de PAPR 502. Para los métodos de PAPR, se puede usar una extensión de constelación activa (ACE) o reserva de tono. El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte del símbolo efectivo OFDM para rellenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar el preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor puede detectar la señal, trama digital y adquirir una adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar una señalización de la capa física tal como un tamaño de FFT (3 bits) y un tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El módulo de inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "siempre decodificable" en cualquier posición arbitraria de ventana de sintonización de 7,61 MHz y no debería darse ninguna pérdida de señal de L1 con independencia de la posición de la ventana del sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en un período de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de unión de canales para cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, el receptor usa un sintonizador como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61, que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 cambiado cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Este reordenamiento es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para el diseño de un preámbulo más optimizado. La estructura del preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6MHz de ancho de banda total de sintonizador de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza plenamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura del preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para eficiencia espectral plena, generada en el módulo de inserción de cabecera de trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en un período de 8 MHz. Un bloque de

L1 completo es aún "siempre decodificable" en cualquier posición de ventana de ajuste arbitraria de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para los símbolos de datos como de preámbulo y exactamente la misma estructura de piloto tanto en el preámbulo como los símbolos de datos puede maximizar la eficiencia espectral. Otros rasgos tales como la propiedad de cambio cíclico y no enviar el bloque de L1 en caso de ningún segmento de datos se pueden mantener sin cambios. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número total de portadoras activas cuando se utiliza un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder con el número de portadoras activas totales (aquí, es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificación de L1, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 de cambio cíclico, recibido a la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque de L1 se reorganiza, un espectro del bloque de L1 reorganizado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que el tamaño original del bloque de L1 es de 8 MHz de ancho de banda.

Una vez que la región en blanco se rellena de ceros, o bien después del desintercalado en el dominio de símbolo mediante el desintercalador de frecuencia r403 en la Fig. 63 o mediante el desintercalador de símbolo r308-1 en la Fig. 64 o bien después del desintercalado en el dominio de bits mediante el demapeador de símbolo r306-1, el multiplexor de bit r305-1, y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando estas estructuras preámbulo, se puede usar el ancho de banda del sintonizador entero, de esta manera se puede aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se puede usar un ancho de banda y una estructura de piloto idénticos para los símbolos de preámbulo y de datos.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se establece como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después del reordenamiento incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tenga símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tengan al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que, el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de banda de radiofrecuencia (RF) de 8MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64, después de realizar solamente desintercalado en el dominio del símbolo.

En consecuencia, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa en que es totalmente compatible con el preámbulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en un período de 8 MHz; el bloque de L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posición de ventana del sintonizador; puede utilizarse el ancho de banda completo del sintonizador para decodificación de L1; la eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; la misma y simple estructura de piloto se puede usar tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir la entrada de señal digital en señal analógica. Después de que el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente (602) y filtra analógicamente (603) se puede transmitir una señal.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de trama r103 puede quitar los pilotos y las cabeceras y permitir la selección de la información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la información de temporización transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo sintonizador/AGC r603 puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo de ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar el inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar la sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación del intervalo de guarda. Para la sincronización en el dominio de la frecuencia, se puede usar una correlación o se puede estimar un desplazamiento a partir de la información de la fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de extracción de preámbulo r504 puede eliminar el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de extracción de GI r503 puede extraer un intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en la señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo de extracción de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de un analizador sintáctico de tramas. Un módulo de extracción de piloto r404 puede extraer un símbolo piloto. Un módulo de desintercalado en frecuencia r403 puede realizar el desintercalado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolo OFDM r402 puede restaurar una trama de datos a partir de los flujos de símbolo transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de extracción de cabecera de trama r401 puede extraer la señalización de la capa física de la cabecera de cada trama transmitida y cabecera eliminada. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La Fig. 64a muestra una ruta de datos y la Fig. 64b muestra una ruta de señalización de L1. Un desintercalador de símbolo r308 puede realizar el desintercalado en el dominio del símbolo. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y poner a disposición los parámetros para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptativa/variable. Un demapeador de símbolo r306 puede demapear flujos de símbolo de entrada en flujos de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un mapeador de símbolo 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se utiliza la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calculan el resto de bits, se puede implementar un demapeador de símbolos eficiente. Este método se puede aplicar a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta, o decisión difícil.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el mapeador de símbolo 306 del transmisor, el demapeador de símbolo r306 del receptor puede obtener una constelación usando la información de capacidad de la constelación y de la tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bit r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bit 305 del transmisor. El desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar los procesos de decodificación correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares realizados en la ruta de los datos se pueden realizar en la ruta de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, como se explica en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de la señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar por separado parte de la información y parte de paridad del código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un relleno de ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador LDPC se pueden generar desperforando la parte perforada. La decodificación LDPC (r304a) se puede realizar en flujos de bits generados, los ceros en la parte de información se pueden extraer y sacar (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la ruta de PLP. Para cada ruta de PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1~n puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador CRC r206-1~n puede realizar la decodificación CRC y poner a disposición tramas en BB fiables para selección. Unos módulos de inserción de paquetes Nulos r205-1~n pueden restaurar paquetes nulos que fueron extraídos para mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos de recuperación de retardos r204-1~n pueden restaurar un retardo que existe entre cada ruta de PLP.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujo de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar datos en el paquete de TS/GS a

partir de flujos de bits de entrada que se segmentan en una trama en BB. Unos módulos de postproceso de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un único PLP a la vez y el resto de los bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo fueron diseñados cuidadosamente para evitar un aumento de la PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si una tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de PLP, etc. En concreto, es necesario tener en cuenta cosas tales como que el tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más intensamente que los símbolos de datos; y el intercalado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, se presenta eficiencia espectral completa (26,8% de aumento de BW) con perforación virtual pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquél de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en un período de 8 MHz después del intercalado.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede exhibir una eficiencia espectral reducida sin perforación virtual. Un problema similar de PAPR que para el caso de 8 MHz puede darse dado que los anchos de banda de la L1 y el símbolo de datos comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en un período de 24 MHz después del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición del bloque de L1 de 7,61 MHz o del ancho de banda sintonizador completo. Una eficiencia espectral completa (26,8% de aumento BW) se puede obtener sin perforación virtual. Puede no haber ningún problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y símbolo de datos comparten LCM ∀ 1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en períodos de alrededor de 1704 MHz después del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. En especial, la información se puede usar en la ruta de la señal de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de símbolo 308-1 como se muestra en la ruta de señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador de símbolo r308-1 como se muestra en la ruta de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques sólidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño del bloque de L1, el tamaño del bloque de intercalado puede variar. En otras palabras, el num_L1_sym y la extensión de L1 puede ser diferente el uno respecto al otro. Para minimizar la sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, la eficiencia espectral completa se puede garantizar debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 es aún un ancho de banda de sintonizador completo. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de los bits dentro de un único bloque LDPC.

En consecuencia, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la dirección de la fila según un índice de símbolo como se muestra en la Fig. 72 y leen en la dirección de la columna según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloque. En otras palabras, un bloque LDPC se puede intercalar en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y luego se puede transmitir. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código LDPC perforado/acortado que tiene una longitud mínima de la palabra código para la protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de transmisión de un bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden extender en el ancho de banda completo del sintonizador o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 pueden estar parcialmente extendidos y el resto de las portadoras se pueden usar para transportar datos. En cualquier de los dos casos, se puede ver que la tasa de repetición de bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador completo. Además, para símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, se puede realizar solamente el intercalado de símbolo mientras que no se permite la transmisión de datos en esos símbolos OFDM. En consecuencia, para el símbolo OFDM usado para la señalización de L1, un receptor puede decodificar L1 realizando el desintercalado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de una trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado receptor, los parámetros de L1 decodificados a partir de la ruta

de decodificación de señalización de L1 mostrada en la Fig. 64 se pueden usar para el proceso de decodificación de la ruta de datos desde el analizador sintáctico de tramas de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, el intercalado de bloques de la región de L1 se puede realizar escribiendo los bloques en una memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de columna. En un receptor, el desintercalado de bloques de la región de L1 se puede realizar escribiendo los bloques a una memoria en una dirección de columna y leyendo los bloques escritos de la memoria en una dirección de fila. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones que se hacen tales como CR=1/2 para la protección de L1 y para las partes en común con T2; correlación de símbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preámbulo; un número de LDPC corta implica una cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente el preámbulo para la transmisión de L1 puede no ser suficiente; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; la palabra de código de LDPC más corta (por ejemplo, información de 192 bits) entre el código acortado/perforado se puede usar para flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir Rellenado si se requiere con una sobrecarga insignificante. El resultado se resume en la Fig. 71.

En consecuencia, para una tasa de repetición de bloque de L1, un ancho de banda de sintonizador completo sin perforación virtual puede ser una buena solución y todavía puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral completa. Para la señalización de L1, la estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de 8 canales de unión, 32 muescas, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para una estructura de bloque de L1, se puede implementar señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. El intercalado en el tiempo se puede realizar para mejor robustez para las partes en común con T2. Menos sobrecarga puede permitir una transmisión de datos en el preámbulo.

El intercalado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El intercalado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras extendido por la L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para el intercalado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. La eficiencia espectral completa se puede obtener sin problema de PAPR. Menos de 7,61 MHz de repetición puede significar que se puede enviar más redundancia pero no utilizada. Pueden no surgir problemas de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span que tiene 12 bits se divide en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span se divide en una L1_column que tiene 9 bits y una L1_row que tiene 3 bits. El L1_column representa el índice de portadora que extiende la L1. Debido a que segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

L1_row representa el número de símbolos OFDM, donde L1 está extendiendo cuando se aplica el intercalado en el tiempo. En consecuencia, el intercalado en el tiempo se puede realizar dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, un tamaño total de bloques de L1 se puede transmitir de manera que L1_span mostrado en la Fig. 70 se puede usar cuando no se realiza intercalado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits son suficientes. En consecuencia, el campo L1_span puede estar compuesto de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite los datos. Los diferentes tipos de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 para cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, el intercalado en frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de bloque L1. Esto permite la decodificación de los bloques de L1 transmitiendo bloques de L1 dentro de un ancho de banda de ventana de sintonizador incluso cuando la ventana del sintonizador se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para decodificar un símbolo de datos en un ancho de banda de ventana del sintonizador aleatoria, no debería darse intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. En consecuencia, el intercalado en frecuencia y el intercalado en tiempo se debería realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de símbolo 308 en una ruta de datos de un módulo de BICM del transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar un intercalado de símbolo para cada segmento de datos. Un intercalador de símbolo 308-1 en una ruta de señal de L1 puede realizar un intercalado de símbolo para cada bloque de L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar el intercalado en el preámbulo y los símbolos de datos por separado. Concretamente, para el preámbulo, el intercalado en frecuencia se pueden realizar para cada bloque de L1 y para el símbolo de datos, el intercalado en frecuencia se pueden realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado en el tiempo en la ruta de datos o la ruta de señal de L1 puede no ser realizado considerando un modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la ruta de datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para el bloque de LDPC corta (tamaño = 16200), puede darse una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser insignificante. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod, e identificador de PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar enfoques según dos Tipos de segmentos de datos. Para casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, la trama se puede mantener igual que para la cabecera de FECFRAME. Para casos de tipo ACM/VCM y PLP único, el identificador de PLP se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de sobrecarga de hasta 1,8%. Para casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo de Mod/Cod se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando una reducción de sobrecarga de hasta un 1,5%. Para casos de tipo CCM y PLP único, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener hasta el 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señal de L1 acortada, se puede transmitir o bien la Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia de codificación. Sin embargo, es posible no requerir sincronización porque los PLP puede estar alineados con la trama de transmisión C2; cada ModCod de cada PLP puede ser conocido a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir la sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el formador de FECFRAME representan un diagrama de bloque de detalle del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la ruta de datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques sólidos representan un ejemplo de módulo de codificación interno 303, intercalador interno 304, demultiplexor de bits 305, y mapeador de símbolo 306 en la ruta de datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada debido a que CCM no requiere un campo de Mod/Cod y un PLP único no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar una modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Por último, el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama de FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de módulo de extracción de ModCod r307 en la ruta de datos del módulo de demodulación BICM que se muestra en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y luego combinar (combinación Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza la demodulación BPSK (r303b), el campo señal de L1 recibido se puede restaurar y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para la decodificación. La FECFRAME analizada se puede enviar al demapeador de símbolos.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada. Se puede ver que se obtienen alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB a BER=1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de tramas de transmisión y estructuras de trama de FEC. Las estructuras de trama de FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada mediante el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y único o múltiples PLP, se puede insertar diferente tamaño de cabeceras. O bien, se puede no insertar ninguna cabecera. Las tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostrados en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 se pueden formar por el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son solamente ejemplos, y ninguno de estos tipos o sus combinaciones se pueden usar para el segmentado de datos.

En el lado receptor, el módulo de extracción de cabecera de trama r401 del módulo analizador sintáctico de trama como se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64 pueden extraer un parámetro de campo de ModCod que se requiere para la decodificación.

En este punto, según los tipos de segmento de datos de transmisión se pueden extraer parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, los parámetros se pueden extraer a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y el tipo ACM/VCM, los parámetros se pueden extraer de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de fecframe se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo grupo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo mediante el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo formador de trama mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa en que el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible encender/apagar el intercalado en el tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede enviar dentro del preámbulo en lugar de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 de la demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, a través de la decodificación. También se puede obtener el número y el tamaño del resto de los bloques LDPC.

El intercalado en el tiempo se puede usar cuando se necesitan múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1 o cuando hay un segmento de datos intercalado en el tiempo. Un encendido/apagado flexible del intercalado en el tiempo es posible con un marcador de intercalado. Para intercalado en el tiempo del preámbulo, se puede requerir un marcador de intercalado en el tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM intercalados (3 bits), de esta manera, un total de 4 bits se pueden proteger de una forma similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa que se pueden realizar en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la ruta de datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el formador de preámbulo son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques sólidos son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama como se muestra en la Fig. 42.

También, los bloques sólidos pueden ser ejemplos del módulo de código interno acortado/perforado 303-1, intercalador interno 304-1, demultiplexor de bits 305-1, y mapeador de símbolo 306-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la cabecera en una forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir los parámetros de intercalado en el tiempo en la cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición de cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r3071 en la ruta de señalización de L1 de la demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación previa, se requiere un proceso de recepción Rake que sincroniza los símbolos repetidos cuatro veces y la adición de los símbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura de L1 el bloque de señalización que se transmite desde el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo formador de trama como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa el intercalado en el tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se pueden transmitir diferentes clases de bloques LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que un símbolo OFDM se forma y se transmite entonces un siguiente símbolo OFDM se forma y se transmite. Para el último símbolo OFDM a ser transmitido, si hay alguna portadora restante, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. El ejemplo de la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado receptor, en este caso de no intercalado, se puede omitir el desintercalador de símbolo r308-1 en la ruta de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza intercalado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, el intercalado de bloque se puede realizar de una manera formando un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos entonces formar unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso que no se realiza intercalado, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos

o se pueden rellenar de forma ficticia. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, el desintercalador de símbolo r308-1 en la ruta de señalización de L1 del demodulador BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar un desintercalado de bloque leyendo los bloques LDPC en orden creciente de los números de los bloques LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene dslice_type=0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de

XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en los campos de señalización de L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene dslice_type=1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa Trama de XFEC (Corrección de Errores sin Canal de Retorno compleja) y mod/Cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de trama puede formar una trama a partir de señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar un desintercalado en el tiempo en los símbolos de preámbulo o no realizar un desintercalado en el tiempo en los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos preámbulo.

En un transmisor, un formador de trama puede formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar el intercalado en el tiempo en símbolos de preámbulo o no realizar el intercalado en el tiempo en símbolos de preámbulo se puede insertar en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para el código acortado/perforado para el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de una palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque LDPC. De esta manera, para el resto de los tamaños de bloque LDPC se pueden obtener a partir de ese tamaño de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa que se puede transmitir desde el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 en que se ha modificado el mecanismo de protección de parte de cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la información de tamaño de bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir la información de intercalado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, el código BCH (45, 18) que saca 45 bits se usa y se copia a las dos rutas y por último, se mapea en QPSK. Para la ruta Q, se puede realizar un cambio cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y se puede realizar una modulación de PRBS según la palabra de sincronización. Se pueden sacar un total de 45 símbolos QPSK de estas entradas de la ruta I/Q. En este punto, si la profundidad de intercalado en el tiempo se fija como un número de preámbulos que se requiere para transmitir un bloque de L1, no necesita ser transmitido el L1_span (3bits) que indica la profundidad de intercalado en el tiempo. En otras palabras, solamente se puede transmitir un marcador de encendido/apagado de intercalado en el tiempo (1 bit). En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar L1_span, se puede obtener la profundidad de desintercalado en el tiempo.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación del bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si el tamaño de la información L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. Sin embargo, cuando el tamaño de L1 es más grande que Nmax, la información de L1 se puede dividir por igual de manera que el sub bloque de L1 dividido es menor que Nmax, entonces el sub bloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es más pequeña que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, la potencia de las portadoras donde se transmite el bloque de L1 se puede aumentar hasta mantener una potencia total de la señal de preámbulo igual a la potencia del símbolo de datos. El factor de aumento de potencia puede variar dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor fijo de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia de impulso puede ser de dos.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del símbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preámbulo.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de módulo de extracción de ModCod r307-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, la señalización de L1 de FECFRAME se pueden sacar en el demapeador de símbolo y solamente se puede decodificar parte de la cabecera.

Para un símbolo de cabecera de entrada, el demapeo QPSK se puede realizar y se puede obtener el valor de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Para la ruta Q, se puede realizar la demodulación de PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar el proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para la restauración.

Estos dos valores de ruta I/Q alineados se pueden combinar y se puede obtener ganancia de SNR. La salida de la decisión difícil se puede introducir en el decodificador BCH. El decodificador BCH puede restaurar 18 bits de L1 previa a partir de la entrada de 45 bits.

La Fig. 90 está mostrando un extractor ModCod, homólogo de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, se puede realizar un control de potencia en los símbolos de entrada del demapeador QPSK para restaurar desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar un control de potencia considerando un número de portadoras utilizadas para señalización de L1 en un preámbulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia fija la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas entre sí.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de extracción de ModCod r307-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada se pueden demapear QPSK luego para la ruta Q de salida, se puede realizar un inverso de un cambio cíclico de 1 bit y se puede realizar la alineación. Dos valores de rutas I/Q se pueden multiplicar y los valores modulados por señalización de L1 previa se pueden demodular. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente una PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una secuencia conocida PRBS, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, el control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, se puede realizar en la entrada del demapeador QPSK.

La Fig. 92 está mostrando otro ejemplo de campo de cabecera de bloque de L1 que se envía al módulo de inserción de cabecera 307-1 en la ruta de señalización de L1 del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 en que L1_span que representa la profundidad de intercalado en el tiempo se reduce a 2 bits y bits reservados se aumentan en 1 bit. Un receptor puede obtener parámetros de intercalado en el tiempo de bloque de L1 a partir de la L1_span transmitida.

La Fig. 93 está mostrando procesos de dividir por igual un bloque de L1 en tantas partes como un número de preámbulos entonces insertar una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y entonces asignar los bloques de L1 con la cabecera insertada en un preámbulo. Esto se puede realizar cuando un intercalado en el tiempo se realiza con un número de preámbulos donde el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para la transmisión del bloque de L1. Esto se puede realizar en el bloque de L1 en la ruta de señalización de L1 del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, después de la transmisión de bloques de L1 pueden tener patrones de repetición cíclicos en lugar de ser rellenados con ceros.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo del Demapeador de Símbolo r306-1 del módulo de demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64. Para un caso en que los bloques de FEC de L1 se repiten como se muestra en la Fig. 93, cada punto de inicio de bloque de FEC de L1 se puede alinear, combinar (r301f), y luego demapear QAM (r302f) para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos de alineación y adición de cada bloque de FEC de L1 y dividir el bloque de FEC de L1 añadido. Para el caso en que se repite solamente parte del último bloque de FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tantos como un número de cabecera de bloque de FEC y la otra parte se puede dividir por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque de FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora.

La Fig. 98 está mostrando otro ejemplo de programación de bloque de L1. La Fig. 98 es diferente de la Fig. 93 en que, en lugar de realizar el relleno de ceros o la repetición cuando los bloques de L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM se puede rellenar con redundancia de paridad realizando menos perforación en el código acortado/perforado en el transmisor. En otras palabras, cuando la perforación de paridad (304c) se realiza en la Fig. 38, la tasa de código efectiva se puede determinar según la relación de perforación, de esta manera, perforando tan pocos bits tengan que ser rellenados con ceros, la tasa de código efectiva se puede disminuir y se puede obtener una mejor ganancia de codificación. El módulo de desperforación de paridad r303a de un receptor como se muestra en la Fig. 65 puede realizar el desperforado considerando la redundancia de la paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener información del tamaño de bloque de L1 total, se puede calcular la relación de perforación.

La Fig. 95 está mostrando otro ejemplo de campo de señalización de L1. La Fig. 95 es diferente de la Fig. 74 en que, para un caso en que el tipo de segmento de datos es CCM, se puede transmitir una dirección de inicio (21 bits) del PLP. Esto puede permitir a la FECFRAME de cada PLP formar una trama de transmisión, sin que la FECFRAME esté alineada con la posición de inicio de una trama de transmisión. De esta manera, la sobrecarga de relleno, que puede darse cuando una anchura de segmento de datos es estrecha, se puede eliminar. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo en la ruta de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64, en lugar de obtenerla de la cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando ocurre un zapeo en una ubicación aleatoria de la trama de transmisión, la

sincronización de FECFRAME se puede realizar sin retardo, debido a que la dirección de inicio del PLP se puede obtener ya a partir del preámbulo.

La Fig. 96 está mostrando otro ejemplo de campos de señalización de L1 que puede reducir la sobrecarga de direccionamiento de PLP.

La Fig. 97 está mostrando el número de símbolos QAM que corresponde a una FECFRAME que depende de los tipos de modulación. En este punto, un máximo común divisor de símbolo QAM es 135, de esta manera, se puede reducir una sobrecarga de long2(135) ∀ 7 bits. De esta manera, la Fig. 96 es diferente de la Fig. 95 en que un número de bits del campo de PLP_start se puede reducir de 21 bits a 14 bits. Este es el resultado de considerar 135 símbolos como un único grupo y dirigir el grupo. Un receptor puede obtener un índice de portadora OFDM en donde el PLP comienza en una trama de transmisión después de obtener el valor del campo PLP_start y multiplicarlo por

135.

La Fig. 99 y la Fig. 101 muestran ejemplos del intercalador de símbolo 308 que se puede intercalar en el tiempo símbolos de datos que se envían desde el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la ruta de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 99 es un ejemplo de intercalador de bloque que puede operar sobre una base de segmento de datos. El valor de la fila significa un número de celdas de carga útil en cuatro de los símbolos OFDM dentro de un segmento de datos. El intercalado sobre la base de símbolos OFDM puede no ser posible debido a que el número de celdas puede cambiar entre celdas OFDM adyacentes. El valor de columna K significa una profundidad de intercalado en el tiempo, que puede ser de 1, 2, 4, 8 o 16 ... La señalización de K para cada segmento de datos se puede realizar dentro de la señalización de L1. El intercalador de frecuencia 403 como se muestra en la Fig. 42 se puede realizar anterior al intercalador en el tiempo 308 como se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 100 muestra un rendimiento de intercalado del intercalador en el tiempo como se muestra en la Fig. 99. Se supone que un valor de columna es de 2, un valor de la fila es de 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no están pilotos continuos en el segmento de datos. La figura de la parte superior de la Fig. 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando no se realiza un intercalado en el tiempo y la figura inferior de la Fig. 100 es una estructura de símbolo OFDM cuando se realiza intercalado en el tiempo. Las celdas de color negro representan pilotos dispersos y las celdas que no son negras representan celdas de datos. La misma clase de celdas de datos representa un símbolo OFDM. En la Fig. 100, las celdas de datos que corresponden a un único símbolo OFDM se intercalan en dos símbolos. Se usa una memoria de intercalado que corresponde a ocho símbolos OFDM pero la profundidad de intercalado corresponde a solamente dos símbolos OFDM, de esta manera, no se obtiene una profundidad de intercalado completa.

La Fig. 101 se sugiere para alcanzar una profundidad de intercalado total. En la Fig. 101, las celdas negras representan los pilotos dispersos y las celdas no negras representan celdas de datos. El intercalador en el tiempo como se muestra en la Fig. 101 se puede implementar en una forma de intercalador de bloque y pueden intercalar segmentos de datos. En la Fig. 101, un número de columna, K representa una anchura de segmento de datos, un número de la fila, N representa la profundidad de intercalado en el tiempo y el valor, K puede ser valores aleatorios es decir, K=1, 2, 3, … El proceso de intercalado incluye escribir una celda de datos de una manera de columna trenzada y leer en una dirección de columna, excluyendo las posiciones piloto. Es decir, se puede decir que el intercalado se realiza de forma trenzada fila-columna.

Además, en un transmisor, las celdas que se leen de una manera trenzada de columna de la memoria de intercalado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM se pueden mantener mientras se intercalan las celdas.

También, en un receptor, las celdas que se leen de una manera trenzada de columna de la memoria de desintercalado corresponden a un único símbolo OFDM y las posiciones piloto de los símbolos OFDM se pueden mantener mientras que se desintercalan en el tiempo las celdas.

La Fig. 102 muestra el rendimiento del intercalado en el tiempo de la Fig. 101. Para comparación con la Fig. 99, se supone que un número de filas es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no están pilotos continuos en el segmento de datos. En la Fig. 102, las celdas de datos que corresponden a un único símbolo OFDM se intercalan en ocho símbolos OFDM. Como se muestra en la Fig. 102, se usa una memoria de intercalado que corresponde a ocho símbolos OFDM y la profundidad de intercalado resultante corresponde a ocho símbolos OFDM, de esta manera, se obtiene una profundidad de intercalado completa.

El intercalado en el tiempo como se muestra en la Fig. 101 puede ser ventajoso en que se puede obtener una profundidad de intercalado completa usando idéntica memoria; la profundidad de intercalado puede ser flexible, a diferencia de la Fig. 99; en consecuencia, una longitud de trama de transmisión puede ser demasiado flexible, es decir, las filas no necesitan ser múltiplos de cuatro. Adicionalmente, el intercalado en el tiempo usado para el segmento de datos, puede ser idéntico al método de intercalado usado para el preámbulo y también pueden tener partes en común con un sistema de transmisión digital que usa OFDM general. En concreto, intercalador en el

tiempo 308 como se muestra en la Fig. 37 se puede usar antes que el intercalador en frecuencia 403 como se muestra en la Fig. 42. En cuanto a una complejidad del receptor, se puede no requerir memoria adicional distinta de la lógica de control de dirección adicional que puede requerir una complejidad muy pequeña.

La Fig. 103 muestra un desintercalador de símbolo r308 correspondiente en un receptor. Se puede realizar el desintercalado después de recibir una salida del módulo de extracción de cabecera de trama r401. En los procesos de desintercalado, en comparación con la Fig. 99, se invierten los procesos de escritura y lectura de intercalado de bloques. Usando información de posición de piloto, el desintercalador en el tiempo puede realizar un desintercalado virtual no escribiendo o leyendo desde una posición de piloto en la memoria de intercalado y escribiendo o leyendo desde una posición de celda de datos en la memoria del intercalador. La información desintercalada se puede sacar al módulo de extracción de ModCod r307.

La Fig. 104 muestra otro ejemplo del intercalado en el tiempo. Se puede realizar una escritura en dirección diagonal y lectura fila por fila. Al igual que en la Fig. 101, el intercalado se realiza teniendo en cuenta las posiciones de piloto. La lectura y la escritura no se realizan para las posiciones de piloto sino que se accede a la memoria de intercalado considerando solamente las posiciones de celda de datos.

La Fig. 105 muestra un resultado de intercalado usando el método mostrado en la Fig. 104. Cuando se compara con la Fig. 102, las celdas con los mismos patrones están dispersas no solamente en el dominio del tiempo, sino también en el dominio de la frecuencia. En otras palabras, se puede obtener una profundidad de intercalado completa tanto en el dominio de tiempo como en el de la frecuencia.

La Fig. 108 muestra un desintercalador de símbolo r308 de un receptor correspondiente. La salida del módulo de extracción de cabecera de trama r401 se puede desintercalar. Cuando se compara con la Fig. 99, el desintercalado ha conmutado el orden de lectura y escritura. El desintercalador en el tiempo puede usar información de la posición de piloto para realizar un desintercalado virtual de manera que no se realice ninguna lectura o escritura en posiciones de piloto sino de manera que la lectura o escritura se puedan realizar solamente en posiciones de celdas de datos. Los datos desintercalados se pueden sacar en el módulo de extracción de ModCod r307.

La Fig. 106 muestra un ejemplo del método de direccionamiento de la Fig. 105. NT significa profundidad de intercalado en el tiempo y ND significa anchura de segmento de datos. Se supone que un valor de fila, N es 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y no están pilotos continuos en el segmento de datos. La Fig. 106 representa un método de generación de direcciones para escribir datos en una memoria de intercalado en el tiempo, cuando un transmisor realiza el intercalado en el tiempo. El direccionamiento se inicia en una primera dirección con una Dirección de Fila (RA) = 0 y una Dirección de columna (CA) = 0. En cada aparición de direccionamiento, RA y CA se aumentan. Para una RA, se puede realizar una operación de módulo con los símbolos OFDM usados en el intercalador en el tiempo. Para una CA, se puede realizar una operación de módulo con un número de portadoras que corresponde a una anchura de segmento de datos. La RA se puede aumentar en 1 cuando las portadoras que corresponden a un segmento de datos se escriben en una memoria. Se puede realizar la escritura en una memoria solamente cuando una ubicación de la dirección actual no es una ubicación de un piloto. Si la ubicación de la dirección actual es una ubicación de un piloto, solamente se puede aumentar el valor de la dirección.

En la Fig. 106, un número de la columna, K representa la anchura de segmento de datos, un número de la fila, N representa la profundidad del intercalado en el tiempo y el valor, K puede ser un valor aleatorio es decir, K=1, 2, 3,... El proceso de intercalado puede incluir escribir las celdas de datos de una manera de columna trenzada y leer en una dirección de columna, excluyendo las posiciones de piloto. En otras palabras, la memoria de intercalado virtual puede incluir posiciones de piloto pero las posiciones de piloto se pueden excluir en el intercalado real.

La Fig. 109 muestra el desintercalado, un proceso inverso del intercalado en el tiempo como se muestra en la Fig.

104. La escritura fila por fila y la lectura en diagonal pueden restaurar las celdas en las secuencias originales.

El método de direccionamiento usado en un transmisor se puede usar en un receptor. El receptor puede escribir los datos recibidos en una memoria del desintercalador en el tiempo fila por fila y puede leer los datos escritos usando los valores de dirección generados y la información de ubicación de piloto que se pueden generar de una manera similar a aquélla de un transmisor. Como una manera alternativa, los valores de dirección generados y la información piloto que se utilizó para la escritura se puede utilizar para la lectura fila por fila.

Estos métodos se pueden aplicar en un preámbulo que transmite la L1. Debido a que cada símbolo OFDM que comprende el preámbulo puede tener pilotos en ubicaciones idénticas, se puede realizar o bien el intercalado con referencia a los valores de dirección teniendo en cuenta las ubicaciones piloto o bien el intercalado con referencia a los valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones piloto. Para el caso de referirse a valores de dirección sin tener en cuenta las ubicaciones piloto, el transmisor almacena los datos en una memoria de intercalado en el tiempo cada vez. Para tal caso, un tamaño de memoria necesario requerido para realizar los preámbulos de intercalado/desintercalado en un receptor o un transmisor llega a ser idéntico a un número de celdas de carga útil existentes en los símbolos OFDM usados para el intercalado en el tiempo.

La Fig. 107 es otro ejemplo de intercalado en el tiempo de L1. En este ejemplo, el intercalado en el tiempo puede colocar portadoras en todos los símbolos OFDM mientras que las portadoras se encontrarían todas situadas en un único símbolo OFDM si no se realizó intercalado en el tiempo. Por ejemplo, para los datos situados en un primer símbolo OFDM, la primera portadora del primer símbolo OFDM se situará en su ubicación original. La segunda portadora del primer símbolo OFDM se situará en un segundo índice de portadora del segundo símbolo OFDM. En otras palabras, la portadora de datos de orden i que se sitúa en el símbolo OFDM de orden n se situará en un índice de portadora de orden i del símbolo OFDM de orden N mod (i + n), donde i = 0, 1, 2, ... número de portadora-1, n = 0, 1, 2, N-1, y N es un número de símbolos OFDM usado en el intercalado en el tiempo de L1. En este método de intercalado en el tiempo de L1, se puede decir que se realiza intercalado para todos los símbolos OFDM de una manera trenzada, tal como se muestra en la Fig. 107. Incluso aunque las posiciones de piloto no se ilustran en la Fig. 107, como se mencionó anteriormente, el intercalado se puede aplicar a todos los símbolos OFDM incluyendo los símbolos piloto. Es decir, se puede decir que el intercalado se puede realizar para todos los símbolos OFDM sin considerar las posiciones de piloto o con independencia de si los símbolos OFDM son símbolos piloto o no.

Si un tamaño de un bloque LDPC usado en L1 es más pequeño que el tamaño de un único símbolo OFDM, las portadoras restantes pueden tener copias de partes del bloque LDPC o se puede rellenar con ceros. En este punto, se puede realizar un mismo intercalado en el tiempo como anteriormente. Del mismo modo, en la Fig. 107, un receptor puede realizar el desintercalado almacenando todos los bloques usados en el intercalado en el tiempo de L1 en una memoria y leyendo los bloques en el orden en el que se han intercalado, es decir, en el orden de los números escritos en los bloques mostrados en la Fig. 107.

Cuando se usa un intercalador de bloques como se muestra en la Fig. 106, se usan dos almacenadores temporales. Específicamente, mientras que un almacenador temporal está almacenando símbolos de entrada, previamente los símbolos de entrada se pueden leer desde el otro almacenador temporal. Una vez que se realizan estos procesos para un bloque de intercalado de símbolos, el desintercalado se puede realizar conmutando el orden de lectura y de escritura, para evitar conflictos de acceso a memoria. Este desintercalado de estilo "ping-pong" puede tener una lógica de generación de direcciones simple. Sin embargo, la complejidad del hardware se puede aumentar cuando se usan dos almacenadores temporales de intercalado de símbolos.

La Fig. 110 muestra un ejemplo de un desintercalador de símbolos r308 o r308-1 como se muestra en la Fig. 64. Esta realización propuesta de la invención puede usar solamente un único almacenador temporal para realizar el desintercalado. Una vez que se genera un valor de dirección por la lógica de generación de direcciones, el valor de dirección se puede sacar desde la memoria de almacenador temporal y la operación de colocación se puede realizar almacenando un símbolo que se introduce en la misma dirección. Mediante estos procesos, se puede evitar un conflicto de acceso a memoria mientras se lee y se escribe. Además, el desintercalado de símbolos se puede realizar usando solamente un único almacenador temporal. Se pueden definir parámetros para explicar esta regla de generación de direcciones. Como se muestra en la Fig. 106, un número de filas de una memoria de desintercalado se puede definir como la profundidad del intercalado en el tiempo, D y un número de columnas de la memoria de desintercalado se puede definir como la anchura del segmento de datos, W. Entonces el generador de direcciones puede generar las siguientes direcciones.

muestra de orden i en el bloque de orden j, incluyendo el piloto

i = 0, 1, 2,…, N-1;

N = D*W;

Ci,j = i mod W;

Tw = ((Ci,j mod D)*j) mod D;

Rij = ((i div W) + Tw) mod D;

Lij(1) = Ri,j*W + Cij;

O

Lij(2) = Cij*D + Rij;

Las direcciones incluyen posiciones de piloto, de esta manera, los símbolos de entrada se supone que incluyen las posiciones de piloto. Si los símbolos de entrada que incluyen solamente símbolos de datos necesitan ser procesados, se puede requerir una lógica de control adicional que salta las direcciones correspondientes. En este punto, i representa un índice de símbolo de entrada, j representa un índice de bloque de intercalado de entrada, y N = D * W representa una longitud de bloque de intercalado. La operación Mod representa la operación de módulo que saca el resto después de la división. La operación Div representa la operación de división que saca el cociente

después de la división. Ri,j, Ci,j representan la dirección de la fila y la dirección de la columna de la entrada de símbolo de orden i del bloque de intercalado de orden j, respectivamente. Tw representa un valor de trenzado de la columna para las direcciones donde se sitúan los símbolos. En otras palabras, cada columna se puede considerar como un almacenador temporal donde se realiza un trenzado independiente según los valores de Tw. Li,j representa una dirección cuando se implementa un único almacenador temporal en una memoria secuencial de una dimensión, no en dos dimensiones. Li,j puede tener valores de 0 a (N-1). Dos métodos diferentes son posibles. Li,j(1) se usa cuando la matriz de la memoria está conectada fila por fila y Li,j(2) se usa cuando la matriz de memoria está conectada columna por columna.

La Fig. 111 muestra un ejemplo de direcciones de fila y columna para desintercalado en el tiempo cuando D es 8 y W es 12. J empieza desde j = 0 y para cada valor de j, una primera fila puede representar la dirección de la fila y la segunda fila puede representar la dirección de la columna. La Fig. 111 muestra solamente las direcciones de los primeros 24 símbolos. Cada índice de la columna puede ser idéntico al índice de símbolo de entrada i.

La Fig. 113 muestra un ejemplo de un transmisor OFDM que usa un segmento de datos. Como se muestra en la Fig. 113, el transmisor puede comprender una ruta de PLP de datos, una ruta de señalización de L1, un formador de tramas, y una parte de modulación OFDM. La ruta de PLP de datos se indica mediante bloques con líneas horizontales y líneas verticales. La ruta de señalización de L1 se indica mediante bloques con líneas inclinadas. Los módulos del proceso de entrada 701-0, 701-N, 701-K, y 701-M pueden comprender bloques y secuencias del módulo de interfaz de entrada 202-1, el módulo de sincronización de flujo de entrada 203-1, el módulo de compensación de retardo 204-1, el módulo de eliminación de paquetes nulos 205-1, el codificador de CRC 206-1, el módulo de inserción de cabecera en BB 207-1, y el codificador en BB 209 realizado para cada PLP como se muestra en la Fig. 35. Los módulos de FEC 702-0, 702-N, 702-K, y 702-M pueden comprender bloques y secuencias del codificador externo 301 y del codificador interno 303 como se muestra en la Fig. 37. Unos módulos de FEC 702-L1 usados en la ruta de L1 pueden comprender bloques y secuencias del codificador externo 301-1 y el codificador interno acortado/perforado 303-1 como se muestra en la Fig. 37. El módulo de señal de L1 700-L1 puede generar información de L1 necesaria para comprender una trama.

Los módulos de intercalado de bits 703-0, 703-N, 703-K, y 703-M pueden comprender bloques y secuencias del intercalador interno 304 y el demultiplexor de bits 305 como se muestra en la Fig. 37. El intercalador de bits 703-L1 usado en la ruta de L1 puede comprender bloques y secuencias del intercalador interno 304-1 y el demultiplexor de bits 305-1 como se muestra en la Fig. 37. Los módulos de mapeador de símbolos 704-0, 704-N, 704-K, y 704-M pueden realizar funciones idénticas a las funciones del mapeador de símbolos 306 mostradas en la Fig. 37. El módulo mapeador de símbolos 704-L1 usado en la ruta de L1 puede realizar funciones idénticas a las funciones del mapeador de símbolos 306-1 mostrado en la Fig. 37. Los módulos de cabecera de FEC 705-0, 705-N, 705-K, y 705-M pueden realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37. El módulo de cabecera de FEC 705-L1 para la ruta de L1 puede realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 mostrado en la Fig. 37.

Los módulos de mapeador de segmentos de datos 706-0 y 706-K pueden programar bloques FEC en segmentos de datos correspondientes y pueden transmitir los bloques FEC programados, donde los bloques FEC corresponden a los PLP que se asignan a cada segmento de datos. El bloque de mapeador de preámbulo 707-L1 puede programar los bloques FEC de señalización de L1 a preámbulos. Los bloques FEC de señalización de L1 se transmiten en preámbulos. Los módulos de intercalador en el tiempo 708-0 y 708-K pueden realizar funciones idénticas a las funciones del intercalador de símbolos 308-1 mostrado en la Fig. 37 los cuales pueden intercalar segmentos de datos. El intercalador en el tiempo 708-L1 usado en la ruta de L1 puede realizar funciones idénticas a las funciones del intercalador de símbolos 308-1 mostrado en la Fig. 37.

Alternativamente, el intercalador en el tiempo 708-L1 usado en la ruta de L1 puede realizar funciones idénticas al intercalador de símbolo 308-1 mostrado en la Fig. 37, pero solamente en los símbolos de preámbulo.

Los intercaladores de frecuencia 709-0 y 709-K pueden realizar intercalado en frecuencia en segmentos de datos. El intercalador en frecuencia 709-L1 usado en la ruta de L1 puede realizar el intercalado en frecuencia según el ancho de banda de preámbulo.

El módulo de generación de piloto 710 puede generar pilotos que son adecuados para el piloto continuo (CP), el piloto disperso (SP), el borde de segmento de datos, y el preámbulo. Se puede formar una trama (711) a partir de programar el segmento de datos, el preámbulo, y el piloto. Los bloques del módulo de IFFT 712 y el módulo de inserción de GI 713 pueden realizar funciones idénticas a las funciones de los bloques del módulo de IFFT 501 y el módulo de inserción de GI 503 mostrados en la Fig. 51, respectivamente. Por último, el módulo DAC 714 puede convertir señales digitales en señales analógicas y las señales convertidas se pueden transmitir.

La Fig. 114 muestra un ejemplo de un receptor OFDM que usa un segmento de datos. En la Fig. 114, el sintonizador r700 puede realizar las funciones del módulo sintonizador/AGC r603 y las funciones del módulo de conversión descendente r602 mostrado en la Fig. 61. El ADC r701 puede convertir señales analógicas recibidas en señales digitales. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r702 puede realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 mostrado en la Fig. 62. El módulo de detección de trama

r703 puede realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de detección de trama r506 mostrado en la Fig.

62.

En este punto, después de que se realiza una sincronización de tiempo/frecuencia, la sincronización se puede mejorar usando un preámbulo en cada trama que se envía desde el módulo de detección de trama r703 durante el proceso de seguimiento.

El módulo de eliminación de GI r704 y el módulo de FFT r705 pueden realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de eliminación de GI r503 y el módulo de FFT r502 mostrados en la Fig. 62, respectivamente.

El módulo de estimación de canal r706 y el módulo de ecualización de canal r707 pueden realizar una parte de estimación de canal y una parte de ecualización de canal del módulo de Est/Ec de canal r501 como se muestra en la Fig. 62. El analizador sintáctico de trama r708 puede sacar un segmento de datos y un preámbulo donde se transmiten los servicios seleccionados por el usuario. Los bloques indicados por líneas inclinadas procesan un preámbulo. Los bloques indicados por líneas horizontales los cuales pueden incluir un PLP común, procesan los segmentos de datos. El desintercalador en frecuencia r709-L1 utilizado en la ruta de L1 puede realizar el desintercalado en frecuencia dentro del ancho de banda de preámbulo. El desintercalador en frecuencia r709 usado en la ruta del segmento de datos puede realizar el desintercalado en frecuencia dentro del segmento de datos. El decodificador de cabecera de FEC r712-L1, el desintercalador en el tiempo r710-L1, y el demapeador de símbolo r713-L1 usados en la ruta de L1 pueden realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de extracción de ModCod r307-1, el desintercalador de símbolos r308-1, y el demapeador de símbolos r306-1 mostrados en la Fig.

64.

El desintercalador de bits r714-L1 puede comprender bloques y secuencias de demultiplexor de bits r305-1 y el desintercalador interno r304-1 como se muestra en la Fig. 64. El decodificador de FEC r715-L1 puede comprender bloques y secuencias del codificador interno acortado/perforado r303-1 y del decodificador externo r301-1 mostrado en la Fig. 64. En este punto, la salida de la ruta de L1 puede ser información de señalización de L1 y se puede enviar a un controlador de sistema para restaurar los datos de PLP que se transmiten en segmentos de datos.

El desintercalador en el tiempo r710 usado en la ruta de segmento de datos puede realizar funciones idénticas a las funciones del desintercalador de símbolos r308 mostrado en la Fig. 64. El analizador sintáctico de segmento de datos r711 puede sacar un PLP seleccionado por el usuario a partir de los segmentos de datos y, si es necesario, un PLP común asociado con el PLP seleccionado por el usuario. Los decodificadores de cabecera de FEC r712-C y r712-K pueden realizar funciones idénticas a las funciones del módulo de extracción de ModCod r307 mostrado en la Fig. 64. Los demapeadores de símbolos r713-C y r713- K pueden realizar funciones idénticas a las funciones del demapeador de símbolos r306 mostrado en la Fig. 64.

El desintercalador de bits r714-C y r714-K pueden comprender bloques y secuencias de demultiplexor de bits r305 y el desintercalador interno r304 como se muestra en la Fig. 64. Los decodificadores de FEC r715-C y r715-K pueden comprender bloques y secuencias del decodificador interno r303 y del decodificador externo r301 como se muestra en la Fig. 64. Por último, los módulos de proceso de salida r716-C y r716-K pueden comprender bloques y secuencias de desaleatorizador en BB r209, el módulo de eliminación de cabecera en BB r207-1, el decodificador de CRC r206-1, el módulo de inserción de paquetes nulos r205-1, el recuperador de retardos r204-1, el recuperador de reloj de salida r203-1, y una interfaz de salida r202-1 que se realizan para cada PLP en la Fig. 35. Si se usa un PLP común, el PLP común y el PLP de datos asociado con el PLP común se pueden transmitir a un recombinador de TS y se pueden transformar en un PLP seleccionado por el usuario.

Se debería señalar a partir de la Fig. 114, que en un receptor, los bloques en la ruta de L1 no están simétricamente secuenciados en un transmisor al contrario que en la ruta de datos donde los bloques están colocados simétricamente o en una secuencia inversa de un transmisor. En otras palabras, para la ruta de datos, se colocan el desintercalador en frecuencia r709, el desintercalador en tiempo r710, el analizador sintáctico de segmentos de datos r711, y el decodificador de cabecera de FEC r712-C y r712-K. Sin embargo, para la ruta de L1, se colocan el desintercalador en frecuencia r709-L1, el decodificador de cabecera de FEC r712-L1, y el desintercalador en tiempo r710-L1.

La Fig. 112 muestra un ejemplo de intercalado de bloque general en un dominio de símbolo de datos donde los pilotos no se usan. Como se ve a partir de la Fig. 112a, la memoria de intercalado se puede llenar sin pilotos negros. Para formar una memoria rectangular, se pueden usar celdas de relleno si es necesario. En la Fig. 112a, las celdas de relleno se indican como celdas con líneas inclinadas. En el ejemplo, debido a que un piloto continuo puede solaparse con una clase de patrón piloto disperso, se requieren un total de tres celdas de relleno durante cuatro de la duración de símbolos OFDM. Finalmente, en la Fig. 112b se muestran los contenidos de la memoria intercalada.

Como en la Fig. 112a, se puede realizar o bien escribir fila por fila y realizar un trenzado de columna; o bien escribir de una manera trenzada desde el principio. La salida del intercalador puede comprender leer fila por fila desde la memoria. Los datos de salida que se han leído se pueden colocar como se muestra en la Fig. 112c cuando se considera una transmisión OFDM. En este momento, por simplicidad, se puede ignorar el intercalado en frecuencia. Como se ve en la Fig. 112, la diversidad de frecuencia no es tan alta como aquélla de la Fig. 106, pero se mantiene

en un nivel similar. Por encima de todo, puede ser ventajoso en que se pueda optimizar la memoria requerida para realizar el intercalado y el desintercalado. En el ejemplo, el tamaño de la memoria se puede reducir de W*D a (W-1)*D. Según la anchura del segmento de datos llega a ser más grande, el tamaño de la memoria se puede reducir aún adicionalmente.

Para las entradas del desintercalador en el tiempo, un receptor debería restaurar los contenidos del almacenador temporal de memoria en la forma del medio de la figura de la FIG. 112 mientras que se consideran celdas de relleno. Básicamente, los símbolos OFDM se pueden leer símbolo por símbolo y se pueden guardar fila por fila. El descentrado correspondiente al trenzado de columna se puede realizar. La salida del desintercalador se puede sacar en forma de lectura fila por fila desde la memoria de la Fig. 112a. De esta manera, cuando se compara con el método mostrado en la Fig. 106, se puede minimizar la sobrecarga de piloto, y en consecuencia se puede minimizar la memoria de intercalado/desintercalado.

La Fig. 115 muestra el intercalado en el tiempo (Fig. 115a) y el desintercalado en el tiempo (Fig. 115b).

La Fig. 115a muestra un ejemplo de un intercalador en el tiempo 708-L1 para la ruta de L1 de la Fig. 113. Como se muestra en la Fig. 115a, el intercalado en el tiempo para el preámbulo donde se transmite la L1, puede incluir celdas de datos de L1 de intercalado, excluyendo pilotos que normalmente se transmiten en el preámbulo. El método de intercalado puede incluir escribir datos de entrada en una dirección diagonal (líneas continuas) y leer los datos fila por fila (líneas discontinuas), usando métodos idénticos a los que se muestran en referencia a la Fig. 106.

La Fig. 115b muestra un ejemplo de un desintercalador en el tiempo r712-L1 en la ruta de L1 como se muestra en la Fig. 114. Como se muestra en la Fig. 115b, para un preámbulo donde se transmite la L1, la celda de datos de L1 de desintercalado se puede realizar, excluyendo los pilotos que se transmiten regularmente en el preámbulo. El método de desintercalado puede ser idéntico al método que se muestra en la Fig. 109 donde los datos de entrada se escriben fila por fila (línea continua) y se leen en una dirección diagonal (líneas discontinuas). Los datos de entrada no incluyen ningún piloto, en consecuencia, los datos de salida tienen celdas de datos de L1 que no incluyen tampoco ningún piloto. Cuando un receptor usa un único almacenador temporal en un desintercalador en el tiempo para el preámbulo, se puede usar una estructura de generador de direcciones que tiene una memoria de desintercalador como se muestra en la Fig. 110.

El desintercalador (r712-L1) se puede realizar usando las operaciones de dirección como sigue:

muestra de orden i en el bloque de orden j, incluyendo el piloto

i = 0, 1, 2,…, N-1;

N = D*W;

Ci,j = i mod W;

Tw = ((Ci,j mod D)*j) mod D;

Rij = ((i div W) + Tw) mod D;

Lij(1) = Ri,j*W + Cij;

O

Lij(2) = Cij*D + Rij;

En las operaciones anteriores, una longitud de una fila, W es una longitud de una fila de una memoria de intercalado como se muestra en la Fig. 115. La longitud de columna, D es una profundidad de intercalado en el tiempo del preámbulo, que es un número de símbolos OFDM que se requieren para la transmisión de los preámbulos.

La Fig. 116 muestra un ejemplo de la formación de símbolos OFDM programando pilotos y preámbulos de entrada a partir del formador de tramas 711 como se muestra en la Fig. 113. Las celdas en blanco forman una cabecera de L1 que es una señal de salida del módulo de cabecera de FEC 705-L1 en la ruta de L1, como se muestra en la Fig.

113. Las celdas grises representan pilotos continuos para el preámbulo que se generan por el módulo de generación de pilotos 710 como se muestra en la Fig. 113. Las celdas con patrones representan las celdas de señalización de L1 que son una señal de salida del mapeador de preámbulo 707-L1 como se muestra en la Fig. 113. La Fig. 116a representa símbolos OFDM cuando el intercalado en el tiempo está apagado y la Fig. 116b representa los símbolos OFDM cuando el intercalado en el tiempo está encendido. La cabecera de L1 se puede excluir del intercalado en el tiempo debido a que la cabecera de L1 transmite una longitud del campo de señalización de L1 y una información del marcador de encendido/apagado de intercalado en el tiempo. Es debido a que la cabecera de L1 se añade antes

del intercalado en el tiempo. Como se mencionó anteriormente, el intercalado en el tiempo se realiza excluyendo las celdas piloto. El resto de las celdas de datos de L1 se pueden intercalar como se muestra en la Fig. 115, entonces se pueden asignar a subportadoras OFDM.

La Fig. 117 muestra un ejemplo de intercaladores en el tiempo 708-0 ~ 708-K que pueden intercalar símbolos de datos que se envían desde los Mapeadores de Segmentos de Datos 706-0 ~ 706-K en la ruta de datos de un transmisor OFDM usando los segmentos de datos mostrados en la Fig. 113. El intercalado en el tiempo se puede realizar para cada segmento de datos. Los símbolos de intercalado en el tiempo se pueden sacar en los Intercaladores en frecuencia 709-0 ~ 709-K.

La Fig. 117 también muestra un ejemplo de un intercalador en el tiempo simple que usa un único almacenador temporal. La Fig. 117a muestra una estructura de símbolos OFDM antes del Intercalado en el Tiempo. Los bloques con los mismos patrones representan la misma clase de símbolos OFDM. La Fig. 117b y la Fig. 117c muestran estructuras de símbolos OFDM después del Intercalado en el Tiempo. El método de intercalado en el tiempo se puede dividir en Tipo 1 y Tipo 2. Cada tipo se puede realizar alternativamente para pares símbolos y símbolos impares. Un receptor puede realizar el desintercalado en consecuencia. Una de las razones de usar de forma alternativa el tipo 1 y el tipo 2 es reducir la memoria requerida en un receptor usando un único almacenador temporal durante el desintercalado en el tiempo.

La Fig. 117b muestra un intercalado en el tiempo usando tipo 1 de intercalado. Los símbolos de entrada se pueden escribir en dirección en diagonal hacia abajo y se pueden leer en una dirección de la fila. La Fig. 117c muestra un intercalado en el tiempo usando el tipo 2 de intercalado. Los símbolos de entrada se pueden escribir en dirección diagonal hacia arriba y se pueden leer en una dirección de la fila. La diferencia entre el tipo 1 y tipo 2 es si una dirección de escritura del símbolo de entrada es hacia arriba o hacia abajo. Los dos métodos son diferentes en la manera de escribir los símbolos, sin embargo los dos métodos son idénticos en términos de exhibir profundidad de intercalado en el tiempo completa y diversidad de frecuencias completa. Sin embargo, usar estos métodos puede causar un problema durante una sincronización en un receptor debido al uso de dos esquemas de intercalado.

Puede haber dos posibles soluciones. La primera solución puede ser señalar 1 bit de un tipo de intercalado de un primer bloque de intercalador que llega primero después de cada preámbulo, a través de señalización de L1 del preámbulo. Este método está realizando un intercalado correcto a través de la señalización. La segunda solución puede ser formar una trama que tenga una longitud de un número par de bloques de intercalado. Usando este método, un primer bloque intercalado de cada trama puede tener un tipo idéntico, de esta manera, se puede resolver el problema de sincronización de bloque de intercalado. Por ejemplo, el problema de sincronización se puede resolver aplicando intercalado de tipo 1 a un primer bloque de intercalado y aplicando de forma secuencial a los siguientes bloques de intercalado dentro de cada trama, entonces terminando un último bloque de intercalado de cada trama con intercalado de tipo 2. Este método requiere a una trama estar compuesta de dos bloques de intercalado pero puede ser ventajoso en que no se requiere señalización adicional como en el primer método.

La Fig. 122 muestra una estructura de un Desintercalador en el tiempo r710 de un receptor mostrado en la Fig. 114. El Desintercalado en el Tiempo se puede realizar en las salidas del Desintercalador en frecuencia r709. El desintercalador en el tiempo de la Fig. 122 representa un esquema de desintercalado que es un proceso inverso del intercalado en el tiempo mostrado en la Fig. 117. El desintercalado, en comparación con la Fig. 117, tendrá una manera opuesta en la lectura y la escritura. En otras palabras, el desintercalador de tipo 1 puede escribir los símbolos de entrada en una dirección de fila y puede leer los símbolos escritos en dirección diagonal hacia abajo. El desintercalador de tipo 2 puede escribir los símbolos de entrada en dirección diagonal hacia abajo y puede leer los símbolos escritos en una dirección de la fila. Estos métodos pueden permitir escribir los símbolos recibidos donde los símbolos se leen previamente haciendo una dirección de escritura de símbolos del desintercalador de tipo 2 idéntica a la dirección de lectura de símbolos del desintercalador de tipo 1. De esta manera, un receptor puede realizar el desintercalado usando un único almacenador temporal. Además, se puede realizar una implementación simple debido a que los métodos de desintercalado de tipo 1 y tipo 2 se realizan o bien escribiendo y leyendo símbolos en una dirección diagonal o bien en una dirección de la fila.

Sin embargo, el uso de estos métodos puede causar un problema en la sincronización en un receptor debido al uso de dos esquemas de intercalado. Por ejemplo, desintercalar los símbolos intercalados de tipo 1 en la manera de tipo 2 puede causar un deterioro en el rendimiento. Puede haber dos posibles soluciones. La primera solución puede ser determinar un tipo de un bloque de intercalado que llega después de un preámbulo, usando 1 bit de un tipo de intercalado de una parte de señalización de L1 transmitida. La segunda solución puede ser realizar el desintercalado usando un tipo según un primer bloque de intercalado dentro de una trama, si un número de bloques de intercalado dentro de una trama es un número par. El símbolo desintercalado se puede sacar en un Analizador Sintáctico de Segmento de Datos r711.

La Fig. 118 muestra una lógica de generación de direcciones que es idéntica a una lógica de generación de direcciones de un único almacenador temporal, cuando un intercalador de bloques usa dos almacenadores temporales de memoria como en la Fig. 106. La lógica de generación de direcciones puede realizar funciones idénticas a las funciones mostradas en la Fig. 106. Definiendo una profundidad de intercalado en el tiempo D como un número de filas de una memoria de desintercalado y definiendo una anchura de segmento de datos W como un

número de columnas, las direcciones mostradas en la Fig. 118 se pueden generar mediante un generador de direcciones. Las direcciones pueden incluir posiciones de piloto. Para intercalar en el tiempo símbolos de entrada que incluyan solamente símbolos de datos, se puede requerir una lógica de control que pueda saltarse direcciones. Las direcciones usadas en intercalar preámbulos pueden no requerir posiciones de piloto y el intercalado se puede realizar usando bloques de L1. La i representa un índice de un símbolo de entrada, N=D*W representa una longitud de bloque de intercalado. Ri y Ci representa una dirección de fila y una dirección de columna de un símbolo de entrada de orden i, respectivamente. Tw representa un valor de trenzado de columna o parámetro de trenzado desde una dirección donde se sitúa un símbolo. Li representa las direcciones cuando se implementa una memoria unidimensional que tiene un único almacenador temporal. Los valores de Li pueden ser de 0 a (N-1). En esta memoria unidimensional, son posibles al menos dos métodos. Li (1) está acoplando una matriz de memoria fila por fila y Li (2) está acoplando una matriz de memoria columna por columna. Un receptor puede usar la lógica de generación de direcciones en símbolos de lectura durante un desintercalado.

La Fig. 119 muestra otro ejemplo de un preámbulo. Para un caso cuando se usa un símbolo OFDM que tiene un tamaño de 4K-FFT en un ancho de banda de 7.61MHz y una sexta portadora dentro de un símbolo OFDM y las portadoras en ambos extremos se usan como pilotos, un número de portadoras que se pueden usar en la señalización de L1 se pueden suponer que sean 2840. Cuando están unidos múltiples canales, pueden existir múltiples anchos de banda de preámbulo. El número de portadoras puede cambiar dependiendo de un tipo de pilotos a ser usado, un tamaño de FFT, un número de canales unidos, y otros factores. Si un tamaño de una L1_XFEC_FRAME que incluye una L1_header (H) que se va a ser asignada a un único símbolo OFDM y un bloque de FEC de L1 (L1_FEC1) es más pequeño que un único símbolo OFDM (5w-a-1), la L1_XFEC_ FRAME que incluye una L1_header se puede repetir para rellenar una parte restante del único símbolo OFDM (5w-a-2). Esto es similar a la estructura de preámbulo de la Fig. 93. Para un receptor para recibir un segmento de datos que está situado en un cierto ancho de banda de canales unidos, se puede situar una ventana de sintonizador del receptor en un cierto ancho de banda.

Si una ventana de sintonizador de un receptor está situada en 5w-a-3 de la Fig. 119, puede darse un resultado incorrecto durante la fusión de L1_XFEC_FRAME repetidas. El caso 1 de la Fig. 119 puede ser tal ejemplo. Un receptor encuentra una L1_Header (H) para situar una posición de inicio de una L1_Header (H) dentro de una ventana del sintonizador, pero la L1_Header encontrada puede ser una cabecera de una L1_XFEC_FRAME incompleta (5w-a-4). La información de señalización de L1 puede no ser obtenida correctamente si una longitud de la L1_XFEC_FRAME se obtiene en base a esa L1_Header y el resto de la parte (5w-a-5) se añade a una posición de inicio de esa L1_Header. Para evitar tal caso, un receptor puede necesitar operaciones adicionales para encontrar una cabecera de una L1_XFEC_FRAME completa. La Fig. 120 muestra tales operaciones. En el ejemplo, para encontrar una cabecera de una L1_XFEC_FRAME completa, si existe una L1_XFEC_FRAME incompleta en un preámbulo, un receptor puede usar al menos dos L1_Headers para encontrar una ubicación de inicio de L1_Header para la fusión de L1_XFEC_FRAME. En primer lugar, un receptor puede encontrar la L1_Header a partir de un símbolo OFDM de preámbulo (5w-b-1). Entonces usando una longitud de la L1_XFEC_FRAME dentro de la L1_Header encontrada, el receptor puede comprobar si todas las L1_XFEC_FRAME dentro de un símbolo OFDM actual es un bloque completo (5w-b-2). Si no es así, el receptor puede encontrar otra L1_Header a partir del símbolo de preámbulo actual (5w-b-3). A partir de una distancia calculada entre una L1_Header recién encontrada y una L1_Header previa, se puede determinar si una cierta L1_XFEC_FRAME es un bloque completo (5w-b-4). Entonces, una L1_Header de una L1_XFEC_FRAME completa se puede utilizar como punto de inicio para la fusión. Usando el punto de inicio, la L1_XFEC_FRAME se puede fusionar (5w-b-5). Usando estos procesos, un caso 2 o una fusión correcta mostrada en la Fig. 119 se puede esperar en un receptor. Estos procesos se pueden realizar en el Decodificador de Cabecera de FEC r712-L1 en la ruta de señal de L1 de la Fig. 114.

La Fig. 121 es un ejemplo de una estructura de preámbulo que puede eliminar las operaciones adicionales antes mencionadas en un receptor. A diferencia de la estructura de preámbulo previa, cuando la parte restante de un símbolo OFDM se llena, solamente la L1_FEC1 de una L1_XFEC_FRAME, excluyendo la L1_Header (H) se puede llenar repetidamente (5w-c-2). De esta manera, cuando un receptor encuentra una posición de inicio de una L1_Header (H) para fusionar la L1_XFEC_FRAME, una L1_Header de solamente una L1_XFEC_FRAME completa se puede encontrar (5w-c-4), de esta manera, sin operaciones adicionales, la L1_XFEC_FRAME se puede fusionar con la L1_Header encontrada. Por lo tanto, procesos tales como 5w-b-2, 5w-b-3, y 5w-4-b mostrados en la Fig. 120 se pueden eliminar en un receptor. Estos procesos y procesos homólogos de los procesos se pueden realizar en el Decodificador de Cabecera de FEC r712-L1 en la ruta de señal de L1 de un receptor de la Fig. 114 y en la Cabecera de FEC 705-L1 en la ruta de señal de L1 de un transmisor de la Fig. 113.

El desintercalador en el tiempo r712-L1 en la ruta de L1 de un receptor de la Fig. 114 puede desintercalar celdas de bloque de L1 o celdas con patrones, excluyendo otras celdas tales como la cabecera del preámbulo y las celdas piloto. Las celdas de bloque de L1 están representadas por celdas con patrones como se muestra en la Fig. 116. La Fig. 123 muestra otro ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. Este transmisor puede tener una estructura idéntica y puede realizar una función idéntica a la del transmisor de la Fig. 113, excepto los bloques añadidos y modificados. El mapeador de preámbulo 1007-L1 puede mapear bloques de L1 y cabeceras de bloque de L1 que son salidas de la cabecera de FEC 705-L1 en símbolos de preámbulo usados en una trama de transmisión. En concreto, la cabecera de bloque de L1 se puede repetir en cada preámbulo y el bloque de L1 se puede dividir tanto como un número de preámbulos usados. El intercalador en el tiempo 1008-L1 puede intercalar

bloques de L1 que se dividen en preámbulos. En este punto, se puede o bien incluir una cabecera de bloque de L1 en el intercalado o bien no incluir en el intercalado. Si la cabecera de bloque de L1 se incluye o no puede no cambiar una estructura de señal de una cabecera de bloque de L1pero puede cambiar una orden de intercalar y transmitir los bloques de L1. El módulo de repetición L1_XFEC 1015-L1 puede repetir los bloques de L1_XFEC intercalados en el tiempo dentro de un ancho de banda de preámbulo. En este punto, la cabecera de bloque de L1 se puede o bien repetir dentro de un preámbulo o bien no repetir dentro de un preámbulo.

La Fig. 124 muestra otro ejemplo de un receptor OFDM que usa segmentos de datos. Este receptor tiene una estructura idéntica y puede realizar una función idéntica a la del receptor de la Fig. 114, excepto los bloques añadidos y modificados. El decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 L1 puede sincronizar las cabeceras de L1 dentro de un preámbulo. Si se repiten las cabeceras de L1, las cabeceras de L1 se pueden combinar para obtener una ganancia de SNR. Entonces, el decodificador de cabecera de FEC r712-L1 de la Fig. 114 puede realizar una decodificación FEC. El proceso de sincronización puede dar una ubicación de una cabecera correlacionando la palabra de sincronización de una cabecera y los preámbulos. Para desplazamientos de frecuencia de múltiplos de un entero, se puede determinar un intervalo de correlación a partir del direccionamiento circular.

El combinador de L1_XFEC r1017-L1 puede combinar bloques de L1_XFEC para obtener una ganancia de SRN, cuando se reciben los bloques de L1 divididos dentro de un preámbulo. El desintercalador en el tiempo r1010-L1 puede desintercalar en el tiempo bloques de L1 dentro de un preámbulo. Dependiendo de si las cabeceras de bloque de L1 se intercalan en el tiempo en un transmisor o no, las cabeceras de bloque de L1 se pueden desintercalar en un receptor en consecuencia. Un orden de desintercalado de los bloques de L1 se puede cambiar dependiendo de si las cabeceras de bloque de L1 están intercaladas en el tiempo en un transmisor o no. Por ejemplo, cuando el intercalado en el tiempo está ENCENDIDO como en la Fig. 116, una ubicación de la celda número 33 que es una primera celda de bloque de L1 dentro de un primer preámbulo, puede cambiar. En otras palabras, cuando las cabeceras de bloque de L1 no se incluyen en un intercalado, se recibirá la señal intercalada que tiene las ubicaciones de las celdas como se muestra en la Fig. 116. Si las cabeceras de bloque de L1 están incluidas en un intercalado, la ubicación de la celda número 33 necesita ser cambiada para desintercalar las celdas que están intercaladas diagonalmente, usando una primera celda de una primera cabecera de bloque de L1 dentro de un primer preámbulo como referencia. El fusionador de L1_FEC r1018-L1 puede fusionar bloques de L1 que están divididos en muchos preámbulos en un único bloque de L1 para la decodificación FEC.

Con 1 bit adicional, el campo PLP_type de los campos de señalización de L1 que se transmiten en un preámbulo pueden tener los siguientes valores.

PLP_type = 00 (PLP común)

PLP_type = 01 (PLP de datos normal)

PLP_type = 10 (PLP de datos demultiplexado)

PLP_type = 11 (reservado)

Un PLP de datos normal representa un PLP de datos cuando un único servicio se transmite en un único segmento de datos. Un PLP de datos demultiplexado representa un PLP de datos cuando un único servicio se demultiplexa en múltiples segmentos de datos. Cuando un usuario cambia de servicio, si la señalización de L1 y la señalización de L2 se almacenan en un receptor, se puede eliminar la espera de una información de señalización de L1 dentro de una siguiente trama. Por lo tanto, un receptor puede cambiar los servicios de manera eficiente y un usuario puede tener el beneficio de menos retardo durante un cambio de servicio. La Fig. 128 muestra estructuras de señal del bloque de L1 que se transmite en un preámbulo, para el flujo de intercalado en el tiempo y el flujo de desintercalado en el tiempo. Como se ve en la Fig. 128, el intercalado y el desintercalado se pueden realizar no sobre un ancho de banda del preámbulo entero, sino en un bloque de L1 dividido.

La Fig. 129 es un ejemplo de un campo de intercalado en el tiempo de L1 de los campos de señalización de L1, procesado por el módulo de cabecera de FEC 705-L1 en la ruta de L1 mostrada en la Fig. 123. Como se muestra en la Fig. 129, se pueden usar un bit o dos bits para el parámetro de intercalado en el tiempo. Si se usa un bit, el intercalado no se realiza cuando el valor del bit es 0 y el intercalado que tiene una profundidad de símbolos OFDM usados en los símbolos del preámbulo se puede realizar cuando el valor del bit es 1. Si se usan dos bits, el intercalado con profundidad de intercalado de 0 o ningún intercalado se realiza cuando el valor de bits es 00 y el intercalado que tiene una profundidad de los símbolos OFDM usados en los símbolos de preámbulo se puede realizar cuando el valor de bits es 01. El intercalado que tiene una profundidad de cuatro símbolos OFDM se puede realizar cuando el valor de bits es 10. El intercalado que tiene una profundidad de ocho símbolos OFDM se puede realizar cuando el valor de bits es 11.

Un receptor, específicamente, el decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 en la ruta de L1 mostrado en la Fig. 124 puede extraer los parámetros de Intercalado en el Tiempo (TI) mostrados en la Fig. 129. Usando los parámetros, el desintercalador en el tiempo r1010-L1 puede realizar el desintercalado según la profundidad de intercalado. Los parámetros que se transmiten en la cabecera de L1 son el tamaño de la información de L1 (15bits), el parámetro de intercalado en el tiempo (máximo 2 bits) y la CRC (máximo 2 bits). Si un código Reed-Muller RM

(16, 32) se usa para codificar el campo de señalización de cabecera de L1, debido a que los bits que se pueden transmitir son 16 bits, no existe un número suficiente de bits. La Fig. 130 muestra un ejemplo de campo de señalización de L1 que se puede usar para tal caso y un método de relleno.

La Fig. 130 muestra procesos realizados en el módulo de cabecera de FEC 705-L1 en la ruta de L1 de la Fig. 123. En la Fig. 130a, L1 () en la columna de los campos de señalización representa el tamaño de L1 y TI () representa el tamaño para los parámetros de intercalado de tiempo. Para el primer caso o cuando el tamaño de L1 (15 bits) y TI (1 bit) se transmiten, el relleno adicional puede no ser necesario y se puede obtener un rendimiento de decodificación sustancial de la cabecera de L1, sin embargo, debido a que se transmite información de si realizar un intercalado en el tiempo o no, para un bloque de L1 corto, no se puede obtener un efecto de intercalado.

Para el segundo caso o cuando el tamaño de L1 se reduce a 1/8 de su tamaño original, llega a ser posible transmitir información con números de bits tal como L1 (12 bits), TI (2 bits) y CRC (2 bits). De esta manera, para el segundo caso, se pueden esperar el mejor rendimiento de decodificación de L1 y efecto de intercalado en el tiempo. Sin embargo, el segundo caso, requiere un proceso de relleno adicional para hacer el tamaño de L1 un múltiplo de ocho si el tamaño de L1 no es un múltiplo de ocho. La Fig. 130b representa un método de relleno que se pueden realizar en la señal de L1 (700-L1) de la Fig. 123. Esto muestra que el relleno se sitúa después del bloque de L1 y cubre con codificación CRC. En consecuencia, en un receptor, el módulo BCH/LDPC de decodificación FEC r715-L1 en la ruta de L1 de la Fig. 124 puede realizar la decodificación FEC, entonces si no hay error cuando se comprueba el campo CRC, se puede realizar un análisis sintáctico de bits según un campo de señalización de L1, entonces se requiere un proceso que define el resto de bits como relleno o CRC32 y que excluye el resto de bits de los parámetros.

Para el tercer caso, o cuando el tamaño de L1 se expresa como un número de celdas QAM mapeadas, no un número de bits, se puede reducir el número de bits. Para el cuarto caso, el tamaño de L1 se expresa no como un tamaño de un bloque de L1 entero, sino como un tamaño de L1 para cada símbolo OFDM. De esta manera, para que un receptor obtenga un tamaño de un bloque de L1 entero, necesita ser realizada una multiplicación del tamaño de bloque de L1 en un único símbolo OFDM mediante un número de símbolos OFDM usados en el preámbulo. En este caso, el tamaño de L1 real necesita excluir el relleno.

Para el quinto caso, expresando el bloque de L1 no como un número de bits sino como un número de celdas mapeadas QAM, es posible más reducción de bits. Para los casos tercero a quinto, se muestran los parámetros de TI, CRC, y un número de bits de relleno necesarios. Para un caso donde se expresa un tamaño de bloque de L1 como un número de celdas, para que un receptor obtenga el tamaño de L1 en bits, el receptor necesita multiplicar un número de bits donde solamente se transmiten celdas por un tamaño de L1 recibido. Además, necesita ser excluido un número de bits de relleno.

El último caso muestra un aumento en el número total de bits a 32 bits usando dos bloques de código RM en la cabecera. Los campos de CRC totales llegan a ser cuatro bits debido a que cada bloque de código RM necesita dos bits del campo de CRC. Un receptor o decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 en la ruta de L1 de la Fig. 124, necesita obtener los parámetros necesarios realizando una decodificación FEC en un total de dos bloques de FEC. Usando los parámetros obtenidos, un receptor, específicamente el desintercalador en el tiempo r1010-L1 L1 en la ruta de L1 de la Fig. 124, puede determinar si realizar el desintercalado o no y puede obtener una profundidad de desintercalado, si se determina que sea realizado un desintercalado. Además, el módulo BCH/LDPC de decodificación FEC r715-L1 puede obtener la longitud del bloque LDPC requerida para realizar la decodificación FEC y los parámetros de acortamiento/perforación. Se pueden eliminar los campos de relleno innecesarios requeridos para enviar la señal de L1 a un controlador del sistema.

La Fig. 125 muestra un ejemplo de un Intercalado en el Tiempo (TI) del segmento de datos. El proceso de TI supone que son conocidas todas las posiciones de piloto. El TI puede sacar solamente las celdas de datos, excluyendo los pilotos. Conocer las posiciones de piloto permite un número correcto de celdas de salida para cada símbolo OFDM. También, una TI se puede implementar por un único almacenador temporal en un receptor.

La Fig. 126 muestra un ejemplo de una implementación eficiente de un Desintercalador en el Tiempo en un receptor. La Fig. 126a muestra cuatro esquemas de desintercalado diferentes según una realización de la presente invención. La Fig. 126b muestra un único almacenador temporal que realiza el desintercalado. La Fig. 126c muestra un esquema ejemplar para dirigir los bloques de L1 en una matriz de 2D o una secuencia de 1D.

Como se muestra en las Fig. 126a-c, usar un único algoritmo de almacenador temporal puede ser una implementación más eficiente del desintercalador en el tiempo. El algoritmo puede estar caracterizado por leer celdas de salida de la primera memoria, y entonces escribir las celdas de entrada donde se leen las celdas de salida. El direccionamiento en diagonal se puede considerar como un direccionamiento circular en cada columna.

Más específicamente, con referencia a la Fig. 126a, estos cuatro métodos de escritura y lectura se aplican secuencialmente a las tramas C2 que se reciben en un receptor. La primera trama recibida en un receptor se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para que el bloque de orden 0 en la Fig. 126a y se lee en el camino para que el bloque primero. La segunda trama recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para el primer bloque y se lee para el bloque segundo. La tercera trama

recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para el bloque segundo y se lee en el camino para el bloque tercero. La cuarta trama recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para el bloque tercero y se lee en el camino para el bloque de orden 0, y así sucesivamente. Es decir, los métodos de escritura y lectura de la Fig. 126a pueden ser aplicados secuencial y cíclicamente a las tramas C2 que se reciben de forma secuencial.

El proceso de intercalado en el tiempo (TI) se puede realizar en los preámbulos como se muestra en la Fig. 127. Las posiciones de piloto son periódicas y se quitan fácilmente y no es necesario un intercalado para la cabecera de bloque de L1. Esto es debido a que la cabecera del preámbulo transporta parámetros de TI y tanto intercalar como no intercalar tienen los mismos resultados debido a la repetición. De esta manera, solamente se intercalan celdas de señalización de L1. Se puede aplicar el almacenador temporal único usado en el TI del segmento de datos.

La Fig. 128 muestra el Flujo de Intercalado/Desintercalado en el Tiempo del preámbulo. El intercalado se puede realizar dentro de un bloque de L1, en lugar del preámbulo entero. En un transmisor, como se muestra en la Fig. 128a, el bloque L1 se puede codificar ① entonces se puede realizar un intercalado dentro del bloque de L1 ②, y el bloque de L1 intercalado se puede repetir dentro de un preámbulo. En un receptor, como se muestra en la Fig. 128b, a partir de un preámbulo recibido ①, el bloque de L1 se puede combinar o sincronizar y se puede obtener un único

período del bloque de L1 ②, y el bloque de L1 combinado se puede desintercalar ③.

La Fig. 129 muestra unos parámetros de profundidad de intercalado en el tiempo en la señalización de cabecera de L1. Para la estructura de cabecera de L1, RM (16, 32) tiene una capacidad de 16 bits. Un máximo de 2 bits de CRC puede mejorar el rendimiento BER de RM. Los campos de señalización requeridos de la cabecera de L1 son L1_info_size (15 bits) que puede requerir un máximo de 5 símbolos OFDM y TI_depth (2 bits o 1 bit). Sin embargo, un total de 18 o 19 bits exceden la capacidad de la cabecera de L1.

La Fig. 131 muestra un ejemplo de una señalización de L1 transmitida en una cabecera de trama. La información de señalización de L1 se puede usar como parámetros de decodificación en un receptor. Especialmente, los módulos en la ruta de señal de L1 de la Fig. 124 pueden realizar la decodificación de señalización de L1 y los módulos en la ruta de PLP de la Fig. 124 pueden usar parámetros, de esta manera se puede decodificar los servicios. Un receptor puede obtener los parámetros de la señalización de L1 a partir de las señales de la ruta de L1 que están decodificadas según un orden de cada campo y longitud de campo. A continuación se explica el significado de cada campo y su uso. Se puede modificar un nombre de cada campo, un número de bits para cada campo, o un ejemplo de cada campo.

Num_chbon: Este campo indica un número de canales usados en una unión de canales. Usando este campo, un receptor puede obtener un ancho de banda total de los canales usados. Un canal puede tener 6MHz, 7MHz, 8MHz, u otros valores de ancho de banda.

Num_dslice: Este campo indica un número de segmentos de datos existentes en una unión de canales. Después de la decodificación de señalización de L1, un receptor accede a un bucle donde está contenida la información de los segmentos de datos, para obtener información del segmento de datos. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaño del bucle para la decodificación.

Num_notch: Este campo indica un número de bandas de muesca existentes en un canal unido. Después de la decodificación de señalización de L1, un receptor accede a un bucle donde está contenida la información de la banda de muesca, para obtener información de la banda de muesca. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaño del bucle para la decodificación.

Para cada segmento de datos, dslice_id, dslice_start, dslice_width, dslice_ti_depth, dslice_type, dslice_pwr_allocation, e información de PLP se pueden transmitir en un preámbulo de una cabecera de trama. El segmento de datos se puede considerar como un ancho de banda específico que contiene uno o más PLP. Los servicios se pueden transmitir en los PLP. Un receptor necesita acceder a un segmento de datos que contiene un PLP específico, para decodificar un servicio.

Dslice_id: Este campo se puede usar para identificación del segmento de datos. Cada segmento de datos en un canal unido puede tener un valor único. Cuando un receptor accede a uno de los PLP para decodificar servicios, este campo se puede usar por el receptor para diferenciar un segmento de datos donde se sitúa el PLP, a partir de otros segmentos de datos.

Dslice_start: Este campo indica una ubicación de inicio de un segmento de datos dentro de un canal unido. Usando este campo, un receptor puede obtener una frecuencia donde comienza el segmento de datos. Además, la sintonización para acceder a un segmento de datos se puede realizar usando este campo.

Dslice_width: Este campo indica un ancho de banda de un segmento de datos. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaño de un segmento de datos. Especialmente, este campo se puede usar en el desintercalado en el tiempo para permitir la decodificación. Junto con el campo dslice_start, un receptor puede determinar qué

frecuencia decodificar a partir de las señales de RF recibidas. Este proceso se puede realizar en el Sintonizador r700 de la Fig. 124. Información tal como dslice_start y dslice_width se puede utilizar como una señal de control del sintonizador r700.

Dslice_ti_depth: Este campo indica la profundidad del intercalador en el tiempo usado en segmentos de datos intercalados en el tiempo. Junto con dslice_width, un receptor puede obtener una anchura y una profundidad de un desintercalador en el tiempo y puede realizar el desintercalado en el tiempo. La Fig. 132 muestra un ejemplo de una dslice_ti_depth. En el ejemplo, se usan 1, 4, 8 o 16 símbolos OFDM en el intercalado en el tiempo. Esto se realiza en el desintercalador en el tiempo r710 de la Fig. 124. Dslice_width y dslice_ti_depth se pueden usar como una señal de control.

Dslice_type: Este campo indica un tipo de un segmento de datos. El segmento de datos de tipo 1 tiene un único PLP dentro del mismo y el PLP es una CCM (codificación y modulación constante) aplicada. El segmento de datos de tipo 2 representa todas las otras clases de segmentos de datos. Usando este campo, un receptor puede realizar la decodificación según el PLP. Un PLP de tipo 1 no tiene cabecera de FECFRAME, de esta manera un receptor no busca la cabecera de FECFRAME. Para el tipo 2, un receptor busca la cabecera de FECFRAME del PLP para obtener información de MODCOD. La Fig. 133 muestra un ejemplo de dslice_type. Usando este campo, el analizador sintáctico del segmento de datos r711 de la Fig. 124 puede controlar los decodificadores de cabecera de FEC r712-c, k.

Dslice_pwr_allocation: Este campo indica una potencia de un segmento de datos. Cada segmento de datos puede tener una potencia diferente a partir de otros segmentos de datos. Es para la adaptación de enlace en el sistema por cable. Un receptor puede usar este campo para controlar la potencia del segmento de datos recibido. El sintonizador r700 de la Fig. 124 puede ajustar la ganancia de señal usando este campo.

Num_plp: Este campo indica un número de PLP en un segmento de datos. Después de la decodificación de señalización de L1, un receptor accede a un bucle que incluye información de PLP. Usando este campo un receptor puede obtener un tamaño del bucle y decodificar los PLP.

Para cada PLP, plp_id, plp_type, reprocesamiento de PSI/SI, plp_payload_type, plp_modcod, y plp_start_addr se pueden transmitir en una cabecera de trama (preámbulo). Cada PLP puede transmitir un o más flujos o los paquetes tales como una TS y GSE. Un receptor puede obtener servicios decodificando los PLP donde se transmiten los servicios.

Plp_id: Este campo es un identificador de PLP y tiene un valor único para cada PLP en un canal unido. Usando este campo, un receptor puede acceder a un PLP donde existe un servicio para decodificar. Este campo puede servir a un propósito idéntico al plp_id transmitido en una cabecera de FECFRAME. Los decodificadores de cabecera de FEC r712-c, k de la Fig. 124 pueden acceder a un PLP necesario usando este campo.

Plp_type: Este campo indica si un tipo de PLP es un PLP común o un PLP de datos. Usando este campo, un receptor puede encontrar un PLP común y puede obtener información requerida para decodificar de un paquete de TS a partir del PLP común. Además, el receptor puede decodificar un paquete de TS dentro de un PLP de datos. La Fig. 134 muestra un ejemplo de plp_type.

Reprocesamiento de PSI/SI: Este campo indica si una PSI/SI de una señal recibida se vuelve a procesar o no. Usando este campo, un receptor puede determinar si se refiere a la PSI/SI de un servicio específico a partir de un servicio transmitido. Si un receptor no puede hacer referencia a una PSI/SI de un servicio específico a partir de un servicio transmitido, la PSI/SI que se puede hacer referencia por un servicio específico se puede transmitir a través de un PLP común, por ejemplo. Usando esta información, un receptor puede decodificar los servicios.

Plp_payload_type: Este campo indica el tipo de datos de carga útil que transmite el PLP. Un receptor puede usar este campo antes de decodificar datos dentro de los PLP. Si un receptor no puede decodificar el tipo específico de datos, se puede evitar la decodificación de un PLP que contiene ese tipo específico de datos. La Fig. 135 muestra un ejemplo de plp_payload_type. Si un segmento de datos tiene un PLP único y un CCM se aplica al segmento de datos es decir, al segmento de datos de tipo 1, se pueden transmitir de forma adicional campos tales como plp_modcod y plp_start_addr.

Plp_modcod: Este campo indica el tipo de modulación y la tasa de código de FEC usado en el PLP. Usando este campo, un receptor puede realizar una demodulación QAM y decodificación FEC. La Fig. 136 muestra un ejemplo de plp_modcod. Esos valores mostrados en la Fig. 136 se pueden utilizar en modcod que se transmite en una cabecera de una FECFRAME. Los demapeadores de símbolo r713-c, k y módulo BCH/LDPC de decodificación FEC r715-c, k de la Fig. 124 pueden usar este campo para la decodificación.

Plp_start_addr: Este campo indica dónde aparece una primera FECFRAME de un PLP en una trama de transmisión. Usando este campo, un receptor puede obtener una ubicación de inicio de FECFRAME y realizar la decodificación FEC. Usando este campo, el analizador sintáctico de segmento de datos r711 de la Fig. 124 puede sincronizar las FECFRAME para los PLP de tipo 1. Para cada banda de muesca, información tal como notch_start y notch_width se puede transmitir en una cabecera de trama (preámbulo).

Notch_start: Este campo indica una ubicación de inicio de una banda de muesca. Notch_width: Este campo indica una anchura de una banda de muesca. Utilizando notch_start y notch_width, un receptor puede obtener una ubicación y un tamaño de una banda de muesca dentro de un canal unido. Además, se puede obtener una ubicación de sintonización para una correcta decodificación de servicio y se puede comprobar una existencia de un servicio dentro de un cierto ancho de banda. El sintonizador r700 de la Fig. 124 puede realizar la sintonización usando esta información.

GI: Este campo indica la información del intervalo de guarda usado en un sistema. Un receptor puede obtener información del intervalo de guarda usando este campo. El módulo de sincronización de Tiempo/Frecuencia r702 y el módulo de eliminación de GI r704 de la Fig. 124 pueden usar este campo. La Fig. 137 muestra un ejemplo.

Num_data_symbols: Este campo indica un número de símbolos OFDM de datos, excepto el preámbulo, usado en una trama. Se puede definir una longitud de trama de transmisión mediante este campo. Usando este campo, un receptor puede predecir la ubicación de un preámbulo siguiente, de esta manera, este campo se puede usar para decodificar la señalización de L1. El analizador sintáctico de trama r708 de la Fig. 124 puede usar este campo y predecir los símbolos OFDM que son preámbulo y enviar una señal a la ruta de decodificación del preámbulo.

Num_c2_frames: Este campo indica un número de tramas existentes en una supertrama. Usando este campo, un receptor puede obtener un límite de una supertrama y puede predecir información repetida por cada supertrama.

Frame_idx: Este campo es un índice de trama y se reinicia para cada supertrama. Usando este campo, un receptor puede obtener un número de trama actual y encontrar una ubicación de la trama actual dentro de una supertrama. Usando este campo, el analizador sintáctico de trama r708 de la Fig. 124 puede averiguar cuántas tramas están delante de una trama actual en una supertrama. Junto con num_c2_frames, se puede predecir el cambio que ocurre en una señalización de L1 y se puede controlar la decodificación de L1.

PAPR: Este campo indica si se usa o no una reserva de tono para reducir una PAPR. Usando este campo, un receptor puede procesar en consecuencia. La Fig. 138 muestra un ejemplo. Por ejemplo, si se usa una reserva de tono, un receptor puede excluir las portadoras usadas en una reserva de tono, de la decodificación. En concreto, el analizador sintáctico de segmento de datos r711 de la Fig. 124 puede usar este campo para excluir portadoras de la decodificación.

Reservado: Este campo es los bits adicionales reservados para uso futuro.

La Fig. 139 muestra otro ejemplo de señalización de L1 transmitida en una cabecera de trama. En la Fig. 139, la información añadida adicionalmente de la Fig. 131 puede hacer la decodificación de servicio mediante un receptor más eficiente. Los campos siguientes explican solamente la información adicional. Los otros campos son los mismos que la Fig. 131.

Network_id: Este campo indica una red a donde pertenece la señal transmitida. Usando este campo, un receptor puede descubrir una red actual. Cuando un receptor sintoniza a otra red para encontrar un servicio en la red, el receptor puede procesar más rápido porque usar solamente la decodificación de L1 es suficiente para tomar la decisión de si la red sintonizada es una red deseada o no.

C2_system_id: Este campo identifica un sistema a donde pertenece una señal transmitida. Usando este campo, un receptor puede descubrir el sistema actual. Cuando un receptor sintoniza otro sistema para encontrar un servicio en el sistema, el receptor puede procesar más rápido debido a que usar solamente la decodificación de L1 es suficiente para tomar la decisión de si el sistema sintonizado es un sistema deseado o no.

C2_signal_start_frequency: Este campo indica una frecuencia de inicio de canales unidos. C2_signal_stop_frequency: Este campo indica una frecuencia final de los canales unidos. Usando c2_signal_start_frequeny y c2_signal_stop_frequency, los anchos de banda de RF de todos los segmentos de datos se pueden encontrar decodificando la L1 de cierto ancho de banda dentro de los canales unidos. Además, este campo se puede usar para obtener una cantidad de cambio de frecuencia requerida en la sincronización de las L1_XFEC_FRAME. El combinador de XFEC de L1 r1017-L1 de la Fig. 124 puede usar este campo. Además, cuando un receptor recibe segmentos de datos ubicados en ambos extremos de un canal unido, este campo se puede usar para sintonizar una frecuencia adecuada. El sintonizador r700 de la Fig. 124 puede usar esta información.

Plp_type: Este campo indica si un PLP es un PLP común, un PLP de datos normal, o una PLP datos agrupado. Usando este campo, un receptor puede identificar un PLP común y puede obtener la información requerida para decodificar un paquete de TS a partir del PLP común, entonces puede decodificar un paquete de TS en un PLP de datos agrupado. Aquí, el PLP común puede ser un PLP que contiene datos compartidos por múltiples PLP. La Fig. 140 muestra un ejemplo de este campo. Un PLP de datos normal es un PLP de datos que no tiene un PLP común. En este caso, un receptor no necesita encontrar un PLP común. Un PLP común o PLP agrupado pueden transmitir información tal como plp_group_id. Para los otros tipos de PLP, es posible una transmisión más eficiente debido a que no necesita ser transmitida información adicional.

Plp_group_id: Este campo indica un grupo a donde pertenece un PLP actual. El PLP de datos agrupado puede transmitir parámetros de TS comunes usando un PLP común. Usando este campo, si un PLP decodificado actualmente es un PLP agrupado, un receptor puede encontrar un PLP común necesario, obtener los parámetros requeridos para un paquete de TS de PLP agrupado, y formar un paquete de TS completo.

Reserved_1/reserved_2/reserved_3: Estos campos son bits adicionales reservados para uso futuro para un bucle de segmento de datos, un bucle de PLP, y una trama de transmisión, respectivamente.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor, y estructura digital eficiente de señalización de capa física.

Transmitiendo la información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y transmitiendo el resto de señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión de energía más eficiente o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM no uniforme mejorada para una transmisión de energía más eficiente o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. También se describe un método de uso de tasa de código de código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3 ~ 4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente a aquéllos expertos en la técnica que se pueden hacer varias modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

La invención además se refiere a un transmisor para transmitir datos de difusión a un receptor, el transmisor que comprende: un primer codificador BCH configurado para codificar a BCH datos de señalización de la Capa 1; un primer codificador LDPC configurado para codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificada a BCH para generar al menos un bit de paridad LDPC; unos medios de perforación configurados para realizar una perforación en el bit de paridad LDPC generado; un primer intercalador de bit configurado para intercalar bits en los datos de señalización de la Capa 1 codificados a LDPC y el bit de paridad LDPC perforado; y un primer mapeador QAM configurado para demultiplexar los datos de señalización de Capa 1 intercalados con bits en palabras de celda y mapear las palabras de celda en valores de constelación, en donde el transmisor está configurado para procesar los datos de señalización de la Capa 1, los datos de señalización de la Capa 1 que tienen información del tipo de PLP que indica el tipo del PLP asociado, la información del tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, el PLP común que es un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP.

Según realizaciones adicionales que se pueden considerar solas o en combinación:

-: el transmisor que puede comprender además: un segundo codificador BCH configurado para codificar a BCH datos de PLP para generar unos datos protegidos de error; un segundo codificador LDPC configurado para codificar a LDPC los datos de PLP codificados a BCH; un segundo intercalador de bits configurado para intercalar con bits los datos de PLP codificados a LDPC; un segundo mapeador QAM configurado para demultiplexar los datos de PLP intercalados en palabras de celda y mapear las palabras de celda en valores de constelación; y un intercalador en tiempo-frecuencia configurado para intercalar en tiempo-frecuencia los valores de constelación mapeados.

-: configurado además para procesar datos en donde cuando el tipo de PLP es uno del PLP común y el PLP de datos agrupado, los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que identifica con qué grupo de PLP está asociado el PLP actual.

La invención además se refiere a un receptor para procesar datos de difusión, el receptor que comprende: un demapeador QAM configurado para demapear valores de constelación correspondientes a datos de señalización de la Capa 1 en palabras de celda y multiplexar las palabras de celda demapeadas en los datos de señalización de la Capa 1; un desintercalador de bits configurado para desintercalar bits de los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados y al menos un bit de paridad LDPC; unos medios de desperforación configurados para realizar una desperforación en el bit de paridad LDPC; un decodificador LDPC configurado para decodificar LDPC los datos de señalización de la Capa 1 y el bit de paridad LDPC perforado; y un decodificador BCH configurado para decodificar de BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificados de LDPC y el bit de paridad LDPC desperforado, en donde el receptor está configurado para procesar datos de señalización de la Capa 1, en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo del PLP asociado, la información

del tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, el PLP común que es un PLP especial, que contiene datos compartidos por múltiples PLP.

-: el receptor además comprende un desintercalador en tiempo-frecuencia configurado para desintercalar en tiempo-frecuencia valores de constelación correspondientes a datos de PLP; un demapeador QAM configurado para demapear los valores de constelación desintercalados en palabras de celda y multiplexar las palabras de celda demapeadas en los datos de PLP; un desintercalador de bits configurado para desintercalar los bits de los datos de PLP multiplexados; un decodificador LDPC configurado para decodificar LDPC los datos de PLP desintercalados de bits; y un decodificador BCH configurado para decodificar de BCH los datos de PLP decodificados LDPC,

-: el receptor está además configurado para procesar datos, en donde cuando el tipo de PLP es uno de PLP común y el PLP de datos agrupado, los datos de señalización de Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que identifica con qué grupo de PLP está asociado el PLP actual.

La invención además se refiere a un método de transmisión de datos de difusión a un receptor, el método que comprende: codificar a BCH los datos de señalización de la Capa 1; codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados a BCH para generar al menos un bit de paridad LDPC; realizar una perforación en el bit de paridad LDPC generado; intercalar con bits los datos de señalización de la Capa 1 codificados a LDPC y el bit de paridad LDPC perforado; y demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits en palabras de celda y mapear las palabras de celda en valores de constelación por medio de un método de mapeo QAM, en donde los datos de señalización de la Capa 1 tienen información del tipo de PLP que indica el tipo del PLP asociado, la información del tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, el PLP común que es un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP.

-: el método además comprende: codificar a BCH datos de PLP para generar unos datos protegidos de error; codificar a LDPC los datos de PLP codificados a BCH; intercalar con bits los datos de PLP codificados a LDPC; demultiplexar los datos de PLP intercalados en palabras de celda; mapear las palabras de celda en valores de constelación; e intercalar en tiempo-frecuencia los valores de constelación mapeados.

-: cuando el tipo de PLP es uno del PLP común y el PLP de datos agrupado, los datos de señalización de Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que identifica con qué grupo de PLP está asociado el PLP actual.

La invención además se refiere a un método de recepción de datos de difusión, el método que comprende: descorrelacionar valores de constelación que corresponden a datos de señalización de la Capa 1 en palabras de celda; multiplexar las palabras de celda demapeadas en datos de señalización de la Capa 1; desintercalar de bits los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados y al menos un bit de paridad LDPC; realizar una desperforación en el bit de paridad LDPC; decodificar de LDPC los datos de señalización de la Capa 1 y el bit de paridad LDPC desperforado; y decodificar de BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificados de LDPC y el bit de paridad LDPC desperforado, en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo del PLP asociado, la información del tipo de PLP que es uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, el PLP común que es un PLP especial, que contiene datos compartidos por múltiples PLP.

-: el método además comprende: desintercalar en tiempo-frecuencia valores de constelación correspondientes a datos de PLP; demapear los valores de constelación desintercalados en palabras de celda; multiplexar las palabras de celda demapeadas en los datos de PLP; desintercalar de bits los datos de PLP multiplexados; decodificar LDPC los datos de PLP desintercalados de bits; y decodificar de LDPC los datos de PLP decodificados de LDPC,

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un aparato para transmitir datos de difusión, el aparato que comprende:

medios de codificación BCH para codificar a BCH datos de señalización de la Capa 1;

medios de codificación LDPC (702-L1) para codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados a BCH y generar al menos un bit de paridad LDPC;

medios de perforación para realizar una perforación en el bit de paridad LDPC generado de los datos de señalización de la Capa 1;

medios de intercalado de bits (704-L1) para intercalar bits en los datos de señalización de la Capa 1 con perforación realizada;

medios de demultiplexación para demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits;

medios de mapeado QAM (704-L1) para mapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1 demultiplexados;

medios de intercalado en el tiempo (708-L1) para intercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1 mapeados en constelación con una profundidad de intercalado en el tiempo;

medios de formación de tramas (711) para formar una trama de señal que incluye los datos de señalización de la Capa 1 intercalados en el tiempo y al menos un segmento de datos;

caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información para señalizar el segmento de datos,

en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos empieza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, siendo el tipo de PLP uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y

en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupado.
2.

El aparato de la reivindicación 1, en donde la trama de señal incluye al menos un símbolo de preámbulo que transporta los datos de señalización de la Capa 1.
3.

El aparato de la reivindicación 2, en donde el símbolo de preámbulo incluye una cabecera de la Capa 1 que señala la profundidad de intercalado en el tiempo de los datos de señalización de la Capa 1.
4.

El aparato de la reivindicación 2, en donde la profundidad de intercalado en el tiempo corresponde a un número de los símbolos de preámbulo.
5.

Un método para transmitir datos de difusión, el aparato que comprende: codificar a BCH datos de señalización de la Capa 1; codificar a LDPC los datos de señalización de la Capa 1 codificados BCH y generar al menos un bit de paridad

LDPC; realizar una perforación en el bit de paridad LDPC generado de los datos de señalización de la Capa 1; intercalar con bits los datos de señalización de la Capa 1 con perforación realizada; demultiplexar los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits; mapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1 demultiplexados; intercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1 mapeados en constelación con una profundidad de

intercalado en el tiempo;

formar una trama de señal que incluye los datos de señalización de la Capa 1 intercalados en el tiempo y al menos un segmento de datos; caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información para señalizar el

segmento de datos,

en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos empieza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, siendo el tipo de PLP uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y

en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupado.
6.

El método de la reivindicación 5, en donde la trama de señal incluye al menos un símbolo de preámbulo que transporta los datos de señalización de la Capa 1.
7.

El método de la reivindicación 6, en donde el símbolo de preámbulo incluye una cabecera de la Capa 1 que señala la profundidad de intercalado en el tiempo de los datos de señalización de la Capa 1.
8.

Un aparato para recibir datos de difusión, el aparato que comprende:

medios de análisis sintáctico de tramas (r708) para analizar sintácticamente una trama de señal que incluye datos de señalización de la Capa 1 y al menos un segmento de datos y sacar los datos de señalización de la Capa 1;

medios de desintercalado en el tiempo (r1010-L1) para desintercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1;

medios de demapeado QAM (r306-1) para demapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1 desintercalados en el tiempo;

medios de multiplexación para multiplexar los datos de señalización de la Capa 1 demapeados en constelación;

medios de desintercalado de bits para desintercalar de bits los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados;

medios de desperforación para realizar la desperforación en los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits;

medios de decodificación LDPC (r715-L1) para decodificar de LDPC los datos de señalización de la Capa 1 en los cuales se realiza la desperforación; y

medios de decodificación BCH (r715-1) para decodificar de BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificados de LDPC,

caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información para señalizar el segmento de datos,

en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos empieza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, siendo el tipo de PLP uno de PLP común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y

en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupado.
9.

El aparato de la reivindicación 8, en donde la trama de señal incluye al menos un símbolo de preámbulo que transporta los datos de señalización de la Capa 1.
10.

El aparato de la reivindicación 9, en donde el símbolo de preámbulo incluye una cabecera de la Capa 1 que señala la profundidad de intercalado en el tiempo de los datos de señalización de la Capa 1.
11.

El aparato de la reivindicación 9, en donde la profundidad de intercalado en el tiempo corresponde a un número de los símbolos de preámbulo.
12.

Un método para recibir datos de difusión, el aparato que comprende:

analizar sintácticamente una trama de señal que incluye datos de señalización de la Capa 1 y al menos un segmento de datos y sacar los datos de señalización de la Capa 1; desintercalar en el tiempo los datos de señalización de la Capa 1; demapear en constelación los datos de señalización de la Capa 1 desintercalados en el tiempo; multiplexar los datos de señalización de la Capa 1 demapeados en constelación;

desintercalar de bits los datos de señalización de la Capa 1 multiplexados;

realizar una desperforación en los datos de señalización de la Capa 1 intercalados con bits;

decodificar LDPC los datos de señalización de la Capa 1 en los cuales se realiza la desperforación; y

decodificar de BCH los datos de señalización de la Capa 1 decodificados de LDPC,

5 caracterizado por que en donde los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información para señalizar el segmento de datos,

en donde el segmento de datos transporta uno o más PLP en una sub banda de frecuencia, el segmento de datos empieza y termina en posiciones de piloto disperso y los datos de señalización de la Capa 1 incluyen información del tipo de PLP que indica el tipo de PLP del PLP asociado en el segmento de datos, siendo el tipo de PLP uno de PLP

10 común, PLP de datos agrupado y PLP de datos normal, siendo el PLP común un PLP especial que contiene datos compartidos por múltiples PLP, y

en donde los datos de señalización de la Capa 1 además incluyen un ID de grupo de PLP que indica con qué grupo de PLP está asociado un PLP actual cuando el tipo de PLP es el PLP común o el PLP de datos agrupado.
13. El método de la reivindicación 12, en donde la trama de señal incluye al menos un símbolo de preámbulo que 15 transporta los datos de señalización de la Capa 1.
14. El método de la reivindicación 13, en donde el símbolo de preámbulo incluye una cabecera de la Capa 1 que señala la profundidad de intercalado en el tiempo de los datos de señalización de la Capa 1.