ES2534105T3

ES2534105T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión

Info

Publication number: ES2534105T3
Application number: ES13185437.4T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-18
Filing date: 2009-08-05
Publication date: 2015-04-17
Anticipated expiration: 2029-08-05
Also published as: ES2446300T3; EP2677678B1; EP2187557B1; PT2187557E; DK2187557T3; PL2187557T3; DK2677677T3; PT2677677E; EP2677677A1; EP2677677B1; CN102217307B; EP2677678A1; DK2677678T3; EP2187557A2; WO2010058891A1; CN102217307A; PL2677677T3; ES2531248T3; EP2187557A3; PL2677678T3

Abstract

Un método de transmisión de una señal de difusión de vídeo digital para sistemas por cable, que comprende: codificar bits de datos de preámbulo mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC; codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC; correlacionar los bits de datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP; construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el al menos un segmento de datos que transporta uno o múltiples datos de PLP; correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados en símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de capa 1, L1, para señalizar el al menos un segmento de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos de preámbulo con una profundidad de intercalado en el tiempo dentro de un bloque de L1, en donde el bloque de L1 incluye los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el tiempo e insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el tiempo, la cabecera que incluye parámetros de intercalado de tiempo que indican la profundidad de intercalado en el tiempo que se fija como el número de símbolos de datos de preámbulo; intercalar en el tiempo los símbolos de datos de PLP dentro de al menos un segmento de datos; intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP intercalados en el tiempo dentro del al menos un segmento de datos; construir una trama de señal en base al segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP intercalados en frecuencia y los símbolos de datos de preámbulo y; modular la trama de señal construida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, usando un modo de Transformación Rápida de Fourier, FFT, 4K; y transmitir la trama de señal modulada, en donde el bloque de L1 se repite en el dominio de la frecuencia con la misma tasa.

Description

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

E13185437

27-03-2015

DESCRIPCIÓN

Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión

Antecedentes de la invención

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, y más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, los cuales son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Según se ha desarrollado la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el continuo desarrollo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento del hardware, se proporcionará un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Video Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación en unirse a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable a nivel mundial. En línea con los otros sistemas de DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos de Comprobación de Paridad de Baja Densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Corrección de Errores sin canal de Retorno (FEC) proporciona alrededor de 5 dB de mejora de relación portadora a ruido sobre DVB-C. Esquemas de intercalado de bits adecuados optimizan la robustez general del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica intercalado de dos dimensiones (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de ráfagas y la interferencia selectiva en frecuencia tal como una entrada de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, aumentó el requerimiento de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y aumentó gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. El documento del ETSI: “Digital video broadcasting (DVB): Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, 1 de octubre de 2008 (01-10-2008), Borrador de la EN 302 755 V.1.1.1 del ETSI describe detalles de un sistema de difusión de vídeo digital que emplea una estructura de trama para transmisión de datos. El documento de la organización DVB “DVB_TM_C2_CfT_response.pdf”, Difusión de vídeo digital, DVB, C/O EBU-17A Ancienne routeCH-1218 Grand Saconnex, Ginebra-Suiza 17 de junio de 2008 (17-06-2008) describe detalles propuestos para mejoras a un sistema de transmisión de vídeo digital para televisión por cable.

Compendio de la invención

Por consiguiente, la presente invención se dirige a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que sustancialmente obvia uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, los cuales son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Otro objeto de la presente invención es proporcionar un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal, los cuales son capaces de mejorar la capacidad de corrección de errores de bits que configuran un servicio.

Ventajas, objetos, y rasgos adicionales de la invención se expondrán en parte en la descripción que sigue y en parte llegarán a ser evidentes a los expertos en la técnica tras el examen de lo siguiente. Los objetivos y otras ventajas de la invención se pueden realizar y lograr mediante la estructura particularmente indicada en la descripción escrita y las reivindicaciones de ésta así como los dibujos adjuntos.

Para lograr los objetos, un primer aspecto de la presente invención proporciona un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor según la reivindicación 1.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión según la reivindicación 5.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor de transmisión de una señal de difusión a un receptor según la reivindicación 9.

E13185437

27-03-2015

Otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor de recepción de una señal de difusión según la reivindicación 13.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos anexos, los cuales se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran la(s) realización(es) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de Modulación de Amplitud en Cuadratura (QAM) -64 usada en DVB-T europea.

La Fig. 2 es un método de Código Gray Reflejado Binario (BRGC).

La Fig. 3 es una salida cerca de Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T.

La Fig. 4 es una distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC.

La Fig. 5 es característica en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q.

La Fig. 6 es un método de modificación de QAM usando un Par reflejado de BRGC.

La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1.024/4.096-QAM modificada.

Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1.024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511).

Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1.024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1.023).

Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511).

Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512~1.023).

Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1.024~1.535).

Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1.536~2.047).

Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2.048~2.559).

Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2.560~3.071).

Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3.072~3.583).

Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4.096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3.584~4.095).

La Fig. 32 es un ejemplo de Correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una Constelación no uniforme.

La Fig. 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital.

La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La Fig. 36 es una información que se puede incluir en Banda Base (BB).

La Fig. 37 es un ejemplo de BICM.

La Fig. 38 es un ejemplo de un codificador acortado/perforado.

La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de varias constelaciones.

La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales.

La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos

para datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrado en la Fig. 4.

5

10

15

20

25

30

35

E13185437

27-03-2015

La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre un símbolo de datos y un preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo del canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para el diseño de preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de Estructura de preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en un receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación de LDPC usando acortamiento/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es el resultado de simulación de la Estructura de L1 y del preámbulo. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza una sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de

FECFRAME en la Inserción de Cabecera de ModCod (307) en el recorrido de los datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 3. La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

E13185437

27-03-2015

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una trama de transmisión y una estructura de trama de FEC. La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1. La Fig. 83 está mostrando un intercalado en el tiempo de L1. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación del bloque de señalización de L1 que se transmite en un

preámbulo. La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. La Fig. 88 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 90 está mostrando otro ejemplo de extracción de información de modulación y código. La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa. La Fig. 92 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa. La Fig. 93 está mostrando un ejemplo de señalización de L1. La Fig. 94 está mostrando un ejemplo de recorrido de la señalización de L1. La Fig. 95 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 96 es un ejemplo de señalización de L1.

Descripción de las realizaciones preferentes

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a las mismas partes o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señal.

Se usa modulación de amplitud en cuadratura (QAM) usando un Código Gray Reflejado Binario (BRGC) como modulación en un entorno de transmisión de difusión donde se usa Modulación Codificada de Intercalado de Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

Se puede hacer un BRGC usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica un BRGC a una QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más estrechamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más estrechamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de las distancias de Hamming entre un punto de la constelación específico y otros puntos adyacentes se pueden denominar como regla de correlación de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto frente al Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de las señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribución Gaussiana. Para ser capaces de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede denominar como QAM No uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM No uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En caso de 64, 256, o 1.024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de idéntica probabilidad y permitiendo un punto de señal en cada sección para representar la sección, se puede hacer una constelación que tenga distribución

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

E13185437

27-03-2015

Gaussiana. En otras palabras, se puede definir una coordenada xj de la N-PAM no uniforme recientemente definida como sigue:

imagen1

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de modificación de coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionando los puntos de la constelación previos a las coordenadas recientemente definidas. En caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj adecuadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar una QAM que usa un BRGC usando las características de BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, un Par reflejado existe en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando los Pares reflejados que existen en QAM, se puede disminuir la potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia Euclideana mínima en la constelación. Cuando esta QAM modificada se aplica a los sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un Par reflejado de BRGC. Primero, necesita ser encontrado un punto objetivo que tenga la más alta potencia entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que no está tomado aún por otros puntos) que tenga la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcance un mínimo mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1.024/4.096-QAM modificada. Los valores corrrelacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 ~ 31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permite una optimización de potencia idéntica. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64/256/1.024/4.096-QAM, sino también a una QAM cruzada, una QAM de tamaño mayor, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de Correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran una correlación de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos rellenos representan correlaciones de unos y puntos indicados como círculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM Modificada puede permitir una decisión de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto para un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores de I como de Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a una LLR Aproximada, una LLR Exacta, o una Decisión firme.

Usando QAM Modificada o MQAM, la cual usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una Constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para adaptarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen un eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de QAM donde un número de puntos que corresponden a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponde al valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj se puede definir como sigue:

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

E13185437

27-03-2015

imagen2

Usando la Pj recientemente definida, la MQAM se puede transformar en una Constelación no uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

imagen3

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una Constelación no uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar características de los receptores de MQAM con las coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema transmisión de difusión más eficiente, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto al ruido usando MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con una tasa de código alta y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de un sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar una programación para un módulo de BICM

102. El módulo de BICM 102 puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede construir tramas añadiendo pilotos e información de señalización de capa física. Un modulador 104 puede realizar una modulación en símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar varios procesos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo de MPEG-TS o de GSE de entrada se puede transformar mediante un preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama TS completa que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima que incluye una componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien múltiples servicios o bien un único servicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad máxima del campo de datos de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un rellenado para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo de sincronización del flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), a fin de garantizar las tasas de bit y el retardo constantes extremo a extremo.

A fin de permitir al Flujo de Transporte recombinarse sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan por los compensadores de retardo 204-1~n considerando los parámetros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y el PLP común correspondiente. Los módulos de eliminación de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando el paquete nulo insertado para un caso de servicio VBR (tasa de bits variable). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de la transmisión de una trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir una cabecera de trama en BB a una parte de inicio de una trama en BB. La información que se puede incluir en una cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un Módulo fusionador/segmentador 208 puede realizar la segmentación de trama en BB desde cada PLP, fusionando tramas en BB desde múltiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo fusionador/segmentador 208 puede sacar información de señalización de L1 que se refiere a asignación de PLP en la trama. Por último, un módulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un PLP único, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra el recorrido de los datos y la Fig. 37b muestra el recorrido de L1 del módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir un error de ráfaga. El módulo Intercalador externo 302 se puede omitir si la BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo demultiplexor de

10

15

20

25

30

35

40

45

50

E13185437

27-03-2015

bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit sacado desde el módulo intercalador interno 304. Un módulo correlacionador de símbolos 306 puede correlacionar los flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC antes mencionado para mejora del rendimiento, una NU-QAM que usa Modulación no uniforme, o una NU-MQAM que usa Modulación no uniforme aplicada con BRGC para mejora del rendimiento. Para construir un sistema que es más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación. En este momento, el módulo Correlacionador de símbolos 306 puede usar una constelación adecuada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo de uso de NU-MQAM solamente a una tasa de código baja para una implementación simplificada del sistema. El caso 2 muestra un ejemplo de uso de una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación adecuada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El módulo de Inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de Codificación y modulación adaptativa (ACM)/Codificación y modulación variable (VCM) y añadir la información de parámetros usada en codificación y modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de Tipo de modulación/Tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bit) -LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) -hasta a 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo Intercalador de símbolos 308 puede realizar intercalado en el dominio de símbolos para obtener efectos de intercalado adicionales. Procesos similares realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1 pero con parámetros posiblemente diferentes (301-1 ~ 308-1). En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar en bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para codificación LDPC de tantos bits cero requeridos para codificación LDPC se puedan rellenar (301c). Los flujos de bits de entrada Rellenados con Ceros pueden tener bits de paridad a través de codificación LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, los ceros se pueden eliminar (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en las secuencias originales y sacar (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos para los datos de PLP. Se puede ver que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden un tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y un tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como modulación, tipo de FEC, y tasa de código FEC se transmiten en un preámbulo (ver la Fig. 42 Inserción de cabecera de trama 401). Para el tipo 1 de PLP, se puede transmitir una información correspondiente en la cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 Inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de los tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod se puede reducir en un 3~4% de una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modulación/codificación fija del tipo 0 de PLP, el Extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre la Modulación y la tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación BICM. Para un PLP de modulación/codificación variable del tipo 1 de PLP, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para una decodificación BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

E13185437

27-03-2015

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón Piloto (2 bits)

*: Identificación del Sistema Digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) -número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) -número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP identificación de PLP (8 bits) Id de unión de canales (4 bits) inicio de PLP (9 bits) tipo de PLP (2 bits) -PLP común u otros tipo de carga útil de PLP (5 bits) tipo de MC (1 bit) -modulación y codificación fija/variable si el tipo de MC == modulación y codificación fija

tipo de FEC (1 bit) -LDPC larga o corta Tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) -hasta 64K QAM

fin sí; Número de canales de ranura (2 bits) para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

anchura de PLP (9 bits) -número máximo de bloques de FEC de PLP

tipo de intercalado en el tiempo de PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canales para una información de L1 transmitida en la Cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, se requiere una información tal como un identificador de PLP, un identificador de unión de canales, y una dirección de inicio de PLP para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo de ModCod en la

35 Cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modificación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una Banda de ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con las posiciones piloto de preámbulo, puede darse una 40 estructura de piloto irregular.

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, de 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, las bandas de guarda se pueden eliminar, de esta manera, puede aumentar extremadamente la eficiencia de frecuencia. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza la exploración de canal inicial.

Existen Patrones Piloto tanto para un Preámbulo como Símbolos de Datos. Para un símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para interpolación solamente en frecuencia. El PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y el PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. También es posible una interpolación en el tiempo adicional para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisición de canal inicial. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un patrón piloto único tanto para el preámbulo como el SP. También se podrían usar pilotos de preámbulo para interpolación en el tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requerimientos son importantes para detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto también se debería mantener para unión de canales debido a que una estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es de 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia efectiva x después de la interpolación en el tiempo llega a ser de 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fracción del GI es 1/128, se pueden usar x=24, y=4, y z=96. Si se usa unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en una estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones de SP de símbolo de datos. Cuando se usa unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga del direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir iniciar la transmisión desde la posición de SP y finalizar en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolación en el tiempo para obtener los pilotos mostrados en las líneas de puntos en la Fig. 43 y realizar una interpolación en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de cuyos intervalos se indican como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y derecha separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en un lado y luego realizar una interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las cuales el intervalo es 12 como punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manara, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener una distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia de SP se mantiene coherente en el caso de unión de canales, no habrá problema en la interpolación en frecuencia pero las posiciones de piloto entre un símbolo de datos y preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones de SP usadas en unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en un entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia de piloto de x=16 pueden resolver esos problemas. Para conservar la densidad de piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia todavía se puede mantener. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura de PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón SP o estructura de PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un único canal o bien unión de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva de x=16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal causado por la

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

irregularidad de SP o las posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición de SP irregular para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

Por consiguiente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos porque el patrón SP único se puede usar tanto para un canal único como unido; puede no ser causada una estructura de piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; tanto el preámbulo como las posiciones de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener la misma que para un PP5 y un PP7 respectivamente; y también se puede conservar la Capacidad de interpolación solamente en frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requerimientos de manera que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser de 3.409 (7,61 MHz) para una exploración inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para detección C2; y no se requiere preámbulo de detección específico como P1 en T2.

En términos de relación con una estructura de trama, la granularidad de posición del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y puede no ser esperado otro problema con respecto a la condición de segmento de datos, condición de intervalo Nulo etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preámbulo cuando se realiza una interpolación en tiempo del SP de símbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de la trama.

Ahora, con respecto a los requerimientos relacionados con el preámbulo y la estructura de piloto, hay consenso en que deberían coincidir las posiciones de pilotos de preámbulo y SP con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberían ser siempre decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requerimientos adicionales serían que los patrones y las posiciones de piloto se deberían repetir en períodos de 8 MHz; se debería estimar el desplazamiento de frecuencia portadora correcto sin el conocimiento de la unión de canales; y es imposible una decodificación (reordenamiento) de L1 antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usan estructuras de preámbulo que se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 6 MHz. Para decodificación de L1, se deberían encontrar tanto un desplazamiento de frecuencia como un Patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición del sintonizador arbitraria sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre un valor de cambio de preámbulo y un desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, específicamente para el Extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar una decodificación de señal de L1, necesita ser obtenida la estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora. En base a la estimación, el recorrido de la señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en períodos de 8 MHz. Para la decodificación de L1, necesita ser encontrado el desplazamiento de frecuencia solamente y puede no ser requerido el conocimiento de la unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia conocida de la Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria (PRBS). Como se muestra en la Fig. 48, el preámbulo y los símbolos de datos están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria una búsqueda de sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el Módulo extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente necesite ser obtenido un pico de correlación con la secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora desde la posición pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debería ser un divisor de 3.584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 s para el PP5' y 4 s para el PP7' comparado con 9,3 s (PP5) y 4,7 s (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

patrones piloto incluso en el caso peor. Para una posición de piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en el símbolo de datos.

Si se puede ignorar el recorrido del retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede llegar a ser de 2,5 s, 1/64 GI= 7 s, o 1/128 GI = 3,5 s. Esto muestra que el parámetro de distancia de piloto, z=56 puede ser un valor lo bastante bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para la estructuración del patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura de piloto disperso que usa z=56, z=112 que se construye en el módulo de inserción de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición de piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura de piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar una estimación de canal usando interpolación en el preámbulo y los símbolos de datos debido a que no puede darse un patrón piloto irregular, con independencia de la posición de la ventana que se decide por las ubicaciones de segmento de datos. En este momento, usar solamente interpolación en frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión de retardo. Si se realiza adicionalmente una interpolación en el tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición y el patrón piloto se pueden repetir en base a un período de 8 MHz. Un patrón piloto único se puede usar tanto para el preámbulo como los símbolos de datos. La decodificación de L1 puede ser posible siempre sin el conocimiento de la unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar las partes en común con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia de piloto del patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser aumentada la complejidad del receptor significativamente por los patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización de piloto, el período de PRBS puede ser 2.047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los cuales el período es 3.584; la tasa de repetición de piloto de 56 puede ser también coprima con 2.047; y puede no ser esperado ningún problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el módulo de IFFT 501. Si es necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a media (PAPR) en el módulo de reducción de PAPR 502. Para los métodos de PAPR, se puede usar una Extensión de constelación activa (ACE) o reserva de tono. El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte del símbolo OFDM efectivo para llenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar un preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor pueda detectar la señal digital, la trama y adquirir una adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar una señalización de capa física tal como el tamaño de FFT (3 bits) y el Tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El módulo de Inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "siempre decodificable" en cualquier posición de la ventana de sintonización arbitraria de 7,61 MHz y no debería darse ninguna pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de la ventana del sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de canal unido para cada 8 MHz. Si, para la decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el Extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 cambiado cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Este reordenamiento es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para una eficiencia espectral completa, generada en el módulo de Inserción de Cabecera de Trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en períodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es todavía "siempre decodificable" en cualquier posición de la ventana de sintonización arbitraria de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como los símbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preámbulo como los símbolos de datos puede

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

maximizar la eficiencia espectral. Se pueden mantener sin cambios otros rasgos tales como la propiedad cambiada cíclica y no enviar el bloque de L1 en caso de ningún segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificación de L1, el Extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 cambiado cíclico, recibido en la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificación de L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que se reordena el bloque de L1, un espectro del bloque de L1 reordenado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que un tamaño original del bloque de L1 es de ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se rellena de ceros, o bien después del desintercalado en el dominio de símbolos por el desintercalador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o mediante el desintercalador de símbolos r308-1 en la Fig. 64

o bien después del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador de símbolos r306-1, el multiplexor de bits r305-1, y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando estas estructuras de preámbulo, se puede utilizar el ancho de banda del sintonizador entero, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se pueden usar un ancho de banda idéntico y una estructura de piloto para el preámbulo y los símbolos de datos.

Además, si el ancho de banda de preámbulo o el ancho de banda de los símbolos de preámbulo se fija como el ancho de banda del sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la reordenación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que, el bloque de L1 tiene 3.408 subportadoras activas y las 3.408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de Radiofrecuencia (RF) de 8MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, se puede realizar una decodificación en el módulo de decodificación perforado/acortado r303-1 en la Fig.64, después de realizar solamente un desintercalado en el dominio de símbolos.

Por consiguiente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en períodos de 8 MHz; el bloque de L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posición de la ventana del sintonizador; se puede usar el ancho de banda completo del sintonizador para la decodificación de L1; la eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar la misma y simple estructura de piloto tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir una entrada de señal digital en señal analógica. Después de que el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente (602) y se filtra analógicamente (603) se puede transmitir la señal.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de tramas r103 puede eliminar los pilotos y las cabeceras y permitir la selección de la información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la información de temporización transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo Sintonizador/AGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar la sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación del intervalo de guarda. Para sincronización en dominio de la frecuencia, se puede usar una correlación o se puede

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

E13185437

27-03-2015

estimar un desplazamiento a partir de la información de la fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de extracción de preámbulo r504 puede extraer el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de extracción de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar una señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando el símbolo piloto. El módulo de Extracción de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo de extracción de piloto r404 puede extraer un símbolo piloto. Un módulo de desintercalado en frecuencia r403 puede realizar el desintercalado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolo OFDM r402 puede restaurar una trama de datos a partir de los flujos de símbolos transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de extracción de cabecera de trama r401 puede extraer la señalización de la capa física a partir de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La Fig. 64a muestra un recorrido de los datos y la Fig. 64b muestra un recorrido de la señalización de L1. Un desintercalador de símbolos r308 puede realizar el desintercalado en el dominio de símbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer los parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y poner a disposición los parámetros para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptativa/variable. Un Descorrelacionador de símbolos r306 puede descorrelacionar los flujos de símbolos de entrada en flujos de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los Flujos de LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un Correlacionador de símbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calcula el resto de bits, se puede implementar un descorrelacionador de símbolos eficiente. Este método se puede aplicar, por ejemplo, a una LLR Aproximada, una LLR Exacta, o una Decisión firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el Correlacionador de símbolos 306 del transmisor, el Descorrelacionador de símbolos r306 del receptor puede obtener una constelación usando la tasa de código y la información de la capacidad de la constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bits r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bits 305 del transmisor. El Desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares a los realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, como se explicó en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente la parte de información y la parte de paridad del código sistemático a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado de ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada (r303a) para el decodificador LDPC se pueden generar desperforando la parte perforada. La decodificación LDPC (r304a) se puede realizar sobre flujos de bits generados, se pueden eliminar y sacar (r305a) ceros en la parte de información.

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según el recorrido de PLP. Para cada recorrido de PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1~n puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador CRC r206-1~n puede realizar la decodificación CRC y poner a disposición las tramas en BB fiables para una selección. Unos módulos de Inserción de paquetes nulos r205-1~n pueden restaurar los paquetes nulos que fueron extraídos para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos de Recuperación de retardo r204-1~n pueden restaurar un retardo que existe entre cada recorrido de PLP.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujos de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar datos en el paquete de TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que se segmentan en una trama en BB. Unos módulos de proceso posterior de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un PLP único en un momento y el resto de los bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar el aumento de la PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de los PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que un tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más firmemente que los símbolos de datos; y el intercalado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, la eficiencia espectral completa (aumento de BW del 26,8%) se presenta con una perforación virtual pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquél de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en un período de 8 MHz después del intercalado.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede presentar una eficiencia espectral reducida sin perforado virtual. Un problema similar de PAPR que para el caso de 8 MHz puede darse dado que los anchos de banda de L1 y de símbolo de datos comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en un período de 24 MHz después del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición del bloque de L1 de 7,61 MHz o del ancho de banda de sintonizador completo. Se puede obtener una eficiencia espectral completa (aumento de BW del 26,8%) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de símbolos de datos comparten LCM  1.704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar el intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse a sí mismo en períodos de alrededor de 1.704 MHz después del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información se puede usar en el recorrido de la señal de L1 mostrado en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de símbolos 308-1 como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador de símbolos r308-1 como se muestra en el recorrido de la señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques lisos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo del tamaño del bloque de L1, el tamaño del bloque de intercalado puede variar. En otras palabras, el num_L1_sym y la extensión de L1 pueden ser diferentes uno de otro. Para minimizar la sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia espectral completa debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 es todavía un ancho de banda de sintonizador completo. En la Fig. 72, los números en bloques con líneas inclinadas representan el orden de los bits dentro de un único bloque de LDPC.

Por consiguiente, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la dirección de las filas según un índice de símbolo como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de las columnas según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloque. En otras palabras, un bloque de LDPC se puede intercalar en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. El num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un número entre 2~4 como un número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código LDPC perforado/acortado que tiene una longitud mínima de la palabra de código para la protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de la trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden extender en el ancho de banda del sintonizador completo o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden extender parcialmente y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquiera de los dos casos, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador completo. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, solamente se puede realizar un intercalado de símbolos mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. Por consiguiente, para el símbolo OFDM usado para la señalización de L1, un receptor puede decodificar la L1 realizando el desintercalado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de la trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, se pueden usar los parámetros de L1 decodificados a partir del recorrido de decodificación de señalización de L1 mostrado en la Fig. 64 para el proceso de decodificación para el recorrido de los datos desde el analizador sintáctico de tramas de una trama posterior.

En resumen, en un transmisor, se puede realizar un intercalado de bloques de la región de L1 escribiendo los bloques en una memoria en una dirección de las filas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las columnas. En un receptor, se puede realizar el desintercalado de bloques de la región L1

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

escribiendo los bloques en una memoria en una dirección de las columnas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones tales como CR=1/2 para protección de L1 y para las partes en común con T2; correlación de símbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preámbulo; el número de LDPC corta implica que se hace la cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente el preámbulo para la transmisión de L1 puede no ser suficiente; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; la palabra de código de LDPC más corta (por ejemplo, información de 192 bits) entre el código acortado/perforado se puede usar para flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir rellenado si se requiere con una sobrecarga insignificante. El resultado se resume en la Fig. 71.

Por consiguiente, para una tasa de repetición de bloque de L1, un ancho de banda de sintonizador completo sin perforación virtual puede ser una buena solución y todavía puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral completa. Para la señalización de L1, una estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de 8 canales de unión, 32 ranuras, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, se puede implementar una señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. Se puede realizar un intercalado en el tiempo para mejor robustez para las partes en común con T2. Menos sobrecarga puede permitir una transmisión de datos en el preámbulo.

El intercalado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El intercalado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras extendido por la L1 como parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para el intercalado de preámbulo de P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener una eficiencia espectral completa sin problema de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que se pueda enviar más redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span que tiene 12 bits está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está divido en una L1_column que tiene 9 bits y una L1_row que tiene 3 bits. La L1_column representa el índice de portadora que extiende la L1. Debido a que el segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

La L1_row representa el número de símbolos OFDM donde se extiende la L1 cuando se aplica intercalado en el tiempo. Por consiguiente, se puede realizar intercalado en el tiempo dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, se puede transmitir un tamaño total de bloques de L1 de manera que la L1_span mostrada en la Fig. 70 se puede usar cuando no se realiza intercalado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera son suficientes 15 bits. Por consiguiente, el campo L1_span puede estar compuesto de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra una unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo el cual transmite bloques de L1 y un símbolo de datos el cual transmite datos. Las diferentes clases de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, se realiza intercalado en frecuencia o tiempo dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que se realiza intercalado a nivel de bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de la ventana del sintonizador incluso cuando la ventana del sintonizador se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para decodificar un símbolo de datos en un ancho de banda de ventana del sintonizador aleatorio, no debería darse un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Por consiguiente, se debería hacer un intercalado en frecuencia y un intercalado en el tiempo dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de símbolos 308 en un recorrido de los datos de un módulo de BICM del transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar el intercalado de símbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de símbolos 308-1 en un recorrido de la señal de L1 puede realizar un intercalado de símbolos para cada bloque de L1.

Un intercalador en frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar el intercalado en el preámbulo y los símbolos de datos separadamente. Específicamente, para un preámbulo, se puede realizar un intercalado en frecuencia para cada bloque de L1 y para un símbolo de datos, se puede realizar un intercalado en frecuencia para

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

cada segmento de datos. En este punto, puede no ser realizado un intercalado en el tiempo en el recorrido de los datos o el recorrido de la señal de L1 considerando un modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para el bloque de LDPC corta (tamaño = 16.200), puede darse una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser insignificante. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod, y un identificador de PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de Segmento de datos. Para casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, la trama se puede mantener la misma que para la cabecera de FECFRAME. Para casos de tipo ACM/VCM y PLP único, el identificador de PLP se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,8% de reducción de sobrecarga. Para casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo de Mod/Cod se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,5% de reducción de sobrecarga. Para casos de tipo CCM y PLP único, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener hasta un 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señalización de L1 acortada, se puede transmitir o bien una Mod/Cod (7 bits) o bien un identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corta para obtener cualquier ganancia de codificación. No obstante, es posible no requerir sincronización debido a que los PLP pueden estar alineados con la trama de transmisión C2; toda ModCod de cada PLP se puede conocer a partir del preámbulo; y un simple cálculo puede permitir una sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas inclinadas y el Formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques de detalle del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques lisos representan un ejemplo de módulo de codificación interna 303, intercalador interno 304, demultiplexor de bits 305, y correlacionador de símbolos 306 en el recorrido de los datos del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada debido a que la CCM no requiere un campo de Mod/Cod y un PLP único no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar una modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo del módulo de extracción de ModCod r307 en el recorrido de los datos del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), entonces los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y entonces combinar (combinación Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza una demodulación BPSK (r303b), el campo de señal de L1 recibida se puede restaurar y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para la decodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al descorrelacionador de símbolos.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 antes mencionada. Se puede ver que se obtienen alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de la repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB a una BER=1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de tramas de transmisión y estructuras de trama FEC. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada por el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo de CCM o ACM/VCM y único o múltiples PLP, se puede insertar diferente tamaño de cabeceras. O bien, puede no ser insertada una cabecera. Las tramas de transmisión formadas según los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 se pueden formar por el módulo de inserción de cabecera de Trama 401 del Formador de tramas como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero una persona experta en la técnica entendería que éstos son solamente ejemplos, y cualquiera de estos tipos o sus combinaciones se pueden usar para el segmento de datos.

En el lado receptor, el módulo de Extracción de cabecera de trama r401 del módulo Analizador sintáctico de tramas como se muestra en la Fig. 63 y el Módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64 pueden extraer un parámetro de campo ModCod que se requiere para la decodificación. En este punto, según los tipos de segmento de datos de transmisión se pueden extraer los parámetros de trama. Por

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

ejemplo, para el tipo de CCM, se pueden extraer parámetros a partir de la señalización de L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo de ACM/VCM, se pueden extraer parámetros de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de fecframe se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo grupo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 la cual se puede transmitir dentro del preámbulo por el módulo de Inserción de cabecera de trama 401 del módulo Formador de tramas mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa en que el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible encender/apagar el intercalado en el tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo en lugar de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 de la demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque de LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, a través de la decodificación. También se pueden obtener los números y el tamaño del resto de los bloques de LDPC.

Se puede usar un intercalado en el tiempo cuando se necesitan múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1

o cuando hay un segmento de datos intercalado en el tiempo. Es posible un encendido/apagado flexible del intercalado en el tiempo con un marcador de intercalado. Para el intercalado en el tiempo del preámbulo, se pueden requerir un marcador de intercalado en el tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM intercalados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de una forma similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de los datos del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques lisos son ejemplos del módulo de Inserción de cabecera de trama 401 del Formador de tramas como se muestra en la Fig. 42.

También, los bloques lisos pueden ser ejemplos de un módulo de código interno acortado/perforado 303-1, el intercalador interno 304-1, un demultiplexor de bits 305-1, y un correlacionador de símbolos 306-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir parámetros de intercalado en el tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 de la demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación anterior, se requiere un proceso de recepción Rake que sincroniza los símbolos repetidos cuatro veces y añadir los símbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura de L1 el bloque de señalización que se transmite desde el módulo de Inserción de cabecera de trama 401 del módulo Formador de tramas como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa intercalado en el tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, se pueden transmitir diferentes clases de bloques de LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que se forma y transmite un símbolo OFDM entonces se forma y transmite un siguiente símbolo OFDM. Para que el último símbolo OFDM sea transmitido, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, se puede omitir el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza un intercalado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, el intercalado de bloque se puede realizar de una manera que forma un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos que entonces forman unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza intercalado, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos o se puede rellenar de forma ficticia. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, el desintercalador de símbolos r308-1 en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar un desintercalado de bloques leyendo los bloques de LDPC en orden creciente de los números de los bloques de LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene dslice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

E13185437

27-03-2015

sus valores mod/cod en los campos de señalización de L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene dslice_type = 1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene una cabecera de XFECFrame y tiene sus valores mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa Trama XFEC (Corrección de Errores sin Canal de Retorno Compleja) y mod/Cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de tramas puede formar una trama a partir de las señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar un desintercalado en el tiempo sobre los símbolos de preámbulo o no realizar un desintercalado en el tiempo sobre los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede construir una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Además, un campo para indicar si realizar un intercalado en el tiempo sobre símbolos de preámbulo o no realizar un intercalado en el tiempo sobre símbolos de preámbulo se puede insertar en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para código acortado/perforado para el módulo de Inserción de cabecera de trama 401 del Formador de tramas mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque de LDPC. De esta manera, para el resto de bloques de LDPC se pueden obtener los tamaños a partir de ese tamaño de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 está mostrando otro ejemplo de señalización de L1 previa que se puede transmitir desde el módulo de Inserción de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 en que se ha modificado el mecanismo de protección de parte de la Cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la información del tamaño de bloque de L1 L1_size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, también se puede transmitir información de intercalado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, el código BCH (45, 18) que saca 45 bits se usa y copia para los dos recorridos y finalmente, se correlaciona en QPSK. Para el recorrido Q, se puede realizar un cambio cíclico de 1 bit para ganancia de diversidad y se puede realizar una modulación de PRBS según una palabra de sincronización. Un total de 45 símbolos QPSK se pueden sacar a partir de estas entradas de recorrido I/Q. En este punto, si la profundidad de intercalado en el tiempo se fija como un número de preámbulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, L1_span (3 bits) que indica la profundidad de intercalado en el tiempo puede no necesitar ser transmitida. En otras palabras, solamente se puede transmitir el marcador de encendido/apagado de intercalado en el tiempo (1 bit). En un lado receptor, comprobando solamente un número de preámbulos transmitidos, sin usar L1_span, se puede obtener la profundidad de desintercalado en el tiempo.

La Fig. 86 está mostrando un ejemplo de programación de bloque de señalización de L1 que se transmite en el preámbulo. Si el tamaño de la información de L1 que se puede transmitir en un preámbulo es Nmax, cuando el tamaño de L1 es menor que Nmax, un preámbulo puede transmitir la información. No obstante, cuando el tamaño de L1 es mayor que Nmax, la información de L1 se puede dividir por igual de manera que el subbloque de L1 dividido es menor que Nmax, entonces el subbloque de L1 dividido se puede transmitir en un preámbulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la información de L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, la potencia de las portadoras donde se transmite un bloque de L1 se puede aumentar para mantener una potencia de señal de preámbulo total igual a la potencia de símbolo de datos. El factor de aumento de potencia se puede variar dependiendo del tamaño de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor fijo de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos.

La Fig. 87 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa donde se considera aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del símbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preámbulo.

La Fig. 89 está mostrando otro ejemplo de Módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del símbolo de preámbulo de entrada, la FECFRAME de señalización de L1 se puede sacar en el descorrelacionador de símbolos y solamente se puede decodificar parte de la cabecera.

Para el símbolo de cabecera de entrada, se puede realizar una descorrelación QPSK y se puede obtener un valor de la Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Para el recorrido Q, se puede realizar la demodulación PRBS según la palabra de sincronización y se puede realizar un proceso inverso del cambio cíclico de 1 bit para la restauración.

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

E13185437

27-03-2015

Estos dos valores de recorrido I/Q alineados se pueden combinar y se puede obtener una ganancia de SNR. La salida de la decisión firme se puede introducir en el decodificador BCH. El decodificador BCH puede restaurar 18 bits de L1 previa a partir de los 45 bits de entrada.

La Fig. 90 está mostrando un homólogo, un extractor de ModCod de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, el control de potencia se puede realizar en los símbolos de entrada del descorrelacionador QPSK para restaurar a partir del nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar un control de potencia considerando un número de portadoras usadas para la señalización de L1 en un preámbulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia fija la potencia del preámbulo y la potencia de símbolo de datos idénticas una con otra.

La Fig. 91 está mostrando un ejemplo de sincronización de L1 previa que se puede realizar en el módulo de extracción de ModCod r307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronización para obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Los símbolos de entrada pueden ser descorrelacionados QPSK entonces para el recorrido Q de salida, se puede realizar un inverso de un cambio cíclico de 1 bit y se puede realizar una alineación. Se pueden multiplicar dos valores de los recorridos I/Q y se pueden demodular los valores modulados por la señalización de L1 previa. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronización. Cuando la salida se correlaciona con una PRBS de secuencia conocida, se puede obtener un pico de correlación en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posición de inicio de la Cabecera en un preámbulo. Si es necesario, el control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, se puede realizar en la entrada del descorrelacionador QPSK.

La Fig. 92 está mostrando otro ejemplo de campo de cabecera de bloque de L1 que se envía al módulo de Inserción de Cabecera 307-1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 en que L1_span que representa la profundidad de intercalado en el tiempo se reduce a 2 bits y los bits reservados se aumentan en 1 bit. Un receptor puede obtener el parámetro de intercalado en el tiempo del bloque de L1 a partir de la L1_span transmitida.

La Fig. 93 está mostrando los procesos de dividir por igual un bloque de L1 en tantas partes como un número de preámbulos que insertan entonces una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y que asignan entonces los bloques de L1 insertados de la cabecera en un preámbulo. Esto se puede realizar cuando se realiza un intercalado en el tiempo con un número de preámbulos donde el número de preámbulos es mayor que un número mínimo de preámbulos que se requiere para la transmisión del bloque de L1. Esto se puede realizar en el bloque de L1 en el recorrido de la señalización de L1 del módulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, después de la transmisión de bloques de L1 pueden tener patrones de repetición cíclicos en lugar de ser rellenadas de ceros.

La Fig. 94 está mostrando un ejemplo del Descorrelacionador de Símbolos r306-1 del módulo de demodulación BICM como se muestra en la Fig. 64. Para un caso donde los bloques de FEC de L1 se repiten como se muestra en la Fig. 93, cada punto de inicio de bloque de FEC de L1 se puede alinear, combinar (r301f), y entonces descorrelacionar QAM (r302f) para obtener una ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos de alineación y añadir cada bloque de FEC de L1 y dividir el bloque de FEC de L1 añadido. Para un caso donde se repite solamente parte del último bloque de FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tantos como un número de cabecera de bloque de FEC y la otra parte se puede dividir por un valor que es uno menos que un número de cabecera de bloque de FEC. En otras palabras, el número de división corresponde a un número de portadoras que se añade a cada portadora.

La Fig. 96 está mostrando otro ejemplo de programación de bloque de L1. La Fig. 96 es diferente de la Fig. 93 en que, en lugar de realizar rellenado de ceros o repetición cuando los bloques de L1 no llenan un símbolo OFDM, el símbolo OFDM se puede llenar con redundancia de paridad realizando menos perforación en el código acortado/perforado en el transmisor. En otras palabras, cuando la perforación de paridad (304c) se realiza en la Fig. 38, se puede determinar la tasa de código efectiva según la relación de perforación, de esta manera, perforando cuantos menos bits tengan que ser rellenados de ceros, se puede disminuir la tasa de código efectiva y se puede obtener una mejor ganancia de codificación. El módulo de Desperforación de paridad r303a de un receptor como se muestra en la Fig. 65 puede realizar la desperforación considerando la redundancia de paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener información del tamaño de bloque de L1 total, se puede calcular la relación de perforación.

La Fig. 95 está mostrando otro ejemplo de campo de señalización de L1. La Fig. 95 es diferente de la Fig. 74 en que, para un caso donde el tipo de segmento de datos es CCM, se puede transmitir una dirección de inicio (21 bits) del PLP. Es decir, para el caso donde el segmento de datos no tiene cabecera, se puede transmitir una dirección de inicio del PLP. Esto puede permitir a la FECFRAME de cada PLP formar una trama de transmisión, sin que la FECFRAME esté alineada con una posición de inicio de una trama de transmisión. De esta manera, se puede eliminar la sobrecarga de rellenado, que puede darse cuando una anchura de segmento de datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener información de ModCod a partir del preámbulo en el recorrido de la señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64, en lugar

E13185437

27-03-2015

de obtenerla de la cabecera de FECFRAME. Además, incluso cuando sucede un zapeo en una ubicación aleatoria de la trama de transmisión, se puede realizar una sincronización de FECFRAME sin retardo debido a que la dirección de inicio del PLP ya se puede obtener a partir del preámbulo.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor 5 digitales, y estructura de señalización de capa física eficientes.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para la ACM/VCM y transmitiendo el resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión más eficiente energéticamente o un sistema de

10 difusión digital más robusto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM No uniforme mejorada para una transmisión más eficiente energéticamente o un sistema de difusión digital más robusto al ruido. También se describe un método de uso de la tasa de código del código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada

15 ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente para los expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

20

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método de transmisión de una señal de difusión de vídeo digital para sistemas por cable, que comprende: codificar bits de datos de preámbulo mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

5 codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC; correlacionar los bits de datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP; construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el al menos un segmento de

datos que transporta uno o múltiples datos de PLP;

10 correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados en símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de capa 1, L1, para señalizar el al menos un segmento de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos de preámbulo con una profundidad de intercalado en el tiempo

dentro de un bloque de L1, en donde el bloque de L1 incluye los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el tiempo e insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el 15 tiempo, la cabecera que incluye parámetros de intercalado de tiempo que indican la profundidad de intercalado en el tiempo que se fija como el número de símbolos de datos de preámbulo;

intercalar en el tiempo los símbolos de datos de PLP dentro de al menos un segmento de datos; intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP intercalados en el tiempo dentro del al menos un segmento de datos;

20 construir una trama de señal en base al segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP

intercalados en frecuencia y los símbolos de datos de preámbulo y; modular la trama de señal construida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, usando un modo de Transformación Rápida de Fourier, FFT, 4K; y

transmitir la trama de señal modulada, 25 en donde el bloque de L1 se repite en el dominio de la frecuencia con la misma tasa.
2.

El método según la reivindicación 1, en donde la información de señalización de L1 tiene una información de ID de segmento de datos que identifica el al menos un segmento de datos.
3.

El método según la reivindicación 2, en donde la longitud de la información de ID de segmento de datos es de 8 bits.

30 4. El método según la reivindicación 2, en donde la información de señalización de L1 tiene además una información de TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP la cual indica el tipo de datos de carga útil transportados por el PLP.
5. Un método de recepción de una señal de difusión de vídeo digital para sistemas por cable, que comprende:

demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, usando un modo de Transformación Rápida de Fourier, FFT, 4K;

35 obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de datos de preámbulo y al menos un segmento de datos, el al menos un segmento de datos que incluye símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el al menos un segmento de datos y el al menos un segmento de datos incluye uno o más datos de PLP;

40 extraer una cabecera de los símbolos de datos de preámbulo, la cabecera que incluye parámetros de intercalado en el tiempo los cuales indican profundidad de intercalado en el tiempo;

desintercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del al menos un segmento de datos;

desintercalar en el tiempo los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia dentro del segmento de datos;

45 desintercalar en el tiempo los símbolos de datos de preámbulo con la profundidad de intercalado en el tiempo dentro de un bloque de L1;

22

descorrelacionar los símbolos de datos de preámbulo desintercalados en el tiempo en bits de datos de preámbulo;

decodificar los bits de datos de preámbulo mediante un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC; y

5 decodificar los símbolos de datos de PLP mediante un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC,

en donde el bloque de L1 se repite en el dominio de frecuencia con la misma tasa.
6. El método según la reivindicación 5, en donde la información de señalización de L1 tiene una información de ID de segmento de datos que identifica el al menos un segmento de datos.

10 7. El método según la reivindicación 6, en donde la longitud de la información de ID de segmento de datos es de 8 bits.
8. El método según la reivindicación 6, en donde la información de señalización de L1 tiene además una información de TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP la cual indica el tipo de datos de carga útil transportados por el PLP.
9. Un transmisor para transmitir una señal de difusión de vídeo digital para un sistema por cable a un receptor, el 15 transmisor que comprende:

un primer codificador (303-1) configurado para codificar bits de datos de preámbulo mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

un segundo codificador (303) configurado para codificar bits de datos de Conducto de Capa Física, PLP, mediante un esquema de codificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

20 un primer correlacionador (306) configurado para correlacionar los bits de datos de PLP codificados en símbolos de datos de PLP;

un formador de segmento de datos configurado para construir al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos de PLP, el al menos un segmento de datos que transporta uno o múltiples datos de PLP;

un segundo correlacionador (306-1) configurado para correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados en

25 símbolos de datos de preámbulo, los símbolos de datos de preámbulo que comprenden información de señalización de capa 1, L1, para señalización del al menos un segmento de datos;

un intercalador en el tiempo configurado para intercalar en el tiempo los símbolos de datos de preámbulo con profundidad de intercalado en el tiempo dentro un bloque de L1, en donde el bloque de L1 incluye los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el tiempo;

30 un módulo de inserción de cabecera configurado para insertar una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de preámbulo intercalados en el tiempo, la cabecera que incluye parámetros de intercalado en el tiempo los cuales indican la profundidad de intercalado en el tiempo que se fija como el número de símbolos de datos de preámbulo;

un intercalador en el tiempo configurado para intercalar en el tiempo los símbolos de datos de PLP dentro del al 35 menos un segmento de datos;

un intercalador en frecuencia (403) configurado para intercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP intercalados en el tiempo dentro del al menos un segmento de datos;

un formador de tramas (103) configurado para construir un trama de señal en base a al menos un segmento de datos incluyendo los símbolos de datos de PLP intercalados en frecuencia y los símbolos de datos de preámbulo;

40 un modulador (104) configurado para modular la trama de señal construida mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, usando un modo de Transformación Rápida de Fourier, FFT, 4K;

una unidad de transmisión configurada para transmitir la trama de señal,

en donde el bloque de L1 se repite en el dominio de frecuencia con la misma tasa.

45 10. El transmisor de la reivindicación 9, en donde la información de señalización de L1 tiene una información de ID de segmento de datos que identifica el al menos un segmento de datos.
11. El transmisor de la reivindicación 10, en donde la longitud de la información de ID de segmento de datos es de 8 bits.

23 5

10

15

20

25

30
12.

El transmisor de la reivindicación 10, en donde la información de señalización de L1 tiene además una información de TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP la cual indica el tipo de datos de carga útil transportados por el PLP.
13.

Un receptor para recibir una señal de difusión de vídeo digital para un sistema por cable, el receptor que comprende:

un demodulador (r104) configurado para demodular la señal recibida mediante el uso de un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM, usando un modo de Transformación Rápida de Fourier, FFT, 4K;

un Analizador sintáctico de tramas (r103) configurado para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, la trama de señal que comprende símbolos de datos de preámbulo y al menos un segmento de datos, el al menos un segmento de datos que incluye símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, en donde los símbolos de preámbulo tienen información de señalización de Capa 1, L1, para señalizar el al menos un segmento de datos y el al menos un segmento de datos incluye uno o más datos de PLP;

un módulo de extracción de cabecera configurado para extraer una cabecera de los símbolos de datos de preámbulo, la cabecera que incluye parámetros de intercalado en el tiempo los cuales indican profundidad de intercalado en el tiempo;

un desintercalador en frecuencia (r403) configurado para desintercalar en frecuencia los símbolos de datos de PLP dentro del al menos un segmento de datos;

un desintercalador en el tiempo configurado para desintercalar en el tiempo los símbolos de datos de PLP desintercalados en frecuencia dentro del al menos un segmento de datos;

un desintercalador en el tiempo configurado para desintercalar en el tiempo los símbolos de datos de preámbulo con la profundidad de intercalado en el tiempo dentro de un bloque de L1;

un descorrelacionador (r306) configurado para descorrelacionar los símbolos de datos de preámbulo desintercalados en el tiempo en bits de datos de preámbulo; y

un decodificador (r102) configurado para decodificar los bits de datos de preámbulo mediante un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC;

un decodificador (r303) configurado para decodificar los símbolos de datos de PLP mediante un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad, LDPC,

en donde el bloque de L1 se repite en el dominio de frecuencia con la misma tasa.
14.

El receptor de la reivindicación 13, en donde la información de señalización de L1 tiene una información de ID de segmento de datos que identifica el al menos un segmento de datos.
15.

El receptor de la reivindicación 14, en donde la longitud de la información de ID de segmento de datos es de 8 bits.

24