ES2811598T3

ES2811598T3 - Dispositivo de conversión de energía directa y método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa

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Publication number: ES2811598T3
Application number: ES13845473T
Authority: ES
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2012-10-10
Filing date: 2013-10-04
Publication date: 2021-03-12
Anticipated expiration: 2033-10-04
Also published as: AU2013327920A1; US20150280601A1; EP2908422A1; US9450502B2; CN104704733A; JP2014096976A; EP2908422A4; CN104704733B; JP5772915B2; AU2013327920B2; WO2014057883A1; EP2908422B1

Abstract

Un dispositivo de conversión de energía directa, que comprende: una primera línea de suministro de energía (LH); una segunda línea de suministro de energía (LL) configurada para aplicarse con un potencial menor que el de dicha primera línea de suministro de energía (LH); un rectificador (2) de diodos que tiene un lado de entrada conectado a un suministro (1) de energía de CA monofásico y un lado de salida conectado a dicha primera línea de suministro de energía (LH) y a dicha segunda línea de suministro de energía (LL), y que se configura para llevar a cabo una rectificación de onda completa monofásica; un primer condensador (C3) provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL); un circuito (4) de carga/descarga provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL) en un lado opuesto a dicho rectificador (2) de diodos con respecto a dicho primer condensador (C3); y un inversor (5) introducido con un voltaje de CC (Vdc) como un voltaje entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL), en donde dicho circuito (4) de carga/descarga tiene un circuito (4a) tampón que incluye un segundo condensador (C4) provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL) y un primer interruptor (Sc, D42) conectado en serie a dicho segundo condensador (C4) en un lado de dicha primera línea de suministro de energía (LH) entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL), un circuito (4b) de refuerzo que se configura para aumentar un voltaje rectificado desde dicho rectificador (2) de diodos para cargar dicho segundo condensador (C4), y una parte (4c) de bloqueo de corriente provista en dicha primera línea de suministro de energía (LH) o dicha segunda línea de suministro de energía (LL) entre dicho primer condensador (C3) y dicho segundo condensador (C4) y se configura para bloquear el flujo de una corriente de dicho segundo condensador (C4) a dicho primer condensador (C3), dicha parte (4c) de bloqueo de corriente es un diodo (D43), y caracterizado por que dicho circuito (4b) de refuerzo incluye un segundo diodo (D40) provisto de un ánodo y un cátodo conectado entre dicho primer interruptor (Sc, D42) y dicho segundo condensador (C4), un reactor (L4) conectado entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicho ánodo, y un segundo interruptor (S1, D41) conectado entre dicha segunda línea de suministro de energía (LL) y dicho ánodo, y dicho diodo (D43) se provee en dicha primera línea de suministro de energía (LH) entre dicho primer interruptor (Sc, D42) y dicho reactor (L4) del circuito (4b) de refuerzo.

Description

DESCRIPCIÓN

Dispositivo de conversión de energía directa y método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa Campo técnico

La presente invención se refiere a un dispositivo de conversión de energía directa y a un método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa, y particularmente se refiere a un dispositivo de conversión de energía directa provisto de un circuito tampón y un circuito de refuerzo en un enlace de CC.

Antecedentes de la técnica

El documento de patente 1 describe un dispositivo de conversión de energía directa. El dispositivo de conversión de energía directa incluye un rectificador de diodos, un inversor y un circuito de carga/descarga. El rectificador de diodos lleva a cabo la rectificación de onda completa en un voltaje de CC monofásico y envía el voltaje a un par de líneas de alimentación de CC (enlace de CC). El circuito de carga/descarga se provee en el enlace de CC e incluye un circuito de tampón y un circuito de refuerzo. El circuito tampón tiene un interruptor y un condensador que están conectados en serie entre sí entre el par de líneas de alimentación de CC. El interruptor se ubica en el lado positivo del electrodo del enlace de CC con respecto al condensador. El circuito de refuerzo aumenta el voltaje rectificado del rectificador de diodos para cargar el condensador. Por lo tanto, el condensador se carga con un voltaje más alto que el voltaje rectificado. Por lo tanto, cuando el interruptor del circuito tampón se convierte en conductor, el presente condensador descarga electricidad. El inversor recibe una entrada de un voltaje de CC del enlace de CC, lo convierte en un voltaje de CA y genera el voltaje.

Además, en el documento de patente 1, se provee un filtro en el lado de entrada del rectificador de diodos. El presente filtro es un filtro denominado filtro LC, provisto de un reactor y un condensador.

Debe observarse que, como técnicas relacionadas con la presente invención, se describen los documentos de patente 2 a 8 y los documentos no de patente 1 a 5.

Con más detalle, el documento de patente 7 describe un aparato de accionamiento de motor para accionar un motor de CA que usa una energía eléctrica regenerativa así como una energía eléctrica de una fuente de alimentación de CA, que comprende una sección de convertidor para rectificar y convertir una corriente alterna de la fuente de alimentación de CA en una corriente continua, una sección de inversor conectada al motor de CA y convertir la corriente continua convertida en una corriente alterna para impulsar el motor de CA, un enlace de CC para conectar la sección de convertidor y la sección de inversor; un controlador de accionamiento para controlar una operación de la sección de inversor según las señales de control de un controlador de anfitrión, y una sección de almacenamiento de energía conectada al enlace de CC, para almacenar energía eléctrica regenerativa en un accionamiento de desaceleración del motor de CA y descargar la energía eléctrica almacenada en una unidad de aceleración del motor de CA, la sección de almacenamiento de energía teniendo una interfaz con el controlador de anfitrión o el controlador de accionamiento de modo que los límites superiores de la corriente/voltaje de carga se pueden cambiar según los datos ingresados a través de la interfaz.

El documento de patente 8 describe un cortocircuito que tiene un elemento de conmutación, una resistencia, etc., a través del cual una corriente eléctrica puede fluir solo en una dirección designada, y que está configurado para cerrar el elemento de conmutación al mismo tiempo que se detiene la operación.

Además, el documento no de patente 5 propone una configuración de circuito y un método de control para un convertidor monofásico a trifásico con una descarga activa y un circuito de carga para el desacoplamiento de potencia entre el lado de entrada y salida. El circuito propuesto puede mejorar la relación de transferencia de voltaje a 0,707. La validez de la estrategia de control propuesta se confirma mediante los resultados de la simulación. El rizado de potencia al doble de la frecuencia del suministro de energía se puede suprimir adecuadamente mediante la utilización de un condensador tampón de solo 100 pF a 1 kW. La THD de la corriente de entrada y de la corriente de salida son inferiores al 4% y se obtiene el factor de potencia unitario. Además, casi toda la eficiencia de más del 89% (voltaje de entrada = 100V) o 94% (voltaje de entrada = 200V) se obtiene por prototipo.

Documentos de la técnica anterior

Documentos de patente

Documento de patente 1: Solicitud de patente japonesa abierta a inspección pública No. 2011-193678 Documento de Patente 2: Patente Japonesa No. 4135026

Documento de patente 3: Solicitud de patente japonesa abierta a inspección pública No. 2011 -050159 Documento de Patente 4: Patente Japonesa No. 3772898

Documento de Patente 5: Patente Japonesa No. 4766181

Documento de Patente 6: Patente Japonesa No. 4067021

Documento de Patente 7: EP 1484832 A2

Documento de Patente 8: JP S62180996 A

Documentos no de patente

Documento no de patente 1: Ohnuma, Itoh, "Basic Investigation and Capacitance Reduction method of A Novel Single-Phase to Three-Phase Power Converter", Documentos de la reunión técnica sobre convertidor de potencia de semiconductores, IEE Japón, SPC-08-162 (2008)

Documento no de patente 2: Ohnuma, Itoh, "Circuit Configuration and Control Strategy of single-to-three Phase Power Converter with Active Buffer and Charge Circuit', 2010 IEE Japan National Conference, 4-057 (2010).

Documento no de patente 3: Ohnuma, Itoh, "Control Strategy of Single Phase to Three Phase Converter Using an Active Snubber', 2008 IEE Japan Industry Applications Science Conference, 1-20 (2008)

Documento no de patente 4: Yoshiya Ohnuma, Jun-ichi Itoh, "Comparison of Boost Chopper and Active Buffer as Single to Three Phase Convertef, lEEE ECCE 2011, pp. 515-521 (2011)

Documento no de patente 5: Yoshiya Ohnuma y otros: "A control method for a single-to-three phase power converter ^{with an active buffer and a charge circui}r ^, ^{CONGRESO Y EXPOSICIÓN DE CONVERSIÓN DE ENERGÍA (ECCE),}2010 IEEE, IEEE, PISCATAWAY, NJ, EE. UU., 12 de septiembre de 2010, páginas 1801-1807

Compendio de la invención

Problemas a resolver por la invención

Sin embargo, en el documento de patente 1, no se tiene en cuenta la posición del condensador que forma el filtro. Por lo tanto, para reducir un voltaje nominal del condensador que forma el filtro, se considera la provisión de este condensador no en el lado de entrada del rectificador sino en el lado de salida de aquel.

El condensador del circuito tampón se carga por el circuito de refuerzo con un voltaje más alto que el voltaje rectificado. Mientras tanto, el condensador del filtro está al mismo nivel que el voltaje rectificado. Por lo tanto, cuando el interruptor del circuito tampón se convierte en conductor, fluye una corriente desde el condensador del circuito tampón hasta el condensador del filtro, para aumentar el voltaje entre ambos extremos del condensador del filtro. Por consiguiente, es un objeto de la presente invención proveer un dispositivo de conversión de potencia directa que pueda evitar un aumento innecesario de voltaje a lo largo de un condensador que forma un filtro incluso cuando el condensador se provee en el lado de salida de un rectificador.

La invención se define en las reivindicaciones independientes anexas. Las reivindicaciones dependientes definen realizaciones preferidas. La invención se establece en el conjunto de reivindicaciones anexas. Las realizaciones y/o ejemplos de la siguiente descripción que no están cubiertos por las reivindicaciones anexas no se consideran parte de la presente invención.

El objeto, las características, los aspectos y las ventajas de la presente invención serán más evidentes mediante las siguientes descripciones detalladas y los dibujos anexos.

Breve descripción de los dibujos

[Figura 1] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de una configuración conceptual de un dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 2] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de la configuración conceptual del dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 3] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de la configuración conceptual del dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 4] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de la configuración conceptual del dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 5] Un diagrama que muestra un ejemplo de cantidades en el dispositivo de conversión de energía directa [Figura 6] Un diagrama ampliado del gráfico de la Figura 5

[Figura 7] Un diagrama que muestra un ejemplo de cantidades en el dispositivo de conversión de energía directa [Figura 8] Un diagrama ampliado del gráfico de la Figura 7

[Figura 9] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de la configuración conceptual del dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 10] Un diagrama constitucional que muestra un ejemplo de la configuración conceptual del dispositivo de conversión de energía directa

[Figura 11] Un diagrama que muestra un ejemplo de un voltaje de CA monofásico y corrientes de entrada que se ingresan por el rectificador de diodos

[Figura 12] Un diagrama de circuito que muestra un circuito equivalente de un circuito de conversión de energía directa que se muestra en la Figura 1

[Figura 13] Un diagrama conceptual que muestra una forma de onda de una corriente que fluye en un reactor de un circuito de refuerzo

[Figura 14] Un diagrama que muestra vectores de voltaje

[Figura 15] Un diagrama de tiempos que explica la operación del dispositivo de conversión de energía directa en un período de entrega

[Figura 16] Un diagrama de tiempos que explica la operación del dispositivo de conversión de energía directa en un período de recepción

[Figura 17] Un diagrama que muestra un ejemplo de una corriente de entrada, un voltaje entre ambos extremos del reactor del circuito de refuerzo y un deber de rectificación

[Figura 18] Un diagrama que muestra un ejemplo de una corriente de entrada, un voltaje entre ambos extremos del reactor del circuito de refuerzo, una señal de conmutación de control y un deber de rectificación

[Figura 19] Un diagrama que muestra un ejemplo de una configuración conceptual de una parte de control [Figura 20] Un diagrama que muestra un ejemplo del voltaje de CA monofásico y las corrientes de entrada [Figura 21] Un diagrama que muestra un ejemplo de las corrientes de entrada

Descripción de las realizaciones

Primera realización

<Configuración del dispositivo de conversión de energía directa>

Como se muestra en la Figura 1, el presente dispositivo de conversión de energía directa está provisto de un rectificador 2 de diodos, un filtro 3, un circuito 4 de carga/descarga y un inversor 5.

El rectificador 2 de diodos está conectado a un suministro 1 de energía de CA monofásico y está provisto de diodos D21 a D24. Los diodos D21 a D24 constituyen un circuito de puente, que lleva a cabo la rectificación de onda completa monofásica en un voltaje de CA monofásico Vin ingresado desde el suministro 1 de energía de CA monofásico para convertirlo en un voltaje rectificado, y lo genera entre líneas de alimentación de CC LH y LL. La línea de alimentación de CC LH se aplica con un voltaje más alto que el de la línea de alimentación de CC LL. Una corriente de entrada Iin fluye desde el suministro 1 de energía de CA monofásico hacia el rectificador 2 de diodos. El filtro 3 está provisto de un reactor L3 y un condensador C3. El condensador C3 se provee entre las líneas de alimentación de CC LH y LL. El reactor L3 se provee en la línea de alimentación de CC LH o la línea de alimentación de CC LL (la línea de alimentación de CC LH en la ilustración de la Figura 1) en el lado más cercano al rectificador 2 de diodos que el condensador C3. El reactor L3 y el condensador C3 cooperan entre sí para formar el denominado filtro LC.

El condensador C3 es, por ejemplo, un condensador de película y tiene una pequeña capacitancia en comparación con la capacitancia de un condensador electrolítico. Dicho condensador C3 apenas suaviza el voltaje rectificado emitido por el rectificador 2 de diodos. Por lo tanto, un voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 se riza en el mismo ciclo que un ciclo de un rizado del voltaje rectificado.

Además, aunque el reactor L3 se provee en el lado de salida del rectificador 2 de diodos en la ilustración de la Figura 1, se puede proveer en el lado de entrada del rectificador 2 de diodos como se ilustra en la Figura 2. En la Figura 2, el reactor L3 se provee en una línea de entrada que se conecta entre el rectificador 2 de diodos y el suministro 1 de energía de CA monofásico. Dicho reactor L3 también puede formar el filtro LC junto con el condensador C3.

El circuito 4 de carga/descarga se provee en un lado opuesto al rectificador 2 de diodos con respecto al condensador C3, y tiene un circuito 4a tampón, un circuito 4b de refuerzo y una parte 4c de bloqueo de corriente. El circuito 4a tampón incluye un condensador C4, y la energía se transfiere entre el circuito 4 tampón y las líneas de alimentación de CC LH y LL.

El circuito 4a tampón incluye además un transistor (aquí, un transistor bipolar de tipo puerta de aislamiento: en lo sucesivo abreviado como "IGBT'', por sus siglas en inglés) Sc que está conectado en paralelo inverso a un diodo D42. El transistor Sc está conectado en serie al condensador C4 en el lado de la línea de alimentación de CC LH entre las líneas de alimentación de CC LH y LL. Aquí, la conexión paralela inversa significa dicha conexión paralela en la que las direcciones hacia adelante se invierten entre sí. Específicamente, una dirección hacia adelante del transistor Sc es una dirección desde la línea de alimentación de CC LL hacia la línea de alimentación de CC LH, y una dirección hacia adelante del diodo D42 es una dirección desde la línea de alimentación de CC LH hacia la línea de alimentación de CC LL. Es posible sujetar el transistor Sc y el diodo D42 juntos como un elemento de interruptor (primer interruptor).

El circuito 4b de refuerzo aumenta el voltaje rectificado del rectificador 2 de diodos (más específicamente, el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3), para cargar el condensador C4. Por ejemplo, el circuito 4b de refuerzo incluye un diodo D40, un reactor L4 y un transistor (aquí, IGBT) S1. El diodo D40 está provisto de un cátodo y un ánodo, y el cátodo está conectado entre el primer interruptor y el condensador C4. El reactor L4 está conectado entre la línea de alimentación de CC LH y el ánodo del diodo D40. El transistor S1 está conectado entre la línea de alimentación de CC LL y el ánodo del diodo D40. Un diodo D41 está conectado en paralelo inverso al transistor S1, y estos se pueden sujetar juntos como un elemento de interruptor (segundo interruptor). Dicha configuración se conoce como un convertidor elevador.

El condensador C4 se carga por el circuito 4b de refuerzo para generar un voltaje vc entre ambos extremos que es más alto que el voltaje v3 entre ambos extremos. Específicamente, al permitir que una corriente fluya desde la línea de alimentación de CC LH a la línea de alimentación de CC LL a través del segundo interruptor, la energía se almacena en el reactor L4, y posteriormente al apagar el segundo interruptor, la energía se almacena en el condensador C4 a través del diodo D40.

Dado que el voltaje vc entre ambos extremos es mayor que el voltaje v3 entre ambos extremos, básicamente no fluye corriente en el diodo D42. Por lo tanto, la conducción/no conducción del primer interruptor depende completamente de la del transistor Sc. Por lo tanto, no solo el transistor Sc sino también el primer interruptor formado por este y el diodo D42 juntos pueden denominarse en lo sucesivo como un interruptor Sc.

Además, dado que el potencial de la línea de alimentación de CC LH es mayor que el de la línea de alimentación de CC LL, básicamente no fluye corriente en el diodo D41. Por lo tanto, la conducción/no conducción del segundo interruptor depende de la del transistor S1. Por lo tanto, no solo el transistor S1 sino también el segundo interruptor formado por este y el diodo D41 juntos pueden denominarse en lo sucesivo como un interruptor S1.

La parte 4c de bloqueo de corriente se provee en la línea de alimentación de CC LH o la línea de alimentación de CC LL entre los condensadores C3 y C4, para bloquear una corriente que fluye del condensador C4 al condensador C3. La parte 4c de bloqueo de corriente se realiza en un diodo D43, por ejemplo. En la ilustración de la Figura 1, el diodo D43 se provee en la línea de alimentación de CC LH, y su dirección hacia adelante es una dirección desde el rectificador 2 de diodos hacia el inversor 5.

Dicho circuito 4 de carga/descarga produce casi el mismo voltaje que el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 cuando el interruptor Sc no es conductor, y genera casi el mismo voltaje que el voltaje vc entre ambos extremos del condensador C4 cuando el interruptor Sc es conductor.

El inversor 5 convierte un voltaje de CC emitido por el circuito 4 de carga/descarga en un voltaje de CA, y lo envía a los extremos de salida Pu, Pv, Pw. El inversor 5 incluye seis elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn. Los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp están conectados respectivamente entre los extremos de salida Pu, Pv, Pw y la línea de alimentación de CC LH, y los elementos de conmutación Sun, Svn, Swn están conectados respectivamente entre los extremos de salida Pu, Pv, Pw y la línea de alimentación de CC LL. El inversor 5 constituye el denominado inversor de tipo voltaje, e incluye seis diodos Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn.

Un cátodo de cualquiera de los diodos Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn se dispone hacia el lado de la línea de alimentación de CC LH, y su ánodo de aquellos se dispone hacia el lado de la línea de alimentación de CC LL. El diodo Dup está conectado en paralelo al elemento de conmutación Sup entre el extremo de salida Pu y la línea de alimentación de CC LH. De manera similar, los diodos Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn están conectados respectivamente en paralelo a los elementos de conmutación Svp, Swp, Sun, Svn, Swn.

Por ejemplo, se emplea un IGBT (transistor bipolar de tipo puerta de aislamiento) para cada uno de los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn.

Una carga 6 inductiva es, por ejemplo, un rotador y gira según el voltaje de CA del inversor 5.

Según dicho dispositivo de conversión de energía directa, el voltaje vc entre ambos extremos del condensador C4 se convierte en mayor que el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 debido al circuito 4b de refuerzo. Por lo tanto, suponiendo que no se provee la parte 4c de bloqueo de corriente, cuando el interruptor Sc se convierte en conductor, la corriente fluye del condensador C4 al condensador C3. Esto conduce a un aumento innecesario en el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3.

Por otro lado, en el presente dispositivo de conversión de energía directa, la parte 4c de bloqueo de corriente bloquea el flujo de la corriente del condensador C4 al condensador C3. Por lo tanto, es posible evitar el aumento innecesario de voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3.

Además, dado que se puede evitar el aumento de voltaje v3 entre ambos extremos, el voltaje v3 entre ambos extremos se puede llevar a cabo al mismo nivel que el voltaje rectificado por el rectificador 2 de diodos. Por consiguiente, por ejemplo, cuando el interruptor Sc se convierte en no conductor y la corriente fluye del convertidor (el rectificador 2 de diodos y el filtro 3) al inversor 5, el voltaje v3 entre ambos extremos al mismo nivel que el voltaje rectificado puede ingresarse en el inversor 5.

Por otro lado, el control en el documento de patente 1 es un control basado en la idea de que el voltaje rectificado se introduce en el inversor 5 cuando la corriente fluye del convertidor al inversor 5, como se describe en detalle más adelante. Como se describe más arriba, según el presente dispositivo de conversión de energía directa, dado que el voltaje v3 entre ambos extremos al mismo nivel que el voltaje rectificado puede ingresarse en el inversor 5 en ese momento, el presente dispositivo de conversión de energía directa es adecuado para el control en el documento de patente 1.

Como se describe más arriba, según el presente dispositivo de conversión de energía directa, es posible reducir un voltaje nominal del condensador C3 en comparación con el caso de provisión del condensador en el lado de entrada del rectificador 2 de diodos y, además, el presente dispositivo de conversión de energía directa es adecuado para el control (p.ej., el control en el documento de patente 1) sobre la premisa de la idea de que el voltaje rectificado se introduce en el inversor 5 cuando la corriente fluye del convertidor (rectificador 2 de diodos filtro 3) al inversor 5. <Posición de la parte de bloqueo de corriente>

En las ilustraciones de las Figuras 1 y 2, el diodo D43 se provee en la línea de alimentación de CC LH entre el circuito 4a tampón y el circuito 4b de refuerzo. Esto es deseable en términos de reducir una pérdida que se genera en el diodo D43. Por ejemplo, pero sin estar cubierto por el alcance de la reivindicación 1, cuando el diodo D43 se provee en la línea de alimentación de CC LH en una etapa previa al circuito 4b de refuerzo como en la Figura 3, una corriente que fluye al circuito 4b de refuerzo (a saber, una corriente que fluye en el reactor L4, indicada por una flecha en la Figura 3) atraviesa el diodo D43. Por otro lado, en las ilustraciones de las Figuras 1 y 2, la corriente que fluye en el circuito 4b de refuerzo no atraviesa el diodo D43. Por lo tanto, es posible reducir la pérdida que se genera en el diodo D43. En otras palabras, es posible cargar el condensador C4 para evitar la pérdida debida al diodo D43. <Parte de bloqueo de corriente>

En una ilustración de la Figura 4, que no está cubierta por el alcance de la reivindicación 1, la parte 4c de bloqueo de corriente está provista del diodo D43 y de un interruptor S4. El diodo D43 y el interruptor S4 se proveen en la línea de alimentación de CC LH entre el circuito 4a tampón y el circuito 4b de refuerzo, y se conectan en serie entre sí. Una dirección hacia adelante del diodo D43 es una dirección del rectificador 2 de diodos hacia el inversor 5. El interruptor S4 es, por ejemplo, un IGBT y su dirección hacia adelante es la misma que la del diodo D43.

Debe observarse que, aunque el diodo D43 se provee en la ilustración de la Figura 4, el diodo D43 puede no proveerse. En el presente caso, el interruptor S4 se hace conductor exclusivamente desde el interruptor Sc. Por lo tanto, es posible bloquear la corriente que fluye del condensador C4 al condensador C3 incluso sin que se provea el diodo D43.

Por otro lado, es deseable proveer el diodo D43 en términos de reducción de un voltaje inverso que se aplica al interruptor S4. El voltaje inverso mencionado aquí es un voltaje en una dirección inversa al voltaje que se aplica al interruptor S4 cuando la corriente fluye en la dirección hacia adelante, y es un voltaje con un potencial más alto en el extremo en el lado del condensador C4 fuera de ambos extremos del interruptor S4. Cuando se provee el diodo D43, un cuerpo conectado en serie del diodo D43 y el interruptor S4 soporta el voltaje inverso que se aplica a la parte 4c de bloqueo de corriente y, de esta manera, permite la reducción del voltaje inverso que se aplica al interruptor S4. Además, la presente parte 4c de bloqueo de corriente permite que el convertidor (rectificador 2 de diodos filtro 3) funcione como un convertidor de fuente de corriente. Esto se debe a que la parte 4c de bloqueo de corriente tiene la llamada capacidad de bloqueo inverso ya que tiene el diodo D43, y además tiene el interruptor S4.

Dicha parte 4c de bloqueo de corriente también puede bloquear el flujo de la corriente del condensador C4 al condensador C3. Sin embargo, la parte 4c de bloqueo de corriente tiene, de manera deseable, el diodo D43 solo en los siguientes términos. Es decir, como se describe en detalle más abajo, cuando se genera un aumento de voltaje instantáneo en el voltaje de CA monofásico Vin, una corriente fluye en la parte 4c de bloqueo de corriente, y en términos de magnitud de esta corriente, la parte 4c de bloqueo de corriente tiene, de manera deseable, el diodo D43 solo. La Figura 5 muestra el voltaje de CA Vin, un voltaje de CC Vdc que se introduce en el inversor 5, el voltaje vc entre ambos extremos del condensador C4 y una corriente i4 que fluye en la parte 4c de bloqueo de corriente cuando la generación del voltaje instantáneo aumenta en el voltaje de CA monofásico Vin del suministro 1 de energía de CA monofásico en el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 4, y la Figura 6 es un diagrama ampliado de la Figura 5. La Figura 7 muestra el voltaje de CA monofásico Vin, el voltaje de CC Vdc, el voltaje vc entre ambos extremos y la corriente i4 cuando la generación del voltaje instantáneo aumenta en el voltaje de CA Vin en el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 1, y la Figura 8 es un diagrama ampliado de la Figura 7. Aquí, una amplitud del voltaje de CA monofásico Vin es del orden de aproximadamente 325 [V], y toma principalmente una forma de onda sinusoidal. Sin embargo, en las ilustraciones de las Figuras 5 a 8, se aplica un impulso con forma de sobretensión al presente voltaje de CA monofásico Vin. Por ejemplo, un impulso con un ancho de impulso de 50 [gs] se aplica a los alrededores del pico de la amplitud del voltaje de CA monofásico Vin, y el voltaje de CA monofásico Vin se eleva, de esta manera, a un valor de voltaje de 800 [V] como máximo.

En la Figura 5, el voltaje de CC Vdc toma el voltaje vc entre ambos extremos, el voltaje v3 entre ambos extremos (el mismo nivel que el voltaje rectificado), o cero. Cabe señalar que el voltaje v3 entre ambos extremos está al mismo nivel que el voltaje rectificado, e idealmente tiene una forma de onda a lo largo de un valor absoluto de la onda sinusoidal que se muestra por el voltaje de CA monofásico Vin.

El valor que toma el voltaje de CC Vdc se puede describir en relación con la conducción/no conducción de los interruptores Sc, S4. Es decir, también con referencia a la Figura 4, el voltaje vc entre ambos extremos se introduce en el inversor 5 en un período en el que el interruptor Sc es conductor y, por lo tanto, el voltaje de CC Vdc toma el voltaje vc entre ambos extremos. En un período en el que el interruptor Sc es no conductor y el interruptor S4 es conductor, el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 se introduce en el inversor 5 y, por lo tanto, el voltaje de CC Vdc toma el voltaje v3 entre ambos extremos. En un período en el que ambos interruptores Sc, S4 son no conductores, el voltaje de CC Vdc toma cero.

Además, en la presente realización, el voltaje vc entre ambos extremos es ondulante. Más específicamente, el voltaje vc entre ambos extremos disminuye en un período T1 (cada uno de los períodos en que los ángulos de fase del suministro de energía son de 0 a 45 grados, de 135 a 225 grados y de 315 a 360 grados cuando el voltaje de CA monofásico Vin se considera como la onda sinusoidal). Esto se debe a que en el período T1, el interruptor Sc se activa adecuadamente y el condensador C4 se descarga adecuadamente. Por otro lado, en un período T2 distinto del período T1, el voltaje vc entre ambos extremos aumenta. Esto se debe a que en el período T2, el circuito 4b de refuerzo (interruptor S1) funciona mientras el interruptor Sc se mantiene no conductor para cargar el condensador C4. Sin embargo, en la Figura 5, el aumento de voltaje instantáneo se ha generado en el voltaje de CA monofásico Vin, y esto provoca un aumento en el voltaje vc entre ambos extremos. Una descripción a este respecto se proveerá más adelante.

Como se describe más arriba, el voltaje vc entre ambos extremos disminuye en el período T1 y aumenta en el período T2. Es decir, el voltaje vc entre ambos extremos se riza en un ciclo que es la mitad de un ciclo del voltaje de CA monofásico Vin. Sin embargo, el voltaje vc entre ambos extremos puede ser casi constante.

Cuando el aumento de voltaje instantáneo se genera en el voltaje de CA Vin como se ilustra en las Figuras 5 y 6, en relación con esto, el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 aumenta. Cuando el interruptor S4 es no conductor en este caso, el condensador C4 se carga a través de los reactores L3, L4 y el diodo D40. Por consiguiente, el reactor L3 se encuentra además en un canal de carga del condensador C4 en comparación con un canal de carga del condensador C3 y, por lo tanto, el aumento del voltaje vc entre ambos extremos es suave en comparación con el aumento del voltaje v3 entre ambos extremos. En el presente caso, por lo tanto, el voltaje v3 entre ambos extremos puede aumentar y superar el voltaje vc entre ambos extremos.

Como se describe, cuando el interruptor S4 se convierte en conductor en el estado en que el voltaje vc entre ambos extremos es más alto que el voltaje v3 entre ambos extremos, una corriente relativamente grande (llamada corriente de irrupción) fluye del condensador C3 al condensador C4 a través del interruptor S4 y de los diodos D42, D43. Esto se debe a que el interruptor S4 y los diodos D42, D43 que se encuentran en este canal no suprimen en gran medida la corriente en el canal. En las ilustraciones de las Figuras 5 y 6, la corriente i4 que fluye en la parte 4c de bloqueo de corriente supera 3000 [A] como máximo. En el presente caso, el voltaje de CC Vdc toma el voltaje v3 entre ambos extremos ya que el voltaje v3 entre ambos extremos se ingresa en el inversor 5, y el voltaje v3 entre ambos extremos se convierte en casi igual al voltaje vc entre ambos extremos, por lo que el voltaje de CC Vdc que se ingresa en el inversor 5 se convierte en casi igual al voltaje vc entre ambos extremos, como se muestra en las Figuras 5 y 6.

Luego, cuando el interruptor S4 se convierte nuevamente en no conductor, el voltaje v3 entre ambos extremos puede convertirse en más alto que el voltaje vc entre ambos extremos nuevamente. Cuando el interruptor S4 se convierte en conductor nuevamente en este estado, una corriente grande fluye en la parte 4c de bloqueo de corriente otra vez. En las ilustraciones de las Figuras 5 y 6, también en el caso de que el interruptor S4 se convierta en conductor por segunda vez, una gran corriente i4 fluye debido a la generación del aumento instantáneo de voltaje.

Por otro lado, en las ilustraciones de las Figuras 7 y 8, el voltaje de CC Vdc no toma cero. Esto se debe a que el interruptor S4 no se provee en el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 1. También en el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 1, el voltaje v3 entre ambos extremos aumenta debido al aumento de voltaje instantáneo en el voltaje de CA monofásico Vin. Cuando el voltaje de salida del rectificador 2 de diodos aumenta y los diodos D42, D43 se convierten en conductores, una corriente fluye no desde el condensador C3 sino desde el rectificador 2 de diodos al condensador C4 a través de la parte 4c de bloqueo de corriente y del diodo D42. Con el reactor L3 de pie en este canal, se puede suprimir una tasa de aumento de la corriente i4 con respecto al tiempo. El pico de la corriente i4 puede, por consiguiente, suprimirse. En el presente caso, la corriente i4 varía a lo largo de una onda de diente de sierra, y su valor máximo no es mayor que el orden de 100 [A] en las ilustraciones de las Figuras 7 y 8.

Como se describe más arriba, según el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 1, el pico de la corriente i4 que fluye en la parte 4c de bloqueo de corriente se puede hacer aproximadamente de 1/30 en comparación con el dispositivo de conversión de energía directa de la Figura 4. Por lo tanto, es posible adoptar un diodo con una pequeña capacidad de corriente como el diodo D43.

Cabe señalar que en las ilustraciones de las Figuras 7 y 8, el valor máximo de la corriente i4 en un estado estable se encuentra en el orden de 20 [A]. Por lo tanto, el pico (aproximadamente 100 [A]) de la corriente i4 en relación con el aumento de voltaje instantáneo se encuentra en el orden de cinco veces mayor que la corriente i4 en el estado estable. Dado que la resistencia a prueba de sobretensiones de un diodo es, en general, diez veces mayor o mayor que un valor nominal, cuando una corriente nominal del diodo D43 se selecciona al mismo nivel que una corriente nominal del inversor 5, el diodo D43 puede soportar el pico de la corriente debido al aumento de la potencia instantáneo.

Segunda realización

Un dispositivo de conversión de energía directa según una segunda realización está provisto además de una resistencia R3 que está conectada en paralelo al reactor L3, como se muestra en la Figura 9. El reactor L3 puede proveerse en el lado de entrada del rectificador 2 de diodos como en la primera realización, y también en el presente caso, la resistencia R3 está conectada en paralelo al reactor L3 como se muestra en la Figura 10.

Dicha resistencia R3 funciona como la llamada resistencia de amortiguamiento. Por lo tanto, mediante el ajuste de un valor de resistencia de la presente resistencia R3, se puede ajustar una forma de onda de la corriente de entrada Iin que se introduce en el rectificador 2 de diodos. En lo sucesivo, se describirá en detalle la relación entre el valor de resistencia de la resistencia R3 y la forma de onda de la corriente de entrada Iin. La Figura 11 muestra un voltaje de CA monofásico Vin y corrientes de entrada Iin en el caso de que los valores de resistencia de la resistencia R3 sean diferentes. En la Figura 11, el voltaje de CA Vin se representa esquemáticamente como un gráfico en la parte superior, la corriente de entrada Iin cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 10 [Q] se muestra debajo del voltaje de CA Vin, y la corriente de entrada Iin cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 100 [Q] se muestra en la parte inferior.

Debe observarse que aquí, 460 [pH] se adopta como inductancia del reactor L3, y 25 [pF] se adopta como una capacitancia del condensador C3. Enel presente caso, un factor de atenuación del filtro 3 cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 10 [Q] es 0,22, y un factor de atenuación cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 100 [Q] es 0,02.

Como se muestra en la Figura 11, se ha generado un componente armónico de alta frecuencia en la corriente de entrada Iin. El presente componente armónico se provoca por la conmutación del inversor 5 o similar. El componente armónico en el caso de que el valor de resistencia de la resistencia R3 sea 10 [Q] puede verse como un componente armónico cerca de donde la corriente de entrada Iin toma el pico o la parte inferior.

En la Figura 11, una amplitud de vibración del componente armónico es menor cuando el valor de resistencia es 10 [Q] que cuando el valor de resistencia es 100 [Q]. Es decir, cuanto mayor es el valor de resistencia de la resistencia R3, menor es el componente armónico.

Por otro lado, como se muestra en la Figura 11, cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 100 [Q], se ha generado una distorsión de una frecuencia inferior al componente armónico en la corriente de entrada Iin. Esto se provoca por una diferencia de fase entre la corriente de entrada Iin y el voltaje de CA Vin, como se describirá a continuación. Es decir, cuando una fase de la corriente de entrada Iin avanza con respecto al voltaje de CA monofásico Vin, en un punto de tiempo t1 cuando la corriente de entrada Iin disminuye y llega a cero, el voltaje de CA monofásico Vin toma un valor positivo v0.

Luego, en un período t10 cuando el voltaje de CA Vin disminuye desde el valor v0 y llega a cero, el voltaje de CA Vin es positivo. El presente período t10 es el tiempo de avance de fase para la corriente de entrada Iin con respecto al voltaje de CA Vin y, por lo tanto, se denominará tiempo de avance de fase t10 de aquí en adelante. Dado que el voltaje de CA Vin es positivo en el presente período t10, el rectificador 2 de diodos no se convierte en conductor, a saber, la corriente de entrada Iin no puede convertirse en negativa sino convertirse en cero.

Además, dado que el voltaje de CA Vin toma el valor positivo v0 en el punto de tiempo t1, el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3 no se convierte en cero, sino que toma un valor predeterminado (p.ej., valor v0) como un valor mínimo.

Inmediatamente después de que el voltaje de CA Vin cae por debajo de cero, ya que el valor absoluto (voltaje rectificado) del voltaje de CA Vin no supera el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3, el rectificador 2 de diodos no se convierte en conductor y la corriente de entrada Iin se mantiene en cero. Es decir, como se ilustra en la Figura 11, la corriente de entrada Iin también es cero en un período t20 que transcurre del punto de tiempo cuando el voltaje de CA Vin llega a cero a un punto de tiempo cuando su valor absoluto coincide con el voltaje v3 entre ambos extremos.

Cuando el valor absoluto del voltaje de CA Vin luego supera el voltaje v3 entre ambos extremos del condensador C3, el rectificador 2 de diodos se convierte en conductor. La corriente de entrada Iin cambia abruptamente en relación con la presente conducción, y cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es grande y el factor de atenuación del filtro 3 es pequeño, la corriente de entrada Iin vibra por una acción de resonancia del filtro LC (cf. la corriente de entrada Iin en el caso de que el valor de resistencia sea 100 [Q]). En lo sucesivo, una forma de onda de vibración de la corriente de entrada Iin se denominará una forma de onda de resonancia de filtro.

Por otro lado, cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es pequeño y el factor de atenuación del filtro LC es grande, apenas se genera una vibración debida a la resonancia en la corriente de entrada Iin. Es decir, cuanto menor es el valor de resistencia de la resistencia R3, menor es la amplitud de la forma de onda de resonancia del filtro.

Como se describe más arriba, el componente armónico causado por la conmutación del inversor 5 o similar y la amplitud de la forma de onda de resonancia del filtro causada por la resonancia del filtro LC tienen una relación de compensación entre sí con respecto al valor de resistencia de la resistencia R3. Al ajustar el valor de resistencia de la resistencia R3 en consideración de dicha relación de compensación, es posible ajustar adecuadamente la forma de onda de la corriente de entrada Iin. Por ejemplo, en el caso de reduccción, preferentemente, de la amplitud de la resonancia del filtro, se adopta un valor relativamente pequeño como el valor de resistencia de la resistencia R3. Tercera realización

Una configuración de un dispositivo de conversión de energía directa según una tercera realización es la misma que la del dispositivo de conversión de energía directa según la primera o segunda realización. Aquí, se pretende suprimir un componente de frecuencia de resonancia de la corriente de entrada Iin por control. Primero, se resumirá un ejemplo de un método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa y, a continuación, se describirá el control para suprimir la vibración de la corriente de entrada Iin.

En el dispositivo de conversión de energía directa que se muestra en la Figura 1m, el rectificador 2 de diodos lleva a cabo la rectificación de onda completa. Por consiguiente, en un caso donde la energía que se consume en el inversor 5 y la carga 6 inductiva es constante (p.ej., un caso donde la carga 6 inductiva es una carga trifásica simétrica: esto se aplica a un gran número de cargas inductivas), cuando se ignora el circuito 4 de carga/descarga, la energía que se suministra a las líneas de alimentación de CC LH, LL se riza y tiene una frecuencia dos veces mayor que la frecuencia del voltaje de CA monofásico. Por lo tanto, el rizado se reduce por el circuito 4 de carga/descarga. Específicamente, la potencia se transfiere entre el circuito 4a tampón y las líneas de alimentación de CC LH y LL, para reducir así el rizado.

La potencia instantánea Pin que se introduce en el rectificador 2 de diodos se representa mediante la siguiente expresión con un factor de potencia de entrada tomado como 1. Sin embargo, se han introducido una amplitud Vm del voltaje de CA Vin, una velocidad angular de suministro de energía w, una amplitud Im de la corriente de entrada Iin, y el tiempo t. Un producto wt de la velocidad angular del suministro de energía w y el tiempo t expresa un ángulo de fase del voltaje de CA Vin. Además, la forma de onda de CA se ha captado como un valor sinusoidal del ángulo de fase wt de la forma de onda de CA.

[Numeral 1]

P i n = V i r I m - $ ¡ n 2(úi>t)

= —| —Vm-Im— — Vmi m- co s( 2d ) t ) •••(1)

Un segundo término en el lado derecho de la expresión (1) muestra un rizado de potencia. Para cancelar dicho rizado de potencia, la potencia transferida instantánea Pbuf, que tiene el mismo valor que y tiene una polaridad diferente del segundo término, puede transferirse entre el circuito 4a tampón y las líneas de alimentación de CC LH y LL. Dicha potencia transferida instantánea Pbuf se expresa mediante la siguiente expresión.

[Numeral 2]

Pbuf — — Vm *Im-eos (2^oít) — (2)

Es decir, la potencia transferida instantánea Pbuf se expresa mediante un producto de una porción de CC (VmHm/2) de la potencia instantánea que se introduce desde el suministro 1 de energía de CA monofásico y un valor de coseno cos(2wt) con respecto a un valor (2wt) que es dos veces mayor que el ángulo de fase wt.

De la expresión (2) se desprende que la potencia instantánea (en lo sucesivo denominada "potencia transferida instantánea") Pbuf transferida por el circuito 4a tampón puede tomar un valor positivo o negativo. Específicamente, la potencia transferida instantánea Pbuf toma un valor positivo en un período (en adelante denominado "período de entrega") cuando el ángulo de fase wt del voltaje de CA monofásico no es menor que 0 y no es mayor que n/4, no es menor que 3n/4 y no es mayor que 5n/4, o no es menor que 7n/4 y no es mayor que 2n, y la potencia transferida instantánea Pbuf toma un valor negativo en un período (en adelante, "período de recepción") distinto de este. Es decir, el circuito 4a tampón proporciona un valor absoluto de la potencia transferida instantánea Pbuf a las líneas de alimentación de CC LH, LL en el período de entrega, y recibe el valor absoluto de la potencia transferida instantánea Pbuf de las líneas de alimentación de CC LH, LL en el período de recepción. De este modo, el rizado de potencia se cancela.

Con el voltaje de CA monofásico Vin expresado por Vm^sen (wt), al poner el rango de más arriba en otras palabras, también es posible comprender que el circuito 4 de carga/descarga emite potencia positiva cuando el valor absoluto del voltaje de CA Vin es menor que un valor que es 1/V2 de su amplitud Vm, y el circuito 4 de carga/descarga genera potencia negativa cuando el valor absoluto es mayor que el valor que es 1/V2 de la amplitud Vm.

En lo sucesivo, se describirán operaciones específicas en el período de entrega y período de recepción, pero antes de esto, primero, se llevará a cabo la formulación necesaria para su consideración.

La Figura 12 es un circuito equivalente del circuito que se muestra en la Figura 1. En el circuito equivalente que se muestra en la Figura 12, una corriente irec1 del rectificador 2 de diodos y del filtro 3 al inversor 5 se expresa de manera equivalente como una corriente irec1 que se desplaza a través de un interruptor Srec. De manera similar, una corriente de descarga icd que fluye del condensador C4 al inversor 5 se expresa de manera equivalente con el interruptor Sc tomada como la corriente de descarga icd. En el inversor 5, una corriente que fluye en la carga 6 inductiva a través del inversor 5 cuando los extremos de salida Pu, Pv, Pw se conectan comúnmente a una de las líneas de alimentación de CC LH, LL, también se expresa de manera equivalente como una corriente iz que se desplaza a través de un interruptor Sz. Debe notarse que un vector de voltaje que incluye un vector de voltaje cero se describirá en detalle más adelante. Además, en la Figura 12, se expresan el reactor L4, el diodo D40 y el interruptor S1 que constituyen el circuito 4b de refuerzo, y se agrega una corriente il que fluye en el reactor L4.

Además, en el circuito equivalente de la Figura 12, se muestra un voltaje de salida del filtro 3 en una fuente de voltaje E1. La fuente de voltaje E1 emite un voltaje rectificado (= valor absoluto del voltaje de CA Vin) que emite el rectificador 2 de diodos. Es decir, dicho circuito equivalente se basa en la idea de que el voltaje rectificado se introduce en el inversor 5 cuando la corriente fluye del convertidor al inversor 5 (cuando el interruptor Srec es conductor).

En el circuito equivalente obtenido de dicha manera, al introducir los deberes drec, dc, dz como relaciones de tiempo respectivas para la conducción de los interruptores Srec, Sc, Sz y una corriente de CC Idc que se introduce en el inversor 5, se cumple la siguiente expresión.

[Numeral 3]

Además, como se puede ver en la Figura 12, una corriente irec que fluye en el rectificador 2 de diodos es igual a una suma de la corriente irec1 que hace que el interruptor Sc sea conductor y la corriente il que fluye en el reactor L4. Además, dado que la corriente irec1 se expresa mediante un producto del deber de rectificación drec y de la corriente CC Idc, la corriente irec se muestra mediante la suma de drecHdc y la corriente il como se muestra en la fórmula (3).

Cabe señalar que, dado que las corrientes irec1, icd, iz son las obtenidas multiplicando respectivamente la corriente CC Idc por deberes drec, dc, dz, estos son valores promedio en los ciclos de conmutación de los interruptores Srec, Sc, Sz. Además, de manera similar, la corriente il también es un valor promedio en un ciclo de conmutación del interruptor S1.

Además, dado que la corriente CC Idc es una suma de las corrientes irec1, icd, iz que hacen que los interruptores Srec, Sc, Sz sean, respectivamente, conductores, se cumple la siguiente expresión.

[Numeral 4]

d r e c d c - f - d z = 1 " -( 4)

Por consiguiente, los deberes drec, dc, dz pueden verse como relaciones de distribución de corriente de la corriente CC Idc a las corrientes respectivas irec1, icd, iz. En lo sucesivo, los deberes drec, dc, dz pueden denominarse, respectivamente, un deber de rectificación drec, un deber de descarga dc y un deber cero dz.

<Operación en período de entrega>

En el período de entrega, el interruptor Sc funciona para permitir que la corriente de descarga icd fluya desde el condensador C4 y, de esta manera, se provea la potencia transferida instantánea Pbuf del circuito 4a tampón a las líneas de alimentación de CC LH, LL. Por lo tanto, el interruptor S1 no está hecho para conducir, lo cual hace que la corriente il sea cero. Es decir, el circuito 4b de refuerzo no funciona en el período de entrega.

Aquí, para formar la corriente irec que fluye en el rectificador 2 de diodos hacia la forma de onda sinusoidal, la corriente irec puede satisfacer la siguiente expresión.

[Numeral 5]

Como il = 0 se mantiene en la expresión (3), irec = drecHdc se mantiene. De la expresión (5), por lo tanto, el deber de rectificación drec se establece en la siguiente expresión.

[Numeral 6]

drec= A— 1 sin(co t) i -**(6)

Idc

Además, para reducir el rizado de potencia, un producto (vc4cd) del voltaje vc entre ambos extremos del condensador C4 y la corriente de descarga icd puede ser igual a la potencia transferida instantánea Pbuf (expresión (2)). Por consiguiente, a partir de las expresiones (2) y (3), el deber de descarga dc se establece como se describe en la siguiente expresión. Por lo tanto, se lleva a cabo la descarga del condensador C4 para cancelar el rizado de potencia.

[Numeral 7]

, Vm m

dc= "’ - eos(2oí Ü ••♦(7)_{2 v c}.i

77" _{i d c}

De la expresión (4), el deber cero dz se convierte en un valor obtenido restando el deber de rectificación drec y el deber de descarga dc de 1.

Cabe señalar que el interruptor Srec no se provee prácticamente, sino que simplemente aparece, en el circuito equivalente. La conducción/no conducción de aquel se decide entonces de manera subordinada a las operaciones del interruptor Sc y del inversor 5. Dicha operación se describirá más adelante junto con la operación del inversor 5. <Operación en período de recepción>

En el período de recepción, dado que el circuito 4a tampón no provee energía a las líneas de alimentación de CC LH y LL, el interruptor Sc no se hace conductor y el deber de descarga dc se pone a cero.

La siguiente expresión se desprende de la expresión (3).

[Numeral 8]

i r e c = d r e c * I d c i I ” -( 8)

Aquí, un producto de la corriente irec1 (= drecHdc) y de un valor |Vin| obtenido al llevar a cabo la rectificación de onda completa en el voltaje de CA Vin es deseablemente igual a una porción de CC (Vm^Im/2) de la potencia instantánea Pin expresado por la expresión (1). Esto se debe a que la transferencia de la potencia transferida instantánea Pbuf permite que la energía consumida en una etapa posterior al rectificador 2 de diodos sea un valor constante como una porción de CC de la potencia instantánea Pin. La siguiente expresión se desprende de este modo.

[Numeral 9]

Dado que el voltaje de CA monofásico Vin se expresa mediante Vm^sin (wt) y la corriente irec1 se expresa mediante drecHdc, el deber de rectificación drec se establece a partir de la expresión (9) como en la siguiente expresión. [Numeral 10]

drec 00)

2Idc-1 sin(oo t)

El deber cero dz se establece en un valor obtenido restando el deber de rectificación drec de 1 (expresión (4)). El establecimiento del deber cero dz de dicha manera permite establecer un período de vector de voltaje cero para cancelar el rizado de potencia de salida.

A continuación, se describirá la corriente il que fluye en el reactor L4. Como en el período de entrega, para formar la corriente irec que fluye en el rectificador 2 de diodos 2 hacia la forma de onda sinusoidal, la corriente irec necesita satisfacer la expresión (5). Por lo tanto, la corriente il se establece mediante la siguiente expresión en consideración de las expresiones (8) y (10).

[Numeral 11]

Es decir, la corriente il para formar la corriente de entrada Iin, que se introduce en el rectificador 2 de diodos, en la forma de onda sinusoidal se decide en el período de recepción. Por lo tanto, el circuito 4b de refuerzo puede controlarse de modo que la corriente il que fluye en el reactor L4 satisface la expresión (11). El presente circuito 4b de refuerzo puede controlarse mediante el uso de cualquiera de los llamados modo continuo, modo discontinuo y modo crítico. Aquí, como un ejemplo, se describirá el caso del uso del modo discontinuo. Además, la corriente il es un valor promedio con respecto al ciclo de conmutación del interruptor S1 y, en lo sucesivo, su valor instantáneo se describirá como una corriente ils para distinguirlo del valor promedio.

La Figura 13 muestra un diagrama conceptual de una forma de onda de la corriente ils en el modo discontinuo. El símbolo T denota el ciclo de conmutación del interruptor S1, y el símbolo AT1 denota su período de conducción. Por lo tanto, un deber de refuerzo dl para la conducción del interruptor S1 se expresa por AT1/T. Además, como se muestra en la Figura 13, un período en el que la corriente ils fluye en el reactor L4 después de apagar el interruptor S1 se toma como AT2. En la ilustración de la Figura 13, dado que la corriente ils es discontinua, una suma de los períodos AT1 y AT2 es menor que un ciclo T. Aquí, para simplificar, la forma de onda de la corriente ils se aproxima a y se maneja como una onda triangular. La corriente ils toma un valor entre cero y un valor pico Ip.

La siguiente expresión se mantiene a partir de la relación entre el tiempo t, con un inicio del ciclo de conmutación tomado como referencia (cero), y los períodos AT1, AT2. Cabe señalar que el voltaje vc entre ambos extremos del condensador C4 se carga más alto que la amplitud Vm del voltaje de CA Vin, por el circuito 4b de refuerzo. Además, la inductancia del canal de carga se expresa como un valor Lm. Prácticamente, la inductancia del canal de carga es principalmente la inductancia del reactor L4 y, por lo tanto, el valor Lm puede verse como la inductancia del reactor L4.

[Numeral 12]

V i n

¡ls = _ _ t (0< t < ATI) ” '(12)

[Numeral 13]

Vin

i is

Lm

[Numeral 14]

i I$=0 (ATI A T Z< t<T ) -(14 )

Dado que el valor pico Ip es la corriente ils cuando t = ATI se mantiene, al sustituir t = ATI en la expresión (12), el valor pico Ip se encuentra por Ip = VimAT1/Lm.

Además, dado que il = 0 se mantiene cuando t = AT2 se mantiene en la expresión (13), AT2 = VimAT1/(vc - Vin) se mantiene. Si bien se considera dicha relación, se encuentra un valor integral de la corriente ils en el ciclo de conmutación T de las expresiones (12) y (13), y el presente valor integral se divide por el ciclo de conmutación T, para encontrar la corriente il por la siguiente expresión

[Numeral 15]

Por lo tanto, con la expresión (11) también tomada en consideración, el deber de refuerzo dl para la conducción del interruptor S1 se expresa mediante la siguiente expresión.

[Numeral 16]

Dado que los interruptores Sc, S1 se proveen en el dispositivo de conversión de energía directa que se muestra en la Figura 1, los deberes de los interruptores Sc, S1 se pueden decidir como se describe más arriba. Mientras tanto, los interruptores Srec, Sz no se proveen prácticamente en el dispositivo de conversión de energía directa que se muestra en la Figura 1. Los interruptores Srec, Sz en el circuito equivalente que se muestra en la Figura 12 se controlan de manera equivalente mediante la conmutación del interruptor Sc y del inversor 5. Para describir un método para controlar de manera equivalente los interruptores Srec, Sz, primero se describirá el control general del inversor.

Cada uno de un par de elementos de conmutación Sup, Sun correspondiente a una fase U, un par de elementos de conmutación Svp, Svn correspondiente a una fase V y un par de elementos de conmutación Swp, Swn correspondiente a una fase W se controlan exclusivamente de cada uno. Por lo tanto, los siguientes ocho patrones de conmutación existen como el conjunto del inversor 5 según un estado de conmutación de cada elemento de conmutación. Aquí, un estado de conmutación en el que el elemento de conmutación del lado superior es conductor y el elemento de conmutación del lado inferior no es conductor se expresa con "1", y un estado de conmutación en el que el elemento de conmutación del lado superior no es conductor y el elemento de conmutación del lado inferior es conductor se expresa con "0". Cuando el estado de conmutación con respecto a cada fase se presenta en el orden de la fase U, la fase V y la fase W, ocho patrones de (0, 0, 0), (0, 0, 1), ( 0, 1,0), (0, 1, 1), (1,0, 0), (1,0, 1), (1, 1,0) y (1, 1, 1) existen como los patrones de conmutación.

En el inversor 5, mediante la realización de los respectivos patrones de conmutación descritos más arriba, las corrientes Iu, Iv, Iw se emiten respectivamente desde los extremos de salida Pu, Pv, Pw según los patrones de conmutación.

La Figura 14 muestra los vectores de voltaje V0 a V7 correspondientes a los patrones de conmutación de más arriba. Para "x" en un símbolo "Vx" que muestra el vector de voltaje, se adopta un número obtenido al capturar los tres números de más arriba que muestran el estado de conmutación como un número binario de tres dígitos y al convertir el número binario en un número decimal. Por ejemplo, el patrón de conmutación (1, 0, 0) se expresa como el vector de voltaje V4.

Los puntos de inicio de los respectivos vectores de voltaje V1 a V6 se corresponden con un punto central, y sus puntos terminales se disponen radialmente hacia afuera. La conexión de los puntos terminales de los respectivos vectores de voltaje V1 a V6 constituye un hexágono regular. En cuanto a los vectores de voltaje V0, V7, dado que los extremos de salida Pu, Pv, Pw están en cortocircuito, los vectores de voltaje V0, V7 no tienen magnitudes. Por lo tanto, los vectores de voltaje V0, V7 se disponen en el punto central. Dichos vectores de voltaje V0, V7 se denominan vectores de voltaje cero.

Debe observarse que las regiones triangulares regulares, configuradas por dos vectores adyacentes de cada uno de los vectores V1 a V6 y cada uno de los vectores de voltaje V0, V7, se denominan respectivamente S1 a S6.

En el inversor 5, el patrón de conmutación de más arriba se adopta y opera selectivamente. En el caso de controlar el inversor 5 mediante el uso del vector de voltaje, los vectores de voltaje V0 a V7 pueden sintetizar un valor de comando V* del vector de voltaje. Al ajustar un período en el que se adoptan dichos vectores de voltaje, es posible establecer arbitrariamente el valor de comando V* en cada una de las regiones S1 a S6 donde se ubica. Sin embargo, un período en el que un vector de voltaje se adopta continuamente se establece en un período suficientemente corto con respecto al ciclo del voltaje de CA monofásico.

Un diagrama de tiempos de la Figura 15 ilustra el funcionamiento del dispositivo de conversión de energía directa en el período de entrega. Aquí, una onda triangular que tiene un ciclo ts se adopta como una portadora C para simplificar. En dicha onda triangular, por ejemplo, un valor mínimo y un valor máximo toman, respectivamente, 0 y 1, y un valor absoluto de inclinación al momento del aumento y un valor absoluto de inclinación al momento de la disminución son iguales entre sí.

En el período de entrega, el deber de refuerzo dl es cero ya que el circuito 4b de refuerzo no funciona como se describe más arriba, el deber de rectificación drec y el deber de descarga dc se establecen, respectivamente, mediante las expresiones (6) y (7), y el deber cero dz se establece mediante la expresión (4) en función del deber de rectificación drec y el deber de descarga dc.

Cuando se supone que el interruptor Srec se convierte en conductor cuando la portadora C toma un valor no menor que el deber de rectificación drec, el interruptor Srec resulta ser conductor en el deber de rectificación drec (es conductor de manera equivalente en un período trec = drec^ts). Además, dado que la expresión (4) se mantiene, cuando se supone que el interruptor Sc se convierte en conductor cuando la portadora C toma un valor no menor que una suma (drec dz) de los deberes, el interruptor Sc resulta ser conductor en el deber de descarga dc (es conductor en un período tc = dc^ts). Entonces, cuando la portadora C toma un valor que no es menor que el deber de rectificación drec y no es mayor que la suma (drec dz), el interruptor Sz resulta ser conductor (es conductor en un período tz/2 = dz^ts/2 que aparece dos veces en un ciclo ts: el período tz se divide en dos, ya que el valor absoluto de la inclinación al momento del aumento de la portadora C es igual al de la inclinación al momento de la disminución allí). Como se describe, por consiguiente, al comparar el valor de comando según los deberes drec, dz con la portadora C, los períodos trec, tc, tz, en los cuales los respectivos interruptores Srec, Sc, Sz se hacen conductores de manera equivalente en un ciclo ts de la portadora C, se establecen. Como resultado de dicha comparación de la portadora, se decide el momento para la conducción del interruptor Sc.

El inversor 5 se somete a dicho control de la siguiente manera para hacer que el rectificador 2 de diodos lleve a cabo una operación equivalente a hacer que el interruptor Srec sea conductor en el período trec y hacer que el inversor 5 lleve a cabo una operación equivalente a hacer que el interruptor Sz sea conductor en el período tz. Cabe señalar que en la Figura 15, no se muestra la conducción/no conducción de los elementos de conmutación Sun, Svn, Swn, los cuales se controlan exclusivamente desde los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, respectivamente. Aquí, para simplificar, se describirá el caso de hallazgo de un período de conducción de cada elemento de conmutación en el inversor 5 mediante el uso de la misma portadora C que la portadora usada para conducir a los períodos trec, tc, tz de los interruptores Srec, Sc, Sz.

La Figura 15 ilustra el caso de sintetización del valor de comando V* del vector de voltaje mediante el uso de los vectores de voltaje V0, V4, V6 en el inversor 5. Dicha síntesis, por ejemplo, se adopta cuando el valor de comando V* del vector de voltaje está en la región S1. Cabe señalar que, aunque el caso de no adopción del vector de voltaje cero V7 se describirá en aras de la simplificación, se puede adoptar el vector de voltaje cero V7.

Generalmente, cuando se controla el funcionamiento del inversor 5, los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw* se adoptan como valores de comando de los voltajes de salida en los extremos de salida Pu, Pv, Pw. En el caso que se muestra en la Figura 15, se ilustran las modulaciones mediante el uso de los vectores de voltaje V0, V4, V6 y, por lo tanto, se mantiene la relación de 0 < Vu* < Vv* < Vw* = 1.

Para hacer que el rectificador 2 de diodos lleve a cabo la conmutación cuando se opera el inversor 5 mediante la adopción del vector de voltaje cero, el valor de comando, con el que se compara la portadora C, se cambia en el momento en que la portadora C toma un valor del deber de rectificación drec. Específicamente, el elemento de conmutación Sup se vuelve conductor cuando la portadora C no es mayor que drec^(1 - Vu*), el elemento de conmutación Svp se vuelve conductor cuando la portadora C no es mayor que drec^(1 - Vv*), y el elemento de conmutación Swp se vuelve conductor cuando la portadora C no es mayor que drec^(1 - Vw*).

Dicho patrón de conducción corresponde a la comparación entre la onda triangular convencional y los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw* en el período trec. Esto se debe a que, fuera de la portadora C, una porción de onda triangular donde se toman los valores 0 a drec se divide internamente por Vu*, Vv* y Vw*. Sin embargo, dado que Vw* = 1 se mantiene en el ejemplo de la Figura 15, drec^(1 - Vw*) = 0 se mantiene, y el elemento de conmutación Swp no es conductor en el período trec. De la operación de más arriba, por ejemplo, los vectores de voltaje V0, V4, V6, V4, V0 se adoptan en el presente orden en el período trec.

Además, el elemento de conmutación Sup se vuelve conductor cuando la portadora C no es más pequeña que drec dz dc^Vu*, el elemento de conmutación Svp se vuelve conductor cuando la portadora C no es más pequeña que drec dz dc^Vv*, y el elemento de conmutación Swp se vuelve conductor cuando la portadora C no es más pequeña que drec dz dc^Vw*.

Dicho patrón de conducción corresponde a la comparación entre la onda triangular convencional y los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw* en el período tc. Esto se debe a que, fuera de la portadora C, una porción de onda triangular donde se toman los valores drec dz a 1 (= drec dz dc) se divide internamente por Vu*, Vv* y Vw*. Sin embargo, dado que Vw* = 1 se mantiene en el ejemplo de la Figura 15, drec dz dc^Vw* = 1 se mantiene, y el elemento de conmutación Swp no es conductor en el período tc. De la operación de más arriba, los vectores de voltaje V0, V4, V6, V4, V0 se adoptan en el presente orden también en el período tc como en el período trec.

Mediante el control de cada elemento de conmutación en los períodos trec, tc, los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp no son conductores en un período tz/2 que se intercala entre los períodos trec y tc. Por consiguiente, el vector de voltaje V0 se emite como el vector de voltaje cero en el período tz/2.

Por otro lado, el funcionamiento del inversor 5 por otro que no sea el vector de voltaje cero se permite cuando el inversor 5 recibe una corriente de las líneas de alimentación de CC LH, LL. Por lo tanto, el funcionamiento del inversor 5 por otro que no sea el vector de voltaje cero se realiza cuando el interruptor Sz no es conductor.

Además, como es obvio por la descripción anterior, el período tz es un período que se decide por el deber dz. En otras palabras, es un período en el que el inversor 5 adopta el vector de voltaje cero independientemente de (sin depender) de los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*,Vw *. Es decir, también se puede entender que el deber dz es un deber en el cual el inversor 5 se opera con el vector de voltaje cero independientemente de la magnitud de un voltaje que el inversor 5 genera. Además, también se puede entender que el deber de rectificación drec es un deber obtenido restando 1 de una suma del deber de descarga dc y el deber cero dz en consideración de la expresión (4). Un diagrama de tiempos de la Figura 16 ilustra una operación del dispositivo de conversión de energía directa en el período de recepción. También en el período de recepción, se adopta la misma portadora C que en el período de entrega. Además, el deber de rectificación drec y el deber de descarga dc se establecen, respectivamente, mediante las expresiones (10) y (16) (sin embargo, la expresión (11) se usa para la corriente il que se adopta en la expresión (16)).

Como en el período de entrega, se establece de manera que el interruptor Srec se convierte en conductor cuando la portadora C toma un valor no menor que el deber de rectificación drec. Sin embargo, en el período de recepción, como se describe más arriba, el deber de descarga dc es cero, y drec dz = 1 se mantiene desde la expresión (4). Por lo tanto, a diferencia del período de entrega, los interruptores Srec, Sz se convierten exclusivamente en conductores/no conductores.

Como se describe, por consiguiente, al comparar el valor de comando según el deber drec con la portadora C, se establecen los períodos trec, tz en los cuales los respectivos interruptores Srec, Sz se vuelven conductores de manera equivalente en un ciclo ts de la portadora C.

También en el período de recepción, en cuanto al funcionamiento del inversor 5, en el período trec, las operaciones de los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp se deciden por comparación entre los valores de comando drec (^1 - Vu*), drec^ (1 - Vv*), drec^(1 - Vw*) con el valor de la portadora C, y los vectores de voltaje V0, V4, V6, V4, V0 se adoptan en este orden.

Además, dado que dc = 0 se mantiene, todos los valores de comando drec dz dc^Vu*, drec dz dc^Vv* y drec dz dc^Vw* resultan en 1, y el inversor 5 lleva a cabo una operación según el vector de voltaje cero V0 en el período tz.

Además, el interruptor S1 se controla, por ejemplo, de la siguiente manera. Por ejemplo, en el caso de adopción del modo discontinuo, dado que se puede adoptar un valor constante como el ciclo de conmutación T, aquí, el ciclo ts de la portadora C se adopta como el ciclo de conmutación T en aras de la simplificación. Entonces, cuando se establece que el interruptor S1 se convierte en conductor cuando la portadora C toma un valor no mayor que el deber dl, el interruptor S1 resulta ser conductor en el deber dl. El deber dl se puede encontrar adoptando T = ts en la expresión (16). Es decir, un período tl cuando el interruptor S1 es conductor se encuentra por un producto del deber dl y el ciclo ts. Esto corresponde al período AT1 en la Figura 13.

Cabe señalar que, aunque el caso se ilustra aquí en el que el interruptor S1 se conmuta en el período trec en sincronización con la portadora C, se puede cambiar en el período tz o en ambos períodos tz y trec, o puede cambiarse según una portadora diferente de la portadora C.

La corriente Irec como valor absoluto de la corriente de entrada Iin es una suma de la corriente irec1 (= drecddc) que fluye del rectificador 2 de diodos al inversor 5 y la corriente il que fluye en el reactor L4 (expresión (8)). Por lo tanto, mediante el ajuste del deber de rectificación drec o la corriente il, es posible ajustar la corriente Irec, y además ajustar la corriente de entrada Iin.

La forma de onda de resonancia de filtro de la corriente de entrada Iin se genera inmediatamente después de que la corriente de entrada Iin deja cero, como se describe en la segunda realización (es preciso ver la Figura 11). Por lo tanto, esta forma de onda de resonancia de filtro se genera principalmente en el período de entrega T1. Dado que la corriente il, por ejemplo, se establece en cero en el período de entrega T1, la corriente de entrada Iin depende de la corriente irecl en el período de entrega T1. Por lo tanto, en la tercera realización, se pretende que el deber de rectificación drec se ajuste y, de esta manera, ajustar la corriente Irec, y además reducir la forma de onda de resonancia de filtro de la corriente de entrada Iin.

Por otro lado, como se muestra en la Figura 17, un voltaje VL entre ambos extremos del reactor L3 varía según un componente de alta frecuencia de la corriente de entrada Iin (incluido un componente armónico debido a la conmutación del inversor 5 y una forma de onda de resonancia de filtro). Cuanto mayor es la velocidad de cambio en la corriente que fluye en el reactor L3, a saber, la corriente irec, mayor es el valor que toma el voltaje VL. Dado que la corriente Irec es el valor absoluto de la corriente de entrada Iin, como se muestra en la Figura 17, cuando la corriente de entrada Iin está en un rango positivo, cuanto mayor es la velocidad de cambio, mayor es el valor que toma el voltaje VL, y cuando la corriente de entrada Iin está en un rango negativo, cuanto menor es la velocidad de cambio, mayor es el valor que toma el voltaje VL.

Según se describe, por consiguiente, el voltaje VL varía según la forma de onda de resonancia de filtro de la corriente de entrada Iin. Por lo tanto, en la tercera realización, se detecta el voltaje VL del reactor L3, y el deber de rectificación drec se corrige en función del voltaje detectado VL. Más específicamente, la corrección se lleva a cabo de manera que, cuanto mayor es el voltaje VL, más se reduce el deber de rectificación drec, y cuanto menor es el voltaje VL, más aumenta el deber de rectificación drec. Como un ejemplo más específico, se lleva a cabo la corrección de restar un valor de corrección (K^VL), obtenido mediante la multiplicación del voltaje VL por un valor predeterminado K, del deber de rectificación drec. En lo sucesivo, el deber de rectificación drec después de la corrección se denominará un deber de rectificación posterior a la corrección drec'.

Luego, los interruptores Sc, S1 y el inversor 5 están hechos para llevar a cabo un control equivalente a hacer que el interruptor Srec sea conductor mediante el deber de rectificación posterior a la corrección drec'. Mientras el control específico es como se describe más arriba, el deber de rectificación posterior a la corrección drec' se adopta como el deber de rectificación drec. Además, es deseable cambiar al menos el deber de descarga dc o el deber cero dz en relación con la adopción del deber de rectificación posterior a la corrección drec'. Ello se debe a que una suma de los deberes drec', dc y dz se mantiene en 1 a partir de la expresión (4).

El deber de descarga dc se establece, por ejemplo, para cancelar el rizado de potencia mediante la expresión (7). Por lo tanto, cuando se cambia el deber de descarga dc, el efecto de supresión del rizado de potencia se deteriora. Por lo tanto, no se cambia el deber de descarga dc sino el deber cero dz. El deber cero después del cambio se denomina dz'. Más específicamente, el deber cero dz' después del cambio se encuentra restando una suma del deber de rectificación posterior a la corrección drec' y el deber de descarga dc de 1.

Luego, el control del interruptor Sc y del inversor 5 mediante el uso de los deberes drec', dc, dz' como se describe más arriba permite que el interruptor Srec se convierta en conductivo de manera equivalente mediante el deber de rectificación posterior a la corrección drec'. Debe observarse que, en el presente control, una corriente de fase cero del inversor 5 se controla mediante el uso del deber cero dz'.

Según dicho control, cuanto mayor es el voltaje VL, más se reduce el deber de rectificación posterior a la corrección drec' y, por lo tanto, la corriente irec1 (= drec'ddc) puede reducirse cuando el voltaje VL es grande. En otras palabras, la corriente Irec (= Irec1 il = |Iin|) se puede reducir cuando la velocidad de cambio en la corriente de entrada Iin es grande. Esto permite la supresión del componente de frecuencia de resonancia de la corriente de entrada Iin.

La Figura 18 muestra el resultado de la simulación en el caso de adopción del deber de rectificación posterior a la corrección drec'. Como se puede entender a partir de la comparación entre las Figuras 17 y 18, se descubre que la amplitud de la corriente de entrada Iin (amplitud de la forma de onda de resonancia de filtro) puede reducirse mediante la corrección del deber de rectificación drec.

Debe observarse que, en la ilustración de la Figura 18, un componente armónico causado por la conmutación del inversor 5 o similar apenas se reduce. Ello se debe a la siguiente razón. Es decir, en el inversor 5, se generan múltiples tiempos de conmutación por ciclo de portadora. Mientras tanto, dado que un ciclo de control para corregir el deber de rectificación está al mismo nivel que el ciclo de la portadora, incluso cuando el deber de rectificación está controlado, el control no se lleva a cabo a tiempo.

Además, como se describe más arriba, la forma de onda de resonancia de filtro de la corriente de entrada Iin se genera después del punto de tiempo en el que la corriente de entrada Iin deja cero, y se resuelve por el lapso de tiempo correspondiente a la característica del filtro 3 (cf. corriente de entrada de Figura 17). Por lo tanto, el deber de rectificación drec no necesita corregirse en función del voltaje VL en todos los períodos, pero puede corregirse en al menos un período predeterminado después del punto de tiempo cuando la corriente de entrada Iin deja cero. En la Figura 18, como un ejemplo, el deber de rectificación drec se corrige solo en el período de entrega T1, y el rendimiento o no rendimiento de la corrección se muestra como una señal de conmutación de control. En la Figura 18, el deber de rectificación drec se corrige cuando la señal de conmutación de control está activa, y el deber de rectificación drec no se corrige cuando la señal de conmutación de control no está activa. Esto permite la reducción del número de procesos de control mientras se suprime la variación en la corriente de entrada Iin debido a la resonancia.

La Figura 19 muestra un ejemplo de una configuración conceptual de una parte 10 de control para controlar el presente dispositivo de conversión de energía directa. La parte 10 de control está provista de una parte 11 de generación de relación de distribución de corriente, una parte 15 de control de supresión de resonancia, una parte 16 de resta, partes 13, 17 de suma, partes 12, 14 de comparación, una parte 23 generación de portadora, una parte 31 de generación de comando de voltaje de salida, partes 32, 33 de operación, partes 34, 35 de comparación y parte 36 de operación O/Y.

La parte 11 de generación de relación de distribución de corriente recibe entradas de la amplitud Vm de la corriente CA de fase simple Vin, la amplitud Im de la corriente de entrada Iin, un valor de comando Idc* con respecto a la corriente CC Idc, un valor de comando vc* con respecto al voltaje vc entre ambos extremos y la velocidad angular de suministro de energía w. Por ejemplo, al proveer una parte de detección conocida, las amplitudes Vm, Im y la velocidad angular de suministro de energía w se detectan y se ingresan en la parte 11 de generación de relación de distribución de corriente. Los valores de comando Idc*, vc* se ingresan desde una parte externa, la cual no se muestra.

En el período de entrega T1, la parte 11 de generación de relación de distribución de corriente, respectivamente, emite el deber de rectificación drec y el deber de descarga dc según las Expresiones (6) y (7) y emite cero como el deber de refuerzo dl, y en el período de recepción T2, la parte 11 de generación de relación de distribución de corriente emite, respectivamente, el deber de rectificación drec y el deber de descarga dc según las Expresiones (10) y (16) y produce cero como el deber de descarga dc. Además, la parte 11 de generación de relación de distribución de corriente emite como el deber cero dz un valor obtenido restando una suma del deber de rectificación drec y el deber de descarga dc de 1.

La parte 15 de control de supresión de resonancia recibe una entrada del voltaje VL del reactor L3. El voltaje VL se detecta por una parte 7 de detección conocida. Cuanto mayor es el voltaje VL, mayor es el valor de corrección que produce la parte 15 de control de supresión de resonancia. Por ejemplo, un producto del voltaje VL y el valor predeterminado K se emite como un valor de corrección.

Además, en la ilustración de la Figura 19, por ejemplo, la velocidad angular de suministro de energía w se introduce en la parte 15 de control de supresión de resonancia. En el período de entrega T1 descubierto por un producto w t de la velocidad angular de suministro de energía w y el tiempo t, cuanto mayor es el voltaje VL, mayor valor de corrección puede emitir la parte 15 de control de supresión de resonancia, y en el período de recepción T2, la parte 15 de control de supresión de resonancia puede emitir cero como el valor de corrección.

La parte 16 de resta recibe entradas del deber de rectificación drec y el valor de corrección, resta el valor de corrección del deber de rectificación drec y genera un resultado de ello como el deber de rectificación posterior a la corrección drec'.

La parte 17 de suma recibe entradas del deber cero dz y el valor de corrección, las suma y las emite como el deber cero posterior a la corrección dz'. Por lo tanto, el deber cero posterior a la corrección dz' se convierte en un valor obtenido restando una suma del deber de rectificación posterior a la corrección drec' y el deber de descarga dc de 1. El deber de rectificación posterior a la corrección drec' y el deber cero posterior a la corrección dz' se añaden en la parte 13 de adición, y un resultado de ello (drec'+ dz') se compara con la portadora C en la parte 12 de comparación. La portadora C se genera, por ejemplo, en la parte 23 de generación de portadora. El resultado de la comparación en la parte 12 de comparación se emite como una señal de conmutación SSc que se provee al interruptor Sc. Por ejemplo, la parte 12 de comparación emite como la señal de conmutación SSc una señal activada en un período en el que la portadora C no es menor que un valor (drec' dz').

El deber de refuerzo dl se compara con la portadora C en la parte 14 de comparación, y el resultado de la comparación se emite como una señal de conmutación SSl que se provee al interruptor S1. Por ejemplo, la parte 14 de comparación emite como la señal de conmutación SSl una señal activada en un período en el que la portadora C no es mayor que el deber de refuerzo dl.

La parte 31 de generación de comando de voltaje de salida genera los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw*. En la ilustración de la Figura 19, la parte 31 de generación de comando de voltaje de salida recibe entradas de una velocidad de rotación wm de la carga 6 inductiva y su comando wm*. La velocidad de rotación wm se detecta por una parte de detección conocida, y el comando wm* se ingresa por una parte externa, la cual no se muestra. La parte 31 de generación de comando de voltaje de salida genera los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw* mediante una técnica conocida de manera que una desviación de la velocidad de rotación wm y su comando wm* se reduce.

La parte 32 de operación recibe entradas del deber de rectificación posterior a la corrección drec', del deber cero posterior a la corrección dz', del deber de descarga dc y de los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw*. La parte 32 de operación calcula un valor (drec' dz' dc^Vx*) (donde x representa u, v, w), y genera estos. La parte 33 de operación recibe entradas del deber de rectificación posterior a la corrección drec' y de los comandos de voltaje de fase Vu*, Vv*, Vw*, calcula valores (drec^(1 - Vx*)) y los emite.

El valor (drec' dz' dc^Vx*) se compara con la portadora C en la parte 34 de comparación, y el valor (drec^(1 -Vx*)) se compara con la portadora C en la parte 35 de comparación. La parte 34 de comparación, por ejemplo, emite una señal activada en un período en que la portadora C no es menor que el valor (drec'+ dz' dc^Vx*), y la parte 35 de comparación, por ejemplo, emite una señal activada en un período cuando la portadora C no es mayor que el valor (drec^(1 - Vx*)).

Los resultados de la comparación de las partes 34, 35 de comparación se ingresan en la parte 36 de operación O/Y. Los O de los resultados de comparación de las partes 34, 35 de comparación se emiten como señales de conmutación SSup, SSvp, SSwp que se proveen respectivamente a los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp y los NI de estos se emiten como señales de conmutación SSun, SSvn, SSwn que se proveen respectivamente a los elementos de conmutación Sun, Svn, Swn.

Cuarta Realización

Una configuración del dispositivo de conversión de energía directa según una cuarta realización es la misma que el dispositivo de conversión de energía directa según la segunda realización. Aquí, se describirá un método para suprimir el avance de la corriente de entrada Iin mediante el establecimiento de una constante del filtro 3, para reducir el componente de frecuencia de resonancia.

La inductancia del reactor L3 y la capacitancia del condensador C3 se pueden establecer en base a un método de diseño que se muestra en el Capítulo III-A del documento no patente 4. Por ejemplo, cuando se adopta 230 [V] como un valor efectivo del voltaje de CA Vin y 16 [A] se adopta como un valor efectivo de la corriente de entrada Iin para las condiciones de entrada del suministro de energía de CA 1 para las entradas al rectificador 2 de diodos, se establece una constante que se muestra en un campo J de la Tabla 1.

[Tabla 1]

Aquí, %L es una relación (= Z/wL, w es una velocidad angular de suministro de energía) de una reactancia inductiva del reactor L3 con respecto a una impedancia nominal Z del rectificador 2 de diodos, y fc es una frecuencia de corte del filtro 3.

En el presente caso, el tiempo de avance de fase At (uno obtenido al dividir la diferencia de fase por la velocidad angular de suministro de energía w) para la corriente de entrada Iin con respecto al voltaje de CA Vin es 352,2 [gs], y un factor de potencia de entrada nominal es 99,4%. Además, una carga en el momento del factor de potencia que tiene un límite inferior del 85%, que se muestra en las regulaciones de cableado interior, es el 18% del valor nominal. Por lo tanto, cuando se adopta dicho filtro 3, en un inversor acondicionador cuyo rango de capacidad variable es del orden de 10:1, un factor de potencia puede ser inferior al 85%. No es deseable que la potencia sea inferior al 85% como se describe más arriba.

Un campo A de la Tabla 1 muestra el resultado del hallazgo de una constante de modo que el factor de potencia no es menor que el 85% cuando la carga es el 10% del valor nominal. Según dicha constante, la capacitancia del condensador C3 se convierte en pequeña y, de esta manera, permite la reducción en el tiempo de avance de fase para la corriente de entrada Iin con respecto al voltaje de CA. La Figura 20 muestra el voltaje de CA Vin en su porción superior, y muestra las formas de onda de corriente en el caso de adoptar la constante que se muestra en el campo A por el valor de resistencia de la resistencia R3. La corriente de entrada Iin cuando el valor de resistencia de la resistencia R3 es 20 [Q] se muestra en una porción por debajo del voltaje de CA Vin de la Figura 20, y la corriente de entrada lin cuando el valor de resistencia es 200 [Q] se muestra en la porción más baja de la Figura 20. Debe observarse que el factor de atenuación cuando el valor de resistencia es 20 [Q] es aproximadamente 0,19, y el factor de atenuación cuando el valor de resistencia es 200 [Q] es aproximadamente 0,02.

Dado que la capacitancia del condensador C3 en la Figura 20 es 15 [pF] como se muestra en el campo A de la Tabla 1 y la capacitancia del condensador C3 en la Figura 11 es 25 [pF] como se muestra en el campo J de la Tabla 1, el tiempo de avance de fase t10 se acorta en comparación con la Figura 11. Por lo tanto, el valor v0 del voltaje de CA Vin en el punto de tiempo t1 cuando la corriente de entrada lin se convierte en cero se puede reducir en comparación con la Figura 11. Esto conduce a una reducción en el valor mínimo del voltaje vc entre ambos extremos del condensador C3. Cuando se reduce el valor mínimo del voltaje vc entre ambos extremos, el período t20 desde cero de la corriente de entrada lin hasta el reinicio del flujo de aquella se convierte en pequeño. Por lo tanto, es posible reducir un ancho de variación inicial cuando la corriente de entrada lin se reinicia para fluir, y además hacer que la amplitud de la forma de onda de resonancia del filtro sea más pequeña.

Aunque el tiempo de avance de fase t10 se puede reducir aún más ajustando la capacitancia del condensador C3 aún más pequeño, incluso cuando el tiempo de avance de fase t10 se hace tan largo como o más corto que el ciclo de la portadora, el valor mínimo del voltaje vc entre ambos extremos del condensador C3 no puede bajarse debido a un principio de variación de distribución de una corriente como sincronización de una fuente de corriente sujeta a modulación PWM con la portadora en el ciclo de la portadora, y se genera un período sin flujo en los alrededores de un cruce por cero de la corriente de entrada lin. Un campo B de la Tabla 1 muestra un valor límite inferior de la constante del circuito con una frecuencia de portadora de 5,9 [kHz] (aproximadamente un ciclo de portadora de 169,5 [ps]). En el presente caso, el tiempo de avance de fase T10 es casi el mismo que el ciclo de la portadora. En otras palabras, es deseable tomar la capacitancia del condensador C3, con lo cual el tiempo de avance de fase t10 se vuelve casi igual al ciclo de portadora, como el valor límite inferior con respecto a la capacitancia del condensador C3.

La Figura 21 muestra las formas de onda de corriente en el caso de adoptar la constante que se muestra en el campo B por el valor de resistencia de la resistencia R3. La corriente de entrada lin en el momento en que el valor de resistencia de la resistencia R3 es 20 [Q] se muestra en la parte superior de la Figura 21, y la corriente de entrada lin en el momento en que el valor de resistencia es 200 [Q] se muestra en la parte inferior de la Figura 21. Cabe señalar que el factor de atenuación en el momento en que el valor de resistencia es 20 [Q] es aproximadamente 0,22, y el factor de atenuación en el momento en que el valor de resistencia es 200 [Q] es aproximadamente 0,02. Cuanto mayor es el valor de resistencia de la resistencia R3, más aumenta el componente de frecuencia de resonancia de la corriente de entrada lin. Sin embargo, dado que la capacitancia del condensador C3 se convierte en más pequeña, el tiempo de avance de fase t10 se convierte además en más corto, y el componente de frecuencia de resonancia es pequeño en comparación con el que se muestra en la Figura 20.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un dispositivo de conversión de energía directa, que comprende:

una primera línea de suministro de energía (LH);

una segunda línea de suministro de energía (LL) configurada para aplicarse con un potencial menor que el de dicha primera línea de suministro de energía (LH);

un rectificador (2) de diodos que tiene un lado de entrada conectado a un suministro (1) de energía de CA monofásico y un lado de salida conectado a dicha primera línea de suministro de energía (LH) y a dicha segunda línea de suministro de energía (LL), y que se configura para llevar a cabo una rectificación de onda completa monofásica;

un primer condensador (C3) provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL);

un circuito (4) de carga/descarga provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL) en un lado opuesto a dicho rectificador (2) de diodos con respecto a dicho primer condensador (C3); y

un inversor (5) introducido con un voltaje de CC (Vdc) como un voltaje entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL),

en donde dicho circuito (4) de carga/descarga tiene

un circuito (4a) tampón que incluye un segundo condensador (C4) provisto entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL) y un primer interruptor (Sc, D42) conectado en serie a dicho segundo condensador (C4) en un lado de dicha primera línea de suministro de energía (LH) entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicha segunda línea de suministro de energía (LL),

un circuito (4b) de refuerzo que se configura para aumentar un voltaje rectificado desde dicho rectificador (2) de diodos para cargar dicho segundo condensador (C4), y

una parte (4c) de bloqueo de corriente provista en dicha primera línea de suministro de energía (LH) o dicha segunda línea de suministro de energía (LL) entre dicho primer condensador (C3) y dicho segundo condensador (C4) y se configura para bloquear el flujo de una corriente de dicho segundo condensador (C4) a dicho primer condensador (C3),

dicha parte (4c) de bloqueo de corriente es un diodo (D43), y

caracterizado por que

dicho circuito (4b) de refuerzo incluye

un segundo diodo (D40) provisto de un ánodo y un cátodo conectado entre dicho primer interruptor (Sc, D42) y dicho segundo condensador (C4),

un reactor (L4) conectado entre dicha primera línea de suministro de energía (LH) y dicho ánodo, y

un segundo interruptor (S1, D41) conectado entre dicha segunda línea de suministro de energía (LL) y dicho ánodo, y

dicho diodo (D43) se provee en dicha primera línea de suministro de energía (LH) entre dicho primer interruptor (Sc, D42) y dicho reactor (L4) del circuito (4b) de refuerzo.

2. El dispositivo de conversión de energía directa según la reivindicación 1, que comprende, además

un segundo reactor (L3) provisto en dicha primera línea de suministro de energía (LH) o dicha segunda línea de suministro de energía (LL) entre dicho primer condensador (C3) y dicho rectificador (2) de diodos.

3. El dispositivo de conversión de energía directa según la reivindicación 1, que comprende, además

un segundo reactor (L3) provisto en dicho lado de entrada de dicho rectificador (2) de diodos.

4. El dispositivo de conversión de energía directa según la reivindicación 2, que comprende, además

una resistencia de amortiguamiento (R3) conectada en paralelo a dicho segundo reactor (L3).

5. El dispositivo de conversión de energía directa según la reivindicación 3, que comprende, además una resistencia de amortiguamiento (R3) conectada en paralelo a dicho segundo reactor (L3).

6. Un método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa según cualquiera de las reivindicaciones 2 a 5, el método comprendiendo:

detectar un voltaje (VL) de dicho segundo reactor (L3);

generar un deber de rectificación (drec') como una relación de tiempo donde se conduce dicho rectificador (2) de diodos;

corregir dicho deber de rectificación para que se reduzca más a medida que dicho voltaje es mayor, para generar un deber de rectificación posterior a la corrección (drec); y

controlar una corriente de fase cero de dicho inversor (5) mediante el uso de un deber cero (dz) como una relación de tiempo que se establece en función de dicho deber de rectificación posterior a la corrección y un deber de descarga (dc) como una relación de tiempo donde dicho primer interruptor (Sc, D42) se conduce.

7. El método para controlar el dispositivo de conversión de energía directa según la reivindicación 6, en donde dicho deber de rectificación (drec') se corrige solo en un primer período (T1) cuando un valor de coseno (cos (2wt)) con respecto a un valor (2wt) dos veces más grande que un ángulo de fase (wt) de una forma de onda de CA emitida por dicho suministro de energía de CA monofásico (1, 2) al entender la forma de onda de CA como un valor sinusoidal del ángulo de fase (wT).