ES2840008T3 - Dispositivo de control para convertidor de potencia directo - Google Patents

Abstract

Un dispositivo de control de convertidor de potencia directa (10) que está configurado para controlar un convertidor de potencia directa, dicho convertidor de potencia directa incluye: un enlace de CC (7) que incluye una primera línea de suministro de energía (LH) y una segunda línea de suministro de energía (LL); un convertidor (3) configurado para recibir un voltaje de CA monofásico (Vin), y configurado para dar salida a potencia de ondulación (Pin) a dicho enlace de CC (7) en el que dicha primera línea de suministro de energía (LH) tiene un potencial más alto que dicho segunda línea de alimentación (LL); un circuito de búfer de potencia (4) provisto entre dichas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL), dicho circuito de búfer de potencia (4) está configurado para amortiguar la potencia por potencia de amortiguación (Pbuf) obtenida multiplicando un componente de CA (Pin^) de dicha potencia de ondulación (Pin) por un factor de distribución (k); y un inversor (5) configurado para convertir un voltaje de CC (Vdc) entre dichas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL) en un voltaje de CA, dicho circuito de búfer de potencia (4) incluye: un circuito de descarga (4a) que incluye un condensador (C4) y un interruptor (Sc, D42) conectados en serie con dicho condensador (C4) entre dichas primera y segunda líneas de alimentación (LH, LL), dicho interruptor (Sc, D42) está más cerca de dicha primera línea de suministro de energía (LH) con respecto a dicho condensador (C4); y un circuito de carga (4b) configurado para cargar dicho condensador (C4), dicho dispositivo de control de convertidor de potencia directo (10) comprende un controlador inversor (101), un controlador de descarga (102) y un controlador de carga (103), en el que dicho controlador inversor (101) está configurado para emitir una señal de control del inversor (SSup, SSvp, SSwp, SSun, SSvn, SSwn) para controlar una operación de dicho inversor (5) sobre la base de una función de rectificación (drec), la función de descarga (dc), y un valor de comando (Vu*, Vv*, Vw*) de un voltaje a ser emitido por dicho inversor (5), siendo dicha función rectificador una función en el que dicho convertidor (3) se pone en conducción con dicho enlace de CC (7), siendo dicha función de descarga (dc) una función en el que dicho interruptor (Sc, D42) está conduciendo, y dicho controlador de descarga (102) está configurado para emitir una señal de interruptor de descarga (SSc) para poner dicho interruptor (Sc, D42) en conducción sobre la base de dicha función de descarga (dc), caracterizado por que dicho controlador de carga (103) incluye: una unidad de determinación de amplitud (103a) configurada para determinar una amplitud (Im) de una corriente de entrada (Iin) para ser introducida a dicho convertidor (3) realizando al menos un control proporcional-integral en una desviación (ΔVc) entre voltaje de ambos extremos a través de dicho condensador (C4) y un valor de comando de voltaje promedio (Vc*) que es un valor de comando de un promedio de dicho voltaje de ambos extremos a través de dicho condensador (C4); una unidad generadora de órdenes de carga (103b) configurada para determinar una orden de carga (iL*) sobre una corriente (il) que fluye a través de dicho circuito de carga (4b) multiplicando por dicha amplitud una función (F1 (ωt), F2 (ωt), F3 (ωt)) de una fase (ωt) de dicha voltaje CA monofásica, de acuerdo a **(Ver fórmula)** donde k es un factor de distribución que indica un nivel de un valor absoluto | Pin^ | del componente de CA Pin^ de una potencia de entrada (Pm) recibida por el circuito convertidor (3) para ser distribuida al circuito de búfer de potencia, un controlador de operación de carga (103c) configurado para controlar una operación de carga de dicho circuito de carga (4b) en base a dicha orden de carga (iL*).

Description

DESCRIPCIÓN

Dispositivo de control para convertidor de potencia directo

Campo técnico

Esta invención se refiere a una técnica para controlar un convertidor de potencia directo que incluye un convertidor, un inversor y un circuito de búfer de potencia que están conectados mutuamente a través de un enlace de CC.

Técnica antecedente

Generalmente, los circuitos rectificadores de onda completa se utilizan como convertidores para obtener un voltaje CC de una entrada de voltaje CA monofásico de una fuente de alimentación CA monofásica. Sin embargo, la salida de los circuitos rectificadores de onda completa contiene una ondulación de potencia que tiene una frecuencia dos veces mayor que la del voltaje de CA monofásico. Por lo tanto, la reducción de esta ondulación de potencia requiere un circuito de búfer de potencia que amortigua la potencia entre una salida del circuito rectificador de onda completa y una carga.

Los documentos que no son de patentes 1 a 5 y los documentos de patente 1 a 5 enumerados a continuación describen una técnica para conectar un condensador a un enlace de CC a través de un elemento de conmutación. En la técnica propuesta, el condensador (en lo sucesivo también denominado "condensador de búfer"), que funciona como una fuente de voltaje, impulsa una carga junto con un voltaje de suministro de energía para compensar la fluctuación de potencia y reducir la capacidad electrostática requerida para el condensador de búfer.

En particular, los documentos que no son de patentes 1 a 2 y los documentos de patente 1 a 4 también proponen una técnica que logra una función de un pulsador de refuerzo utilizando un reactor y un interruptor para aumentar un voltaje a través de un condensador de búfer (en lo sucesivo denominado "voltaje en ambos extremos").

El documento que no es de patente 2 muestra un caso (un modo discontinuo) en el que la corriente de un reactor que fluye a través de un reactor es discontinua para lograr la función del pulsador de refuerzo. Un valor de comando de la corriente del reactor (en lo sucesivo también denominado "comando de corriente del reactor") depende de una corriente que se introducirá en un circuito rectificador de onda completa. El documento que no es de patente 2 también enseña una técnica para estimar la corriente de entrada obteniendo el valor máximo y el valor mínimo de un voltaje en ambos extremos.

Además, el documento de patente 2 describe una técnica para mantener un promedio de voltaje en ambos extremos. El Documento de Patente 3 enseña casos en los que la corriente del reactor fluye no solo en el modo discontinuo sino también en un modo crítico.

Además, el documento de patente 5 describe un método para el desacoplamiento de potencia de convertidores CA/CC monofásicos utilizando el convertidor de puente H PWM convencional para la conversión CA/CC bidireccional con factor de potencia unitario, y un convertidor de refuerzo para la función de desacoplamiento de potencia en el lado CC. El método propuesto compensa la potencia pulsante al doble de la frecuencia de la red absorbiendo la corriente de ondulación a un condensador de acoplamiento de CC a través del funcionamiento del convertidor elevador.

Además, el documento que no es de patente 4 presenta un nuevo método para el desacoplamiento de potencia de convertidores CA/CC monofásicos utilizando el convertidor de puente H PWM convencional para conversión CA/CC bidireccional con factor de potencia unitario, y un convertidor elevador para la función de desacoplamiento de potencia en el lado de CC. El método propuesto compensa la potencia pulsante al doble de la frecuencia de la red absorbiendo la corriente de ondulación a un condensador de desacoplamiento de CC a través del funcionamiento del convertidor elevador. Este enfoque puede eliminar la necesidad de un condensador de filtro grande en el lado de CC que se requiere para suprimir las ondas de baja frecuencia. Se explican los principios de funcionamiento del método propuesto y los resultados experimentales también están presentes para su validación.

Además, el documento que no es de patente 5 describe un nuevo convertidor de potencia monofásico a trifásico que permite un condensador de suavizado más pequeño en el enlace de CC. En tales convertidores se requieren convencionalmente grandes condensadores de suavizado para absorber la ondulación de potencia al doble de la frecuencia de la fuente de alimentación. La topología propuesta consiste en un convertidor matricial indirecto y un amortiguador activo para absorber el rizado de potencia, y no requiere un reactor o un condensador de suavizado grande. Las operaciones fundamentales del convertidor propuesto se confirman mediante simulaciones y experimentos.

Documentos de la técnica anterior

Documentos de patente

Documento de patente 1: Solicitud de patente japonesa abierta al público núm. 2011 -193678

Documento de patente 2: Solicitud de patente japonesa abierta al público núm. 2014-107935

Documento de patente 3: Patente japonesa núm. 5454732

Documento de patente 4: Solicitud de patente japonesa abierta al público núm. 2014-96976

Documento de patente 5: WO 2014/046012 A1

Documentos que no son de patente

Documento que no es de patente 1: Ohnuma, Itoh, "Circuit Configuration and Control Strategy of single-to-three Phase Power Converter with Active Buffer and Charge Circuit", 2010 Annual Meeting of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 4-057 (2010)

Documento que no es de patente 2: Ohnuma, Itoh, "Experimental Verification of Single Phase to Three Phase COnverter Using an Active Buffer circuit with a Change Circuit", 2010 IEE-Japan Industry Applications Society Conference, 1-124 (2010)

Documento que no es de patente 3: Ohnuma, Itoh, "Basic Investigation and Capacitance Reduction method of A Novel Single-Phase to Three-Phase Power Converter", The papers of Thechnical Meeting on Semiconductor Power Converter, IEE Japan, SPC-08-16 (2008)

Documento que no es de patente 4: KLUO-HEN CHAO ET AL: "Power decoupling methods for single-phase threepoles AC/DC converters", XP031887493

Documento que no es de patente 5: YOSHIDA OHNUMA ET AL: "Novel control strategy for single-phase to threephase power converter using an active buffer", XP031541329

Compendio de la invención

Problemas que debe resolver la invención

Sin embargo, el uso de condensadores de película como condensadores de búfer no es deseable teniendo en cuenta la reducción del tamaño de los condensadores de búfer. Aquí, las opciones para que los condensadores se utilicen como condensadores intermedios incluyen condensadores cerámicos y condensadores electrolíticos.

El rango de tolerancia de la capacidad electrostática de los condensadores electrolíticos varía en gran medida de ± 20% a ± 30%. Además, la capacidad electrostática tiende a disminuir según la degradación de los condensadores. Cuando el voltaje del condensador de búfer varía según el cambio en la capacidad electrostática, aumenta un error al estimar la corriente de entrada. Esto induce variaciones en el voltaje de ambos extremos. Cuando las variaciones son importantes, es posible que no se pueda utilizar un convertidor de potencia directo.

Por tanto, la presente invención tiene el objetivo de proporcionar una técnica para hacer que las variaciones en el voltaje de ambos extremos sean menos prominentes incluso cuando varía la capacidad electrostática del condensador de búfer.

Medios para resolver los problemas

El dispositivo de control de convertidor de potencia directo de acuerdo con esta invención es un dispositivo de control (10) como se define en la reivindicación 1 que controla un convertidor de potencia directo.

El convertidor de potencia directa incluye: un enlace CC (7) que incluye una primera línea de alimentación (LH) y una segunda línea de alimentación; un convertidor (3) configurado para recibir un voltaje de CA monofásico (Vin), y configurado para enviar potencia de ondulación (Pin) al enlace de CC en el que la primera línea de suministro de energía tiene un potencial más alto que la segunda línea de suministro de energía; un circuito de búfer de potencia (4) provisto entre la primera y la segunda línea de suministro de energía, el circuito de búfer de potencia se configura para amortiguar la potencia por potencia amortiguada (Pbuf) obtenida multiplicando un componente de CA (PinA) de la potencia de ondulación (Pin) por un factor de distribución (k); y un inversor (5) que está configurado para convertir un voltaje de CC (Vdc) entre la primera y la segunda línea de suministro de energía en un voltaje de CA.

El circuito de búfer de potencia incluye: un circuito de descarga (4a) que incluye un condensador (C4) y un interruptor (Sc, D42) conectados en serie con el condensador entre la primera y la segunda línea de alimentación, estando el interruptor más cerca de la primera línea de fuente de alimentación relativa al condensador; y un circuito de carga (4b) que está configurado para cargar el condensador.

El dispositivo de control del convertidor de potencia directa incluye un controlador inversor (101), un controlador de descarga (102) y un controlador de carga (103).

El controlador del inversor está configurado para emitir una señal de control del inversor (SSup, SSvp, SSwp, SSun, SSvn, SSwn) para controlar una operación del inversor sobre la base de una tarea de rectificación (drec), una tarea de descarga (dc) y un valor de comando (Vu*, Vv*, Vw*) de un voltaje a ser emitido por el inversor, siendo la tarea de rectificación una tarea en la que el convertidor se pone en conducción con el enlace de CC, siendo la tarea de descarga una tarea en la que el interruptor está conduciendo.

Además, el controlador de descarga está configurado para emitir una señal de interruptor de descarga (SSc) para poner el interruptor en conducción sobre la base de la función de descarga.

El controlador de carga incluye: una unidad de determinación de amplitud (103a) configurada para determinar una amplitud (Im) de una corriente de entrada (Iin) para ser ingresada al convertidor realizando al menos control proporcional-integral en una desviación (AVc) entre un voltaje a través del capacitor y un valor de comando de voltaje promedio (Vc*) que es un valor de comando de un promedio del voltaje a través del capacitor; una unidad generadora de comando de carga (103b) configurada para determinar un comando de carga (iL*) en una corriente (il) que fluye a través del circuito de carga multiplicando por la amplitud una función (F1 (wt), F2 (wt), F3 (wt)) de una fase (wt) del voltaje CA monofásico, determinándose la función de acuerdo con la función de descarga, la función de rectificación y el factor de distribución; y un controlador de operación de carga (103c) configurado para controlar una operación de carga del circuito de carga en base a la orden de carga.

Por ejemplo, la función de descarga y la función de rectificación se establecen de modo que el circuito de búfer de potencia (4) esté configurado para recibir potencia del enlace de CC durante un período durante el cual un valor de coseno (cos (2wt)) es negativo y proporciona potencia a el circuito intermedio durante un período durante el cual el valor del coseno es positivo, siendo el valor del coseno un coseno de un valor dos veces la fase (wt).

Alternativamente, la potencia (PI) recibida por el circuito de búfer de potencia (4) desde el enlace de CC (7) y la potencia (Pc) proporcionada por el circuito de búfer de potencia (4) al enlace de CC (7) se configuran para variar en una frecuencia dos veces una frecuencia del voltaje CA monofásico (Vin) como frecuencia fundamental.

Preferiblemente, la función se determina con la corriente de entrada (Iin) que tiene una forma de onda sinusoidal. Preferiblemente, la capacidad de respuesta del controlador de carga (103) es menor o igual a una décima parte de un valor dos veces la frecuencia del voltaje de CA monofásico (Vin).

Efectos de la invención

Incluso cuando varía la capacidad electrostática de un condensador (condensador de búfer) incluido en un circuito de descarga de un circuito de búfer de potencia, las variaciones en el voltaje de ambos extremos del condensador se hacen menos prominentes.

Los objetos, características, aspectos y ventajas de la presente invención resultarán más evidentes a partir de la siguiente descripción detallada y los dibujos adjuntos.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra una estructura de un convertidor de potencia directo según realizaciones;

La Figura 2 es un diagrama de bloques que ejemplifica una estructura de un dispositivo de control según las realizaciones;

La Figura 3 es un diagrama de bloques que ilustra esquemáticamente el equilibrio de potencia en el convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1;

La Figura 4 es un diagrama que ilustra un circuito equivalente del convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1;

La Figura 5 es un gráfico que indica las relaciones entre un promedio, el valor máximo, el valor mínimo y la fluctuación de un voltaje en ambos extremos de un condensador intermedio;

La Figura 6 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en una técnica correspondiente a una técnica del Documento de Patente 2 cuando disminuye la capacidad electrostática del condensador de búfer;

La Figura 7 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en la técnica correspondiente a la técnica del Documento de Patente 2 cuando aumenta la capacidad electrostática del condensador de búfer;

La Figura 8 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en una primera realización, que no forma parte de la invención, cuando la capacidad electrostática del condensador de búfer disminuye;

La Figura 9 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en la primera realización cuando aumenta la capacidad electrostática del condensador de búfer;

La Figura 10 es un gráfico que indica las operaciones de un convertidor de potencia directo según una segunda realización;

La Figuras 11 es un gráfico que indica las operaciones del convertidor de potencia directo según la segunda realización;

La Figuras 12 es un diagrama de bloques que ilustra un ejemplo de una estructura para realizar el control con una corriente CC;

Las Figuras 13 y 14 son gráficos que indican las operaciones de un convertidor de potencia directo según una tercera realización;

La Figuras 15 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en la tercera forma de realización cuando la capacidad electrostática del condensador de búfer disminuye;

La Figuras 16 es un gráfico que indica comportamientos de diversas cantidades en la tercera realización cuando aumenta la capacidad electrostática del condensador de búfer; y

La Figuras 17 es un diagrama de circuito que ilustra una modificación del convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1.

Descripción de las realizaciones

A. Análisis de problemas con técnicas convencionales

Antes de describir las realizaciones en detalle, se analizarán los problemas con las técnicas convencionales para facilitar la comprensión de la presente invención.

(i) Primera técnica convencional: en el documento que no es de patente 2, se detecta el valor mínimo del voltaje en ambos extremos y el valor máximo del voltaje en ambos extremos se utiliza como un comando de voltaje para controlar el voltaje en ambos extremos. Sin embargo, un promedio del voltaje en ambos extremos es alto incluso cuando la carga de un inversor es baja porque el valor máximo del voltaje en ambos extremos se usa como comando de voltaje (ver, por ejemplo, la Figura 7 del Documento de Patente 2). El alto promedio induce un aumento en la pérdida de conmutación de un circuito de búfer de potencia.

(ii) Segunda técnica convencional: Aparentemente, el Documento de Patente 1 sugiere un método para obtener un comando de corriente del reactor sobre la base del valor máximo y el valor mínimo de un voltaje detectado en ambos extremos para controlar un promedio del voltaje en ambos extremos. Sin embargo, dado que dicho control está significativamente influenciado por la ondulación de una salida de voltaje por un circuito rectificador de onda completa, la capacidad de respuesta de un sistema de control es inferior (ver, por ejemplo, la Figura 10 del documento de patente 2).

(iii) Tercera técnica convencional: en el documento de patente 2, se obtiene un comando de corriente del reactor usando un promedio de un voltaje en ambos extremos como comando de voltaje para controlar el voltaje en ambos extremos. En consecuencia, el promedio se mantiene constante, mejorando así la capacidad de respuesta (ver, por ejemplo, la Figura 6 del Documento de Patente 2).

Sin embargo, en las técnicas convencionales primera a tercera, se estima una corriente de entrada no a partir del voltaje de ambos extremos en sí, sino de un promedio, el valor máximo y el valor mínimo del voltaje de ambos extremos. Por tanto, las variaciones en la capacidad electrostática de un condensador de búfer aumentan un error de la corriente de entrada, lo que puede provocar variaciones en el punto de funcionamiento del voltaje en ambos extremos.

Esto se expresa mediante una ecuación. De acuerdo con los diversos documentos anteriores, se sabe que la siguiente Ecuación (1) se cumple al introducir una amplitud Im de una corriente de entrada Iin para ingresar a un circuito rectificador de onda completa, una amplitud Vm y una velocidad angular w de un voltaje de CA monofásico Vin (= Vm sen (wt), donde t denota un tiempo) que será rectificado por el circuito rectificador de onda completa, una capacidad electrostática C de un condensador de búfer, y el valor máximo Vcmáx y el valor mínimo Vcmín de un voltaje en ambos extremos.

Iin

Además, la siguiente Ecuación (2) es válida al introducir un Vavg promedio (= (Vcmáx Vcmín)/2) del voltaje en ambos extremos (ver, por ejemplo, el Documento de Patente 2).

ln.i = {2 - Vavg -(Ve máx- Vcmín)} (2)

Vm

Además, un comando de corriente del reactor il* se determina de acuerdo con la siguiente Ecuación (3) de modo que la corriente de entrada Iin tiene una forma de onda sinusoidal y un factor de potencia es 1 (es decir, Iin = Im-sen (wt)). Dado que la amplitud Im se puede obtener de las ecuaciones (1) y (2) como se describe arriba, el comando de corriente del reactor il* depende del valor máximo Vcmáx y el valor mínimo Vcmín del voltaje en ambos extremos.

Cuando se proporciona un condensador de búfer, se sabe que la siguiente Ecuación (4) se mantiene introduciendo una potencia Pout para ser emitido por un inversor 5 y un voltaje Vc en ambos extremos (ver, por ejemplo, el Documento de no patente 3).

Vc = J

(4)

Cuando el valor máximo Vcmáx del voltaje de ambos extremos Vc se fija como valor de comando según la primera técnica convencional, el Vavg promedio del voltaje de ambos extremos Vc también varía según las variaciones en la potencia Pout sujeto a variaciones en una carga. Por el contrario, cuando el Vavg promedio se fija como un valor de comando según la tercera técnica convencional, varía una fluctuación (Vcmáx - Vcmín) del voltaje Vc en ambos extremos.

Por ejemplo, la Figura 5 indica relaciones entre el Vavg promedio, el valor máximo Vcmáx, el valor mínimo Vcmín y la fluctuación (Vcmáx - Vcmín) del voltaje de ambos extremos Vc cuando Vm = 230V2 (V), Im = 16V2 (A), Pout = 3680 (W). Cuando la amplitud Im indicada por las ecuaciones (1) y (2) es fija, el punto de funcionamiento del voltaje de ambos extremos Vc se determina mediante el Vavg promedio y el valor máximo Vcmáx, el valor mínimo Vcmín o la fluctuación (Vcmáx - Vcmín) de acuerdo con estas relaciones. En otras palabras, está claro que el ajuste del punto de funcionamiento del voltaje Vc en ambos extremos es flexible.

En estas técnicas convencionales primera a tercera, cuando la capacidad electrostática del condensador de búfer varía, difiere de la capacidad electrostática C que se adoptará en las ecuaciones (1) y (2). Por lo tanto, cuando la amplitud Im se estima mediante las Ecuaciones (1) y (2), el comando de corriente del reactor il* establecido por (3) no es adecuado para la capacidad electrostática real.

La Figura 6 es un gráfico que indica comportamientos de varias cantidades en la tercera técnica convencional (correspondiente a la técnica del Documento de Patente 2) cuando la capacidad electrostática real del condensador de búfer después de 0,1 segundos disminuye en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos. . Suponiendo que la carga del inversor es una carga equilibrada trifásica, se utilizaron las corrientes de carga iu, iv e iw que fluyen a través de la carga.

Como se entiende por la Ecuación (1), la disminución de la capacidad electrostática real del condensador de búfer corresponde a un exceso de la capacidad electrostática C que se utilizará para el cálculo cuando se estima la amplitud Im. Por tanto, el valor estimado de la amplitud Im y el comando de corriente del reactor il* se vuelven excesivos y el Vavg promedio también aumenta. Además, el exceso del comando de corriente del reactor il* induce un aumento en la amplitud Im de la corriente de entrada Iin.

Dado que el Vavg medio se mantiene constante en la Ecuación (2) según la tercera técnica convencional, la fluctuación (Vcmáx - Vcmín) después de 0,1 segundos aumenta (la diferencia entre el valor máximo Vcmáx y el valor mínimo Vcmín aumenta repentinamente en la Figura 6). En consecuencia, el aumento en el Vavg promedio disminuye el comando de corriente del reactor il*, y luego se alcanza un equilibrio.

Sin embargo, el Vavg promedio después de alcanzar el equilibrio es mayor, y no solo el condensador de búfer, sino también los elementos de conmutación incluidos en el inversor, requieren altos voltajes de ruptura.

La Figura 7 es un gráfico que indica comportamientos de varias cantidades en la tercera técnica convencional cuando la capacidad electrostática real del condensador de búfer después de 0,1 segundos aumenta en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos.

Aquí, el Vavg promedio disminuye mediante operaciones inversas a las realizadas en la Figura 6. Sin embargo, la disminución en el Vavg promedio disminuye la función del pulsador de refuerzo.

B. Ideas básicas de la técnica a proponer

Como se ve en "A. Análisis de problemas con técnicas convencionales", cuando la capacidad electrostática real del condensador de búfer varía bajo el control del voltaje de ambos extremos Vc con detección del valor máximo Vcmáx y el valor mínimo Vcmín, la influencia en el comando de corriente del reactor il* aumenta.

Aunque en una técnica propuesta por la presente solicitud se da un valor de comando (en adelante denominado "valor de comando de voltaje promedio) Vc* de un promedio del voltaje de ambos extremos Vc, el valor de comando de voltaje promedio Vc* no se compara con el Vavg promedio sino con el voltaje de ambos extremos Vc. Entonces, la amplitud Im se determina al menos realizando un control proporcional-integral en una desviación AVc entre el valor de comando de voltaje promedio Vc* y el voltaje de ambos extremos Vc.

Luego, la multiplicación de una función (se describirá en detalle en cada una de las realizaciones que se describirán más adelante) determinada según los diversos modos en los que se opera un convertidor de potencia directo, por la amplitud Im determinada en base a la desviación AVc produce un comando de carga (este comando de carga difiere del comando de corriente del reactor il*, que se describirá en "C. Estructuras del convertidor de potencia y su dispositivo de control" que se describirá más adelante) como base del comando de corriente del reactor il*.

En consecuencia, el comando de corriente del reactor il* se determina apropiadamente de acuerdo con la capacidad electrostática real del condensador de búfer, que difiere del caso en el que el comando de corriente del reactor il* se basa en la amplitud Im estimada a partir de las ecuaciones (1) y (2) dependiendo de la capacidad electrostática C.

C. Estructuras del convertidor de potencia y su dispositivo de control.

La Figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra una estructura de un convertidor de potencia directo que se puede aplicar en modos respectivos comunes que se describirán en realizaciones más adelante. El convertidor de potencia directa incluye un convertidor 3, un circuito de búfer de potencia 4, un inversor 5 y un enlace de CC 7.

El convertidor 3 está conectado a una fuente de alimentación de CA monofásica 1 a través, por ejemplo, de un filtro 2. El filtro 2 incluye un reactor L2 y un condensador C2. El reactor L2 se proporciona entre el convertidor 3 y uno de los dos terminales de salida de la fuente de alimentación de CA monofásica 1. El condensador C2 se proporciona entre los dos terminales de salida de la fuente de alimentación de CA monofásica 1. El filtro 2 quita un componente de alta frecuencia de una corriente. El filtro 2 puede omitirse. En aras de la simplicidad, la función del filtro 2 no se tiene en cuenta en la siguiente descripción.

El enlace CC 7 incluye las líneas de alimentación de CC LH y LL.

Por ejemplo, se utiliza un puente de diodos como convertidor 3. El convertidor 3 incluye los diodos D31 a D34. Los diodos D31 a D34 forman un circuito puente en el que la onda completa monofásica rectifica un voltaje de CA monofásico Vin como voltaje de entrada de la fuente de alimentación de CA de una sola fase 1 para convertir el voltaje de CA monofásico Vin en un voltaje rectificado Vrec (= |Vin|), y genera el voltaje rectificado entre las líneas de alimentación de CC LH y LL. Un potencial superior al potencial aplicado a la línea de alimentación de CC LL se aplica a la línea de alimentación de CC LH. Una corriente de entrada Iin fluye desde la fuente de alimentación de CA monofásica 1 hacia el convertidor 3. Luego, el convertidor 3 genera una corriente irec (= |Iin|).

El circuito de búfer de potencia 4 incluye un circuito de descarga 4a y un circuito de carga 4b, y proporciona y recibe energía hacia y desde el enlace de CC 7. El circuito de descarga 4a incluye un condensador C4 como condensador de búfer, y el circuito de carga 4b refuerza el rectificado voltaje Vrec para cargar el condensador C4.

El circuito de descarga 4a incluye además un diodo D42, y un transistor (aquí, un transistor bipolar de puerta aislada: en lo sucesivo abreviado como "IGBT") Sc conectado en antiparalelo al diodo D42. El transistor Sc está conectado en serie con el condensador C4 entre las líneas de alimentación de CC LH y LL, donde el transistor Sc está más cerca de la línea de alimentación de CC LH en relación con el condensador C4.

La conexión antiparalela mencionada en este documento significa una conexión en paralelo en la que las direcciones de avance son opuestas entre sí. Más específicamente, la dirección de avance del transistor Sc es una dirección desde la línea de alimentación de CC LL a la línea de alimentación de CC LH. La dirección de avance del diodo D42 es una dirección desde la línea de alimentación de CC LH a la línea de alimentación de CC LL. El transistor Sc y el diodo D42 pueden entenderse colectivamente como un elemento conmutador (conmutador Sc). Cuando el interruptor Sc está en conducción, el condensador C4 se descarga y proporciona energía al enlace de CC 7.

El circuito de carga 4b incluye, por ejemplo, un diodo D40, un reactor L4 y un transistor (aquí, un IGBT) S1. El diodo D40 tiene un cátodo y un ánodo. El cátodo está conectado entre el interruptor Sc y el condensador C4. Esta estructura se conoce como un pulsador de refuerzo.

El reactor L4 está conectado entre la línea de alimentación de CC LH y el ánodo del diodo D40. El transistor S1 está conectado entre la línea de alimentación de CC LL y el ánodo del diodo D40. El transistor S1 está conectado en antiparalelo a un diodo D41. El transistor S1 y el diodo D41 pueden entenderse colectivamente como un elemento conmutador (conmutador S1). Específicamente, la dirección de avance del transistor S1 es una dirección desde la línea de alimentación de CC LH a la línea de alimentación de CC LL. La dirección de avance del diodo D41 es una dirección desde la línea de alimentación de CC LL a la línea de alimentación de CC LH.

El condensador C4 es cargado por el circuito de carga 4b para generar el voltaje Vc en ambos extremos mayor que el voltaje rectificado Vrec. Específicamente, se hace que fluya una corriente desde la línea de alimentación de CC LH a la línea de alimentación de CC LL a través del interruptor S1 para acumular energía en el reactor L4. Luego, el interruptor S1 se apaga, de modo que esta energía se acumula en el condensador C4 a través del diodo D40.

El voltaje Vc en ambos extremos es más alto que el voltaje rectificado Vrec, por lo que una corriente básicamente no fluye hacia el diodo D42. Por tanto, si el conmutador Sc es conductor o no conductor depende únicamente de si el transistor Sc es conductor o no conductor. Aquí, el diodo D42 asegura un voltaje de ruptura inversa cuando el voltaje de ambos extremos Vc es menor que el voltaje rectificada Vrec, y lleva una corriente que refluye desde una carga inductiva 6 al enlace CC 7 en conducción inversa cuando el inversor 5 se detiene anormalmente.

Además, dado que la línea de alimentación de CC LH tiene un potencial más alto que la línea de alimentación de CC LL, una corriente básicamente no fluye hacia el diodo D41. Por tanto, si el conmutador S1 es conductor o no conductor depende únicamente de si el transistor S1 es conductor o no conductor. Aunque el diodo D41 se ejemplifica como un diodo para traer el voltaje de ruptura inversa o la conducción inversa y como un diodo incluido en el transistor S1 para ser materializado por un IGBT, el diodo D41 en sí mismo no contribuye a ninguna operación del circuito.

El inversor 5 convierte un voltaje de CC entre las líneas de alimentación de CC LH y LL en un voltaje de CA y envía el voltaje de CA a los terminales de salida Pu, Pv y Pw. El inversor 5 incluye seis elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn. Los elementos de conmutación Sup, Svp y Swp están conectados entre los terminales de salida Pu, Pv y Pw, respectivamente, y la línea de alimentación de CC LH. Los elementos de conmutación Sun, Svn y Swn están conectados entre los terminales de salida Pu, Pv y Pw, respectivamente, y la línea de alimentación de CC LL. El inversor 5 forma un inversor de fuente de voltaje generalmente llamado, e incluye seis diodos Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn y Dwn.

Cada uno de los diodos Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn y Dwn está dispuesto de modo que su cátodo se dirija hacia la línea de alimentación de CC LH y su ánodo se dirija hacia la línea de alimentación de Cc LL. El diodo Dup se conecta en paralelo al elemento de conmutación Sup entre el terminal de salida Pu y la línea de alimentación CC LH. Asimismo, los diodos Dvp, Dwp, Dun, Dvn y Dwn están conectados en paralelo a los elementos de conmutación Svp, Swp, Sun, Svn y Swn, respectivamente. Los terminales de salida Pu, Pv y Pw emiten las corrientes de carga iu, iv e iw, respectivamente, que forman una corriente CA trifásica. Por ejemplo, los IGBT se utilizan como elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn.

La carga inductiva 6 es, por ejemplo, una máquina giratoria y se ilustra mediante un circuito equivalente que representa una carga inductiva. Específicamente, un reactor Lu y una resistencia Ru están conectados en serie. Un extremo de esta conexión en serie está conectado al terminal de salida Pu. Esto se aplica a un reactor Lv y una resistencia Rv y a un reactor Lw y una resistencia Rw. Los extremos opuestos de estas conexiones en serie están conectados entre sí.

Cuando se ejemplifica un sistema de control utilizando la carga inductiva 6 como una máquina síncrona, un sensor de velocidad 9 detecta las corrientes de carga iu, iv e iw que fluyen a través de la carga inductiva 6 y proporciona un dispositivo de control 10 para el convertidor de potencia directa con una velocidad angular de rotación wm, una corriente Iq en el eje q y una corriente Id en el eje d que se obtienen sobre la base de las corrientes de carga iu, iv e iw.

El dispositivo de control 10 recibe una amplitud Vm del voltaje de CA monofásico Vin, una velocidad angular w (o una fase 0 = wt que es un producto de la velocidad angular w y un tiempo t), un valor de comando wm* del velocidad angular de rotación, un valor de comando Vq* de un voltaje del eje q, un valor de comando Vd* de un voltaje del eje d, el voltaje de ambos extremos Vc, y un voltaje VI, además de la velocidad angular de rotación wm, el Iq de la corriente del eje q, e Id de la corriente del eje d. Aquí, el voltaje VI es un voltaje que se aplicará al reactor L4.

La Figura 2 es un diagrama de bloques que ejemplifica una estructura del dispositivo de control 10. El dispositivo de control 10 incluye un controlador 101 inversor, un controlador de descarga 102 y un controlador de carga 103.

El controlador 101 del inversor emite señales de control del inversor SSup, SSvp, SSwp, SSun, SSvn y SSwn, sobre la base de una función de descarga dc y un drec de función rectificador, que se describirán más adelante en "D. Esquema de las operaciones del búfer de potencia circuito 4", y valores de comando Vu*, Vv* y Vw* emitidos por el inversor 5. El control del inversor señala las operaciones de control SSup, SSvp, SSwp, SSun, SSvn y SSwn de los elementos de conmutación Sup, Svp, Swp, Sun, Svn y Swn, respectivamente.

El controlador del inversor 101 incluye una unidad generadora de comandos de voltaje de salida 1011 que genera los valores de comando Vu*, Vv* y Vw* sobre la base de la fase 0 = wt, la corriente Iq del eje q, la corriente Id del eje d, y la velocidad angular de rotación wm y su valor nominal wm*.

El controlador del inversor 101 incluye además una unidad de comando de modulación de amplitud 1012, una unidad aritmética de suma de productos 1013, un comparador 1014 y una unidad aritmética lógica 1015.

La unidad de comando de modulación de amplitud 1012 controla una operación de la unidad aritmética de suma de productos 1013 sobre la base de la función de descarga dc y la función de rectificación drec. La unidad aritmética de suma de productos 1013 (ilustrada solo por signos de multiplicación por simplicidad) calcula sumas de productos de los valores de comando Vu*, Vv* y Vw*, la función de descarga dc y la función de rectificación drec para generar ondas de señal M. El comparador 1014 envía resultados de comparación en valor entre las ondas de señal M y una portadora CA a la unidad aritmética lógica 1015. La unidad aritmética lógica 1015 realiza operaciones lógicas sobre los resultados para emitir las señales de control del inversor SSup, SSvp , SSwp, SSun, SSvn y SSwn.

El controlador 102 de descarga incluye una unidad aritmética de la función 1021 y un comparador 1022. La unidad aritmética de la función 1021 recibe, según los diversos modos en los que se opera el convertidor de potencia directa, un voltaje CC Vdc o una corriente CC Idc que puede ser utilizada por el inversor 5 a través del enlace CC 7 además de la fase 0, la amplitud Vm y el voltaje de ambos extremos Vc, y genera la función de descarga dc y la función de rectificación drec. Dado que los métodos para generar la función de descarga dc y la función de rectificación drec difieren según los diversos modos en los que se opera el convertidor de potencia directa, los métodos se describirán en las realizaciones respectivas que se describirán más adelante.

El comparador 1022 compara la función de descarga dc con el portador CA para generar una señal de descarga SSc para poner el interruptor Sc en conducción.

Dado que tales operaciones del controlador inversor 101 y el comparador 1022 se basan en técnicas conocidas (por ejemplo, documentos que no son de patente 1 y 2 y documento de patente 1), las operaciones detalladas se omiten aquí.

Sin embargo, en las siguientes realizaciones, la unidad de generación de comandos de voltaje de salida 1011 a veces requiere que las amplitudes Vm, la amplitud Im (determinada sobre la base de la desviación AVc como anteriormente) y un factor de distribución k (0 < k < 1) sean se describe más adelante en "D. Esquema de operaciones del circuito de búfer de potencia 4" para generar los valores de comando Vu*, Vv* y Vw*.

El controlador de carga 103 incluye una unidad de determinación de amplitud 103a, una unidad generadora de órdenes de carga 103b y un controlador de operación de carga 103c.

La unidad de determinación de amplitud 103a incluye un sustractor 1031 y un controlador integral proporcional 1032. El sustractor 1031 obtiene la desviación AVc del voltaje de ambos extremos Vc y un valor de orden de voltaje medio Vc*. El controlador integral proporcional 1032 realiza un control integral proporcional sobre la desviación AVc para determinar la amplitud Im. La amplitud Im influye en los valores de comando Vu*, Vv* y Vw* que influyen en las operaciones del inversor 5 que reduce la desviación AVc. Por tanto, al menos el control proporcional-integral sobre la desviación AVc es suficiente para determinar la amplitud Im. Obviamente, se puede usar un elemento que realiza control proporcional-integral-diferencial en lugar del controlador proporcional integral 1032.

La unidad de generación de comandos de carga 103b incluye una tabla de formas de onda de carga 1033 y un multiplicador 1034. La tabla de formas de onda de carga 1033 recibe el factor de distribución k y la fase 0 = wt, y genera una función F (0) (= F(wt)) en la fase 0. El multiplicador 1034 multiplica la amplitud Im por la función F (wt) para determinar un comando de carga iL*. Dado que la función F (wt) difiere para cada una de las realizaciones, se describirá individualmente en cada una de las realizaciones.

El controlador de operación de carga 103c controla una operación del circuito de carga 4b en base a la orden de carga iL*. Más específicamente, el controlador de operación de carga 103c genera una señal de interruptor de carga SS1 para controlar el interruptor S1 de modo que la corriente del reactor il que fluye a través del reactor L4 sea igual al comando de corriente del reactor il* correspondiente al comando de carga iL*. Dado que el voltaje VI es necesario para generar esta señal de interruptor de carga SS1, se introduce en el controlador de operación de carga 103c. El controlador de operación de carga 103c funciona, por ejemplo, como un modulador de modo crítico que genera la señal de conmutación de carga SS1 de modo que la corriente del reactor il fluya en el modo crítico. En el documento que no es de patente 2, el valor de la inductancia del reactor L4 está limitado con la premisa de que la corriente del reactor il fluye en modo discontinuo. Sin embargo, de acuerdo con la técnica propuesta por la presente solicitud, incluso cuando la inductancia varía de los límites e influye en el voltaje Vc en ambos extremos, el funcionamiento de la unidad de determinación de amplitud 103a se adapta a la influencia de variaciones.

Con tales estructuras, se puede materializar la técnica descrita en "B. Ideas básicas de la técnica a proponer".

D. Resumen de las operaciones del circuito de búfer de energía 4

El pin de potencia de entrada instantánea que se introducirá en el convertidor 3 se expresa mediante la siguiente ecuación (5) con un factor de potencia de entrada 1.

El Pin de potencia de entrada instantánea tiene un componente de CA (-1/2)-Vm-Im-cos(2wt) (de aquí en adelante se puede denominar un "PinA de componente de CA") indicado por el segundo término en el lado derecho de la ecuación (5). Por lo tanto, el Pin de potencia de entrada instantánea puede denominarse en lo sucesivo Pin de potencia de ondulación.

El convertidor de potencia ilustrado en la Figura 1 puede entenderse como sigue.

El convertidor 3 recibe el voltaje de CA monofásico Vin y emite el Pin de potencia de ondulación. El circuito de búfer de potencia 4 recibe la potencia de recepción PI del enlace de CC 7 y las salidas que proporcionan potencia Pc al enlace de CC 7. El inversor 5 recibe la potencia de entrada Pdc (= Pin Pc - PI) obtenida restando la potencia de recepción PI de una suma del Pin de potencia de ondulación y la potencia de suministro Pc, y genera las corrientes de carga iu, iv e iw. Si no se tiene en cuenta la pérdida del inversor 5, la potencia de entrada Pdc es igual a la potencia Pout (ver Ecuación (4)).

La Figura 3 es un diagrama de bloques que ilustra esquemáticamente el equilibrio de potencia en el convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1. La potencia sometida a almacenamiento en búfer (en lo sucesivo denominada "potencia de almacenamiento en búfer Pbuf") es igual a una diferencia de potencia (Pc - PI) obtenida restando la potencia de recepción PI de la potencia de suministro Pc. Además, la Prec de potencia transferida del convertidor 3 al inversor 5 es igual a (Pin - PI). Por tanto, se cumple Pdc = Prec Pc.

Se introduce un factor de distribución k en la siguiente ecuación (6).

^{„ , Vm • Im n Vm- Im .}Pdc = -------------(1 - k )--------------cos(2©t) (6)

En otras palabras, cuando k = 0, el inversor 5 recibe el Pin de potencia de ondulación tal como está como la potencia de entrada Pdc del enlace CC 7. Esto significa que Pbuf = 0, que corresponde a un caso en el que no se distribuye al circuito de búfer de potencia 4. Cuando k = 1, Pdc = Pin - PinA se mantiene. Esto corresponde a un caso en el que el circuito de búfer de potencia 4 proporciona y recibe hacia y desde el enlace de CC 7 potencias del valor absoluto | PinA | del PinA del componente de Ca.

En otras palabras, el factor de distribución k indica un nivel del valor absoluto | PinA | del PinA del componente de CA que se distribuirá al circuito de búfer de potencia 4 como la potencia de búfer Pbuf.

E. Circuito equivalente de convertidor de potencia directo y diversas funciones

La Figura 4 ilustra un circuito equivalente del convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1. El circuito equivalente se introduce, por ejemplo, en el documento que no es de patente 2 y en los documentos de patente 1, 3 y 4. En el circuito equivalente, una corriente irec1 se muestra de forma equivalente a la corriente irec1 que fluye a través de un interruptor Srec cuando el interruptor Srec está conduciendo. Asimismo, una corriente de descarga ic se muestra de manera equivalente a la corriente de descarga ic que fluye a través del interruptor Sc cuando el interruptor Sc está conduciendo.

Además, una corriente que fluye hacia la carga inductiva 6 a través del inversor 5 cuando los terminales de salida Pu, Pv y Pw están comúnmente conectados a una de las líneas de alimentación de CC LH y LL en el inversor 5 también se muestra de forma equivalente como una corriente cero iz fluye a través de un interruptor Sz cuando el interruptor Sz está conduciendo.

Además, la Figura 4 muestra el reactor L4, el diodo D40 y el interruptor S1 que están incluidos en el circuito de carga 4b, y la corriente il que fluye a través del reactor L4.

Luego, las funciones drec, dc y dz en las que los interruptores Srec, Sc y Sz se ponen en conducción, respectivamente, se introducen en el circuito equivalente así formado. Como se conoce en los documentos anteriores, 0 < drec < 1,0 < dc < 1,0 < dz < 1 y drec dc dz = 1 se mantienen.

Dado que la función drec es una función para establecer un período durante el cual el convertidor 3 está conectado al enlace de CC 7 para permitir que fluya una corriente a través del inversor 5, es la función de rectificación drec. Dado que la función dc es una función en el que se descarga el condensador C4, es la función de descarga dc. Dado que la función dz es una función en el que la corriente cero iz siempre fluye independientemente de un voltaje de salida en el inversor 5, se puede llamar una función cero dz.

Dado que las corrientes irec1, ic e iz se obtienen multiplicando las funciones drec, dc y dz, respectivamente, por la corriente CC Idc que se introducirá en el inversor 5, las corrientes irec1, ic e iz son promedios en períodos de conmutación de los conmutadores Srec, Sc y Sz, respectivamente. Por tanto, las funciones drec, dc y dz pueden considerarse como factores de distribución de corriente de la corriente CC Idc en relación con las corrientes irec1, ic e iz, respectivamente.

Cuando se utiliza un puente de diodos como convertidor 3, el convertidor 3 no puede realizar activamente una operación de conmutación en la función de rectificación drec. Así, el inversor 5 y el conmutador Sc realizan una operación de conmutación en la función cero dz y la función de descarga dc, respectivamente, obteniendo así la corriente irec1.

Durante un período en el que fluye la corriente cero iz, el inversor 5 no puede utilizar un voltaje de CC en el enlace de CC 7. Por lo tanto, el voltaje de CC en el enlace de CC 7 que se utilizará para suministrar energía al inversor 5 es significativa en la conversión de potencia. En otras palabras, el voltaje de Cc instantáneo que no es utilizado por el inversor 5 para la conversión de energía no tiene sentido incluso considerando un factor de utilización de voltaje. El voltaje CC Vdc significativo en la conversión de potencia se puede expresar mediante la Ecuación (7) a continuación.

Vdc = Vrec-drec Vc-dc 0-dz (7)

Por el contrario, el voltaje CC Vdc puede entenderse como un voltaje que se aplicará al enlace CC 7 como un promedio de los valores máximos del voltaje que el inversor 5 puede generar en un período durante el cual la conmutación de los interruptores Sc y S1 y el inversor 5 está controlado. Esto se debe a que el inversor 5 está aislado de una de las líneas de alimentación de CC LL y LH durante un período correspondiente a la función cero dz, aunque el inversor 5 puede contribuir al voltaje en el enlace CC 7 en una relación indicada por la función cero dz.

En la Figura 4, el voltaje CC Vdc se muestra como un voltaje a través de una fuente de corriente Idc (que suministra la corriente CC Idc) que representa el inversor 5 y una carga del inversor 5.

A continuación, se describirán específicamente los diversos modos en los que se opera el convertidor de potencia directo.

F. Primera realización que es una realización comparativa

La primera realización se describirá en comparación con las operaciones del convertidor de potencia directo introducido por el documento de patente 2.

En la técnica descrita por el Documento de Patente 2, se han realizado diferentes controles alternativamente por cuarto de período (1/4 de período) del voltaje de CA monofásico Vin (en adelante, dicho control también se denominará "control de cuarto de período" para conveniencia) para cancelar el pinA del componente de CA. Específicamente, un control donde PI = PinA y pc = 0 y un control donde PI = 0 y Pc = -PinA se han realizado alternativamente por cuarto de período del voltaje de CA monofásico Vin. En consecuencia, Pdc = Pin Pc - PI = Pin - PinA = (1/2)-Vm-Im se mantiene durante todos los períodos y se ha evitado la fluctuación de potencia. Esto se cumple cuando k = 1 en la ecuación (6).

En la presente solicitud, un período durante el cual la potencia de recepción PI se recibe desde el enlace de CC 7 (un período durante el cual un valor de coseno cos (2wt) que es un coseno de un valor dos veces una fase wt es negativo) se denomina período de receptor (receiving period), y un período durante el cual la potencia de suministro Pc se proporciona al enlace de CC 7 (un período durante el cual el valor del coseno cos (2wt) es positivo) se denomina período de suministro (providing period), de manera similar al Documento de patente 2.

(f-1) Fijación de funciones

En el documento de patente 2, la función de descarga dc se establece mediante la siguiente ecuación (8), y el comando de corriente del reactor il* se determina mediante la ecuación (3) utilizando esta función de descarga dc y con la premisa de que la corriente de entrada Iin tiene una corriente sinusoidal forma de onda. Aquí, la corriente CC Idc se puede configurar como un valor de comando.

Además, la función de rectificación drec se establece mediante la siguiente ecuación (9), lo que permite que el voltaje CC Vdc tenga un valor constante (por ejemplo, documento de patente 1).

En la primera realización, la unidad aritmética de trabajo 1021 genera las funciones dc y drec de acuerdo con las ecuaciones (8) y (9), respectivamente, usando la amplitud Im obtenida de la unidad de determinación de amplitud 103a como la amplitud Im en las ecuaciones (3), (8) y (9). En otras palabras, la unidad aritmética de trabajo 1021 recibe las amplitudes Vm e Im, la corriente CC Idc y la fase wt en la primera realización.

Sin embargo, la potencia de entrada Pdc que se introduce en el inversor 5 desde el enlace de CC 7 es igual a un producto del voltaje CC Vdc y la corriente CC Idc. Dado que el inversor 5 recibe la potencia de entrada Pdc (= Pin Pc - PI) obtenida restando la potencia de recepción PI de una suma de la potencia de ondulación Pin y la potencia de suministro Pc, se mantiene la ecuación (10) a continuación.

Por tanto, las ecuaciones (8) y (9) pueden modificarse en las ecuaciones (11) y (12), respectivamente. El voltaje CC Vdc puede introducirse en la unidad aritmética de la función 1021 como valor de comando, en lugar de la corriente CC Idc.

( 11)

Vdc 1

(receivingperiod)

Vm |sin(©t)|

drec = ( 12)

2 -Vdc

|sin(cot)| (provi dingperiod)

Vm

(f-2) Corriente del reactor il

En el modo crítico, la corriente del reactor il aumenta de 0 a un valor pico durante un período AT1 durante el cual el interruptor S1 está conduciendo, y cae desde el valor pico a 0 durante un período AT2 durante el cual el interruptor S1 no es conductor. Tales períodos AT1 y AT2 se establecen alternativamente. Cuando estos suben y bajan un cambio lineal aproximado en el tiempo, la corriente del reactor il que es la mitad del valor pico fluye en promedio.

Considerando que el voltaje rectificado Vrec = | Vin | = Vm-| sin (wt) | se aplica al circuito de búfer de potencia 4, el período AT1 se expresa mediante la Ecuación (13) a continuación en la que se introduce una inductancia L del reactor L4.

Por lo tanto, el período AT1 durante el cual el interruptor S1 está conduciendo se determina mediante la Ecuación (14) usando el comando de corriente del reactor il* expresado por la Ecuación (3) como la corriente del reactor il en la Ecuación (13).

En la ecuación (14), la amplitud Im puede obtenerse de la unidad de determinación de amplitud 103a, y el coeficiente 2-L/Vm puede considerarse como una ganancia proporcional para un sistema de control de voltaje. Por tanto, una vez que se determina el comando de carga iL* que se expresará mediante las ecuaciones (15), el período T1 se determina mediante el control de retroalimentación de voltaje.

iL* = Im-Fl(tGt)

Aquí, la función P1 (wt) es la misma que la función F (wt) anterior, y es una función de la fase 0 (= wt) que se utilizará en la primera realización. Como se describe en "B. Ideas básicas de la técnica a proponer", el comando de carga iL* está determinado por un producto de la amplitud Im y la función F1 (wt).

Entonces, la función F1 (wt) se determina de acuerdo con la función de descarga dc determinado por la Ecuación (8) o (11), la función de rectificación drec determinado por la Ecuación (9) o (12), y el factor de distribución k que es igual a 1.

El controlador de operación de carga 103c opera un contador hasta alcanzar la orden de carga iL*, y convierte el valor contado en el período AT1 de la señal de conmutación de carga SS1 (durante el cual el conmutador S1 está conduciendo). El factor de conversión del contador también funciona como una ganancia proporcional para un sistema de control de voltaje, de manera similar al coeficiente 2-L/Vm.

Cuando el período AT1 comienza a contarse para la señal de interruptor de carga SS1 es el momento en que el interruptor S1 se enciende, que se activa cuando el voltaje VI disminuye a 0 que se aplicará al reactor L4. Esto se debe a que el interruptor S1 puede cambiarse de APAGADO a ENCENDIDO en el modo crítico cuando la corriente del reactor il disminuye a 0 y porque el tiempo con el que la corriente del reactor il disminuye a 0 puede considerarse como el tiempo con el que el voltaje VI disminuye a 0.

(f-3) Ventajas

Las Figuras 8 y 9 son gráficos, cada uno de los cuales indica comportamientos de diversas cantidades cuando se adopta la técnica propuesta por la primera realización. La Figura 8 indica un caso en el que la capacidad electrostática real del condensador tampón después de 0,1 segundos disminuye en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos, y la Figura 9 indica un caso en el que la capacidad electrostática real del condensador de búfer después de 0,1 segundos aumenta en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos.

Como se entiende por la comparación entre las Figuras 8 y 6 y la comparación entre las Figuras 9 y 7, aunque persisten variaciones en la fluctuación Vc (Vcmáx - Vcmín), las variaciones en la amplitud Im y en el valor de pico del comando de corriente del reactor il* según la técnica propuesta por la primera realización son menores que aquellas cuando la técnica del Documento de Patente 2 ha sido adoptado. El promedio de las amplitudes Im es aproximadamente 23 A. Para reducir las variaciones en la amplitud Im, la capacidad de respuesta del controlador de carga 103 es preferiblemente menor o igual a una décima parte de un valor dos veces la frecuencia (w/(2n)) del voltaje de CA monofásico Vin. Más específicamente, el ancho de banda de control de la unidad de determinación de amplitud 103a, particularmente, del controlador integral proporcional 1032 es preferiblemente menor o igual a una décima parte de la frecuencia fundamental del voltaje rectificada Vrec. Esto se debe a que las variaciones en la amplitud Im disminuyen a 20 dB/dec según la disminución del ancho de banda de control.

Como se describió anteriormente de acuerdo con la primera realización, incluso cuando varía la capacidad electrostática real del condensador de búfer, se suprimen las variaciones en el valor pico del comando de corriente del reactor il* y, por lo tanto, se evitan variaciones importantes en el voltaje Vc en ambos extremos.

G. Segunda realización que es una realización inventiva

La segunda realización describirá un caso en el que el factor de distribución k, la función de rectificación drec y la función de descarga dc son diferentes en valor de los usados en la primera realización.

La función de descarga dc y la función de rectificación drec expresados por las ecuaciones (11) y (12) permiten que el voltaje de CC Vdc sea constante. Esto puede entenderse por el hecho de que la ecuación (7) se cumple de manera idéntica en consideración de Vrec = Vm-| sen (wt) |.

Sin embargo, durante drec < 1 y un período de provisión, | sin (wt) | < 1/V2 se mantiene. Por lo tanto, como se ve en la tarea de rectificación durante el período de provisión en el lado derecho de la Ecuación (12), mientras el voltaje CC Vdc se mantenga constante, el valor nunca excederá 1/V2 de la amplitud Vm.

La segunda realización introduce una técnica para mejorar la relación R del voltaje CC Vdc a la amplitud Vm (en lo sucesivo, "factor de utilización de voltaje") adoptando la siguiente Ecuación (16) que expresa el voltaje CC Vdc, indicando así una función F2 (wt) que es una función F (wt) cuando se adopta la técnica.

í Vm • |sin(©t)|(receivingperiod)

Vdc = 4 (16)

[Vm • |cos(cot)|(providingperiod)

La siguiente descripción describirá, en orden, la probabilidad de que el factor de utilización de voltaje R pueda exceder 1/V2 estableciendo el voltaje de CC Vdc a través de la Ecuación (16), la existencia de la función de rectificación drec y la función de descarga dc para (aunque aproximadamente) obteniendo el voltaje DC Vdc, y el comando de corriente del reactor il* y la función F2 (wt) cuando se ajusta el voltaje DC Vdc.

(g-1) Mejora del factor de utilización de voltaje R

Un Ra promedio de los factores de utilización de voltaje R durante un período de recepción se obtiene de la siguiente Ecuación (17). Además, dado que cada diferencia de fase entre el período de suministro y el período de recepción y entre una forma de onda sinusoidal y una forma de onda de coseno es n/2, el Ra promedio durante el período de suministro es igual al durante el período de recepción.

Por tanto, durante cualquiera de los períodos de suministro y de recepción, los factores de utilización de voltaje R se han mejorado en promedio a 4/n (> 1) veces el indicado en la primera realización.

(g-2) Fijación de funciones

Según la segunda realización, drec = 1 y dc = 0 se mantienen durante el período de recepción. Dicha función de rectificación drec y función de descarga dc satisfacen y pueden establecer las condiciones respectivas aplicadas a los mismos, es decir, 0 < drec < 1,0 < dc < 1 y drec dc dz = 1.

Por consiguiente, un resultado del cálculo del lado derecho de la Ecuación (7) es igual al del lado derecho para el período de recepción en la Ecuación (16).

Durante el período de provisión, la función de rectificación drec y la función de descarga dc se establecen mediante la Ecuación (18) y la Ecuación (19), respectivamente.

drec = V2 • |sin(o)t)| (providingperiod) (18)

Vm

d c: cos(2©t) (providingperiod) (19)

Ve

Dado que 0 < | sin (wt) | < 1/V2 se mantiene durante el período de provisión, la función de rectificación drec establecido por la Ecuación (18) satisface la condición 0 < drec < 1 aplicada al mismo. Además, dado que 0 < cos (2wt) < 1 se mantiene durante el período de provisión, la función de descarga dc establecido por la Ecuación (19) satisface 0 < dc < 1, y drec dc dz = 1 aumentando el voltaje de ambos extremos Vc más que la amplitud Vm. Para la siguiente conveniencia, se introduce aquí una relación de voltaje a = Vc/Vm.

El voltaje de CC Vdc durante el período de provisión se puede obtener de la siguiente Ecuación (20) estableciendo la función de rectificación drec y la función de descarga dc como se describió anteriormente.

La ecuación (20) se aproxima bien a la ecuación (16) cuando, por ejemplo, la fase wt toma un valor que varía de 3n/4 a 5n/4 durante el período de provisión. Específicamente, se sabe que una diferencia en el valor integral durante el período de provisión entre el voltaje CC Vdc expresada por la Ecuación (16) y el voltaje CC Vdc expresada por la Ecuación (20) es menor del 1%.

Como se describió anteriormente, satisfacer dc = dz = 0 durante el período de recepción y usar la función drec y la función dc expresados por la Ecuación (18) y la Ecuación (19) permiten que las formas de onda del voltaje CC Vdc se aproximen a las expresadas por Ecuación (16), mejorando así los factores de utilización de voltaje R.

(g-3) Corriente del reactor il

Durante el período de provisión, la función de descarga dc expresado por la Ecuación (19) adoptada en la segunda realización es Vm/Vdc multiplicado por el de la Ecuación (11) adoptado en la primera realización. Dado que Vdc/Vm = 2V2/n se cumple en la segunda realización como se aclara a partir de la Ecuación (17), la función de descarga dc según la segunda realización es n/(2V2) veces el de la primera realización.

Por lo tanto, la cantidad de carga que se proporcionará al enlace de CC 7 por la corriente de descarga ic durante el período de suministro según la segunda realización es k-n/(2V2) veces que según la primera realización en consideración de la distribución factor k. Por tanto, la corriente del reactor il que fluye durante el período de recepción tiene que ser k-n/(2V2) veces la de la primera realización. Por lo tanto, el comando de corriente del reactor il* se establece mediante la siguiente ecuación (21) en consideración de la ecuación (3).

Por tanto, las ecuaciones (22) producen la función F2 (wt) en la segunda realización de las ecuaciones (15) y (21).

iL* = Im- F2((0t)

La función F2 (wt) se determina de acuerdo con el factor de distribución k, la función de descarga dc que se determina en el valor 0 durante el período de recepción y determinado por la Ecuación (19) durante el período de suministro, y la función de rectificación drec que se determina en valor 1 durante el período de recepción y determinado por la Ecuación (18) durante el período de provisión.

Como se ve en el irec actual indicado por las Figuras 10 y 11 que se describirán más adelante, una forma de onda sinusoidal de la corriente de entrada Iin como base de la Ecuación (3) no se mantiene en la segunda realización. Por tanto, estrictamente hablando, la aplicación de la Ecuación (3) no es racional para obtener las Ecuaciones (22). Sin embargo, en consideración del período de recepción general, la ecuación (3) se mantiene incluso cuando la corriente de entrada Iin no tiene una forma de onda sinusoidal. Por tanto, la función F2 (wt) puede determinarse con la corriente de entrada Iin que tiene una forma de onda sinusoidal también de acuerdo con la segunda realización. En otras palabras, considerando que la corriente del reactor il fluye solo durante el período de recepción, un producto del voltaje rectificado Vrec y el comando de corriente del reactor il* expresado por la Ecuación (3) es suficiente para la componente CA PinA.

Al calcular el producto se obtiene la siguiente ecuación (23), aclarando así que el producto Vrec il* es igual al componente de CA PinA.

Dado que las ecuaciones (6) y (10) se mantienen independientes de la función de rectificación drec y de la función de descarga dc, la corriente CC Idc se obtiene de la siguiente ecuación (24) usando las ecuaciones (6) y (10) también en la segunda realización. Aquí, el voltaje de CC Vdc se aproxima mediante la ecuación (16).

Pdc _ Vm • Im

Idc [l -(1 - k) • cos(2cot)] (24)

V dc~ 2 - Vdc

Por consiguiente, el comando de carga iL* se puede obtener usando la función F2 (wt) según la segunda realización de manera similar a la función F1 (wt) según la primera realización. Además, las variaciones prominentes en el voltaje Vc en ambos extremos se evitan incluso cuando la capacidad electrostática real del condensador intermedio varía de manera similar a como en la primera realización.

(g-4) Comportamientos de diversas cantidades

Las Figuras 10 y 11 son gráficos, cada uno de los cuales representa operaciones del convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1 cuando las funciones drec, dc y dz se establecen de acuerdo con la segunda realización. La Figura 10 ilustra un caso en el que k = 1, mientras que la Figura 11 ilustra un caso donde k = 1/3.

En ambas Figuras 10 y 11, el nivel superior ilustra las funciones drec, dc y dz, el segundo nivel desde la parte superior ilustra el voltaje CC Vdc (ver Ecuación (16)), los voltajes Vrec-drec y Vc-dc (ver Ecuación (7)) que se incluyen en el voltaje CC Vdc y la corriente CC Idc (consulte la Ecuación (24)), el tercer nivel desde la parte superior ilustra las corrientes irec, ic, il e irec1, y el nivel inferior ilustra las potencias instantáneas Pin, Pout y Pbuf. Además, los símbolos T1 y T2 indican el período de suministro y el período de recepción, respectivamente.

En ambas Figuras 10 y 11, el eje horizontal representa la fase wt utilizando "grado" como unidad. Además, las corrientes Idc, irec, ic, il e irec1 se han convertido utilizando la amplitud Im como V2. Los voltajes Vrec drec y Vc dc se han convertido utilizando la amplitud Vm como 1, y se estableció a = 1,5. Las potencias instantáneas Pin, Pout y Pbuf se obtienen como productos respectivos de los voltajes y las corrientes que se han convertido como se indicó anteriormente. Dado que la corriente del reactor il es cero durante el período de suministro T1, el irec1 actual coincide con el irec actual. Con dc = 0 durante el período de recepción T2, el voltaje Vrec drec coincide con el voltaje DC Vdc. Dado que las funciones drec y dc no dependen del factor de distribución k como se describió anteriormente, el voltaje CC Vdc y los voltajes Vrec-drec y Vc-dc que están incluidos en el voltaje CC Vdc tienen las mismas formas de onda en ambas Figuras 10 y 11.

Sin embargo, dado que la corriente continua Idc se expresa mediante la ecuación (24) y depende del factor de distribución k, difiere en gran medida entre k = 1 en la Figura 10 yk = 1/3 en la Figura 11.

Las corrientes ic e il en el tercer nivel desde arriba en la Figura 11 donde k = 1/3 se reducen más que los de la Figura 10 donde k = 1. Esta reducción de las corrientes il e ic es preferible en vista de la reducción de la capacitancia de potencia requerida para el reactor L4 y el condensador C4 que se utilizan en el circuito de búfer de potencia 4, y la reducción del tamaño del reactor L4 y el condensador C4 y reducción de sus costes.

(g-5) Ejemplo de técnica para distribuir el rizado de potencia según el factor de distribución k

Esta sección describirá un ejemplo de una técnica para satisfacer la Ecuación (24) y distribuir la ondulación de potencia de acuerdo con el factor de distribución k.

En este ejemplo, las operaciones con una carga de CA normal están controladas por eje dq, lo cual es bien conocido. La ecuación de potencia en el eje dq generalmente se expresa mediante la ecuación (25). Los símbolos V* e I denotan un valor de comando de un voltaje que se aplicará a la carga de CA y una corriente que fluye a través de la carga de CA, respectivamente. Dado que estos son alternos, un punto que representa un número complejo está en cada uno de los símbolos V* e I. Tenga en cuenta que un voltaje en el eje q y un voltaje en el eje d siguen idealmente un valor de comando (en lo sucesivo denominado "eje q valor de comando de voltaje") Vq* y un valor de comando (en lo sucesivo "valor de comando de voltaje del eje d") Vd*, respectivamente.

Dado que la potencia suministrada desde las líneas de alimentación de CC LH y LL al inversor 5 no tiene potencia reactiva, la potencia se expresa mediante la Ecuación (26) sin tener en cuenta el segundo término de la Ecuación (25).

Pdc = Vd *-Id Vq*-Iq (26)

Por tanto, el control se puede realizar haciendo coincidir el componente AC de la ecuación (26) con el segundo término en el lado derecho de la ecuación (6) para satisfacer la ecuación (24). La Figura 12 es un diagrama de bloques que ilustra un ejemplo de una estructura para realizar el control. La estructura está prevista para, por ejemplo, la unidad de generación de órdenes de voltaje de salida 1011 en la Figura 2.

Primero, partes basadas en la técnica anterior en la estructura de la Figura 12 se describirá simplemente. Los valores de función trigonométrica cosp* y -sinp* se obtienen a partir de un valor de comando de fase actual p*, y un valor de comando de corriente de eje q Iq* y un valor de comando de corriente de eje d Id* se generan a partir de los valores de función trigonométrica obtenidos cosp* y -sinp* y un valor nominal actual Ia*. Suponiendo que la carga inductiva 6 es una máquina giratoria, se obtienen un valor de comando de voltaje del eje q Vq* y un valor de comando de voltaje del eje d Vd* sobre la base de la velocidad angular de rotación wm, un flujo de campo Oa, un eje d inductancia Ld, y una inductancia Lq del eje q de la máquina rotativa, el valor de comando de corriente del eje q Iq*, el valor de comando de corriente del eje d Id*, una corriente de eje q Iq y una corriente de eje d Id. Luego, los valores de comando de voltaje Vu*, Vv* y Vw* se generan para controlar el inversor 5 usando el valor de comando de voltaje del eje q Vq* y el valor de comando de voltaje del eje d Vd*.

En la estructura ilustrada en la Figura 1, por ejemplo, el sensor de velocidad 9 detecta las corrientes de carga iu, iv e iw que fluyen a través de la carga inductiva 6, y proporciona al dispositivo de control 10 la velocidad angular de rotación wm, la corriente del eje q Iq y la d- Id de la corriente del eje en función de las corrientes de carga iu, iv e iw.

A continuación, se describirá un procesador 71 que realiza el control para hacer coincidir el componente de CA de la Ecuación (26) con el segundo término en el lado derecho de la Ecuación (6). El procesador 71 incluye una calculadora de potencia de CC 711, un extractor de componentes de ondulación 712, una calculadora de componentes de ondulación 713, un restador 714, un sumador 715 y un procesador PI 716.

La calculadora de potencia de CC 711 recibe el valor de comando de voltaje del eje q Vq*, el valor de comando de voltaje del eje d Vd*, la corriente del eje q Iq y la corriente del eje d Id, y calcula la potencia de entrada Pdc sobre la base de la Ecuación (26) y lo proporciona al extractor 712 de componente de ondulación.

El extractor de componente de ondulación 712 extrae y genera el componente de CA de la ecuación (6). El extractor de componentes de ondulación 712 es, por ejemplo, un filtro de paso alto (HPF).

La calculadora 713 de componente de ondulación recibe las amplitudes Vm e Im, la velocidad angular w y el factor de distribución k, y obtiene el segundo término en el lado derecho de la Ecuación (6). El calculador 713 de componente de ondulación puede recibir la amplitud Vm y la velocidad angular w como información obtenida de la fuente de alimentación de CA monofásica 1 (véase la Figura 1). El calculador de componente de ondulación 713 puede recibir la amplitud Im de la unidad de determinación de amplitud 103a.

Como se describió anteriormente, el proceso deseado es hacer coincidir el componente AC de la Ecuación (26) con el segundo término en el lado derecho de la Ecuación (6). Por tanto, el control se puede realizar reduciendo una diferencia entre la salida del extractor de componente de ondulación 712 y la salida del calculador de componente de ondulación 713. Por consiguiente, el sustractor 714 calcula la diferencia. El procesador PI 716 realiza un control proporcional-integral sobre la diferencia y envía un valor resultante al sumador 715.

El sumador 715 corrige el valor de comando actual Ia* en procesos normales, utilizando la salida del procesador PI 716. Específicamente, un sustractor 701 calcula una desviación entre la velocidad angular de rotación wm y su valor de comando wm* como los procesos normales para obtener el valor nominal actual Ia*. Un procesador PI 702 realiza un control proporcional-integral sobre la desviación para obtener temporalmente el valor de comando actual Ia*. Luego, el sumador 715 aumenta el valor de comando actual Ia* usando la salida del procesador PI 716.

Entonces, el valor de comando de voltaje del eje q Vq* y el valor de comando de voltaje del eje d Vd* se generan aplicando la técnica conocida al valor de comando de corriente Ia* corregido por el procesador 71 de tal manera. Dicho control se realiza aplicando retroalimentación al valor de comando de voltaje del eje q Vq*, el valor de comando de voltaje del eje d Vd*, la corriente del eje q Iq y la corriente del eje d Id de modo que la diferencia salga de la el restador 714 converge a 0. En otras palabras, tal control permite que el componente AC de la Ecuación (26) se empareje con el segundo término en el lado derecho de la Ecuación (6).

H. Tercera realización que es una realización inventiva

(h-1) Fijación de funciones

La tercera realización no adopta el control de un cuarto de período adoptado en las realizaciones primera y segunda. En otras palabras, la función de rectificación drec y la función de descarga dc se definen sin distinguir particularmente entre el período de recepción y el período de provisión en la tercera realización. Sin embargo, la función de rectificación drec y la función de descarga dc no dependen del factor de distribución k, de manera similar a la primera y segunda realizaciones.

Específicamente, la función de rectificación drec y la función de descarga dc se determinan mediante la ecuación (27) y la ecuación (28), respectivamente.

Aunque el voltaje Vc en ambos extremos contiene ondulaciones que se describirán más adelante, se mantiene casi constante. Por lo tanto, la función de descarga dc es directamente proporcional a [1 cos (2wt)], y varía a una frecuencia dos veces mayor que la del voltaje de CA monofásico Vin como frecuencia fundamental. Dado que la función de descarga dc se define sin distinguir entre el período de recepción y el período de suministro en la tercera realización como se describe anteriormente, la potencia de suministro Pc proporcionada por el circuito de búfer de potencia 4 al enlace de CC 7 también varía a la frecuencia dos veces mayor que la del Voltaje de CA monofásico Vin como frecuencia fundamental.

La ecuación (29) se obtiene de las ecuaciones (27) y (28). En consecuencia, la ecuación (7) se cumple de manera idéntica. Por tanto, el voltaje CC Vdc se puede establecer en un valor constante.

Además, 0 < drec < 1 se satisface bajo Vdc < Vm. Además, establecer el voltaje de CC Vdc menor o igual que el voltaje de ambos extremos Vc puede establecer un ajuste que satisfaga 0 < dc < 1 y drec dc dz = 1.

(h-2) Corriente del reactor il

A continuación, se obtiene la corriente del reactor il requerida para satisfacer la Ecuación (6), es decir, se obtiene el comando de corriente del reactor il*. Dado que la potencia de entrada Pdc se expresa mediante un producto del voltaje CC Vdcy la corriente CC Idc como se describió anteriormente, la corriente irec1 se obtiene mediante la siguiente ecuación (30) de las ecuaciones (24) y (27).

Luego, el comando de corriente del reactor il* se determina mediante la siguiente ecuación (31) de modo que la corriente de entrada Iin tenga una forma de onda sinusoidal. Como se entiende por la ecuación (31), el comando de corriente del reactor il* varía a una frecuencia dos veces mayor que la del voltaje de CA monofásico Vin como frecuencia fundamental. Además, el voltaje rectificado Vrec varía de la misma manera. Por tanto, la potencia de recepción PI recibida por el circuito 4 de búfer de potencia desde el enlace 7 de CC también varía a una frecuencia dos veces mayor que la del voltaje de CA monofásica Vin como frecuencia fundamental.

En consecuencia, tanto la potencia de recepción PI como la potencia de suministro Pc se establecen para que varíen a una frecuencia dos veces mayor que la del voltaje de CA monofásica Vin como frecuencia fundamental según la tercera realización.

il* = Im- sin(cot) - irecl

Im (31)

jsin(cot)| • [l (1 - k) • cos(2fí>t)]

T

Además, las ecuaciones (32) pueden producir una función F3 (wt) a partir de la ecuación (31) según la tercera realización.

iL* = Im- F3(cot)

La función F3 (wt) se determina de acuerdo con la función de descarga dc determinado por la Ecuación (28), la función de rectificación drec determinado por la Ecuación (27) y el factor de distribución k.

(h-3) Comportamientos de diversas cantidades

Las Figuras 13 y 14 son gráficos, cada uno de los cuales representa operaciones del convertidor de potencia directo ilustrado en la Figura 1 cuando las funciones drec, dc y dz se establecen de acuerdo con la tercera realización. La Figura 13 ilustra un caso en el que k = 1, mientras que la Figura 14 ilustra un caso donde k = 1/3.

En ambas Figuras 13 y 14, el gráfico superior ilustra las funciones drec, dc y dz, el segundo gráfico desde la parte superior ilustra el voltaje CC Vdc (ver Ecuación (29)), los voltajes Vrec-drec y Vc-dc (ver Ecuación (7)) que se incluyen en el voltaje CC Vdc y la corriente CC Idc (consulte la ecuación (24)), el tercer gráfico desde la parte superior ilustra las corrientes irec, ic, il e irec1, y el gráfico inferior ilustra las potencias instantáneas Pin, Pout y Pbuf.

En ambas Figuras 13 y 14, el eje horizontal representa la fase wt usando "grado" como unidad. Además, las corrientes Idc, irec, ic, il e irec1 se han convertido utilizando la amplitud Im como V2, y se establecieron R = 0,96 y a = 1,5. Los voltajes Vrec drec y Vc-dc se han convertido utilizando la amplitud Vm como 1. Las potencias instantáneas Pin, Pout y Pbuf se obtienen como productos respectivos de los voltajes y las corrientes que se han convertido como antes.

Dado que las funciones drec y dc no dependen del factor de distribución k como se describió anteriormente, el voltaje CC Vdc y los voltajes Vrec-drec y Vc-dc que están incluidos en el voltaje CC Vdc tienen las mismas formas de onda en ambas Figuras 13 y 14.

Sin embargo, dado que la corriente continua Idc se expresa mediante la ecuación (24) y depende del factor de distribución k, difiere en gran medida entre k = 1 en la Figura 13 yk = 1/3 en la Figura 14. En particular, cuando k = 1, la corriente continua Idc se vuelve constante con el voltaje continuo constante Vdc, independientemente de la fase wt.

Es evidente que la tercera realización puede adoptar la estructura introducida en "(g-5) Ejemplo de técnica para distribuir el rizado de potencia según el factor de distribución k".

Las corrientes ic e il en el gráfico, tercero desde arriba en la Figura 14 donde k = 1/3 se reducen más que los de la Figura 13 donde k = 1. Esta reducción en las corrientes il e ic es preferible en vista de la reducción de la capacitancia de potencia requerida para el reactor L4 y el condensador C4 que se utilizan en el circuito de amortiguación de potencia 4, y la reducción del tamaño del reactor L4 y el condensador C4 y reducción de sus costes.

(h-4) Ventajas

Las Figuras 15 y 16 son gráficos, cada uno de los cuales indica comportamientos de diversas cantidades cuando se adopta la técnica propuesta por la tercera realización. La Figuras 15 indica un caso en el que la capacidad electrostática real del condensador tampón después de 0,1 segundos disminuye en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos, y la Figura 16 indica un caso en el que la capacidad electrostática real del condensador de búfer después de 0,1 segundos aumenta en un 30% con respecto a la capacidad electrostática antes de los 0,1 segundos.

Aunque la potencia de entrada Pdc es la misma en la primera y tercera realización, las amplitudes de las corrientes de carga iu, iv e iw en la tercera realización son menores que las de la primera realización porque el factor de utilización de voltaje R en la tercera realización es 0,96 mientras que el factor de utilización de voltaje R en la primera realización es 1/V2 (=0,71).

Como se entiende por la comparación entre las Figuras 15 y 6 y la comparación entre las Figuras 16 y 7, aunque persisten variaciones en la fluctuación (Vcmáx - Vcmín), las variaciones en la amplitud Im y en el valor pico del comando de corriente del reactor il* según la técnica propuesta por la tercera realización son menores que aquellas cuando la técnica de Se ha adoptado el documento de patente 2. El promedio de las amplitudes Im es de aproximadamente 23 A según la primera realización.

Para reducir las variaciones en la amplitud Im, la capacidad de respuesta del controlador de carga 103 es preferiblemente menor o igual a una décima parte de un valor dos veces la frecuencia (w/(2n)) del voltaje de CA monofásica Vin como se describe en la primera encarnación.

Por consiguiente, el comando de carga iL* puede obtenerse usando la función F3 (wt) según la tercera realización de forma similar a la función F1 (wt) según la primera realización. Además, las variaciones prominentes en el voltaje Vc en ambos extremos se evitan incluso cuando la capacidad electrostática real del condensador intermedio varía de manera similar a como en la primera realización.

I. Modificaciones

El filtro 2 se puede proporcionar entre el convertidor 3 y el circuito de búfer de potencia 4 en cualquiera de las técnicas descritas anteriormente.

La Figura 17 es un diagrama de circuito que ilustra únicamente la proximidad del filtro 2 proporcionado entre el convertidor 3 y el circuito de búfer de potencia 4 como modificación.

Cuando se adopta una estructura de este tipo, se proporciona preferiblemente un diodo Do en la línea de alimentación de CC LH y entre el filtro 2 y el circuito de descarga 4a. El ánodo del diodo Do está dispuesto más cerca del filtro 2, y su cátodo está dispuesto más cerca del circuito de descarga 4a.

El diodo Do puede evitar que el voltaje Vc a través del condensador C4 influya en el voltaje de ambos extremos del condensador C2 mediante la conmutación del interruptor Sc. Esta ventaja se introduce, por ejemplo, en el documento de patente 4.

Si bien la invención se ha mostrado y descrito en detalle, la descripción anterior es en todos los aspectos ilustrativa y no restringe la invención. Por tanto, se entiende que pueden idearse numerosas modificaciones y variaciones sin apartarse del alcance de la invención.

Claims (5)

REIVINDICACIONES

1. Un dispositivo de control de convertidor de potencia directa (10) que está configurado para controlar un convertidor de potencia directa, dicho convertidor de potencia directa incluye:

un enlace de CC (7) que incluye una primera línea de suministro de energía (LH) y una segunda línea de suministro de energía (LL);

un convertidor (3) configurado para recibir un voltaje de CA monofásico (Vin), y configurado para dar salida a potencia de ondulación (Pin) a dicho enlace de CC (7) en el que dicha primera línea de suministro de energía (LH) tiene un potencial más alto que dicho segunda línea de alimentación (LL);

un circuito de búfer de potencia (4) provisto entre dichas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL), dicho circuito de búfer de potencia (4) está configurado para amortiguar la potencia por potencia de amortiguación (Pbuf) obtenida multiplicando un componente de CA (PinA) de dicha potencia de ondulación (Pin) por un factor de distribución (k); y

un inversor (5) configurado para convertir un voltaje de CC (Vdc) entre dichas primera y segunda líneas de suministro de energía (LH, LL) en un voltaje de CA,

dicho circuito de búfer de potencia (4) incluye:

un circuito de descarga (4a) que incluye un condensador (C4) y un interruptor (Sc, D42) conectados en serie con dicho condensador (C4) entre dichas primera y segunda líneas de alimentación (LH, LL), dicho interruptor (Sc, D42) está más cerca de dicha primera línea de suministro de energía (LH) con respecto a dicho condensador (C4); y un circuito de carga (4b) configurado para cargar dicho condensador (C4),

dicho dispositivo de control de convertidor de potencia directo (10) comprende un controlador inversor (101), un controlador de descarga (102) y un controlador de carga (103),

en el que dicho controlador inversor (101) está configurado para emitir una señal de control del inversor (SSup, SSvp, SSwp, SSun, SSvn, SSwn) para controlar una operación de dicho inversor (5) sobre la base de una función de rectificación (drec), la función de descarga (dc), y un valor de comando (Vu*, Vv*, Vw*) de un voltaje a ser emitido por dicho inversor (5), siendo dicha función rectificador una función en el que dicho convertidor (3) se pone en conducción con dicho enlace de CC (7), siendo dicha función de descarga (dc) una función en el que dicho interruptor (Sc, D42) está conduciendo, y

dicho controlador de descarga (102) está configurado para emitir una señal de interruptor de descarga (SSc) para poner dicho interruptor (Sc, D42) en conducción sobre la base de dicha función de descarga (dc), caracterizado por que

dicho controlador de carga (103) incluye:

una unidad de determinación de amplitud (103a) configurada para determinar una amplitud (Im) de una corriente de entrada (lin) para ser introducida a dicho convertidor (3) realizando al menos un control proporcional-integral en una desviación (AVc) entre voltaje de ambos extremos a través de dicho condensador (C4) y un valor de comando de voltaje promedio (Vc*) que es un valor de comando de un promedio de dicho voltaje de ambos extremos a través de dicho condensador (C4);

una unidad generadora de órdenes de carga (103b) configurada para determinar una orden de carga (iL*) sobre una corriente (il) que fluye a través de dicho circuito de carga (4b) multiplicando por dicha amplitud una función (F1 (wt), F2 (wt), F3 (wt)) de una fase (wt) de dicha voltaje CA monofásica,

de acuerdo a

con

o

y

donde k es un factor de distribución que indica un nivel de un valor absoluto | PinA | del componente de CA PinA de una potencia de entrada (Pm) recibida por el circuito convertidor (3) para ser distribuida al circuito de búfer de potencia,

un controlador de operación de carga (103c) configurado para controlar una operación de carga de dicho circuito de carga (4b) en base a dicha orden de carga (iL*).

2. El dispositivo de control de convertidor de potencia directo según la reivindicación 1,

en el que dicha función de descarga (dc) y dicha función de rectificación (drec) se establecen de modo que dicho circuito de búfer de potencia (4) esté configurado para recibir potencia de dicho enlace de CC (7) durante un período durante el cual un valor de coseno (cos (2wt)) es negativo y proporciona energía a dicho enlace de CC (7) durante un período durante el cual dicho valor de coseno es positivo, siendo dicho valor de coseno un coseno de un valor doble de dicha fase (wt).

3. El dispositivo de control de convertidor de potencia directo según la reivindicación 1,

en el que la potencia (PI) recibida por dicho circuito de búfer de potencia (4) desde dicho enlace CC (7) y la potencia (Pc) proporcionada por dicho circuito búfer de potencia (4) a dicho enlace CC (7) se configuran para variar a una frecuencia dos veces una frecuencia de dicha voltaje CA monofásico (Vin) como frecuencia fundamental.

4. Dispositivo de control de convertidor de potencia directo según una de las reivindicaciones 1 a 3,

en el que dicha función se determina con dicha corriente de entrada (lin) que tiene una forma de onda sinusoidal.

5. Dispositivo de control de convertidor de potencia directo según una de las reivindicaciones 1 a 4,

en el que la capacidad de respuesta de dicho controlador de carga (103) es menor o igual a una décima parte de un valor dos veces la frecuencia de dicho voltaje de CA monofásico (Vin).