ES2900189T3 - Método de procesamiento de una señal generada de un lidar coherente para reducir el ruido y sistema lidar asociado - Google Patents
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Abstract
Un método de procesamiento (80) generada de una señal de un lidar coherente que comprende una fuente coherente (L), el método comprende las etapas de: - generar (100, 110) una primera señal de batimiento (Sb1) y una segunda señal de batimiento (Sb2), respectivamente, a partir de un primer conjunto de detección (D1) y un segundo conjunto de detección (D2), siendo cada señal de batimiento derivada de una interferencia entre una señal de oscilador local (SOL) derivada de la fuente coherente y una señal (Sig) retrodifundida por un objetivo iluminado por el lidar, y digitalizar a continuación estas señales de batimiento, - para una pluralidad de n intervalos de tiempo (ti), determinar (120) n valores respectivos de densidad espectral (DSPi) a partir de una transformada en el dominio frecuencial de la correlación cruzada entre la primera y la segunda señales de batimiento, - determinar (130) un valor medio (<DSP>) de la densidad espectral a partir de dichos n valores de densidad espectral (DSPi), - determinar (140) una información de localización del objetivo a partir del valor medio de dicha densidad espectral.
Description
DESCRIPCIÓN
Método de procesamiento de una señal generada de un lidar coherente para reducir el ruido y sistema lidar asociado Campo de la invención
La invención se refiere al campo de lidares coherentes.
Estado de la técnica
El principio de un lidar coherente es bien conocido en el estado de la técnica y se ilustra en la figura 1. Un lidar coherente comprende una fuente coherente L, normalmente un láser, que emite una onda luminosa coherente (gama IR, visible o cercano UV), un dispositivo de emisión DE, que permite iluminar un volumen de espacio, y un dispositivo receptor DR, que recoge una fracción de la onda luminosa retrodifundida por un objetivo T. El decalaje de frecuencia Doppler vo0p de la onda retrodifundida es una función de la velocidad radial v del objetivo T: vo0p = 2v/A A longitud de onda del láser
En la recepción, se realiza una mezcla entre la onda luminosa retrodifundida recibida Sig de frecuencia de señal fs y una parte de la onda emitida Sol , llamada onda OL para "oscilador local" que tiene una frecuencia de oscilador local foL. La interferencia de estas dos ondas es detectada por un fotodetector D, y la señal eléctrica a la salida del detector tiene un término oscilante llamado señal de batimiento Sb, además de términos proporcionales a la potencia recibida y a la potencia del oscilador local. Una unidad de procesamiento UT digitaliza esta señal y extrae una información de localización del objetivo T. Esta información de localización del objetivo es preferentemente información de velocidad v, y/o información de posición (con una señal emitida particular descrita más adelante), o incluso información de presencia y/o vibración.
Preferencialmente, la unidad de procesamiento UT filtra electrónicamente la señal de batimiento Sb en una banda estrecha centrada en la frecuencia cero.
Para los lidares coherentes, los dispositivos transmisores y receptores utilizan preferentemente la misma óptica (lidar monostático), como se muestra en la Figura 2. Esta característica permite obtener una buena estabilidad mecánica y reducir la influencia de las turbulencias atmosféricas de largo alcance, ya que las trayectorias de propagación de las ondas incidente y retrodifundida se confunden.
La señal óptica a la emisión es amplificada por un amplificador EDFA y luego transportada para su emisión por una fibra óptica FM monomodo. Las vías de emisión y recepción utilizan la misma óptica O y están separados por un circulador C. Esta señal óptica puede ser eventualmente desplazada en frecuencia, por ejemplo mediante un modulador acústico-óptico que se coloca preferentemente antes del amplificador EDFA, pero que también puede situarse en la trayectoria del oscilador local. Una línea de retardo LR permite igualar los caminos ópticos del oscilador local y de la señal de emisión para filtrar, en el dominio de RF, los defectos de los componentes ópticos colocados después del amplificador EDFA (defecto de diafonía del circulador C, imperfecciones de los procesamientos antirreflectantes de la óptica de emisión/recepción O,...).
La señal de batimiento tiene un componente de interés S y un ruido B
Sb = S+B.
Una vez detectado, se digitaliza a una frecuencia de muestreo.
tA fin de remontar la información de velocidad, se calcula una transformación en el dominio de la frecuencia de la señal de batimiento digitalizada, típicamente una transformada de Fourier, sobre un intervalo de tiempo dado y se determina la densidad espectral de potencia DSP, correspondiente a la norma (módulo al cuadrado) de esta transformación
La señal de interés está constituida por un pico P (ilustrado en la Figura 3). La densidad DSP también tiene un "piso" de ruido que corresponde, para un lidar correctamente dimensionado, al ruido de fotón (ruido vinculado con las estadísticas de llegada de los fotones detectados, también conocido como ruido de granalla vinculado con la potencia del oscilador local. Como la señal del blanco retrodifundida es muy pequeña comparada con la señal del oscilador local, sólo interviene el ruido de los fotones de este último
El ruido de fotón de fotón Bph se expresa como:
Bph=2.e.r|Popt.BA
Con la carga de los electrones e, la eficiencia del detector n, la potencia óptica Popt que incide en el detector y la banda de análisis de la densidad espectral de potencia BA, normalmente comprendida entre 0,1 Hz y 100 MHz dependiendo del tipo de detector.
Este ruido, expresado en el dominio espectral, tiene una variación aleatoria y:
- una línea de base correspondiente a un valor medio o esperado B0,
- una varianza V que limita la sensibilidad del lidar (vinculada con la capacidad del sistema para detectar el o los picos de frecuencia).
Para una mejor legibilidad teniendo en cuanta la dinámica accesible al lidar, se calcula una densidad espectralNPSD normalizada por la media de la densidad espectral de potencia del ruido y se representa en una escala logarítmica
Se definen clásicamente dos magnitudes características del ruido:
- La SNR o relación señal-ruido se define como la potencia pico P sobre la varianza del ruido V
SNR = P/V
- El contraste de pico C se define como el valor de pico sobre la media del ruido
C = P/B0
A fin de reducir el ruido, se realizan n cálculos de PSD (o NPSD) en n intervalos de tiempo ti y se promedian. Debido al hecho aleatorio del ruido, se sabe que el hecho de calcular un promedio de n valores de PSD permite reducir la varianza del ruido V, pero no su expectativa (valor medio).
En la figura 3 se muestra la evolución de la densidad espectral normalizada DSPN en función del número de valores n utilizados para calcular la media. Las figuras 3a, 3b, 3c 3d y 3e corresponden a n=1, n=2, n=5, n=10 y n=20 respectivamente. El pico P emerge gradualmente del ruido. La varianza V del ruido también disminuye, pero no su valor medio. Así, la SNR es proporcional a n mientras que el contraste permanece constante.
Con el procesamiento según el estado de la técnica descrito anteriormente, a medida que n aumenta, la varianza V disminuye, y por lo tanto la SNR aumenta, lo que mejora el rendimiento de la detección, mientras que la expectativa, independiente de n, no disminuye, y el contraste no es mejorado por el procesamiento.
En efecto, las muestras de una transformada de Fourier son descritas por una variable aleatoria compleja centrada. Un periodograma (densidad espectral de potencia elemental) tiene, por tanto, una estadística exponencial decreciente (una ley x2 de orden 2) y la acumulación de n periodogramas independientes se describe, por tanto, mediante una distribución x2de orden 2n (de función de distribución la función Gamma incompleta de orden 2n). La expectativa de la distribución x2de orden 2n es 2n y su varianza es 4n.
Al promediar la potencia de los n periodogramas (dividiendo la acumulación por n y por tanto cada densidad espectral de potencia por n), la varianza del ruido se divide por n2. La varianza de la media de potencia de n densidades espectrales de potencia PSDi es, por tanto, proporcional a 1/n (o la desviación estándar es proporcional a 1/sqrt(n)), pero su expectativa es independiente de n.
Una solución para limitar el ruido de fotón es limitar la potencia del oscilador local, pero esto también conduce a una reducción de la sensibilidad del lidar, ya que al reducir la potencia también se reduce la intensidad de los picos. Y la relación señal/ruido es independiente de la potencia del oscilador local, ya que la potencia de la señal de batimiento es a su vez proporcional a la potencia del oscilador local.
A partir de la densidad espectral de potencia final, se determina la frecuencia o frecuencias correspondientes al pico o picos, y se deduce de forma convencional la información sobre la velocidad axial v del objetivo y posiblemente una información de la distancia d (véase la modulación de frecuencia más adelante).
Es conocido en el estado de la técnica el uso de la llamada detección equilibrada o “balanceada” (“balanced” en inglés) para suprimir el ruido de intensidad de la fuente coherente Bol. Este ruido procede de la emisión espontánea y de las perturbaciones externas de la cavidad láser. La varianza de este ruido es proporcional al cuadrado de la potencia del oscilador local Pol
Para ello, se utiliza un detector D equilibrado o "balanceado", constituido por dos detectores PD1 y PD2, como se muestra en la figura 4. Las señales Sol y Sig se reparten entre los dos detectores como se describe en la figura 4, y se calcula la diferencia de las intensidades recibidas por los dos detectores
Con n rendimiento del detector.
Se calcula la intensidad I
I = Ipd 1 -1pD2 = H (Sig. Sol + Sig. Bol)
Esta disposición reduce la influencia del ruido de la intensidad del láser. Como esta última es menor que la señal Sol asociada al oscilador local, el producto Sig.BoL puede despreciarse frente a Sig.SoL. Por lo tanto, se encuentra el batimiento Sig.SoL.
Este tipo de detector equilibrado requiere un equilibrio preciso entre las sensibilidades de dos fotodiodos y la relación de acoplamiento del acoplador permite dividir la intensidad en dos vías. Se puede utilizar para cualquier tipo de lidar, y especialmente para cualquier tipo de lidar coherente, pero sólo reduce el ruido de intensidad de la fuente y no el ruido de fotón generado de la detección del oscilador local.
El documento US20150293211A1 describe un lidar con dos detectores para aumentar la relación señal/ruido del receptor.
También se conoce en el estado de la técnica una solución para la telemetría/velocimetría por lidar que consiste en realizar un sistema lidar de modulación de frecuencia. Esta técnica, clásica en radar, es actualmente de especial interés dado el progreso de las fuentes láser fibras. Utilizando la modulación de frecuencia, se puede utilizar un análisis de tiempo/frecuencia para estimular la distancia d (el retardo to de la señal retrodifundida desde el objetivo hasta el oscilador local es una función de la distancia d) y su velocidad v. Este tipo de lidar también puede realizar una función de anemometría láser.
En la figura 5 se describe un ejemplo de la arquitectura óptica de un lidar de modulación de frecuencia que utiliza un detector equilibrado D (que comprende un detector PD1 y un detector PD2). La fuente coherente se modula en frecuencia de modo que la frecuencia del oscilador local foL(t) se modula según una función predeterminada fmod(t) llamada forma de onda, donde el control es asegurado por el módulo WFC, sincronizado con la unidad de procesamiento UT. La frecuencia del oscilador local se expresa entonces como
Con f0 frecuencia media del láser L
Un ejemplo de lidar coherente de frecuencia modulada se describe en "Lidar systems for precision navigation and safe landing on planetary bodies" Farzin Amzajerdian et al, Proc. SPIE 8192, Simposio internacional sobre detección y formación de imagen fotoelectrónica 2011: Laser Sensing and Imaging; y Biological and Medical Applications of Photonics Sensing and Imaging, 819202 (19 de agosto de 2011). La frecuencia del oscilador local foL se modula linealmente a lo largo de dos pendientes de frecuencia ao y a1 de forma periódica con periodo Tfo. La figura 6 ilustra la variación en el tiempo de las frecuencias del oscilador local foL(t) y la frecuencia de la señal fs(t). Como se ilustra en la figura 6a, la señal retrodifundida de frecuencia fs(t) está desplazada temporalmente de un tiempo t debido a la propagación hasta la zona de medición (objetivo T) y, por tanto, vinculada con la distancia del objetivo d, y está desplazada en frecuencia por un valor vo0p debido al efecto Doppler con relación a la frecuencia del oscilador local f0L(t).
La señal de batimiento detectada Sb tiene una componente de frecuencia positiva fs-foL. La figura 6b ilustra la evolución de fs -foL a lo largo del tiempo. Se puede constatar que esta diferencia de frecuencias comprende, en función del tiempo, dos series de mesetas con frecuencias características Vao y va1 , directamente relacionadas con la distancia D del objetivo y su velocidad radial v por las ecuaciones
A c
Midiendo estas dos frecuencias características Vao y Vai de la señal de batimiento Sb, por ejemplo realizando una transformada de Fourier de la misma, como se ha descrito anteriormente, se trazan d y v.
También conoce el experto en la técnica otra arquitectura lidar coherente, ilustrada en la figura 7, en la que la señal del oscilador Sol es recogida por una reflexión en el extremo de la fibra.
Un objetivo de la presente invención es superar los inconvenientes anteriores proporcionando un método de procesamiento de la señal de batimiento y una arquitectura de detección específica asociada que reduce el ruido de fotones que surge de la detección de la señal del oscilador local compatible con el uso de un detector equilibrado y que puede implementarse en cualquier lidar coherente.
Descripción de la invención
La presente invención se refiere a un método de procesamiento de una señal de un lidar coherente que comprende una fuente coherente, el método comprende las etapas de:
- generar una primera señal de batimiento y una segunda señal de batimiento respectivamente a partir de un primer y un segundo conjunto de detección, respectivamente, siendo cada señal de batimiento derivada de una interferencia entre una señal de oscilador local de la fuente coherente y una señal retrodifundida un objetivo iluminado por el lidar, y luego digitalizar estas señales de batimiento,
- para una pluralidad de n intervalos de tiempo, determinar n valores respectivos de densidad espectral a partir de una transformada en el dominio de la frecuencia de la correlación cruzada entre la primera y la segunda señales de batimiento,
- determinar un valor medio de densidad espectral a partir de dichos n valores de densidad espectral,
- determinar una información de localización del objetivo a partir del valor medio de dicha densidad espectral. En una realización, la etapa de determinar n valores de la densidad espectral comprende las subetapas de:
- determinar un primer valor de una transformada en el dominio frecuencial de la primera señal de batimiento, - determinar un segundo valor del conjugado de una transformada en el dominio frecuencial de la segunda señal de batimiento,
el valor de la densidad espectral se determina a partir del producto de los valores primero y segundo.
según una variante, la fuente coherente se modula periódicamente en frecuencia, de manera que la señal del oscilador local tiene una frecuencia de oscilador local constituida de la suma de un valor medio y una frecuencia de modulación derivada de la modulación de la fuente, siendo la frecuencia de modulación periódica según un período de modulación, y en la que los intervalos de tiempo son menores o iguales al período de modulación, comprendiendo el método de procesamiento además una etapa de determinación de la información de la distancia al objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
Preferentemente, cada período de modulación de la frecuencia de modulación comprende n partes lineales que representan respectivamente n pendientes de frecuencia, siendo n mayor o igual a 2.
La invención también se refiere a un sistema lidar coherente que comprende :
- una fuente coherente,
- un dispositivo de emisión de una señal óptica generada de la fuente coherente y un dispositivo de recepción una señal retrodifundida por un objetivo iluminado por el lidar,
- un primer y un segundo conjunto de detección configurados para generar una primera y una segunda señal de batimiento, respectivamente, cada señal de batimiento estando generada de una interferencia entre una señal del oscilador local de la fuente coherente y la señal retrodifundida por el objetivo,
- una unidad de procesamiento configurada para digitalizar las primeras y segundas señales de batimiento, y configurada para determinar para una pluralidad de n intervalos temporales, n valores de densidad espectral correspondientes a una transformada en el dominio frecuencial de la correlación cruzada entre la primera y segunda señales de batimiento,
- la unidad de procesamiento está configurada además para:
*determinar un valor medio de la densidad espectral a partir de los n valores de densidad espectral calculados, y
*determinar una información de localización del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
Según una realización, el sistema lidar coherente según la invención comprende además un dispositivo de modulación sincronizado con la unidad de procesamiento y configurado para modular periódicamente la frecuencia de la fuente coherente, de modo que la señal del oscilador local tenga una frecuencia de oscilación local constituida por la suma de un valor medio y una frecuencia de modulación resultante de la modulación de la fuente, la frecuencia de modulación es periódica según un período de modulación, cada período comprende n partes lineales con n pendientes de frecuencia cada una, siendo n mayor o igual a 2. La unidad de procesamiento también está configurada para que los intervalos temporales ti sean menores o iguales que el periodo de modulación y para determinar la información de la distancia al objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
En una variante preferida, los conjuntos de detección primero y/o segundo son detectores equilibrados que comprenden cada uno un primer y un segundo detector, los primeros detectores reciben una diferencia entre la señal del oscilador local y la señal retrodifundida, los segundos detectores reciben una suma de la señal del oscilador local y la señal retrodifundida. La primera y segunda señales de batimiento son resultado de la diferencia de las intensidades recibidas por respectivamente el primer y segundo detectores del primer conjunto de detección y el primer y segundo detectores del segundo conjunto de detección, respectivamente.
Preferencialmente, los conjuntos de detección primero y/o segundo se colocan de manera que la longitud de las trayectorias tomadas por cada una de las señales hacia dichos conjuntos de detección sea sustancialmente igual. Otras características, objetivos y ventajas de la presente invención se harán evidentes a partir de la siguiente descripción detallada y de los dibujos adjuntos, que se dan como ejemplos no limitantes y en los que:
La figura 1 precitada describe el principio de un lidar coherente según el estado de la técnica.
La figura 2 precitada muestra la arquitectura de un lidar monostático.
La figura 3 precitada ilustra la densidad de potencia de la señal de batimiento normalizada. Las figuras 3a a 3e ilustran la evolución de esta en función del número de valores n utilizados para calcular el valor medio.
La figura 4 precitada ilustra el principio de la detección equilibrada.
La figura 5 precitada ilustra la arquitectura óptica de un lidar coherente de modulación de frecuencia.
La figura 6a precitada ilustra la variación de las frecuencias del oscilador local y de la señal en el tiempo, y la figura 6b precitada ilustra la variación del componente positivo de la señal de batimiento en el tiempo.
La figura 7 ilustra otra arquitectura lidar coherente conocida por el experto en la técnica.
La figura 8 ilustra el método de procesamiento de una señal generada de un lidar coherente según la invención. La figura 9 representa una realización preferida del método de procesamiento según la invención.
La figura 10 ilustra un ejemplo de la evolución de la densidad espectral normalizada en función de n, correspondiendo las figuras 3a, 3b, 3c, 3d y 3e a n=1, n=2, n=5, n=10 y n=20 respectivamente.
La figura 11a ilustra la variación en el tiempo de las frecuencias foL(t) y fs(t). La figura 11b muestra la evolución en el tiempo de fs -foL para el caso de 4 pendientes.
La figura 12 representa un ejemplo de la densidad espectral de potencia normalizada, expresada en dB, de la señal de batimiento detectada por un único detector según el estado de la técnica.
La figura 13 representa la densidad espectral de potencia normalizada expresada en dB de la señal de batimiento para el mismo caso que en la figura 12, siendo la señal de batimiento detectada por dos conjuntos de detección y la densidad espectral de potencia normalizada calculada con el método de procesamiento según la invención.
La figura 14 muestra esquemáticamente un sistema lidar coherente según la invención.
La figura 15 muestra esquemáticamente una realización preferida del sistema lidar coherente según la invención.
La figura 16 muestra esquemáticamente una realización preferida del sistema lidar coherente según la invención compatible con una detección equilibrada.
Descripción detallada de la invención
Antes de describir la invención, recordaremos ciertos conceptos matemáticos conocidos por el experto en la técnica y necesarios para una correcta comprensión de la invención.
Se define la transformada de Fourier TF de una función temporal S(t), como un ejemplo de transformada en el dominio frecuencial:
Se define el producto de convolución entre dos funciones temporales complejas S1(t) y S2(t)
S siendo un número complejo
S = Re(iS') i ImíiS’) y S* = Re(s)- i Im(s)
También se define la función de correlación cruzada de S1 y S2
Y su transformada de Fourier
La función de correlación es máxima cuando S1 y S2 son idénticos dentro de un decalaje temporal posterior. Csis 2 es entonces máximo para un valor de to correspondiente a este decalaje.
El método 80 de procesamiento de una señal de un lidar coherente que comprende una fuente coherente L según la invención se muestra esquemáticamente en la figura 8.
El método comprende una etapa 100 de generación de una primera señal de batimiento Sb1 a partir de un primer conjunto de detección D1, siendo la señal de batimiento Sb1 derivada de una interferencia entre una señal de oscilador local Sol derivada de la fuente coherente y una señal retrodifundida de un objetivo Sig iluminado por el lidar. A continuación, también en la etapa 100, la señal Sb1 se digitaliza a una frecuencia de muestreo.
Del mismo modo, una etapa 110 consiste en generar una segunda señal de batimiento Sb2 a partir de un segundo conjunto de detección D2, siendo la señal de batimiento Sb2 derivada de una interferencia entre una señal de oscilador local Sol derivada de la fuente coherente y una señal retrodifundida por un objetivo Sig iluminado por el lidar. A continuación, se digitaliza la señal Sb2.
Para generar Sb1 y Sb2 una fracción de cada señal Sig y Sol se dirige a los conjuntos de detección D1 y D2 como se ilustra a continuación.
A continuación, para una pluralidad de n intervalos temporales ti denotados i, i variando de 1 a n, una etapa 120 determina n valores de densidad espectral correspondientes DSPi, a partir de una transformada en el dominio frecuencial de la correlación cruzada entre la primera señal de batimiento Sb1(t) y la segunda señal de batimiento Sb2(t).
Para un intervalo de tiempo ti dado, esta operación consiste en realizar una transformada en el dominio de la frecuencia de la función de correlación CSb1Sb2 definida por la fórmula (1) sobre el intervalo de tiempo ti considerado. Típicamente, se lleva a cabo una transformada de Fourier de CSb1Sb2 como se explica en la fórmula (2) sobre el intervalo de tiempo ti considerado, es decir, numéricamente una FFT para "Fast Fourier Transform" en inglés.
Según una variante, la densidad espectral calculada DSPi corresponde directamente a la transformada de frecuencia de las señales de tiempo de batimiento
Cada señal de batimiento Sb1, Sb2 se descompone en una señal de interés S1, S2, y un componente de ruido de fotón B1, B2 derivadode la detección correspondiente D1, D2:
Sb1 = S1 B1 y Sb2 = S2 B2
Según otra variante, la densidad espectral calculada DSPi corresponde a la densidad espectral normalizada por el ruido SPDNi
DSPi
DSPNi
B0
A continuación, en una etapa 130 se determina un valor medio<DSP>de la densidad espectral a partir de los n valores de densidad espectral DSPi determinados para los intervalos de tiempo ti.
Preferencialmente, se realiza una media lineal
(OSP) = - ^ DSPi
Finalmente, en una etapa 140, se determina la información de localización del objetivo a partir del valor medio de dicha densidad espectral. Esta información de localización del objetivo es preferentemente una información de velocidad v, y/o una información de posición (con una señal transmitida particular descrita más adelante), o incluso una información de simple presencia y/o vibración (detección de los modos propios de vibración de un objetivo, que no necesariamente se mueve).
Con el método 80 según la invención, en lugar de calcular una norma de una FFT a partir de una única señal detectada según el estado de la técnica, se realiza una transformada frecuencial a partir de la correlación de dos señales de batimiento procedentes de dos detectores diferentes para una pluralidad de intervalos de tiempo ti. Este método de procesamiento de la señal, y la doble detección asociada, permite reducir el fondo de ruido mediante el promedio, y esta reducción opera a la vez tanto en la varianza como en el valor medio. En efecto, como el ruido en cada detector está relacionado principalmente con el ruido de granalla asociado a la potencia del oscilador local, está esencialmente descorrelacionado de un detector a otro, ya que está relacionado con las estadísticas de llegada de fotones en cada uno de los conjuntos de detección D1 y D2.
En cambio, las señales de interés S1 y S2 son idénticas. Al calcular la correlación cruzada de las señales derivadas de los dos detectores, la contribución del ruido en valor medio disminuye con el número n de densidades espectrales promediadas.
Más concretamente, se suele calcular para cada intervalo de tiempo ti
S1 y S2 están muy fuertemente correlacionados, ya que provienen de las mismas fuentes y son iguales (excepto por un desfase temporal), mientras que las correlaciones cruzadas de S1 o S2 con B1 o B2 no incluyen ningún máximo significativo.
Y así, tras promediar sobre n realizaciones, la media:
tenderá a 0 (en expectativa y varianza). En efecto, promediando sobre n realizaciones (n intervalos de tiempo ti), los productos cruzados anteriores tendrán su amplitud reducida. Al final, sólo se recupera el componente de interés correspondiente a la transformada de Fourier de la correlación cruzada entre S1 y S2.
Más concretamente, sólo interesa la parte real positiva del producto TF(S1).TF(S2)* Las partes negativas e imaginarias también forman parte de los términos espurios que disminuyen con el número de medias.
La reducción de la expectativa del ruido (además de su varianza) facilita la detección de los picos de interés, ya que el contraste C contra el nivel de ruido aumenta considerablemente. De este modo, se obtiene un aumento significativo del alcance del lidar.
Según una realización preferida, prácticamente todas las operaciones se realizan numéricamente por FFT sobre los intervalos de tiempo ti, y tenemos:
DSPi = FFT,¡(S1+B1). FFT,¡(S2+B2)*
DSPi = FFT(S1 ).FFT(S2)* FFT{S1 ).FFT(B2)* FFT(B1).FFT(S2)*
FFT(B1).FFT(B2)*
Del mismo modo, después de promediar sobre n realizaciones, sólo el término de interés FFT(S1).FFT(S2)* conserva una amplitud similar, los otros términos se reducen en amplitud.
En efecto, si calculamos la expectativa de la norma cuadrada de la media de la PSDi
En esta suma, los términos que implican los ruidos B1 y B2 pueden escribirse de la siguiente forma, dado que los ruidos B1 y B2 siguen una distribución centrada compleja
En la que ai y 9 i denotan la amplitud y la fase de los términos que implican productos del tipo FFT(S1).FFT(B2)* o FFT(B1).FFT(S2)*
O, se puede mostrar que
Este disminuye claramente hacia 0 en función de n.
Según una realización preferida ilustrada en la figura 9, la etapa de determinación 120 de n valores de la densidad espectral DSPi comprende, para cada intervalo de tiempo ti, una subetapa 121 que consiste en determinar un primer valor de una transformada en el dominio de la frecuencia de la primera señal de batimiento TFi(Sbl) y una subetapa 122 que consiste en determinar un segundo valor del conjugado de una transformada en el dominio de la frecuencia de la segunda señal de batimiento TFi(Sb2)*, calculándose el valor de la densidad espectral a partir del producto de los valores primero y segundo.
En efecto, para calcular DSPi, la transformada en el dominio frecuencial de la correlación cruzada entre la primera y la segunda señal de batimiento, se puede calcular la correlación cruzada temporalmente y luego realizar la transformada frecuencial de la función calculada, o calcular la transformada frecuencial de cada señal de batimiento detectada (o su conjugado) y hacer el producto. Para optimizar la velocidad de cálculo, se prefiere este último método de cálculo.
En una realización, cada DSPi es directamente igual a dicho producto
DSPi = TFi(Sb1 ).TFi(Sb2)*.
Según otra realización preferida, cada PSDi es igual al producto de las transformadas de Fourier normalizadas por el ruido correspondiente:
DSPNi = TFi(Sb1)/B1 .TFi(Sb2)*/B2. con norma respecto a B1 y B2
Esto evita la necesidad de adaptar el procesamiento de la señal para la explotación de los SDPNi a partir del utilizado en ausencia de la presente invención. En particular, el cálculo de distancias y velocidades a partir del DSPNi es entonces estrictamente idéntico al utilizado a partir del SNR para una arquitectura monodetector.
La figura 10 ilustra un ejemplo de la evolución de la densidad espectral normalizada DSPN en función de n para un caso similar al de la figura 3, pero utilizando el método de procesamiento de la señal según la invención. Las figuras 3a, 3b, 3c 3d y 3e corresponden a n=1, n=2, n=5, n=10 y n=20 respectivamente. El pico P se destaca del ruido con los siguientes comportamientos:
- la varianza del ruido siempre disminuye en 1/n (por lo que la SNR disminuye en 1/n)
- el ruido medio disminuye en 1/n. Así que el contraste aumenta en n.
El método 80 de procesamiento de señales es compatible con un lidar de modulación de frecuencia.
Así, según una realización, la fuente coherente L del lidar coherente al que se aplica el método 80 según la invención se modula periódicamente en frecuencia de modo que la señal del oscilador local Sol tiene una frecuencia de oscilador local foL(t) que consiste en la suma de un valor medio f0 y una frecuencia de modulación W i(t) que resulta de la modulación de la fuente, siendo la frecuencia de modulación periódica según un período de modulación Tfo (véase además la figura 11). Los intervalos de tiempo ti son en este caso menores o iguales al periodo de modulación para mantener una misma pendiente de frecuencia durante ti.
El método de procesamiento 80 comprende además una etapa que consiste en la determinación de una información de distancia d del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral, según los métodos convencionales del estado de la técnica. El método 80 permite aumentar la sensibilidad de la detección de los picos de frecuencia y, por tanto, aumenta el alcance del instrumento.
Preferentemente, cada período comprende n partes lineales cada una con n pendientes de frecuencia ai, siendo n mayor o igual a 2. En el estado de la técnica se sabe que la utilización de una señal de dos pendientes.
Para eliminar las ambigüedades asociadas a los posibles plegamientos, se utiliza preferentemente una forma de onda con 4 rampas de frecuencia a0 a l, a2, a3. En efecto, la determinación de 4 frecuencias características conduce a un sistema de 4 ecuaciones, con 2 incógnitas, v y d
Esto permite obtener redundancia y, por lo tanto, una de las ecuaciones puede utilizarse para eliminar las ambigüedades asociadas a un posible plegamiento espectral y otra como parámetro de confianza. Este parámetro de confianza puede ser, por ejemplo, el residuo de la inversión entre las frecuencias vai y la velocidad radial y la distancia. Esta inversión puede obtenerse mediante una técnica tipo de mínimos cuadrados, posiblemente reponderada de forma iterativa (Iteratively reweighted least squares - IRLS).
La figura 11a ilustra la variación en el tiempo de las frecuencias foL(t) y fs(t), la frecuencia óptica media f0 del láser L restada para mayor claridad. La figura 11b muestra la evolución en el tiempo de fs -foL para el caso de 4 pendientes. La figura 10b ilustra que esta variación de la frecuencia en el tiempo tiene 4 mesetas correspondientes a las 4 frecuencias características.
La figura 12 ilustra la densidad espectral de potencia normalizada DSPN expresada en dB y promediada con n = 300 y ti = 16,3 |js, de la señal de batimiento detectada por un único detector D según el estado de la técnica, correspondiente al caso de un objetivo situado a 2507 m y en movimiento a 200 m/s. La frecuencia W i tiene los siguientes valores de pendiente (frecuencia óptica del láser f0 = 1,55 jm):
a0 = 2 MHz/js
a1 = -2 MHz/js
a2 = 3 MHz/js
a3 = -3 MHz/js
Se detectan cuatro picos P0, P1, P2 y P3, correspondientes a las cuatro frecuencias características Va0, va1 , Va2 y Va3 respectivamente.
Estos picos son simétricos debido a la naturaleza real de la señal de batimiento detectada, que genera dos componentes tras calcular las transformadas de Fourier.
La figura 13 ilustra la densidad de potencia DSPN normalizada expresada en dB y promediada con n = 300 y ti = 16,3 js, para el mismo caso anterior, pero calculada con el método 80 según la invención, es decir, a partir de la transformada de Fourier de la correlación cruzada de las señales de batimiento S1 y S2 detectadas por dos conjuntos de detección D1 y D2.
Se hace notar en este ejemplo, por comparación de la Figura 13 con la Figura 12:
- una disminución de los picos de la señal. Esta reducción está relacionada con la división de la señal y el oscilador local por un factor de 2, debido a la necesidad de enviar una fracción de las señales Sol y Sig (en este caso la mitad) en cada conjunto de detección.
- una reducción de la varianza V, y por tanto de la desviación estándar del ruido de fondo, que en este ejemplo se reduce de 0,024 a 0,005, es decir, también una reducción de 6 dB de potencia. La razón señal ruido SNR sigue siendo la misma que en la figura 12.
- un fuerte aumento del contraste de la señal C con respecto al ruido de fondo: en este ejemplo, este pasa de 5,6 dB a 28,8 dB, es decir, una ganancia de 23,2 dB.
En comparación con el cálculo realizado según el estado de la técnica, para implementar el método según la invención, deben realizarse dos FFTs en lugar de una, lo que aumenta ligeramente el tiempo de cálculo. Convenientemente, la señal de batimiento se digitaliza en tiempo real a medida que pasa y los cálculos de procesamiento de la señal también se realizan en tiempo real a medida que pasa el tiempo, para una pluralidad de intervalos de tiempo ti.
Este nuevo método de procesamiento 80 (asociado a una nueva arquitectura de detección) permite ganar en sensibilidad del lidar en particular si el fondo de ruido, y más particularmente su línea de base, es poco conocido, o (lo que es a menudo el caso) si el fondo de ruido evoluciona temporalmente (incluso en la escala de un período de modulación Tfo).
El método según la invención es aplicable a todos los sistemas lidar coherentes como los destinados a detectar señales débiles, y en particular para las siguientes aplicaciones:
- telemetría/velocimetría de largo alcance,
- altimetría
- anemometría láser.
La invención también se refiere a un sistema lidar coherente 13 mostrado en la figura 14 que comprende:
- una fuente coherente L,
- un dispositivo de emisión de DE de una señal óptica derivada de la fuente coherente y un dispositivo de recepción de DR de una señal retrodifundida por un objetivo T iluminado por el lidar,
- un primer conjunto de detección D1 configurado para generar una primera señal de batimiento Sb1 drivada de una interferencia entre una señal del oscilador local SOL derivada de la fuente coherente y la señal retrodifundida Sig del objetivo T,
- un segundo conjunto de detección D2 configurado para generar una segunda señal de batimiento Sb2 a partir de una interferencia entre una señal del oscilador local SOL derivada de la fuente coherente y la señal retrodifundida Sig del objetivo T,
- una unidad de procesamiento UT configurada para digitalizar las primeras y segundas señales de batimiento, y configurada para implementar el método según la invención descrito anteriormente, y preferentemente sus variantes y realizaciones.
Así, la unidad de procesamiento UT está configurada para:
- determinar, para una pluralidad de n intervalos de tiempo ti, n valores de densidad espectral DSPi correspondientes a una transformación en el dominio de la frecuencia de la correlación cruzada entre la primera y la segunda señal de batimiento,
Y para:
- determinar un valor medio de la densidad espectral<DSP> a partir de los n valores de densidad espectral calculados DSPi, y
- determinar una información de localización del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
Se entiende que el lidar 13 según la invención comprende componentes ópticos u ópticas integradas para dividir la señal del oscilador local y la señal retrodifundida en dos canales, con el fin de dirigir una fracción de estas señales en un primer canal al primer conjunto de detección y otra fracción en un segundo canal al segundo conjunto de detección.
Es preferible separar las señales que se enviarán a los conjuntos de detección D1 y D2 después de mezclarlas con el oscilador local para garantizar un defasamiento de fase idéntico en vias, especialmente en el caso de una frecuencia variable en el tiempo.
Si no se toman precauciones particulares en la arquitectura óptica para la distribución de las señales a los conjuntos de detección D1 y D2, las trayectorias tomadas por las señales Sol y Sig, a partir de un punto de referencia Pref a partir del cual las señales Sol y Sig se recombinan y están listas para ser detectadas, para llegar a los conjuntos de detección primero y segundo respectivamente, son diferentes. Las señales de batimiento resultantes, Sb1 y Sb2,
son decaladas temporalmente. En el caso de la modulación en frecuencia, este decalaje conduce a una reducción de la amplitud de los picos obtenidos al calcular la transformada de Fourier del producto de correlación.
Para superar este inconveniente, preferencialmente el primer conjunto de detección D1 y el segundo conjunto de detección D2 se colocan de manera que la longitud de las trayectorias tomadas por cada una de las señales detectadas Sol y Sig, desde un punto de referencia o plano Pref, sea sustancialmente igual, como se ilustra en la figura 15. En este caso, las señales de batimiento Sb1 y Sb2 son temporalmente iguales.
Sb1(t) = Sb2(t)
Esta condición se cumple exactamente si la diferencia entre los trayectos recorridos por Sol y Sig hacia D1 y D2 es mucho menor que la distancia que la luz recorrería durante un intervalo de tiempo igual al inverso de la frecuencia de la señal de batimiento.
Por ejemplo, para una frecuencia de batimiento de 100 MHz, que corresponde a un periodo de 10 ns, las trayectorias son preferencialmente mucho más pequeñas que 30 cm.
Según una realización, el sistema lidar 13 según la invención comprende además un dispositivo de modulación WFC sincronizado con la unidad de procesamiento (UT) configurado para modular periódicamente la frecuencia de la fuente coherente L, de manera que la señal del oscilador local Sol tenga una frecuencia de oscilación local foL(t) constituida por la suma de un valor medio f0 y una frecuencia de modulación fmod(t) derivada de la modulación de la fuente, la frecuencia de modulación es periódica según un período de modulación Tfo, cada período de la frecuencia de modulación comprende n partes lineales que tienen cada una n pendientes de frecuencia ai, siendo n mayor o igual a 2.
En esta realización, la unidad de procesamiento está configurada además para hacer que los intervalos temporales ti sean menores o iguales que el periodo de modulación Tfo y para determinar una información de distancia d del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
En la Figura 16 se muestra un ejemplo de la arquitectura óptica de dicho lidar 13 coherente de frecuencia modulada según la invención.
El lidar 13 según la invención es compatible con el uso de la detección equilibrada para los conjuntos de detección D1 y D2. Así, según una realización también ilustrada en la figura 14 para el caso no limitante de un lidar de modulación de frecuencia, el primer conjunto de detección D1 y/o el segundo conjunto de detección D2 son detectores equilibrados que comprenden cada uno un primer detector, PD1 para D1, PD1' para D2, y un segundo detector, PD2 para D1 y PD2 para D2 configurados para realizar una detección equilibrada.
Así, los primeros detectores PD1 y PD'1 reciben una señal proporcional a la diferencia entre la señal del oscilador local Sol y la señal de retrodifundida Sig, y los segundos detectores PD2, PD'2 reciben una suma de la señal del oscilador local Sol y la señal de retrodispersión Sig.
En esta configuración, la primera señal de batimiento Sb1 se deriva de la diferencia de las intensidades recibidas por el primer detector PD1 y el segundo detector PD2 del primer conjunto de detección D1, y la segunda señal de batimiento Sb2 se deriva de la diferencia de las intensidades recibidas por el primer detector PD1' y el segundo detector PD2' del segundo conjunto de detección D2.
Cada uno de los módulos informáticos incluidos en el sistema según la invención, y más particularmente la unidad de procesamiento UT, puede implementarse en forma de software y/o hardware. Cada módulo puede consistir en un procesador y una memoria. El procesador puede ser un procesador genérico, un procesador específico, un circuito integrado de aplicación específica (conocida también del inglés ASIC, para “Application-Specific Integrated Circuit”) o una matriz de puertas programables en campo (conocida también del inglés FPGA para “Fiel-Programmable Gate Array).
La invención también se refiere a un producto de programa de ordenador que comprende instrucciones de código para realizar las etapas del método de procesamiento según la invención.
Claims (9)
1. Un método de procesamiento (80) generada de una señal de un lidar coherente que comprende una fuente coherente (L), el método comprende las etapas de:
- generar (100, 110) una primera señal de batimiento (Sb1) y una segunda señal de batimiento (Sb2), respectivamente, a partir de un primer conjunto de detección (D1) y un segundo conjunto de detección (D2), siendo cada señal de batimiento derivada de una interferencia entre una señal de oscilador local (Sol) derivada de la fuente coherente y una señal (Sig) retrodifundida por un objetivo iluminado por el lidar, y digitalizar a continuación estas señales de batimiento,
- para una pluralidad de n intervalos de tiempo (ti), determinar (120) n valores respectivos de densidad espectral (DSPi) a partir de una transformada en el dominio frecuencial de la correlación cruzada entre la primera y la segunda señales de batimiento,
- determinar (130) un valor medio (<DSP>) de la densidad espectral a partir de dichos n valores de densidad espectral (DSPi),
- determinar (140) una información de localización del objetivo a partir del valor medio de dicha densidad espectral.
2. El método según la reivindicación 1, en el que la etapa de determinar (120) n valores de la densidad espectral comprende las subetapas de:
- determinar un primer valor de una transformada en el dominio frecuencial de la primera señal de batimiento (TFi(SM)),
- determinar un segundo valor del conjugado de una transformada en el dominio de la frecuencia de la segunda señal de batimiento (TFi(Sb2)*),
el valor de la densidad espectral se determina a partir del producto de los valores primero y segundo.
3. Un método de procesamiento según una de las reivindicaciones 1 o 2, en el que la fuente coherente (L) se modula periódicamente en frecuencia, de modo que la señal del oscilador local (Sol) tiene una frecuencia de oscilador local (foL(t)) constituida de la suma de un valor medio (f0) y una frecuencia de modulación (fmod(t)) derivada de la modulación de la fuente, la frecuencia de modulación es periódica según un período de modulación (Tfo), y en el que los intervalos temporales (ti) son menores o iguales que el período de modulación, comprendiendo además el método de procesamiento una etapa que consiste en la determinación de una información de distancia (d) del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral
4. Un método de procesamiento según la reivindicación 3, en el que cada período de modulación (Tfo) de la frecuencia de modulación comprende n partes lineales que tienen n pendientes de frecuencia (ai) respectivamente, siendo n mayor o igual a 2.
5. Un sistema lidar coherente (13) que comprende:
- una fuente coherente (L),
- un dispositivo de emisión (DE) de una señal óptica derivada de la fuente coherente y un dispositivo de recepción (DR) una señal retrodifundida por un objetivo (T) iluminado por el lidar,
- un primer (D1) y un segundo (D2) conjunto de detección configurados para generar respectivamente una primera (Sb1) y una segunda (Sb2) señal de batimiento, siendo cada señal de batimiento derivada de una interferencia entre una señal del oscilador local (Sol) derivada de la fuente coherente y la señal retrodifundida (Sig) por el objetivo (T),
- una unidad de procesamiento (UT) configurada para digitalizar las primeras y segundas señales de batimiento, y configurada para determinar para una pluralidad de n intervalos de tiempo (ti), n valores de densidad espectral (DSPi) correspondientes a una transformada en el dominio de la frecuencia de la correlación cruzada entre la primera y segunda señales de batimiento,
- la unidad de procesamiento está configurada además para:
*determinar un valor medio de la densidad espectral a partir de los n valores de densidad espectral calculados, y
*determinar la información de localización del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
6. Sistema lidar coherente (13) según la reivindicación 5, que comprende además un dispositivo de modulación (WFC) sincronizado con la unidad de procesamiento (UT) y configurado para modular periódicamente en frecuencia la fuente coherente (L), de modo que la señal del oscilador local (Sol) tenga una frecuencia de oscilación local (foL(t)) constituida de la suma de un valor medio (f0) y una frecuencia de modulación (fmod(t)) derivada de la modulación de la fuente, la frecuencia de modulación es periódica según un período de modulación (Tfo), cada período comprende n partes lineales que tienen respectivamente n pendientes de frecuencia (ai), siendo n mayor o igual a 2, y en el que la unidad de procesamiento (UT) está configurada además para que los intervalos temporales ti
sean menores o iguales que el período de modulación y para determinar la información de distancia (d) del objetivo a partir del valor medio de la densidad espectral.
7. Un sistema lidar según una de las reivindicaciones 5 o 6, en el que el primer y/o segundo conjunto de detectores (D1, D2) son detectores equilibrados que comprenden cada uno un primer (PD1, PD1') y un segundo (PD2, PD2') detector,
los primeros detectores (PD1, PD'1) reciben una diferencia entre la señal del oscilador local (Sol) y la señal retrodifundida (Sig),
los segundos detectores (PD2,PD'2) reciben una suma de la señal del oscilador local (Sol) y de la señal retrodifundida (Sig),
la primera y segunda señales de batimiento (Sb1, Sb2) se derivan de la diferencia de las intensidades recibidas por los detectores primero (PD1) y segundo (PD2) del primer conjunto de detección (D1) y los detectores primero (PD1') y segundo (PD2') del segundo conjunto de detección (D2), respectivamente.
8. El sistema lidar según una de las reivindicaciones 5 a 7, en el que los conjuntos de detección primero y segundo (D1, D2) se colocan de manera que la longitud de las trayectorias tomadas por cada una de las señales a dichos conjuntos de detección es sustancialmente igual.
9. Un producto de programa de ordenador, dicho programa de ordenador comprende instrucciones de código que permitan realizar las etapas del método de procesamiento según una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4.
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