FR2556904A1 - Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrale monolithiquement, comprenant un etage final de type darlington - Google Patents
Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrale monolithiquement, comprenant un etage final de type darlington Download PDFInfo
- Publication number
- FR2556904A1 FR2556904A1 FR8419418A FR8419418A FR2556904A1 FR 2556904 A1 FR2556904 A1 FR 2556904A1 FR 8419418 A FR8419418 A FR 8419418A FR 8419418 A FR8419418 A FR 8419418A FR 2556904 A1 FR2556904 A1 FR 2556904A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- transistor
- terminal
- control circuit
- darlington
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 title claims abstract description 19
- 238000000605 extraction Methods 0.000 abstract description 16
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 15
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001066 destructive effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 238000010791 quenching Methods 0.000 description 1
- 230000000171 quenching effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/615—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors in a Darlington configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04126—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in bipolar transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/04213—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in bipolar transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/64—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors having inductive loads
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
CIRCUIT DE COMMANDE EN COMMUTATION DE CHARGES INDUCTIVES, INTEGRABLE MONOLITHIQUEMENT, COMPRENANT UN ETAGE FINAL DE TYPE DARLINGTON TT. A LA BASE DU TRANSISTOR DE COMMANDE DU MONTAGE DE DARLINGTON EST RACCORDE LE COLLECTEUR D'UN TRANSISTOR T POUR L'EXTRACTION DE CHARGES, LEQUEL CONDUIT EN OPPOSITION DE PHASE PAR RAPPORT A CE TRANSISTOR DE COMMANDE. L'EMETTEUR DU TRANSISTOR T POUR L'EXTRACTION DE CHARGES EST RACCORDE A LA FOIS AU POLE NEGATIF DE L'ALIMENTATION ET A LA BORNE DE SORTIE DE L'ETAGE FINAL, RESPECTIVEMENT A TRAVERS UNE PREMIERE ET UNE SECONDE DIODES DD.
Description
Ia présente invention concerne les circuits de commande en commutation de
charges inductives, intégrables monolithiquement, en particulier les circuits de commande du type qui comprend un étage final de type Darlington, utilisables pour le pilotage de relais, de solénoïdes et de moteurs à courant continu. D'une manière générale, de tels circuits de commande en commutation comprennent un transistor final de puissance, monté
en série avec la charge inductive entre les deux p8les d'un géné-
rateur de tension d'alimentation et piloté alternativement, au moyen d'un signal de commande à la base, d'un état de haute tension et de faible courant à un état de basse tension et de
courant élevé.
Dans le premier état, le transistor est virtuellement, entre les bornes d'émetteur et de collecteur, un circuit ouvert (état d'extinction ou état "off"); dans le second état, il forme un court-circuit (état de conduction ou état "on"), empêchant ou permettant respectivement que le courant passe à travers la charge. Comme on le sait, le mode de fonctionnement d'un transistor qui se rapproche le plus du fonctionnement d'un interrupteur idéal est celui dans lequel le transistor travaille en saturation
dans l'état de fermeture et en interdiction dans l'état d'ouver-
ture. Toutefois, dans ce cas, la fréquence maximale possible de commutation du transistor est limitée essentiellement par les
effets, durant la phase de passage de la saturation à l'inter-
diction ("turn-off"), #e l'emmagasinage de charges survenu pen-
dant la phase de conduction. En effet, la région de collecteur des transistors de puissance, dense et dotée de résistivité élevée pour supporter des tensions inverses élevées, présente un transitoire d'extinction relativement long, avec une phase dans laquelle à une augmentation de la tension collecteur-émetteur ne correspond pas une diminution du courant de collecteur, qui
reste encore constant pendant un certain intervalle de temps.
Cette phase est évidemment celle dans laquelle le transistor dissipe le plus d'énergie, tout en n'étant pas une phase utile fonctionnellement. Quand alors la charge qui est raccordée à
l'étage final est de type inductif, la force contre-électromo-
trice produite par la variation du courant qui la traverse, due à la commutation de l'étage final, élève brusquement la tension collecteurémetteur du transistor en phase d'extinction, mais encore en conduction, au-delà de la tension d'alimentation, déterminant ainsi, dans un tel transistor, le maximum de la
dissipation de puissance, avec des effets parfois destructifs.
Une réduction du temps d'extinction est donc avantageuse,
tant pour augmenter la fréquence maximale possible de commuta-
tion que pour améliorer le rendement du circuit de commande du point de vue énergétique, en réduisant le temps pendant lequel le fonctionnement du transistor de puissance final s'écarte de
celui d'un interrupteur idéal.
Ila solution de montage utilisée le plus couramment pour réduire les temps de commutation d'un transistor de puissance qui travaille en saturation dans l'état de conduction est celle qui consiste à raccorder, à la base d'un tel transistor, un élément de circuit à basse impédance qui permet, à l'instant de la commande d'extinction du transistor saturé, un écoulement
rapide des charges emmagasinées dans celui-ci.
Un tel élément de circuit peut être simplement constitué par un transistor qui est piloté en opposition de phase par rapport au transistor à éteindre, de manière à déterminer un
courant d'extraction de charges à partir de la base de ce dernier.
Ce transistor est intercalé par ses bornes de collecteur et d'émetteur entre la base du transistor de puissance à éteindre et la charge, ou bien entre la base et le p8le du générateur
de tension d'alimentation sur lequel la charge est branchée.
Dans le premier cas, l'efficacité d'extraction de charges
n'est pas très élevée, en raison du fait qu'une tension collec-
teur-émetteur limitée est appliquée au transistor d'extraction,
mais l'extraction se poursuit jusqu'à l'extinction complète.
Dans le second pas par contre, le transistor d'extraction
agit plus efficacement initialement, du fait que la tension col-
lecteur-émetteur qui lui est appliquée est plus élevée. Toute-
fois, cette action d'extraction est interrompue avant l'extinc-
tion complète du transistor final, si la charge est de type inductif. En effet, dans une charge inductive, il est créé, à l'instant de l'extinction, une force contre-électromotrice qui
provoque l'abaissement des niveaux de puissance dans le transis-
tor final auquel la charge est raccordée, au-dessous du niveau de puissance du pôle négatif de l'alimentation. Pour cette raison, si le transistor d'extraction a son émetteur raccordé à ce pôle, il est polarisé en sens inverse et cesse d'extraire les charges. Bien plus, il faut interposer une diode entre les deux transistors, afin d'éviter une éventuelle circulation
inverse de courant.
Dans un circuit de commande de charges inductives, si l'on veut obtenir une vitesse élevée de commutation, il convient donc de jumeler les deux systèmes indiqués précédemment, en utilisant deux transistors d'extraction distincts, dont les émetteurs sont raccordés, l'un au pôle négatif de l'alimentation, l'autre à la borne de sortie, selon ce qui est indiqué par exemple
dans la demande de brevet italien n 20213 A/82 de la Demande-
resse. De cette manière, on obtient une extraction de charges du transistor saturé en extinction qui est plus efficace initialement
et qui se poursuit jusqu'à l'extinction complète.
Mais il semble évident que cette solution entraIne des complications majeures de montage, à cause des éléments de circuit de polarisation et de commande qui sont nécessaires, et qu'elle exige des surfaces d'intégration plus étendues et, par
conséquent, elle est plus coûteuse industriellement.
Ce qui a été exposé s'applique aussi aux circuits de com-
mande dans lesquels le transistor de puissance final se main-
tient dans la zone active de son champ de fonctionnement, mais est piloté à la commutation par un transistor qui travaille en saturation lorsqu'il conduit: pour une commutation plus rapide, il faut alors raccorder à la base de ce dernier transistor un
ou deux transistors d'extraction, de la manière indiquée précé-
demment, afin d'accélérer l'épuisement des charges, Il en est ainsi dans le cas par exemple des circuits de
commande en commutation auxquels l'invention se rapporte, com-
prenant un étage final en montage de Darlington, constitué par un transistor de puissance final qui fonctionne en zone active et par son transistor de commande, fonctionnant en saturation,
reliés entre eux par montage à collecteur commun.
En général, on utilise des transistors de type NPN en
raison de leurs caractéristiques en commutation.
De tels circuits de commande en commutation sont utilisés
dans des applications particulières dans lesquelles il est impor-
tant de réduire au minimum l'absorption au repos d'énergie
d'alimentation de la part du circuit, cette absorption consti-
tuant, dans ces applications, la part la plus importante de
l'absorption totale durant les différentes phases de fonction-
nement.
Un étage final à la Darlington présente précisément une faible absorption au repos, inférieure à celle d'autres étages
finals, son gain en courant étant assez élevé.
Même si un étage à la Darlington nécessite, pour son -
fonctionnement, une tension minime, égale à une tension base-
émetteur plus une tension collecteur-émetteur à la saturation, qui détermine une plus grande perte de tension utile, cette
perte de tension n'est guère importante en pourcentage par rap-
port à la valeur des tensions d'alimentation normalement utili-
sées pour alimenter les circuits de commande en commutation de
charges inductives.
Du reste, un étage final à la Darlington, surtout s'il est constitué de transistors NPN, présente des avantages importants en ce qui concerne son intégration et il peut être piloté plus rapidement à la commutation, en comparaison d'un transistor final
unique de puissance égale qui travaille en saturation.
Le but de la présente invention est de réaliser un circuit de commande en commutation de charges inductives, intégrable monolithiquement, comprenant un étage final à la Darlington, de telle manière qu'il présente une vitesse de commutation élevée et qu'il soit plus économique industriellement que les circuits connus. Ce but est atteint avec un circuit de commande qui, d'après
l'invention, est caractérisé par le fait qu'à la base du tran-
sistor de commande du montage de Darlington est raccordé le collecteur d'un transistor pour l'extraction de charges, lequel conduit en opposition de phase par rapport à ce transistor de commande, et par le fait que l'émetteur du transistor pour l'extraction de charges est raccordé à la fois au p8le négatif de l'alimentation et à la borne de sortie de l'étage final, par l'intermédiaire respectivement d'une première et d'une seconde diodes.
L'invention pourra être bien comprise à l'aide de la des-
cription détaillée qui suit, donnée purement à titre d'exemple et par conséquent sans intention limitative, en référence au dessin annexé, dont l'unique figure représente le schéma, en partie par blocs, d'un circuit de commande en commutation pour
charges inductives suivant l'invention.
Le schéma, présenté sur la figure, d'un circuit de commande suivant l'invention comprend un étage final correspondant à un montage de Darlington, constitué par un premier, T1, et un second, T2, transistors bipolaires, tous deux de type NPN, parmi lesquels T2 est le transistor final de puissance et T1 est son transistor
de commande.
L'émetteur du transistor final T2, dont le collecteur est
raccordé au pôle positif +Vcc d'un générateur de tension d'ali-
mentation, constitue la borne de sortie du circuit, à laquelle est raccordée la charge inductive qui doit être pilotée en
commutation. Cette charge inductive, représentée par une résis-
tance R1 et une inductance L montées en série, est intercalée entre ladite borne de sortie et le ple négatif du générateur de
tension d'alimentation, qui peut constituer la "masse" du circuit.
En parallèle sur R1 et L est montée, extérieurement au cir-
cuit, une diode de circulation inverse DE, nécessaire, comme on le sait, à cause de la charge inductive à laquelle doit être fourni, après l'extinction du transistor final, le courant
requis pour le transitoire de commutation.
la base du transistor T2 est reliée à l'émetteur du transis-
tor T1, dont le collecteur est branché lui aussi sur le pale
positif +Vcc. La base du transistor T1 est reliée, par l'inter-
médiaire d'un élément de circuit de commande représenté sur la
6 2556904
figure par un bloc désigné par la lettre C, à une source de signaux de commutation représentée par un bloc portant le symbole SW. Le transistor T1 et, par suite, le transistor T2
sont pilotés à la commutation en fonction de ces signaux.
A la base du transistor T1 est raccordé le collecteur d'un troisième transistor bipolaire T8, de type NPN, dont la base est raccordée elle aussi à l'élément de circuit de commande C, à partir duquel ce transistor T est piloté à la conduction en opposition de phase par rapport au transistor T1. Sur la figure ont été dessinées, au niveau des bases des transistors T1 et Ts, des formes d'onde représentatives du signal de commande à la
commutation appliqué aux bases de ces transistors.
A l'émetteur du transistor Ts sont raccordées les anodes
d'une première et d'une seconde diodes D1 et D2, dont les catho-
des sont reliées respectivement au p8le négatif -Vcc du généra-
teur de tension d'alimentation et à l'émetteur du transistor de
puissance final T2.
On considèrera maintenant le fonctionnement du circuit
représenté sur la figure.
Pendant l'état de conduction des transistors T1 et T2 de l'étage final à la Darlington, le transistor Ts est maintenu éteint par l'élément de circuit de commande C. Quand, lors d'un signal de commutation de la source SW,
l'élément de circuit de commande commande l'extinction du tran-
sistor T1 et, en conséquence, du transistor T2, il commande simultanément l'allumage du transistor T8, ce qui détermine immédiatement un courant d'extraction de charges à partir de la base du transistor T1, encore en saturation, accélérant ainsi le
transitoire d'extinction de celui-ci.
Comme on l'a déjà dit, il est plus facile d'éteindre un étage final à la Darlington qu'un unique transistor final de même puissance, du fait que dans un montage de Darlington, le transistor de commande, qui travaille en saturation, a des dimensions assez réduites et, par conséquent, l'accumulation de charges y est limitée. Pour cette raison, le transistor Ts peut
avoir un dimensionnement réduit par rapport à celui des tran-
sistors à appauvrissement utilisés en cas d'unique transistor final de puissance qui travaille en saturation. A l'extinction, le courant qui, à partir de la base du transistor T1, passe à travers le transistor Ts est initialement déchargé à la masse à
travers la diode D1. Mais à cause de la force contre-électromo-
trice produite dans la charge inductive 1, il se produit, durant la commutation, un abaissement du niveau de potentiel d'émetteur
du transistor T2 au-dessous du niveau de potentiel du pole néga-
tif du générateur de tension d'alimentation, ayant pour effet d'amener également les potentiels d'émetteur et de base de T1
au-dessous de ce niveau de potentiel.
A ce moment, la diode D1 est polarisée en sens inverse et
ne peut plus conduire; mais en même temps, la diode D2 est polari-
sée directement et il peut passer à travers elle, vers le pôle négatif Vcc (à travers la charge Let RL), le courant d'émetteur du transistor Ts, tant que n'est pas achevée l'extinction du transistor T1. Le fait que le courant d'extraction passe sur la charge n'est pas du tout un inconvénient, car il peut simplement constituer une partie du courant exigé par la charge inductive pendant son transitoire normal d'extinction et, par conséquent9 permet une réduction avantageuse du dimensionnement de la diode de circulation inverse D.
Il apparait donc évident qu'un circuit de commande en commu-
tation suivant l'invention, comprenant un étage final à la Darling-
ton, permet d'obtenir, à côté d'une vitesse élevée de commutation, une simplicité appréciable du circuit et une réduction effective de la surface totale d'intégration, en comparaison des circuits connus. En outre, un tel circuit de commande peut être réalisé exclusivement avec des transistors de type NPN, avantageux tant du point de vue technologique que de celui des caractéristiques
de vitesse à la commutation.
Un avantage secondaire, mais non moins important pour autant, de la réalisation de circuit indiquée sur la figure, est que le transistor Ts peut même être alimenté par une source de tension inférieure à celle de l'étage final avec, en conséquence, une
économie possible d'énergie d'alimentation.
Du fait qu'il a été décrit et représenté un seul exemple de réalisation de l'invention, il est évident que de nombreuses variantes sont possibles, sans que l'on sorte pour autant du
cadre de l'invention.
8 2556904
Par exemple, le circuit de commande décrit peut être compris dans un circuit de commande plus complexe, notamment un circuit de commande pour charges inductives fonctionnant avec un étage
final en push-pull.
Il peut alors s'effectuer une extinction "à temps" de l'étage
final à la Darlington, de la manière et avec les éléments de cir-
cuit décrits dans la demande de brevet déjà citée précédemment de la Demanderesse, les éléments de circuit pour l'extraction de
charges n'étant activés que pendant une période de temps détermi-
née, à partir du début de l'extinction de l'étage final, afin
d'téviter des retards dans le rallumage subséquent.
9 2556904
Claims (2)
1. Circuit de commande en commutation de charges inductives, intégrable monolithiquement, comprenant un étage final à la Darlington constitué par un premier (T1) et un second (T2) transistors qui présentent chacun une première, une seconde bornes et une borne de commande et ont l'un et l'autre des conductibilités de même type, la première et la seconde bornes du premier transistor (T1) étant raccordées respectivement à la borne de commande du second transistor (T2) et à un premier p8le (+Vcc) d'un générateur de tension d'alimentation, une charge inductive (L, RL) étant intercalée entre le second pôle (-Vcc) de ce générateur et la première borne du second transistor (T2), la seconde borne du second transistor (T2) étant raccordée au premier pble (+Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la borne de commande du premier transistor (T1) étant raccordée à un élément de circuit de commande (C) qui est relié à une source de signaux de commutation (SW), signaux en fonction desquels ledit élément de circuit (C) pilote le premier (T1) et le second
(T2) transistors à la commutation, caractérisé en ce qu'il com-
prend un troisième transistor (T) qui présente une première, s
une secende bornes et une borne de commande et a une conducti-
vité du même type que celle du premier (T1) et du second (T2) transistors, la borne de commande du troisième transistor (Tes) étant raccordée à l'élément de circuit de commande (C), lequel pilote ce transistor à la conduction en opposition de phase par
rapport au premier transistor (T1), la première borne du troi-
sième transistor (Ts) étant raccordée au second pôle (-Vcc) du générateur de tension d'alimentation et à la première borne du second transistor (T2) respectivement par l'intermédiaire d'une première (D1) et d'une seconde (D2) diodes, la seconde borne du troisième transistor (T s) étant raccordée à la borne de commande
2556904
du premier transistor (T1).
2. Circuit de commande selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier (T1), le second (T2) et le troisième (Ts) transistors sont des transistors bipolaires, la première borne, la borne de commande et la seconde borne de chacun d'entre eux
étant respectivement l'émetteur, la base et le collecteur.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT24252/83A IT1219780B (it) | 1983-12-20 | 1983-12-20 | Circuito di comando in commutazione di carichi induttivi,integrabile monoliticamente,comprendente uno stadio finale di tipo darlington |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2556904A1 true FR2556904A1 (fr) | 1985-06-21 |
| FR2556904B1 FR2556904B1 (fr) | 1987-03-06 |
Family
ID=11212761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8419418A Expired FR2556904B1 (fr) | 1983-12-20 | 1984-12-19 | Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrale monolithiquement, comprenant un etage final de type darlington |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4636713A (fr) |
| JP (1) | JPS60157326A (fr) |
| DE (1) | DE3446399C2 (fr) |
| FR (1) | FR2556904B1 (fr) |
| GB (1) | GB2152314B (fr) |
| IT (1) | IT1219780B (fr) |
| SE (1) | SE454637B (fr) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3086061A1 (fr) * | 2018-09-18 | 2020-03-20 | Soreel Societe De Realisation D'equipements Electriques | Dispositif de commande d’un organe de coupure d’une installation électrique et procédé de test d'un tel dispositif |
| EP3627164A1 (fr) * | 2018-09-18 | 2020-03-25 | Soreel Societe de Realisation d'Equipements Electriques | Dispositif de commande d'un organe de coupure d'une installation e lectrique et proce de de test d'un tel dispositif |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3712784A1 (de) * | 1987-04-15 | 1988-11-03 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur begrenzung der einschaltstromspitzen bei einem schalttransistor |
| US4947055A (en) * | 1989-01-13 | 1990-08-07 | Sundstrand Corporation | Base drive circuit for Darlington-connected transistors |
| US4881408A (en) * | 1989-02-16 | 1989-11-21 | Sundstrand Data Control, Inc. | Low profile accelerometer |
| IT1228842B (it) * | 1989-02-21 | 1991-07-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito per la regolazione della corrente di base di un dispositivo di potenza a semiconduttore. |
| US5030844A (en) * | 1990-06-25 | 1991-07-09 | Motorola, Inc. | DC power switch with inrush prevention |
| US5189600A (en) * | 1991-12-19 | 1993-02-23 | North American Philips Corporation | Combined power supply for main and stand-by power |
| US5410190A (en) * | 1992-12-17 | 1995-04-25 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Circuit for shortening the turn-off time of a power transistor |
| SE502435C2 (sv) * | 1994-02-09 | 1995-10-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning i en halvledarkrets |
| EP1261129A1 (fr) | 2001-05-25 | 2002-11-27 | Agilent Technologies, Inc. (a Delaware corporation) | Amplificateur pour étage de sortie d'une alimentation pour laser |
| CA2854544C (fr) * | 2011-11-07 | 2019-12-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Dispositif de protection pour un commutateur a semi-conducteur commande en tension |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4071877A (en) * | 1975-10-31 | 1978-01-31 | Ncr Corporation | Drive circuit |
| FR2516722A1 (fr) * | 1981-11-13 | 1983-05-20 | Ates Componenti Elettron | Circuit de commande a la commutation de charges inductives, susceptible d'integration monolithique |
| GB2117204A (en) * | 1982-03-17 | 1983-10-05 | Ates Componenti Elettron | Improvements in or relating to inductive load switching control circuits |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7711083A (nl) * | 1977-10-10 | 1979-04-12 | Philips Nv | Schakeling voorzien van een hoogspannings- vermogenstransistor. |
| DE2811149A1 (de) * | 1978-03-15 | 1979-09-20 | Bosch Gmbh Robert | Elektrischer stromkreis mit einem schalttransistor und mit einem induktiven widerstand, insbesondere mit der primaerwicklung einer zu einer brennkraftmaschine gehoerenden zuendspule |
| US4455526A (en) * | 1982-06-29 | 1984-06-19 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | FET Switching regulator |
-
1983
- 1983-12-20 IT IT24252/83A patent/IT1219780B/it active
-
1984
- 1984-12-18 SE SE8406441A patent/SE454637B/sv not_active IP Right Cessation
- 1984-12-19 FR FR8419418A patent/FR2556904B1/fr not_active Expired
- 1984-12-19 DE DE3446399A patent/DE3446399C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1984-12-20 US US06/683,808 patent/US4636713A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-12-20 GB GB08432154A patent/GB2152314B/en not_active Expired
- 1984-12-20 JP JP59267555A patent/JPS60157326A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4071877A (en) * | 1975-10-31 | 1978-01-31 | Ncr Corporation | Drive circuit |
| FR2516722A1 (fr) * | 1981-11-13 | 1983-05-20 | Ates Componenti Elettron | Circuit de commande a la commutation de charges inductives, susceptible d'integration monolithique |
| GB2117204A (en) * | 1982-03-17 | 1983-10-05 | Ates Componenti Elettron | Improvements in or relating to inductive load switching control circuits |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3086061A1 (fr) * | 2018-09-18 | 2020-03-20 | Soreel Societe De Realisation D'equipements Electriques | Dispositif de commande d’un organe de coupure d’une installation électrique et procédé de test d'un tel dispositif |
| EP3627164A1 (fr) * | 2018-09-18 | 2020-03-25 | Soreel Societe de Realisation d'Equipements Electriques | Dispositif de commande d'un organe de coupure d'une installation e lectrique et proce de de test d'un tel dispositif |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE8406441D0 (sv) | 1984-12-18 |
| IT1219780B (it) | 1990-05-24 |
| IT8324252A0 (it) | 1983-12-20 |
| GB2152314B (en) | 1987-08-05 |
| US4636713A (en) | 1987-01-13 |
| SE454637B (sv) | 1988-05-16 |
| JPS60157326A (ja) | 1985-08-17 |
| DE3446399C2 (de) | 1994-09-29 |
| DE3446399A1 (de) | 1985-07-04 |
| GB8432154D0 (en) | 1985-01-30 |
| GB2152314A (en) | 1985-07-31 |
| SE8406441L (sv) | 1985-06-21 |
| JPH0369449B2 (fr) | 1991-11-01 |
| FR2556904B1 (fr) | 1987-03-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2556904A1 (fr) | Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrale monolithiquement, comprenant un etage final de type darlington | |
| FR3107627A1 (fr) | Circuit de contrôle d'une photodiode SPAD | |
| EP0029767B1 (fr) | Procédé de commande d'un montage Darlington et montage Darlington à faibles pertes | |
| FR2516722A1 (fr) | Circuit de commande a la commutation de charges inductives, susceptible d'integration monolithique | |
| EP1096681A1 (fr) | Commutateur très haute tension | |
| FR2602620A1 (fr) | Circuit de commutation a semiconducteurs | |
| FR2641626A1 (fr) | Generateur de tension de reference stable | |
| FR2534746A1 (fr) | Emetteur laser et procede pour le faire fonctionner | |
| FR3059490A1 (fr) | Dispositif de commutation d'un circuit de puissance presentant un circuit passif de protection | |
| FR2673494A1 (fr) | Module de commutation, matrice de commutateurs et systeme de commutation d'impulsion de grande intensite. | |
| EP0328465A1 (fr) | Circuit de commande de grille d'un transistor MOS de puissance fonctionnant en commutation | |
| FR2727586A1 (fr) | Circuit de commande pour un interrupteur a semi-conducteur | |
| FR3059497A1 (fr) | Procede et circuit de commande d'un dispositif de commutation d'un circuit de puissance | |
| FR2523785A1 (fr) | Circuit de commande en commutation de charges inductives, susceptible d'integration monolithique, comprenant un etage final en push-pull | |
| EP0159233A1 (fr) | Circuit de commande de commutation d'un transistor de puissance | |
| EP0745996B1 (fr) | Générateur de rampe numérique | |
| EP0837545B1 (fr) | Circuit de commande au zéro de tension d'un triac | |
| EP0053526B1 (fr) | Commutateur à commande par impulsions en ouverture et en fermeture, et son intégration | |
| FR2572870A1 (fr) | Circuit de commande, integre monolithiquement, pour la commutation de transistors | |
| EP1022855B1 (fr) | Procédé et dispositif de commande d'un circuit de déviation verticale d'un spot balayant un écran, en particulier pour télé viseur ou moniteur informatique | |
| EP0637848B1 (fr) | Thyristor à amplification de gâchette à courant de maintien accru | |
| EP0384863A1 (fr) | Circuit de sortie compatible TTL à vitesse de commutation élevée | |
| FR2583940A1 (fr) | Circuit de commutation integrale monolithiquement a rendement eleve | |
| FR3134487A1 (fr) | Dispositif de copie d'un courant | |
| FR2553605A1 (fr) | Circuit logique a seuil et a securite intrinseque |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| CD | Change of name or company name | ||
| D6 | Patent endorsed licences of rights | ||
| ST | Notification of lapse |