FR2670832A1 - Circuit de commande de charge inductive, en particulier pour injecteurs de carburant. - Google Patents

Abstract

La présente invention concerne un circuit (1) comprenant un commutateur (2) en série avec une charge (L); des première (18, 20) et seconde (26) branches de recirculation de courant connectables de façon alternée en parallèle sur la charge pour réduire le courant dans celle-ci; et un module de commande logique (14) pour ouvrir et fermer le commutateur (2) et les branches de recirculation (18, 20) de sorte que la charge est alimentée par un courant (IL ) montant jusqu'à une valeur de crête puis chutant rapidement vers une valeur de maintien et oscillant autour de celle-ci. Un transistor (17) est prévu pour réduire la tension fournie à la charge par la première branche de recirculation (18, 20) à la fin de la phase de chute rapide, de façon à éliminer des zones de fonctionnement incontrôlables et à empêcher le courant de charge de chuter en-dessous de la valeur de maintien.

Description

CIRCUIT DE COMMANDE DE CHARGE INDUCTIVE,

EN PARTICULIER POUR INJECTEURS DE CARBURANT

La présente invention concerne un circuit de commande de charge inductive, en particulier pour des injecteurs de carburant.

Dans des systèmes d'injection électroniques automo-

bile, l'alimentation en carburant est assurée par une vanne à commande électronique dont le fonctionnement est commandé par le champ magnétique produit par un électroaimant qui peut en gros être décrit comme un inducteur enroulé autour d'un noyau et à

travers lequel est fourni un courant de commande.

Pour réduire la consommation, la commande est effec-

tuée en deux phases: une première phase nécessitant un champ magnétique fort pour ouvrir la vanne (phase de crête), et une seconde phase dans laquelle la vanne est maintenue ouverte (phase de maintien) et pendant laquelle un champ magnétique et

en conséquence un courant de commande plus faibles sont néces-

saires. La figure 2 représente un schéma grossier sous forme

de segments de droite du courant de commande IL d'un injec-

teur Comme on peut le voir, la phase de crête s'étend jusqu'à un instant tl, le courant IL augmentant jusqu'à une valeur maximale Ip Ceci est suivi d'une phase tî-t 2 pendant laquelle le courant chute brutalement, en fonction des exigences de l'application; d'une phase incontrôlable t 2-t 3; et, à partir de t 3, de la phase de maintien réelle, hachée pour empêcher les

éléments actifs d'être dans une zone linéaire d'o il résulte-

rait une dissipation.

Le passage du courant de crête Ip au courant de main-

tien (compris entre un maximum IHMAX et un minimum IHMIN) doit être effectué rapidement; c'est pourquoi on prévoit de

faire recirculer du courant à haute tension (zone de roue li-

bre), c'est-à-dire que pour réduire le courant dans l'inducteur, celui- ci est fourni sous haute tension pour forcer une chute de courant. La haute vitesse requise pour passer du courant de crête au courant de maintien entraîne des problèmes magnétiques dont l'effet est de créer une zone (intervalle t 2-t 3 de la

figure 2) qui est difficile à contrôler.

Comme la présence de zones non contrôlables peut entraîner, dans certains cas, un défaut de fonctionnement ou en tout cas une fiabilité réduite du circuit, ces zones doivent être éliminées Un procédé connu pour atteindre ce résultat consiste à maintenir la phase de recirculation à haute vitesse ou de roue libre jusqu'à ce que le courant dans la charge chute jusqu'à une valeur de "dépassement négatif" inférieure à celle du courant de maintien, et à commencer seulement ensuite la phase de maintien La forme correspondante du courant dans l'inducteur est telle que représentée en figure 3 dans laquelle la phase de recirculation est maintenue jusqu'à l'instant t 4, instant auquel le courant de recirculation atteint la valeur de dépassement négatif IUND, marquant le début de la phase de maintien pendant laquelle le courant dans l'inducteur oscille

entre IHMAX et IHMIN comme en figure 2.

Toutefois, la solution ci-dessus n'est pas non plus satisfaisante en ce qu'elle nécessite une valeur IUND très

précise à laquelle il convient d'arrêter la phase de recircu-

lation à haute vitesse pour éviter une valeur de courant trop

faible et en conséquence un champ magnétique trop faible suscep-

tible de refermer la vanne L'obtention d'un degré de précision suffisamment élevé entraîne inévitablement des difficultés (ce qui affecte à nouveau la fiabilité du circuit) ou en tout cas une réalisation complexe et un coût de fabrication élevé pour le circuit. Un objet de la présente invention est de prévoir un

circuit de commande du type décrit ci-dessus, prévu pour élimi-

ner la présence de zones incontrôlables sans réduire le courant de commande en dessous de la valeur de maintien, évitant ainsi une fermeture indésirée de la vanne, et assurant une fiabilité maximale, une réalisation simple et une fabrication du circuit à

faible coût.

Selon la présente invention, il est prévu un circuit de commande de charge inductive, en particulier pour injecteur de carburant, comprenant un commutateur connecté en série avec une charge inductive; une première branche de recirculation de courant connectée en parallèle sur la charge, pour maintenir une tension de charge prédéterminée et permettre une chute rapide du courant de charge; une seconde branche de recirculation de courant connectée en parallèle sur la charge pour permettre une

décroissance lente du courant de charge; et un module de com-

mande logique pour ouvrir et fermer le commutateur et lesdites branches de sorte que la charge est alimentée par un courant qui croît jusqu'à une valeur de crête puis chute jusqu'à une valeur de maintien plus faible et oscille autour de celle-ci; et des moyens pour faire varier la tension fournie à la charge par la première branche pendant la phase de chute rapide à partir de ladite valeur prédéterminée jusqu'à une valeur prédéterminée

plus faible.

La présente invention consiste à maintenir la phase de recirculation à haute vitesse jusqu'à ce qu'une valeur proche de la plage de valeur de maintien soit atteinte, évitant ainsi de tomber en dessous de la valeur de maintien minimale, puis à

forcer une réduction plus lente jusqu'à la valeur de maintien.

La phase de réduction de courant est réalisée par la même branche que la phase de recirculation à haute vitesse et est

commandée avec précision de sorte que la branche de recircula-

tion à haute vitesse applique une tension de recirculation prédéterminée, inférieure à celle de la phase de recirculation à

haute vitesse.

Un mode de réalisation particulier non limitatif de la présente invention va être décrit à titre d'exemple en faisant référence aux dessins joints parmi lesquels: la figure 1 représente un schéma sous forme de blocs du circuit selon la présente invention;

la figure 2 représente une courbe du courant en fonc-

tion du temps pour un circuit connu;

la figure 3 représente une courbe du courant en fonc-

tion du temps pour un autre circuit connu; et

la figure 4 représente une courbe du courant en fonc-

tion du temps pour le circuit de la figure 1 selon la présente invention. En figure 1, l'électro-aimant commandant la vanne de l'injecteur est représenté schématiquement par l'inductance L qui représente également la charge du circuit de commande 1

selon la présente invention.

L'inductance L est connectée entre une ligne d'alimen-

tation V Co, constituant une ligne à un premier potentiel de référence et un point A qui est mis à la masse (et constitue une ligne à un second potentiel de référence) par l'intermédiaire d'un commutateur de puissance commandé 2 comprenant, dans ce cas, un transistor de type DMOS et une résistance de détection 3 Le point milieu S entre le transistor 2 et la résistance 3 est connecté à une première entrée de quatre comparateurs 4, 5, 6, 7 faisant partie d'un module de commande logique 14 Plus

particulièrement, le point S est connecté aux entrées inver-

seuses des comparateurs 4 et 7 et aux entrées non-inverseuses

des comparateurs 5 et 6; les entrées non-inverseuses des compa-

rateurs 4 et 7 sont connectées respectivement à des sources de tension de référence 8 et 11; et les entrées inverseuses des comparateurs 5 et 6 à des sources respectives 9 et 10 La source 9 fournit une tension Vl égale à la tension aux bornes de la résistance 3 quand elle est parcourue par le courant Ip; les sources 8 et 10 fournissent une tension V 2 correspondant au courant IHMAX; et la source 11 une tension V 3 correspondant

au courant IHMIN-

La sortie du comparateur 4 est connectée à un transis-

tor MOS de commande 16 dont la borne de source est à la masse et dont la borne de drain est connectée à la base d'un transistor PNP de décalage de tension 17, dont l'émetteur est connecté au point A et le collecteur au point milieu d'une succession de diodes zener 181, 182,, 18 i, 18 i+l,, 18 n Les diodes 18 sont connectées selon la même polarité, la cathode de la diode 18 N étant reliée au point A et l'anode de la diode 181 connectée en série avec l'émetteur d'un transistor PNP 20 Le transistor a sa base connectée à la ligne d'alimentation VCC et son collecteur relié à un point P connecté directement à la borne de commande du commutateur 2, et mis à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 21 Le point P est également connecté à la borne de drain d'un transistor MOS à canal P 22, dont la borne de source est connectée à la ligne d'alimentation VCC et la borne de grille à une sortie du module de commande logique 14

et, par l'intermédiaire d'une résistance 23, à la ligne d'ali-

mentation.

Le module logique 14 présente une autre sortie connec-

tée à la borne de base d'un transistor PNP de recirculation 26 dont le collecteur est connecté à la ligne d'alimentation et l'émetteur au point A. En plus des comparateurs 4 à 7, le module logique 14

comprend également un comparateur d'entrée 30 dont l'entrée non-

inverseuse est reliée à une borne d'entrée 31 du circuit 1 et

qui reçoit le signal de commande d' injection IN, et dont l'en-

trée inverseuse est connectée à une source 32 fournissant une tension de référence V 4 La sortie du comparateur 30 alimente un transistor MOS de commande 33 dont la borne de souroe est à la masse et dont la borne de drain est connectée à la grille du transistor 22 La sortie du comparateur 30 est également connectée à la borne de drain d'un autre transistor MOS 34 dont la borne de source est à la masse et dont la borne de grille est connectée à la sortie Q d'un élément de mémorisation ou bascule La bascule 35 a une entrée S reliée à la sortie d'une porte OU 36 dont les deux entrées sont respectivement connectées aux

sorties des comparateurs 5 et 6.

La sortie du comparateur 7 est connectée à l'entrée de mise à un S d'une seconde bascule 38 et à la borne de drain d'un transistor MOS 39 dont la borne de source est à la masse et dont la borne de grille est connectée, par l'intermédiaire d'un inverseur 40, à la sortie Q d'une autre bascule 50 La bascule

50 a son entrée de mise en un S connectée à la sortie du campa-

rateur 5 et son entrée de remise à zéro R connectée à la sortie d'une porte OU 51 dont une entrée est connectée à la sortie du comparateur 7 et dont l'autre entrée reçoit la valeur inversée

du signal de commande d'injection IN.

L'entrée de remise à zéro R de la bascule 38 est connectée à la valeur inversée du signal de caomande d'injection

IN, et sa sortie Q est connectée à la borne de grille d'un tran-

sistor MOS 42 dont la borne de source est à la masse et dont la

borne de drain est connectée à la base du transistor de recircu-

lation 26 La sortie de la bascule 38 est également connectée, par l'intermédiaire d'un inverseur 44, à la borne de grille d'un transistor MOS 45 dont la borne de souroe est à la masse et dont

la borne de drain est connectée à la sortie du comparateur 6.

La sortie Q de la bascule 38 est également connectée à la première entrée d'une porte ET 46 dont l'autre entrée est reliée à la sortie de la bascule 35 Par l'intermédiaire d'un

élément de retard ou temporisateur 47, par exemple de type capa-

citif, la sortie du circuit 46 est connectée à une entrée d'une

porte OU 48 qui a une seconde entrée qui reçoit la valeur inver-

sée du signal de commande d'injection IN et une troisième entrée connectée à la sortie du comparateur 7 Enfin, la sortie de la porte OU 48 est connectée à l'entrée de remise à zéro de la

bascule 35.

Le fonctionnement du circuit 1 va être décrit en faisant référence à la figure 4 Au début, quand le signal IN est à bas niveau, la bascule 38 et, par l'intermédiaire du circuit 48, la bascule 35 sont remises à zéro, de sorte que leur sortie Q est également à bas niveau De même, la bascule 50 est remise à zéro par l'intermédiaire du circuit 51, de sorte que sa sortie est à bas niveau, commutant ainsi à l'état passant le

transistor 39 qui maintient à bas niveau la sortie du compa-

rateur 7 Egalement, la sortie du comparateur 30 est à bas niveau, le commutateur 2 est ouvert et aucun courant ne circule dans la charge L. Dès que le signal IN passe à haut niveau (instant t O),

le comparateur 30 commute, de façon à rendre passant le tran-

sistor 33 et en conséquence le transistor 22 pour fermer le

commutateur 2 L'inductance L est ainsi connectée entre l'ali-

mentation VCC et la masse et commence à laisser passer un courant croissant Initialement (tant que la chute de tension

aux bornes de la résistance 3 est inférieure à V 2), le compa-

rateur 4 fournit un signal de sortie haut, mais la chute de tension à la jonction base-émetteur du transistor 17 est telle

que le transistor reste bloqué En outre, la sortie du compa-

rateur 6 est maintenue à bas niveau par l'activation du tran-

sistor 45.

Quand le courant dans l'inductance atteint la valeur de crête Ip (instant tl) le comparateur 5 passe à haut niveau,

commutant ainsi la bascule 35 qui rend alors passant le transis-

tor 34, coupe les transistors 33 et 22 et ouvre le commutateur 2 En conséquence, la tension VL aux bornes de l'inductance L augmente rapidement jusqu'à une valeur VCL égale à VL = VCL = VCC + n*Vz + VBE 20 o VBE 2 O est la chute de tension émetteur-base du transistor 20; Vz est la tension de claquage de chaque diode zener; et n

est le nombre de diodes zener 18.

La commutation du comparateur 5 commute également la bascule 50 qui reçoit un signal à haut niveau sur son entrée S et, par l'intermédiaire d'un inverseur 40, bloque le transistor

39, libérant ainsi la sortie du comparateur 7 qui reste néan-

moins à bas niveau. Quand la tension VCL est atteinte, les diodes zener 18 et la jonction base-émetteur du transistor 20 sont polarisées à une valeur propre à rendre passant le transistor 20 dans le sens direct et les diodes 18 dans le sens zener Le transistor 20 alimente alors la grille du transistor 2 par un courant propre à rendre à nouveau passant le transistor 2 La résistance 21 est en particulier dimensionnée de façon à garantir le courant de polarisation des diodes zener 18 et du transistor 20 tout en maintenant le transistor 2 dans sa zone de saturation et en empêchant une chute de tension au point A qui bloquerait les

diodes zener 18 et en conséquence le commutateur 2.

La branche comprenant le transistor 20 et les diodes 18 verrouille la tension aux bornes de l'inductance L à une valeur VCL, de sorte que le courant IL chute régulièrement,

comme cela est représenté en figure 4 (intervalle tl-t 5).

Quand le courant IL atteint la valeur de maintien maximum IHMAX à l'instant t 5, la sortie du comparateur 4 passe à haut niveau et rend passant le transistor de commande 16 et en conséquence le transistor 17 qui se sature Ceci court-circuite alors les diodes 18 i+ 1-18 N connectées entre le collecteur et

l'émetteur de façon à réduire la tension aux bornes de l'induc-

tance L à une valeur VCL' égale à: VCL' = VCC + VBE 20 + i*Vz + VCE 17 o "i" est le nombre de diodes zener à l'état passant; et

VCE 17 est la chute de tension collecteur-émetteur du transis-

tor 17.

L'inductance L continue en conséquence à se décharger

mais moins rapidement (et en conséquence moins brutalement).

Cette phase dure jusqu'à l'instant t 6 auquel le compa-

rateur 7, détectant la tension V 3 sur la résistance 3, c'est-à-

dire la tension correspondant à la valeur de courant IHMIN, passe à haut niveau, commutant ainsi la bascule 38 La sortie Q de la bascule 38 passe en conséquence à haut niveau ce qui rend

passant le transistor 42, validant ainsi le circuit de recircu-

lation incluant le transistor PNP 26, et coupe le transistor 45, validant ainsi la sortie du comparateur 6 qui reste néanmoins à bas niveau Par l'intermédiaire de la porte OU 48, le signal à haut niveau à la sortie du comparateur 7 remet aussi à zéro la bascule 35 dont la sortie Q commute à bas niveau, coupant ainsi le transistor 34 et activant le transistor 22 et le commutateur 2 de sorte que le courant dans l'inductance L augmente Enfin, par l'intermédiaire du circuit 51, le signal à haut niveau à la sortie du comparateur 7 remet à zéro la bascule 50, ce qui rend passant le transistor 39 pour maintenir à nouveau une sortie

basse du comparateur 7.

Le courant dans l'inductance continue en conséquence à croître jusqu'à ce qu'il atteigne la valeur IHMAX (instant t 7), instant auquel la sortie du comparateur 6 passe à haut

niveau, commutant ainsi une fois de plus la sortie Q de la bas-

cule 35 à haut niveau, et coupant les transistors 33, 22 et le commutateur 2 L'ouverture du commutateur 2 provoque à nouveau

une augmentation de la tension au point A qui, dans ce cas, aug-

mente suffisamment pour rendre passant le transistor PNP 26 En

conséquence, le courant décroît par l'intermédiaire du transis-

tor 26 mais, comme la tension n'est pas suffisante pour rendre passante la branche de recirculation incluant le transistor 20 et les diodes 18, et en conséquence pour fermer le commutateur 2, le courant de recirculation ne circule pas à travers la

résistance 3 La fin de cette phase est déterminée par la commu-

tation du temporisateur 47 qui, validé par le circuit 46 rece-

vant deux signaux d'entrée à haut niveau, après une durée déter-

minée (celle requise pour abaisser le courant IL en gros à la valeur IHMIN), remet à zéro la bascule 35, coupant ainsi le

transistor 34 et fermant le commutateur 2 (instant t 8).

Le courant dans l'inductance croit en conséquence une fois de plus, comme après l'instant t 6, et la phase de maintien continue de cette façon, alimentant 1 'inductance par un courant de maintien oscillant entre IHMAX et IHMIN, assurant ainsi que la vanne d'injecteur reste ouverte. Les avantages du circuit de la figure 1 selon la

présente invention apparaîtront à partir de la description qui

précède En appliquant une tension de recirculation prédéter-

minée inférieure à celle de la phase de décroissance rapide, immédiatement après la phase de décroissance rapide, et en repartant d'une valeur plus élevée que IHMIN, le circuit selon la présente invention assure la réduction du courant d'une façon parfaitement commandée, éliminant ainsi la zone incontrôlable qui sinon nuirait à la fiabilité du système de circuit de

commande d'injecteur.

En outre, en éliminant la phase de dépassement néga-

tif, le circuit selon la présente invention, qui est à la fois facile à fabriquer et facilement intégrable, évite une fermeture

indésirée de la vanne.

Enfin, le circuit selon la présente invention assure une variation sans inconvénient de la tension pendant la phase

de repos ou de recirculation plus lente en fonction de la char-

ge, en modifiant le nombre de diodes zener court-circuitées.

Il sera clair pour l'homme de l'art que des change-

ments peuvent être apportés au circuit décrit et représenté ici sans sortir du domaine de la présente invention En particulier, le module logique 14 peut être mis en oeuvre différemment, pourvu que le commutateur 2 et les branches de recirculation

soient commandés de façon à produire le motif de la figure 4.

il

Claims (3)

REVENDICATIONS

1 Circuit de commande de charge inductive ( 1), en

particulier pour injecteur de carburant, comprenant un commuta-

teur ( 2) connecté en série avec une charge inductive (L); une première branche de recirculation de courant ( 18, 20) connectée en parallèle sur la charge, pour maintenir une tension de charge prédéterminée (VCL) et permettre une chute rapide du courant de charge (IL); une seconde branche de recirculation de courant ( 26) connectée en parallèle sur la charge pour permettre une décroissance lente du courant de charge; et un module de commande logique ( 14) pour ouvrir et fermer le commutateur ( 2) et lesdites branches ( 18, 20, 26) de sorte que la charge (L) est alimentée par un courant qui croît jusqu'àa une valeur de crête (Ip) puis chute jusqu'à une valeur de maintien plus faible et oscille autour de celle-ci; caractérisé en ce qu'il comprend des moyens ( 4, 16, 17) pour faire varier la tension fournie à la charge par la première branche ( 18, 20) pendant la phase de chute rapide à partir de ladite valeur prédéterminée (VCL)

jusqu'à une valeur prédéterminée plus faible (VCL').

2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première branche de recirculation comprend plusieurs sources de tension commandées en tension ( 18), et en ce que lesdits moyens de variation de tension comprennent des moyens

( 17) pour court-circuiter certaines des sources commandées ( 18).

3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que les sources commandées ( 18) comprennent plusieurs diodes zener connectées en série ( 181, 182,, 18 i, 18 i+l,, 18 n),

et en ce que les moyens de court-circuit comprennent un transis-

tor ( 17) dont les bornes d'émetteur et de collecteur sont connectées à une borne de la charge (L) et entre deux diodes

zener intermédiaires ( 18 i, 18 i+ 1); la borne de base du transis-

tor étant connectée à la sortie d'un comparateur ( 4) ayant une première entrée connectée à une source de tension de référence ( 8) et une seconde entrée à un élément de détection de courant

de charge ( 3).