IT8223155A1 - Ricevitore ottico di alta sensibilita' e ampio intervallo dinamico - Google Patents

Description

(WILLIAMS G.F.-I(SW) \ * V

"RICEVITORE OTTICO DI ALTA SENSIBILIT?' E AMPIO INTERVALLO DINAMICO

V WESTERN ELECTRIC COMPAMY, INCORPORATE? , a

New York, ?.?. (U.S.A.).

Inventore Designato : Gareth Ferd WILLIAMS.

Depositata il -7 SET. 1982

- - - - ? - ^.o_o^o-0-? 231 55 A/82

RIASSUNTO

E* descritto un ricevitore non a integrazione, di alta sensibili?

t? e ampio intervallo dinamico. Un generatore di corrente dipendente dalla

tensione ? collegato in controreazione con un amplificatore di tensione. La

.trasconduttanza del generatore di corrente ? essenzialmente indipendente

dalla frequenza entro la frequenza nella larghezza di banda del segnale, e

il polo di retroazione ? il polo dominante nel guadagno ad anello. Per impe

dire saturazione a causa d? segnali d'ingresso di alta intensit?, il ricevi -*v . tore ? combinato con un circuito estensore di intervallo e di dinamica*

-?=<o>=?_<o>-<0>- ?*tT?

DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda ricevitori di segnali elettrici

o ottici, siano essi codificati in formato digitale oppure in formato analo

gico e, pi? particolarmente, riguarda ricevitori ottici non a integrazione,

di alta sensibilit? e ampio intervallo dinamico.

Uno schema generalizzato di un ricevitore ottico della tecnica

nota ? illustrato nella figura 1. Un fotodiodo ? collegato fra una sorgente

di tensione di polarizzazione ?inversa e l'ingresso di un amplificatore di tensione, ed un resistore di carico R ? collegato fra l'ingresso e massa. . <L>

<~ >La corrente del fotod?odo i sviluppa una tensione v. ai capi del resisto-j s in

re di carico R . Questa tensione ? quindi amplificata secondo un fattore A L

nell'amplificatore e compare sulla sua uscita come v . Se la risposta in o

frequenza di A ? piatta, allora s? ha idealmente v = -AR i e la risposta o L s fotocorrente-tensione di uscita sar? pure piatta.

- - Un problema con questo tipo di ricevitore ? costituito dal fatto

che per avere una buona sensibilit?, R deve essere sufficientemente grande

L

da far s? che la sua corrente di rumore di Johnson, che ? proporzionale a 1/2

R , abbia ad essere piccola rispetto alla corrente di rumore di ingres-L

so equivalente ottenibile minima dell'amplificatore. Di conseguenza, la fo?

tocorrente i viene integrata mediante la capacit? C d'ingresso dell'ampli s A ? ficatore pi? la capacit? parassita del fotodiodo, come ? illustrato nel

circuito equivalente d? figura 2. Per gli attuali ricevitori digitali da

45 Mb/s, R dovr? essere ? 1 M?H-per avere elevata sensibilit?, ma, poich? Li

si ha tipicamente C C = C di 1 pF, la funzione di trasferimento del-D A T

l'amplificatore ha tipicamente un polo corrente d'ingresso-tensione ad una

frequenza f = = 160 kHz. Al di sopra di 160 kHz, la fotocor-.

2?? R C

L T

rente viene integrata da C . Perci?, il segnale di uscita viene integrato

anche se il guadagno di tensione A ? piatto.

Perci?, nella tecnica nota per ricostruire il segnale, la tensio

ne di uscita v viene differenziata mediante un equalizzatore, come ? il-* o

lustrato nella figura 3, avente uno zero nella sua funzione di trasferi?

mento ad una frequenza uguale alla frequenza del polo d'ingresso f . Forme P

d'onda per il circuito di figura 3 sono illustrate in figura 4, in cui si deve notare che la tensione d'ingresso media v ? la corrente media di

m

segnale i moltiplicata per R . Questa tecnica di equalizzaz?one intros L

duce un inconveniente di rumore poich? l'equalizzatore attenua <">il segnale.

Per un segnale digitale, l'attenuazione di picco ? il rapporto di equalizzazione I B/f , in cui I ? l'integrale doppio di Personick, e B ? la fre-2 p 2

quenza o velocit? dei bit. Per l'esempio precedente in cui B = 44,7 Mb/s,

I B/f .= 25 MHz/160 kHz_=Jl56:l. Questa attenuazione migliora il rumore di

2 p

stadi seguenti l'equalizzatore, determinando un inconveniente di rumore dell'equalizzatore .

In teoria, tale inconveniente del rumore dell'equalizzatore, potrebbe essere ridotto aumentando il guadagno A dell'amplificatore. Tuttavia per una corrente di bit casuale (che consente contenuto d'informazione massimo nel segnale digitale), l'aumento di A riduce la fotocorrente per la quale la saturazione dell'amplificatore integratore determina una percentua le d'errore dei bit inaccettabile. Questa saturazione si verifica quando so no ricevute lunghe stringhe di tutti 1 logici o di tutti 0 logici, e riduce l'intervallo dinamico. Anche con intervallo dinamico 0, che si verifica quando la potenza d'ingresso massima ? uguale al livello di sensibilit?, lo inconveniente del rumore ? ancora apprezzabile per elevate velocit? dei bit

(ad esempio ? 100 Mb/s).

Un altro compromesso fra 1'intervallo dinamico e la sensibilit? si ha nella scelta di R . Una R di alto valore migliora la sensibilit?, ri

Li LI

ducendo la corrente di rumore di Johnson ma, per la corrente di bit casuale fa aumentare la probabilit? di saturazione su lunghe stringhe d? impulsi

poich? la frequenza del polo di integrazione f ? pi? bassa. Viceversa, ben

* ch? una R bassa faccia aumentare f e migliori l'intervallo dinamico, es-L p

sa riduce pure la sensibilit? aumentando la corrente di rumore Johnson.

Sia il problema della sensibilit? che quello dell'intervallo dinamico sono stati alquanto ridotti nella tecnica nota tramite codificazione della corrente per limitare il numero di 1 o 0 consecutivi. Tuttavia, questa tecnica ? svantaggiosa poich? la corrente di dati viene ristret ta, cio? pi? bit devono essere impiegati per trasmettere la medesima quantit? di informazione, ci? traducendosi in un inconveniente della sensibilit? di codificazione equivalente. In aggi?nta ? richiesta apparecchiatura aggiuntiva: in altre parole un codificatore nel trasmettitore ed un decodi^ ficatore nel ricevitore.

Altri ricevitori,della tecnica nota includono un amplificatore a transimpedenza del tipo illustrato nella figura 5. In questo amplificatore, un resistore di retroazione R ? collegato fra l'ingresso e l'uscita

F

al fine di spostare il polo dell'amplificatore f oltre la banda passante.

P

Per il circuito della figura 5, la corrente di retroazione i che scorre in R ? data da :

F

V -V v (1+A)

in o in

(2.1) ^f

La resistenza d'ingresso equivalente R dell'amplificatore ? e

m

(2.2) 1+A

e la frequenza del polo d'ingresso ?

A 1

f (2.3) P 2lY R C

F T

in cui, come in precedenza, C = C C . Perci?, la configurazione di re

T D A

troazione a transimpedenza, aumenta idealmente f di un fattore corrispon-P

dente al guadagno A pi? uno. Al fine di non integrare il segnale e elimina

re l'equalizzatore e il suo inconveniente del rumore associato, la frequen

za f del polo dovr? essere spostata oltre la banda passante.

P

Nonostante ci?, tuttavia, gli amplificatori a transimpedenza ad

alta sensibilit? della tecnica nota integrano tutt'ora il segnale di foto?

corrente a causa del fatto che una capacit? di retroazione parassita C R shunta il resistore R come ? illustrato nelle figure 7 e 8. Per frequenze F

maggiori di 1/2 C , l'ammettenza del resistore di retroazione ? prin-F R

cipalmente capacitiva, ed il segnale viene integrato. Nel migliore di

questi amplificatori, C 0,05 pF, e per il caso dei 45 Mb/s discusso pre R

cedentemente, si ha R = 1 M .ft . Quindi, l'amplificatore integra-il segna-F

le al di sopra dei 3,2 MHz. Conseguentemente, ? ancora richiesta equalizza

zione, bench? il rapporto di equalizzazione sia tipicamente di 10-20 volte

inferiore a quello per i1 semplice ricevitore della figura 1. Il difetto

del rumore dell'equalizzatore e i compromessi fra intervallo dinamico e sen

sib?lit? risultano corrispondentemente migliorati.

Bench? il difetto del rumore dell'equalizzatore sia ridotto, es?

so rappresenta ancora un problema per le elevate velocit? dei bit, per le

quali il rapporto di equalizzazione, e quindi l'attenuazione, ? quello mas

simo..Infatti, a 420 Mb/s,.il rumore del postamplificatore (non mostrato).

che dovrebbe seguire l'equalizzatore di figura 3, risulter? predominante,

come da previsione.

Da ultimo, anche se ? impiegata codificazione, la fotocorrente massima ? ancora limitata dalla caduta di tensione continua su R^. Per caso citato dei 45 Mb/s, ci? corrisponde a i CZ-2 4 uA, ossia acL 3 /

ima dinamica di circa 22 dB. Perci?, l'intervallo dina mico del miglior ricevitore della tecnica nota richiede ancora l'impiego di attenuatori installati sul posto.

Secondo la presente invenzione, ? illustrato un ricevitore di al ta sensibilit?, il quale non-?ntegra il segnale-,?a un ampio intervallo dinamico il quale, perci?, non richiede nessun equalizzatore differenziatore con i suoi inconvenienti del rumore associati.

In un impianto a fibre ottiche, questo ricevitore non richiede nessun attenuatore da installare sul posto per l'adattamento a fibre ottiche di diversa lunghezza, come invece lo richiedono amplificatori ricevito ri a integrazione della tecnica nota. Idealmente tale ricevitore<- >non andr? in saturazione nemmeno se esso viene pilotato da trasmettitori laser di potenza relativamente elevata. Perci?, ? problemi dei costi, degli inconvenienti e della affidabilit? di attenuatori da installare sul posto risultano eliminati.

Nel funzionamento, il ricevitore non richiede codificazione del la corrente di-dati al fine d? migliorare la sensibilit? e/o l'intervallo dinamico.

La presente invenzione consiste in un ricevitore non integratore di alta sensibilit? e ad ampio intervallo dinamico per amplificare una cor rente di segnale d che pu? essere di tipo digitale oppure di tipo analogi s ? co, e per produrre una tensione di uscita v . Il ricevitore include un amo

plificatore di tensione avente un guadagno di tensione diretto (A) con n (n=l,2 ...) poli in esso a frequenze f . (i=l,2,...n) all'esterno della ? ai

larghezza di banda del segnale. Un circuito di controreazione, collegato

fra l'ingresso e l'uscita dell'amplificatore, include un generatore di cor?

rente per generare una corrente di retroazione i^., la quale ? proporziona?

le a v , e la quale ? sottratta da i . In aggiunta, la transconduttanza o s

g^ del generatore di corrente ? essenzialmente indipendente dalla frequen?

za entro la larghezza di banda del segnale .ed ? di segno opposto a A. Il cir

culto di retroazione, in combinazione con la capacit? d'ingresso del

?ricevitore, produce un guadagno di tensione di retroazione ? con un polo di

retroazione in esso ad una frequenza f , che ? preferibilmente entro f.

Nell'amplificatore ? desiderabile che il polo di retroazione sia il polo

dominante nella risposta in frequenza del guadagno ad anello A , e che il

polo di transimpedenza f del ricevitore sia uguale alla frequenza<- >del gua-P

dagno ad anello unitario f . Per la stabilit? f = f dovr? essere suffiu p u

cientemente al di sotto dei poli f dell'amplificatore di tensione, in modo ai

tale che lo sfasamento di tensione totale attorno all'anello sia inferiore

a 360?.

L'impedenza di uscita del generatore di corrente ? estremamente

elevata, in modo da ridurre il rumore di Johnson e quindi fornire elevata

sensibilit?. Tuttavia, l'ammettenza d'ingresso effettiva risultante, Ag^, +

j coC^, dell'amplificatore con retroazione ? principalmente conduttrice en?

tro la larghezza-di banda del.segnale, per cui il segnale,d'ingresso non -

viene integrato e non si verifica saturazione in seguito a lunghe stringhe

di impulsi.

Nel.caso di. un segnale digitale non a ritorno a zero KRZ) , avente una frequenza o velocit? di bit B ed una larghezza di banda I^B, dovr? essere soddisfatta la diseguaglianza seguente, perch? il ricevitore abbia a risultare non integratore:

? Ag > 2 '?f C I B.

f T 2

In una forma di realizzazione dell'invenzione, il generatore di cor rente include un integratore di^ tensione div?dente la combinazione in paralle 10 di un res?stere di retroazione ed un condensatore di retroazione mutuamente adattati in modo tale che la combinazione resistore-condensatore ha uno zero nella sua funzione di trasferimento tensione-corrente che annulla 11 polo nella funzione di trasferimento dell'integratore.

In un'altra forma di realizzazione dell'invenzione, il generatore di corrente include un transistor a effetto di campo (FET) il quale ha la sua sorgente e il suo pozzo collegati fra l'ingresso e l'uscita dell'amplifi^ catore e il quale ? polarizzato nella regione lineare della sua caratteristica corrente-tensione. In una variante di questa forma di realizzazione, il FET ? previsto per avere una porta resistiva, in modo tale che due tensio ni di porta diverse possono essere applicate ad esso, una costituita da una tensione fra porta e sorgente e l'altra da una tensione fra porta e pozzo. Queste tensioni sono mutuamente adattate con la tensione di soglia del FET per cui la tensi?ne fra porta e canale al di sopra della soglia ? essenzial mente uniforme lungo la sua lunghezza, rendendo cos? la resistivit? del canale sostanzialmente uniforme lungo la sua .lunghezza.

Alternativamente , il transistor (o un FET oppure un dispositivo bipolare) pu? essere polarizzato in saturazione ma, in questo caso, viene impiegato un circuito di linearizzazione per pilotare il-transistor per rendere la corrente di retroazione i una funzione lineare di v .

f o

Come s? ? detto precedentemente, il ricevitore ? di tipo non integratore, e quindi non andr? in saturazione su lunghe stringhe di impulsi in un segnale digitale. Nonostante ci?, se la corrente di segnale i rags giunge intensit? sufficientemente elevate, allora l'amplificatore pu? ancora andare in saturazione. Perci?, in un'altra forma d? realizzazione del-- ^ invenzione, l'intervallo dinamico del ricevitore viene esteso tramite un .

resistore variabile R collegato all'ingresso dell'amplificatore ed un s

circuito di controllo automatico del guadagno (AGC) rispondente al segnale di ingresso o di uscita per far diminuire R quando la corrente d'ingresso s

raggiunge un valore troppo elevato. Sono previste varie configurazioni del-1'estensore dell'intervallo o della dinamica : R ? collegato in derivazios

ne o shunt, oppure in retroazione con l'amplificatore; controllo AGC o automatico del guadagno (A) dell'amplificatore diretto come pure della resistenza di R ; e condensatori variabili in parallelo a R , e sotto controllo s s

AGC, per ragioni di stabilit?.

Nei disegni :

la figura 1 illustra un ricevitore ottico della tecnica nota; la figura 2 ? un circuito equivalente di figura 1;

la figura 3 illustra il circuito di figura 1, con un equalizzatore all'uscita dell'amplificatore;

la figura 4 illustra varie forme d'onda impiegate nel descriverle il funzionamento del circuito di figura 3;

la figura 5 illustra un altro ricevitore ottico della tecnica nota includente un amplificatore a transimpedenza;

la figura 6 ? un circuito equivalente di figura 5?

la figura 7 illustra un circuito di figura 5 includente capacit? parassita;

la figura 8 ? un circuito equivalente di figura 7;

la figura 9 illustra un ricevitore ottico secondo una forma di rea l?zzazione generale dell'invenzione;

. - la figura 10 ? un circuito equivalente di? figura 9;

la figura 11, tramite le parti A-E, illustra vari grafici di risposta,in frequenza per il ricevitore della figura 9;

la figura 12 illustra un ricevitore ottico secondo una forma d? realizzazione dell'invenzione in cui il generatore di corrente di figura 9 ? realizzato tramite retroazione a condensatori e resistenze e integrazione della tensione di uscita; - -la figura 13, tramite le parti A, B e C illustra vari grafici di risposta in frequenza per il ricevitore della figura 12;

la figura 14 illustra un'altra realizzazione del ricevitore di figura 12 in cui C -?> C e R C R (C C );

<e >C^ D C C F D R ?

Aa figura 15 ? uno schema circuitale del ricevitore di figura 14 con i componenti di bipasso e filtraggio ben noti tralasciati per semplicit?; in cui R (C C ) = R C ;

F D --R CI I

la figura 16 rappresenta un ricevitore ottico secondo un'altra for , ma di.realizzazione dell'invenzione, in cui il generatore d? corrente di figura 9 ? realizzato da un FET (Q ), polarizzato nella regione lineare della

F

sua caratteristica I-V ;

la figura 17 illustra il ricevitore della figura 16 con un circu? w ^<0>. to equivalente sostituito al posto di Q :

F

la figura 18 illustra un circuito il quale fornisce una alimentazione di polarizzazione di pedinamento Q ;

F

la figura 19 illustra un NMOS FET del modo ad arricchimento a por ta resistiva distribuita (DRG) per l'impiego in qualit? di Q nel ricevito-F

re della figura 16;

- . - la figura 20 illustra un DRG-JFET per l'impiego in qualit? di Q nel ricevitore di figura 16;

F

la figura 21 ? il simbolo circuitale per un DRG-FET, come qui impiegato;

la figura 22 illustra il ricevitore di figura 16 includente un DRG-FET;

la figura 23 illustra il ricevitore di figura 16 includente uno schema di polarizzazione per un DRG-FET;

la figura 24 illustra un circuito in cui la non linearit? in alternata del primo ordine di Q ? annullata nel ricevitore della figura 16;

F

la figura 25 illustra un circuito in cui un FET a quattro porte ? impiegato in qualit? di Qp nel ricevitore della figura 16;

la figura 26 illustra un ricevitore ottico secondo ancora un'altra forma di realizzazione dell'invenzione, in cui il generatore d? corren te della figura 9 ? realizzato da un transistor a porta comune o base comu <ne >Q?? polarizzato in saturazione, in combinazione-con un circuito di l?nea F ? rizzazione;

la figura 27 illustra un ricevitore simile a quello di figura 26 - ma impiegante un transistor a sorgente comune o emettitore comune;

la figura 28 illustra un esempio di come il circuito di lineariz

ne delle figure 26 e 27 possa essere realizzato mediante la combinazione

di un resistore in serie con e un transistor adattato, pi? granile Q'

in parallelo con Q^;

la figura 29 illustra un esempio di come il circuito di linearizzazione

della figura 26 e 27 possa essere realizzato mediante uno schema a PET a

specchio di corrente;_ __ _ _ ?

le figure 30 e 31 illustrano circuiti includenti un anello di retroazio?

ne minore per la linearizzazione secondo ancora un'altra forma d? realiz?

zazione dell'invenzione;

la figura 32 illustra un ricevitore ottico secondo un'altra forma di rea

lizzaz?one dell'invenzione, in cui il generatore di corrente di figura 9

? realizzato mediante un transistor in saturazione, in combinazione con

prepolarizzazione in corrente adatta per ottenere linearizzazione;

la figura 33 illustra il ricevitore ottico di figura 9? in combinazione

con un estensore di intervallo formato da un resistore in derivazione o

shunt variabile R ,ed un circuito AGC rispondente alla tensione di uscita v ;

s o la figura 34 ? un grafico rappresentante una funzione AGC illustrativa;

la figura 35 ? simile a figura 33? tranne per il fatto che il circuito

AGC ? sensibile alla fotocorrente i , invece che alla tensionedi uscita v ;

s o la figura 36 ? una forma di realizzazione di figura 33 in combinazione

con un integratore a retroazione non invertente lento, il quale fornisce po

larizzazione sul resistere di shunt R per evitare di saturare l'amplificas

tore in avanti o diretto;

la figura 37 ? identica a figura 36, tranne per il fatto che R ? rappre s _ sentato esplicitamente come costituito da un ??? (Q );

s

la figura 38 ? una forma di realizzazione di figura 33 in cui il circuito AGC controlla sia R che il guadagno del ricevitore della figura 9?

s

la figura 39 ? una forma di realizzazione di figura 38, con il FET dell'estremit? anteriore (Q ) del ricevitore di figura 9 rappresentato espli? citamente in combinazione con un integratore a polarizzazione di pozzo per Q e un integratore a polarizzazione di shunt per Q (R )

la figura 40 illustra il ricevitore ottico di figura 9 in una disposizio? ne a transimpedenza formata da un resistore variabile R e da un elemento s

retroazione ? in combinazione con un estensore di intervallo, secondo ancora un<1 >altra forma di realizzazione dell?invenzione;

la figura 41 illustra il ricevitore ottico di figura 9 come avente due stadi nell'amplificatore diretto, con impiegata retroazione dello stadio in termedio invece dell'elemento di retroazione di figura 40?

la figura 42? tramite le parti A-C rappresenta grafici di risposta in frequenza per illustrare il funzionamento del circuito della figura 41 ;

la figura 43 ? una forma di realizzazione di figura 40 in cui ? ottenuta stabilit? riducendo il guadagno ad anello quando lo sfasamento ? prossimo a 180? , e la quale include un integratore lento per fornire polarizzazione in continua all'amplificatore diretto;

la figura 44 ? una forma di realizzazione della figura 43 incorporante uno schema di comando di retroazione a transistor bipolare; .. la figura 45 ? un'altra forma di realizzazione nella quale si ottiene stabilit? riducendo il guadagno d'anello quando lo spostamento di fase d'a nello ? prossimo a<">360? , e che include una disposizione di pedinamento <p>er ridurre simultaneamente il guadagno A e la transcoduttanza di retroazione g^.j in cui il generatore di corrente della figura 45 ? sostituito da una resistenza variabile R ;

s

la figura 47 .? una forma d? realizzazione di figura 40 con A = 1, e in cui ? ottenuta stabilit? riducendo lo sfasamento a retroazione a transim pedenza al di sotto di 90?, al di sopra della larghezza di banda del segnale tramite un condensatore fisso C in parallelo con R ;

F s

- la figura 48 ? simile a-figura 47 tranne che C--? variabile ? sot?

F

to controllo AGO;

la figura 49 illustra come un C variabile possa essere ottenuto

K

mediante una pluralit? d? combinazioni a condensatori-interruttori in parai lelo con R , con gli interruttori sotto controllo AGC;

s

la figura 50 illustra come la compensazione di figura 47 possa essere ottenuta impiegando la capacit? del fotodiodo; e

la figura 51 ? una forma di realizzazione dell'invenzione in cui il resistore variabile ? attuato da una pluralit? di FET di dimensioni diverse collegati in parallelo.

III. Descrizione Dettagliata

III (a). Ricevitore non Integratore Generale

Questa sezione descrive varie forme di realizzazione di ricevitori non integratori .di alta sensibilit? (NIR), secondo i principi dell'invenzione; la sezione IV descr?ve circuiti estensori di intervallo/AGC che possono essere aggiunti a questi NIR per migliorare la loro,dinamica. Questi NIR-sono pure pi? sensibili dei ricevitori integratori della tecnica nota, poich? l'equalizzatore e il suo inconveniente di rumore associato sono eliminati. In aggiunta, i circuiti estensori di dinamica o dell'intervallo dinamico.,_ consentono di ottimizzare questi NIR, esclusivamente per la sensibilit?, eliminando la necessit? di compromessi fra la dinamica e la sensibilit?.

Per scopi illustrativi, e per semplicit?, sar? descritto un ricevitore per rivelare e amplificare segnali ottici digitali. Risulter? tuttavia apparente, che mediante i ricevitori dell'invenzione possono essere amplificati segnali analogici come pure digitali, e segnali ottici come pure segnali non-ottici. _ ,_ _ __ . . _ .. . ... ..

Uno schema di un ricevitore ottico non integratore di alta sensiUi lit? generale NIR 10, secondo l'invenzione, ? illustrato nella figura 9. Il ricevitore comprende un amplificatore di tensione 12 avente un guadagno di tensione diretto (-A); in altre parole l'amplificatore 12 inverte la <">tensione di uscita v rispetto alla tensione d'ingresso v. .Un circuito di retroao m

zione (generatore di corrente 14) ? collegato fra i terminali di.uscita e di ingresso 16 e 18 dell'amplificatore 12 con un collegamento a controreazione. Il generatore di corrente ha una transconduttanza g^.la quale ? indipendente dalla frequenza e produce una corrente di retroazione i^, la quale ? pr? porzionale alla tensione di uscita v . Un fotorivelatore 20 ? collegato fra o _

il terminale d'ingresso 18 ed una sorgente 21 di tensione di polarizzazione inversa. Il fotorivelatore 20, che ? tipicamente un fotodiodo, converte la radiazione ottica digitale 22 in una fotocorrente digitale corrispondente i .

s Per avere alta sensibilit?, ? richiesto un circuito di retroazione di alta impedenza, al fine di ridurre il rumore di Johnson. Conseguente- <" >mente, il circuito di retroazione ? un generatore di corrente 14, come ? mostrato. Per una risposta non a integrazione, il? guadagno di anello ? sufficientemente elevato da far si che la corrente di retroazi?ne-i^ abbia ad<">es<??>.

sere all'incirca uguale alla fotocorrente i . Perci?, se la corrente di res

troazione ? proporzionale alla tensione di uscita v , allora la tensione di o

uscita ? proporzionale alla corrente di segnale i , fornendo la risposta d? s

trans?mpedenza non a integrazione desiderata. Pi? specificatamente, bench?

l'anello di retroazione e siano integratori, a causa del fatto che il

guadagno diretto ? negativo, i ? negativo rispetto ai .

x 8

Se A ? sufficientemente -grande.--allora -g_v = ^ i ,- e

f o f s

scorre solo una piccola corrente differenza I in C , in maniera che v in T m ? proporzionale a i e il ricevitore ? perci? non integratore. In altre pas

role, il guadagno A dovr? essere sufficientemente grande da far s? che la

resistenza equivalente R = 1/Ag abbia a risultare pi? piccola della impee f

denza di C^, anche in corrispondenza della estremit? superiore della banda

passante. Quindi, la maggior parte di i scorrer? attraverso R .<'>invece che s e attraverso C^. Conseguentemente, l'impedenza d'ingresso equivalente ? resi?

stila e il segnale non viene integrato.

Per fini di stabilit?, i poli f . dell'amplificatore 12 sono alai

l'esterno della larghezza di banda ? f del segnale, mentre il polo f del

circuito di retroazione ? il polo dominante nella risposta del guadagno ad

anello. In aggiunta, sar? dimostrato analiticamente che il polo di transim?

pedenza f del ricevitore ? uguale alla frequenza di guadagno unitario f^

(cio? la frequenza per la quale il guadagno di tensione dell'anello ? ugua

le a 1). ?'<?>?

L'analisi del NlR IO che dimostra queste caratteristiche ? qui

sotto riportata. La corrente di retroazione i ? data da

i = g v - -Ag v , (3.1) f <s>f o <s>f in

\? ?9 che consente di definire una resistenza equivalente d'ingresso R per l'am- <?>

e plificatore 12:

in

R l/(Agf }, (3.2) e 1

supponendo che il guadagno A sia costante (cio? costante con la frequenza).

R ? in parallelo con la capacit? d'ingresso totale C = C C (Fig. 10), e T D A

del ricevitore, in cui ? -la capacit? parassita del fotodiodo 20 e ?

la capacit? d'ingresso dell'amplificatore 12. Perci?, la risposta corrente-

tensione (transimpedenza) del ricevitore (Fig. H E) ha un polo per

fp = l/2?TReCT = Agf/2TYCT (3.3)

Per una risposta non a integrazione, questo polo deve essere al

di sopra della larghezza di banda del segnale. Ad esempio, per un se?

gnale digitale di non ritorno a zero (NRZ), la largh?zza di banda di Nyquist

? circa met? della frequenza B dei bit. L'impostazione di f ^ B, fornisce P

un abbondante fattore di sicurezza e, dall'equazione (3.3) si ha :

Ag t> 2 '?'C B . (3.4) f T

Perci? il prodotto Ag^ del guadagno dell'amplificatore e della

transconduttanza di retroazione per una risposta corrente-tensione non a

integrazione ? proporzionale alla capacit? d'ingresso totale per la frequen

za o velocit? dei bit.

Considerazioni di stabilit? richiedono pure che i poli nel gua?

dagno di tensione diretto A abbiano ad essere al di sopra della banda pas?

sante. Mentre la risposta a transconduttanza, descritta precedentemente, era

determinata dalla retroazione d? corrente la stabilit? ? determinata dal

guadagno di tensione dell'anello. La retroazione d? corrente nella capacit?

la /<? >d'ingresso C^,produce un guadagno di tensione di retroazione a integrazione , e quindi uno sfasamento di 90? (figura 11B). Per un basso rumore di corrente di Johnson, la resistenza di uscita del generatore di corrente 14 deve essere grande; perci? il polo in fi ? ad una bassa frequenza f e deve essere impiegato come il polo dominante dell'anello. Nel caso siano trascurati i poli in A (figura 11C) che si suppone abbiano alte frequenze <?>f allora ?l guadagn? di tensione totale dell'anello A ? , illustrato nel ai * ? la figura 11D, ? :

?Ag -Ag,

-A = C s

T j2 irfc (3.5)

La frequenza del guadagno ad anello a tensione unitaria f (in u cui A - 1) ? quindi

f = Ag /2 ?TC . <? >(3.6) u f T

Un risultato sorprendente ? che la frequenza di guadagno d'anello unitario f ? uguale alla frequenza f del polo della risposta coru p

rente-tensione fornita dall'equazione 3.3. Per un margine di fase maggiore di 45?, il polo di frequenza pi? basso in A deve essere maggiore di f . Tuttavia, f ? uguale a f , che ? scelto uguale al limite di frequenza suu p

periore della banda passante. Perci?, i poli nel guadagno diretto A devono essere al di sopra della banda passante.

Perci? per i NIR secondo la presente invenzione, la frequenza <? >-di polo di-transimpedenza raccomandata f (o frequenza f corrispondente? p u

al guadagno ad anello unitario) viene tipicamente impostata all'incirca uguale alla frequenza o velocit? dei bit; la larghezza di banda richiesta per l'amplificatore .12.risulta .solo leggermente maggiore-. La resistenza di<' >ingresso equivalente preferita R ? determinata da C^, e B come ? indicato dall'equazione 3.2 indipendentemente dal tipo di generatore di corrente di retroazione impiegato. .

Ili (b). Ricevitore a Transimpedenza a Retroazione Capacitiva

In questa forma di realizzazione della presente invenzione, rappresentata nella figura 12, il generatore di corrente 14 della figura 9 ? realizzato dalla combinazione in parallelo-di un condensatore C e di un re sistore R il quale ? pilotato mediante un integratore di tensione 24. C F F

e Rp sono collegati fra il terminale di ingresso 18 e l'uscita dell'integratore 24 che ottiene il suo ingresso da v , sul terminale d'uscita 16.

o

Alle basse frequenze, la retroazione fornita dalla combinazione di R e C F F

? resistiva, ma attraverso la maggior parte della larghezza di banda, la retroazione ? capacitiva; in altre parole, nella tecnologia dei <'>circuiti integrati ibridi attualmente disponibile (HIC), un resistore di retroazio ne di grande valore ? dominato dalla sua capacit? di retroazione parassita in derivazione C illustrata con linea tratteggiata. Per l'esempio del-R -l'amplificatore a transimpedenza da 44,7 Mb/s fornito nella Sezione II, R F

era di 1 M ? e C era di 0,05 pF. Questi valori parametrici danno luogo R

ad una frequenza zero di retroazione di corrente in corrispondenza di 3,2 MHz oltre il qual valore la retroazione ? principalmente capacitiva. Perci?, il circuito di retroazione capacitivo ? quello preferito per NIR di elevata sensibilit? HIC.

Come ? stato illustrato con riferimento al generatore di corrente 14, la corrente di retroazione i dovr? essere proporzionale alla tensione di uscita v al fine di ottenere una risposta corrente-tensione non o

a integrazione. Per la retroazione capacitiva, la corrente di retroazione ? la derivata della tensione di retroazione. Perci?, se la tensione di retroazio ne v^ ? l'integrale della tensione di uscita, allora la corrente di retroazione i ? proporzionale alla tensione di uscita come ? desiderato. Per ottenere una risposta non a integrazione, l'integratore a retroazione 24 dovr? essere progettato per introdurre un polo annullante lo zero di retroazio ne_di corrente R -C (di figura 13A)..Pi?..esplicitamente, la.funzione,di tra <? >F F ? sferimento tensione-corrente di R -C produce uno zero in corrispondenza di

F F

una frequenza f = 1/2?? X , ed ? data da

F F

1 ?1

i = V (-? C s) : V C (s+

1 K r r v Z ? );

xi Z = R c (3.7)

I r r e

F

La risposta dell'integratore a retroazione produce un polo in corrispondenza di una frequenza f (Fig. 13B) ed ? data da

av

v ? , in cui = 2 ?? f (3.8) f I I

#1

s+

Se r =

I F X allora la transconduttanza del generatore di.corrente 14 ? ottenuta combinando l'equazione 3.7 e l'equazione 3.8 nel mo do seguente :

a

gf = *f = / CF(S ? <1>) ? ! = aC (3.9)

-1? F

V (s+ c )

o

cio? il polo in corrispondenza di f annulla lo zero in corrispondenza di f ,

X F e la conduttanza di retroazione ? costante con la frequenza,.come ? desiderato-;

(Si deve notare che v r- a J v dt; perci? a ha dimensioni dell'ini o ?

verso (in secondi) ? aC ? una conduttanza come richiesto).

L'altro requisito della sezione Illa per una risposta non a inte^Oos<? >grazione ad un segnale digitale NRZ, ? che la conduttanza d'ingresso equi?

valente g dovuta alla retroazione di corrente sia maggiore della ammetten e <? >za della capacit? d'ingresso del ricevitore in corrispondenza della e-

stremit? superariore della banda passante (equazione 3.4); in altre parole,

Agf = A(aCp) > 21T CM3, b

2 ? y c

Aa B ?(3.10)

Perci?, il prodotto minimo Aa del guadagno diretto A e della co?

stante dell'integratore di retroazione a ? proporzionale a C^/C^. Perci?,

l'aumento della capacit? di retroazione C fa diminuire la quantit? di gua F <? >dagno richiesta.

Un modo per aumentare C ed aumentare quindi il guadagno richie-

F

sto ? quello di collegare una capacit? aggiuntiva ai capi di R . In taluni F

casi, l'inconveniente della diminuzione di sensibilit? associato con que?

sto aumento di capacit? dell'estremit? anteriore ? accettabile. Il vantag?

gio ? costituito dal fatto che R C = ? accuratamente noto: in tal mo F F F ? do non ? richiesta nessuna regolazione del polo fc -dell'integratore a re

troazione per garantire annullamento dei poli - zeri come nell'equazione

3.9. Questa soluzione pu? essere impiegata per amplificatori a circuiti in

tegrati di frequenza molto alta, per far diminuire il guadagno ad anello

richiesto.

La soluzione preferita, illustrata nella figura 14, ? quella di

accoppiare in alternata la capacit? di giunzione _C^ del fotodiodo ai capi

di R , collegando il lato di polarizzazione del fotodiodo 20 all'uscita v F f dell'integratore a retroazione 24 attraverso un condensatore C di grande c

I&> valore . Nessuna capacit? aggiuntiva ? aggiunta all'estremit? anteriore e ? QS<? >'

quindi non vi ? l'inconveniente della riduzione di sensibilit?. Inoltre, in

pratica C = ? C . Perci? C ? l'impedenza d? retroazione pi? piccola pos-D 3 T D

sib?le in corrispondenza della estremit? superiore della banda passante,per

cui il guadagno di anello ad alta frequenza richiesto ? il pi? basso di una

qualsiasi delle strutture NIR qui considerate. Per = 0,4 pF, e f = B =

44,7 Mb/s,-l'impedenza di C? ?-j.8,9? k-? .-Per C- =-lp3-pF e-C = 0,5 pF, c T D

il prodotto di guadagno richiesto (equazione 3.10) alla frequenza o veloci?

t? dei bit ? solo

Aa

= - - 2;6 ; (3.10a) 2 ?? B

Un ricevitore NIR da 44,7<?>Mb/s pratico ? illustrato nella figura

15, in cui le componenti di bipasso e filtraggio ben note non sono rappre?

sentate, per semplicit?. L'amplificatore diretto o senza retroazione 12

era una disposizione cascode convenzionale, di un FET 12.1 e di un trans??

stor a giunzione bipolare (BJT) 12.2, con un guadagno di tensione di ap?

prossimativamente 25. L'integratore a retroazione 24 era un BJT a base co

mune 24.1 con un condensatore aggiuntivo sul collettore per fornire il

polo di integrazione ? = R C * Poich? gli stadi cascode sono di larga X CI I

banda, e poich? il guadagno alla frequenza dei bit era di solo ^0,1, gli al?

tri poli dell'integratore di retroazione erano al d? sopra dei 500 MHz e non

influenzavano la stabilit?.

I criteri di stabilit? sono esattamente quelli-discussi nella -se ?

zione 111(a). Questo circuito ? stabile poich? il polo dovuto alla retroa?

zione di corrente in riduce il guadagno di tensione dell'anello a 1,

prima del primo polo di guadagno f dell<1>amplificatore..Detto modo--equi--<? >a ?

valente, ad alta frequenza C e C formano un divisore d? tensione di 2,6:1

F T

dall'uscita dell'integratore all'ingresso dell'amplificatore, e in tal modo la riduzione dell'integratore di 6 dB/ottava, abbassa a uno il guadagno di tensione ad anello.

IIl(c). Ricevitore a Retroazione a FET Resistivi

In questa forma di realizzazione dell'invenzione, illustrata nella _figura 16, il_generatore di corrente 14 disfigura 9 ? realizzato da un FET ? Q specificatamente progettato avente il suo pozzo e la sua sorgente colle-F

gati ai terminali d'ingresso e di uscita 18 e 16, rispettivamente, dell'amplificatore 12. Una sorgente di tensione di polarizzazione V , rappresengs

tata a titolo illustrativo come una batteria, ? collegata fra la sorgente e la porta di Q . Bench? sia illustrato un FET di canale n, sarebbe pure adat F ? to un dispositivo di canale p. . .<. >.

Questo circuito ? una forma di amplificatore a transimpedenza in cui il r*esistore di retroazione ? un FET QF funzionante nella porzione line?a i re della sua caratteristica corrente di pozzo rispetto a tensione di pozzo. Le considerazioni d? stabilit? e risposta di transimpedenza, tuttavia, sono essenzialmente quelle descritte nella Sezione III(a) per il circuito generale di figura 9, g essendo la conduttanza fra pozzo e sorgente g di Q .

f sd F Per v v. (cio? A ^ l), Q ? un buon generatore di corrente. Perci?, o m F

dall'equazione 3.4 il guadagno diretto minimo A dell'amplificatore 12 per una risposta non a integrazione di un segnale digitale ? approssimativamente .

? 2 lYc B

A _ T_

(3.11) <g>f <= g>sd'

in cui si suppone che la larghezza di banda della transimpedenza sia uguaXe alla frequenza o velocit? dei bit B. Analogamente, per fini di stabilit?, i

poli nel guadagno A dell'amplificatore 12 dovranno essere al di sopra della

banda passante, come ? stato descritto precedentemente.

La struttura di un FET Q ? retroazione adatto ? importante per<1 >

F

l'attuazione di questa forma di realizzazione dell'invenzione. Il primo pro?

blema ? quello di realizzare una resistenza fra sorgente e pozzo R suffisd esentemente elevata da ridurre il.rumore, di.Johnson. Una semplice riduzione

della tensione di polarizzazione di porta V per far aumentare R pu? degs sd . terminare un problema di linearit? se la tensione di saturazione della cor?

rente di pozzo risultante non ? sufficientemente maggiore della massima ten

sione fra sorgente e pozzo ai capi, di Q . Orbene, la tensione V in cor? F sd rispondenza della quale la corrente di pozzo va in saturazione ? approssima

tivamente la tensione di porta al di sopra della soglia, A V = V - V , gs gs T mentre la tensione fra sorgente e TOZZO V ? semnlicemente la tensione del sd

segnale di uscita ~^s<R>scj ? poich? i ? i .Il rapportodi queste due tensioni de termina la linearit? di R ., e quindi la linearit? del guadagno a transimpe si ? denza. Perci?, la tensione di porta minima al di sopra della soglia ? deter

minata dal requisito di linearit? della transimpedenza e dal prodotto di R sd per la fotocorrente d'ingresso massima. In forme d? realizzazione descrit?

te nella Sezione IV, successiva, la i massima ? determinata dal circuito s

estensore dell'intervallo dinamico qui descritto. Nella struttura a FET,

sd dovr? essere uguale alla o maggiore della resistenza di retroazione richie^

sta per questa tensione di porta minima.

Il secondo problema della struttura a FET-? quello di minimizzare

le capacit? associate illustrate nella figura 17: cio? la capacit? fra sorgente e pozzo G ^ e la capacit? fra porta e canale C . determina inte

grazione del segnale, e C si somma parzialmente a C se la porta ? colle gc sd ? gata all'uscita o non ? messa a massa per l'alternata. Se la porta ? messa

a massa per l'alternata, allora C fa s? che il canale resistivo di Q abgc F bia a risultare una linea di ritardo R-C. Lo sfasamento risultante della li

nea di ritardo pu? provocare oscillazione. La C massima che pu? essere desd

terminata impostando la-frequenza polare di risposta uguale alla-frequenza o velocit? dei bit ?

C 1/2 TTR B .

sd sd

Per B = 44,7 Mb/s, R = 500 k <'>? la C massima ? 0,007 pF. Ci? F ? sd

? ottenibile su una piastrina, ma probabilmente non in un contenitore; per?

ci? Q e il transistor d'ingresso dell'amplificatore 12 sono prefer?bilmen-F

te integrati. La capacit? fra porta e canale ammissibile (porta messa a mas

sa per l'alternata) per uno sfasamento di retroazione extra di 28? ? di

tre volte maggiore.

Questi due problemi sono trattati come segue, nella progettazione

di Q . Il rapporto fra la conduttanza sorgente-pozzo e la tensione di porta F

al di sopra della soglia ? ridotto nel seguente, modo: (1) aumentando il rap?

porto fra la lunghezza e la larghezza del canale (rapporto di forma), in cui

la lunghezza ? misurata dalla sorgente al pozzo; o (2) aumentando lo spesso?

re dell'ossido di porta per un M0SFET oppure aumentando la larghezza della

giunzione di porta per un JFET o MESFET, aumentando cos? anche l'area di.

porta disponibile; oppure (3) aggiungendo impurit? o difetti nel canale per

ridurre la mobilit? dei portatori. La capacit? fra porta e canale, C vie? gc rie diminuita nel seguente modo: (1) diminuendo 1'area di porta totale, oppu re (2) aumentando lo spessore dell'ossido di porta per un MOSFET oppure au- \Oos<?>

mentando la 'larghezza della giunzione di porta per un JFET oppure un MESFET.

A titolo illustrativo, il FET a retroazione fabbricato mediante la tecnoio-

gi? dei circuiti integrati NMOS ha una lunghezza di 10 micron ed una larghe^

za di 1,5 micron, ed ? concepito per R = 500 K Si .

sd

La precedente combinazione di caratteristiche ? insolita poich?, di

<e>versamente dalle applicazioni-a FET della tecnica nota,-essa fornisce un FET

a bassa g , a bassa f e a bassa corrente. Il Q risultante, che ? un FET

m T F

-6 S

lento avente tipicamente g < 10 , ? qualitativamente diverso dai FET normali m

-2

che hanno una g di 10 S. Come ? ben noto nella tecnica, g ? la transconm m

duttanza di un FET.

La procedura di progettazione per Q ? quella di valutare dappoi

F

ma il rumore dell'amplificatore 12, e quindi scegliere R per una-corr?nte sd

di rumore di Johnson accettabile. R determina la capacit? fra porta e casd

naie ammissibile o accettabile che determina quindi l'area massima di porta

per un dato spessore dell'ossido di porta (caso di un M0S) oppure lo spesso

re della regione di impoverimento di porta (casi dei JFET o MESFET). Il rap

porto fra lunghezza e larghezza viene quindi determinato dalla tensione di

porta minima richiesta al di sopra della soglia per la particolare R . Se sd necessario, lo spessore dell'ossido di porta o della regione di impoverimen

to di porta pu? essere aumentato e la procedura pu? essere iterata.

Un possibile circuito di polarizzazione di porta per Q?<? >? illir--:??-<r>?

F

strato nella figura 18. Q e Q sono una coppia adattata (avente un rapporto F B

dimensionale noto), e sono fabbricati tipicamente l'uno vicino all'altro

sulla piastrina. La tensione di porta di Q al_di..,sopra.olella_soglia vien&

?

??3 impostata mediante l'alimentazione di corrente i del pozzo di Q . Questo <<>0</>

b B schema ? simile ad uno specchio di corrente a FET ben noto, tranne per il

fatto che Q^ funziona in una regione lineare della sua caratteristica cor?

rente-tensione invece che nella regione di saturazione. Infatti, la foto-

corrente di saturazione del pozzo d? Q , al di sopra della quale Q ? un F F

generatore di corrente invece che un resistore di retroazione, ? semplice?

mente i^ per il rapporto dimensionale<- >(Il cond?nsatore<~>C<? >di ridu?

zione del rumore opzionale serve come un bipasso per il rumore nella ali?

mentazione di polarizzazione Q -i ).

B b

La ragione del perch? il FET Q sia un resistore non lineare ?

F

costituita dal fatto che la conduttivit? locale, in un punto qualsiasi lun

go il canale ? proporzionale alla densit? del numero dei portatori locali,

che, a sua volta, ? proporzionale alla tensione fra porta e canale al di

sopra della soglia ? V = V - V . Per una porta a potenziale singolo gc gc T

con una data ? V , ? V diminuisce in prossimit? del pozzo quando V gs gc sd aumenta, e quindi la conduttivit? ? inferiore in prossimit? del pozzo e

R di Q non ? lineare,

sd F

Come si ? detto precedentemente, un'altra soluzione ? quella di

rendere l'ossido di porta o la regione di impoverimento di porta sufficien

temente spessa, e il rapporto di forma successivamente grande in modo tale

che ? V per una data R = R_ sia grande rispetto a V . Una seconda so gs sd F sd -luzione, complementare, illustrata nelle figure 19-23, ? quella di lasciar

variare V lungo la lunghezza del canale per mantenere costante la tensione g

fra porta e canale V . Secondo una caratteristica di quest'ultima forma di gc

realizzazione dell'invenzione, ? ottenuta una V variabile rendendo la por? g

ta una linea resistiva e applicando tensioni diverse all'estremit? di sor?

gente (Gl) e alla estremit? di p?zzo (G2). Il simbolo circuitale per un FET

a porta resistiva ? illustrato nella figura 21. La tensione fra Gl e la sor

gente al di sopra della soglia, ? V = V - V , ? uguale alla tensione

fra G2 e pozzo al di sopra della soglia, ? V = V V V . e, se la <H >g2 g2 d ? resistivit? della porta ? uniforme lungo la lunghezza del canale, allora la

resistivit? del-canale-? uniforme e- ? V? ? costante. R? di Q ? quindi es -gc F F senzialmente lineare (tranne che .per l'effetto di oorp? minore). In ag?

giunta, la tensione fra porta e canale costante significa che la tensione

alternata fra porta e canale ? nulla, eliminando cos? la corrente capaciti?

va fra porta e canale.

Nelle realizzazioni fisiche del FET a porta resistiva distribuita,

la porta resistiva NMOS (figura 19) ? di polisilicio, ma la porta "resistiva

di un JFET (figura 20) ? la diffusione di porta stessa. Sono possibili al?

tre strutture simili.

Una forma di realizzazione illustrativa di un ricevitore impiegan?

te un FET a porta resistiva ? rappresentato nella figura 22. Gl di un FET

del modo ad arricchimento, Q^,, ? polarizzata a V al di sopra dell'uscita

?^ , a cui la sorgente ? collegata; G^ ? polarizzata a ? V volt al di so?

pra della media della tensione d'ingresso v . (Per un FET Q del modo a im in F ? poverimento, G? e G sarebbero polarizzate al di sotto di v e v , rispet 1 2 o m ? tivamente )..Gl ?.polarizzata mediante una sorgente d? tensione fluttuante

fra Gl e l'elettrodo di sorgente; l'uscita dell'amplificatore 12 che pilota

l'elettrodo di sorgente ha una bassa impedenza. L'ingresso dell'amplifica?

tore 12 ha un'alta impedenza e non pu? essere usato-per polarizzare G2. Tut<-,r>^ 29 .</>Onc<<>? tavia, l'oscillazione della tensione d'ingresso ? 1/A volte l'oscillazione

della tensione di uscita ed ? perci? trascurabile. Perci?, ? opportuno po?

larizzare G2 mediante una sorgente di tensione adattata a v. .

m

Uno schema di polarizzazione per la realizzazione della figura 22

con FET del modo a arricchimento ? illustrata nella figura 23. Q ha la sua F

sorgente e il suo-pozzo collegati-rispettivamente ai terminali di uscita e

d'ingresso 16 e 18 dell'amplificatore 12. L'estremit? di sorgente della por

ta rispettiva di Q ? collegata alla porta del FET Q che ha.la sua porta

F B

collegata al suo pozzo e a un generatore di corrente convenzionale i^. Le

sorgenti di Q e Q sono collegate l'una all'altra. In un modo similare, la B F

estremit? di.pozzo della porta resistiva di Q ? collegata ad una configu-F

razione virtualmente identica di un FET Q' e di un generatore di corrente

B

convenzionale i' , tranne per il fatto che la sorgente di Q' ? invece col b B <? >legata al pozzo di un terzo FET Q'^. Quest'ultimo ha la sua porta pure col

legata al suo pozzo e a un generatore di corrente convenzionale i' e ha

il suo elettrodo di sorgente messo a massa.

Q ' ? adattato al transistor d'ingresso Q^ dell'amplificatore nel

senso che le loro caratteristiche elettriche sono proporzionate. In aggiun?

ta, le loro densit? di corrente sono essenzialmente uguali. Perci? V di

Q'^ ? approssimativamente uguale a V. . Q' e sono transistor essenzial?

mente identici, polarizzati mediante la medesima corrente e adattati a Q^,.

Perci?, si ha V = V , ed ? realizzata una R lineare. (Condensatogli g2-d F

ri di disaccoppiamento di rumore opzionale C<~ >sono illustrati tratteggiati).

n

Proporzionando l'area di Q'^ in maniera appropriata, l'alimentazione di i'

pu? essere eliminata.

30 ? Sto V>>-E<1 >pure possibile impiegare una versione discreta di Q , con pi? ^

F

porte collegate ad un divisore di tensione. Una versione a quattro porte ?

illustrata nella figura 25. Nell'analogo a porta singola, la porta sarebbe

polarizzata a ^ V al di sopra della media delle tensioni di sorgente e di

pozzo. Ci? annulla, al primo ordine, la non linearit? di R e annulla ap-F

prossimativamente , al primo ordine, l'effetto capacitivo fra canale e porta.

Il circuito a FET a retroazione a<' >porta singola impiegante <">questo <">

effetto ? illustrato nella figura 24. Un divisore di tensione capacitivo ?

formato sulla porta di Q mediante un condensatore C collegato fra la por-

K 1

ta e la massa CA, un condensatore collegato fra la sorgente e la porta

di Q , e la combinazione in serie di un resistore R e di una sorgente d? ten F ? 'sione ? V collegata in parallelo con C^. Se C^ = C^, allora il divisore

di tensione capacitivo fornisce una polarizzazione di segnale CA<? >che corri?

sponde a met? della tensione del segnale di uscita. Questa ? una media ap?

prossimativa della tensione del segnale di uscita sulla sorgente di Q e F

della tensione del segnale d'ingresso trascurabile (dell'ordine di 1/A) sul

pozzo di Q?. Perci? R = R di Q ? linearizzata per oscillazione del se-F F sd F

gnale (al di sopra di un taglio di bassa frequenza). Il resistore R forni?

sce polarizzazione in continua o cc a Q da v . Perci? la resistenza in con F o ? tinua di R^ = R ^ non ? linearizzata. Tuttavia, si deve notare che ? pure

possibile una versione completamente linearizzata impiegante un divisore

resistivo e una sorgente di polarizzazione come quelle di figura 23. En- <?>

trambe possono essere realizzate sotto forma,di circuito integrato.

Ill(d) . Ricevitori a Retroazione a BJT / FET Saturi

?In-questa forma di realizzazione dell'invenzione, ? realizzato il generatore di corrente 14 di figura 9, come ? illustrato nelle figure 26 e 27,-

da un trans?stor saturo Q in combinazione con mezzi linearizzatori 26 che F

compensano la non linearit? di Q in modo tale che la combinazione produce

F

i^ proporzionale a v . In questi circuiti, comprende un BJT il quale fun?

ziona nel suo regime a corrente di collettore costante oppure un FET il qua?

le funziona nel suo regime a corrente di pozzo costante. Le sorgenti di rumo

re-principali sono-i-l-rumore a mitraglia di base e di collettore per il BJT.

e il termine del rumore di Johnson d? canale 4ki;rg per il F?T, in cui P ? m

il fattore di rumore di canale e g ? la transconduttanza. Poich? il termine m

di rumore del BJT ? relativamente indipendente dalle dimensioni del transi?

stor, il BJT deve essere semplicemente dimensionato per ridurre il suo con?

tributo a C . Il termine di rumore del FET ? proporzionale a g . Perci?,

1 m potrebbe essere impiegato un FET di retroazione a bassa g del tipo descritto m

nella Sezione III(c).

Il transistor di retroazione Q pu? essere collegato a porta comu-

F

ne-base comune (figura 26) oppure a sorgente comune/emettitore comune (figu?

ra 27). Nella configurazione a porta comune/base comune, la porta o la base

agisce come uno schermo elettrostatico, minimizzando l'accoppiamento di re?

troazione parassita attraverso il transistor (C << C e C ; C << C e sd gs gd ec be C ). Inoltre, qualsiasi accoppiamento rimanente di questo tipo ? controrea? bc

zione. Nella configurazione a emettitore comune/sorgente comune, l'accoppia

merito capacitivo ? attuato direttamente attraverso C o C _ ed ? retroazio-.

gd bc

ne positiva. Perci?, per ragioni di stabilit? sono preferite configurazioni

di retroazione a porta e base comuni. A parte 1'alimentazione capacitiva pa?

rassita, le considerazioni di stabilit? e risposta.pertinenti sono quelle del circuito generale di figura 9, e sono state tenute in conto nella Sezio- <'>

ne III(a).

I mezzi di linearizzazione 26, che pilotano l'emettitore o sorgente

di Qf, sono concepiti in modo tale che la transconduttanza del generatore di i

corrente 14 di figura 9 ? costante (indipendente dalla frequenza entro la larghezza di banda del segnale).

.._ Per un BJT,-?-richiesto .un convertitore logaritmico per compensare la caratteristica d? emettitore esponenziale I?V /v -(kT/g) In v costan te, tipicamente /. Per il FEf saturo non veloce a bassa g che ? stato di-? m

scusso precedentemente, ? richiesto un convertitore di radice quadrata

,(v ^ v <1/2>^)

s o

La forma di realizzazione pi? semplice dei mezzi linear?zzatori 26 ? un transistor materialmente pi? grande Q'p> adattato a.Q^ e pilotato da v attraverso un resistore R (Fig. 28)

Questo transistor di dimensioni maggiori Q' ha il suo elettro-F

do d'ingresso (sorgente/emettitore) collegato in parallelo con l'elettrodo d'ingresso di Q , e ha il suo elettrodo di polarizzazione (porta/base)

K _

similmente in parallelo con quello di Q L'elettrodo di uscita (pozzo/

F

collettore) di Q? ? collegato al terminale d'ingresso 18 mentre l'elettrodo d'ingresso d? Q ? accoppiato attraverso R al terminale di uscita 16.

F. 1

Un condensatore C accoppia gli elettrodi di polarizzazione di Q_ ? e Q' p a massa. Sorgenti di polarizzazione sono collegate all'elettrodo di uscita (pozzo/collettore) di Q e al suo elettrodo di polarizzazione (porta/base)

F

Il fatto che Q' s?a maggiore di Q in figura 28 ? indicato dal-

F F

la molteplicit? di linee verticali<" >per le-designazioni de-l-la sorgente/emet ? titore e del pozzo/collettore. La caduta di tensione lineare su R^ ? molto

maggiore della tensione alternata non lineare sulla sorgente/emettitore di

Q , per cui (i i<1 >).? proporzionale a v . Il rapporto di divisorie di cor F , F F o

rente c( = i /(i i' ) fra le due sorgenti o emettitori ? costante in cor F F F

rente poich? entrambi seguono la medesima legge fra corrente e tensione. Per

ci?, i- ? proporzionale a v , come ? richiesto. Un circuito alternativo im-.1 _ o

piega un<- >transistor singolo -avente un pozzo/collettore duali (del tipo illu?

strato in figura 30); il funzionamento .? analogo a quello che ? stato de?

scritto precedentemente.

Il circuito analogo a sorgente comune di figura 28 utilizza una

configurazione a specchio di corrente, come ? illustrato nella figura 29. In

questo caso il guadagno diretto dell'amplificatore 12 ? positivo, invece di

negativo poich? il guadagno della tensione di retroazione ? negativo invece

che positivo. Il Q' adattato pi? grande ha il suo elettrodo d'ingresso (poz F

zo ) collegato attraverso R al terminale di uscita 16. L'elettrodo di uscita

(porta) di Q' ? collegato all'elettrodo di ingresso d? entrambi Q (porta)

F F

e Q' (pozzo), e gli elettrodi di polarizzazione (sorgenti) di Q e Q' so-

F F F

no collegati l'uno all'altro. Da ultimo, l'elettrodo di uscita (pozzo) di

Q ? collegato al terminale d'ingresso 18. Come in precedenza, i ? propor-F f

zionale a v?o. ?

Un vantaggio di questa tecnica di divisione di corrente ? costituito

dal fatto che ?'impedenza in corrispondenza dell'emettitore o della sorgente-

di Q viene ridotta spostando il polo R C associato al di sopra della ban-F e se

da passante, garantendo sia una risposta di frequenza costante o piatta che

stabilit??.-(Si -deve-nuovamente notare-che la frequenza del guadagno ad anello unitario f ? idealmente appena al di sopra della banda passante). Poiu

ch? R^ ? pure ridotta di un fattore di ?? , le sue capacit? in derivazione parassite non sono pi? un problema. (Sia la corrente di segnale che la potenza d? rumore di si dividono fra i due pozzi/collettori; in corrisponden za del piccolo collettore di retroazione, R^ ? effettivamente moltiplicata per il rapporto di divisione di corrente g( ).

UnJaltrajclass.e. .di circuiti di linearizzazione .(figura 30) forni-_ sce il pilotaggio di emettitore/sorgente appropriato rilevando la corrente attraverso il grande collettore/pozzo di un Q a collettore/pozzo duali (op-F

pure attraverso un transistor Q^' di grande area in parallelo con Q^, come nella figura 28) per fornire la tensione di sorgente/emettitore, in questo caso, un Q a pozzo/collettore duali, ed un secondo amplificatore 28 avente F

un guadagno (*> ^ sono collegati in serie nell'anello di retroazione. ha il suo elettrodo di uscita {pozzo/collettore pi? piccoli 1) collegati al terminale d'ingresso 18 e il suo elettrodo d'ingresso (sorgente/emettitore) col legato all'uscita dell'amplificatore 28. L'elettrodo di polarizzazione (porta/base) di Q ? collegato ad una sorgente di tensione di polarizzazione e F

pu? essere collegato attraverso un condensatore C alla massa in alternata. L'amplificatore 28 ha una coppia di ingressi, uno dei quali (non invertente) ? collegtato al terminale d'ingresso 16 e l'altro dei quali (invertente) ? collegato ad un resistore sensore di corrente R il quale ? collegato fra <?>la seconda uscita (pozzo/collettore 2 pi? grande) di Q e massa.

F

Anche se ingressi positivo e negativo sono mostrati sull'amplificatore 28, non ? necessario che esso abbia ad essere un amplificatore operazionale .-In dipendenza dal guadagno richiesto, potrebbe essere adeguato uno stadio a transistor singolo (ad esempio con l'ingresso positivo cost?tuito dalla sorgente/emettitore e con l'ingresso negativo costituito dalla porta/base).

Nel funzionamento, se /} ? ? suff^ ientemente grande, allora le tensioni in corrispondenza degli ingressi dell'amplificatore 28 sono pressocch? uguali. Tuttavia, la tensione ai capi del resistore sensor? ? ? I? -R ?V-;;? ;? Perci?-;;? I ?<- >proporzionale a<~ >v , e I ? = i ? prop?rzionad2 Ai d2 o di f

le<" >a v , poich? la divisione di corrente fra i pozz?/collettori ? costante, o

Si deve nuovamente notare che la frequenza di guadagno unitario d'anello principale o maggiore deve essere solo appena al di sopra della banda passante. Perci?, i poli dell'anello chiuso Q - /J devono essere solo F 2

alquanto al di sopra della banda passante, per fini d? stabilit?.

In un modo similare, per un amplificatore non reazionato<' >o diret to 12, avente guadagno positivo, illustrato nella figura 31, la porta/base ? usata in qualit? dell'elettrodo d'ingresso ed ? collegata all'uscita dell'amplificatore 28, mentre la sorgente/emettitore ? impiegata come l'elettrodo di polarizzazione ed ? collegata alla sorgente di tensione d? polarizzazione.

Entrambe le soluzioni di linearizzazione richiedono guadagno dell'anello, extra: nelle figure 28 e 29 per la caduta di segnale extra (grande) su R^; e nelle figure 30 e 31 per il guadagno ad anello minore. Nelle figure 30 e 31,<? >poich? il-guadagno?extra ? in-un anello minore, l'oscillazione di -uscita richiesta risulta ridotta, e un polo ad anello minore, (di frequenza pi? elevata) ? aggiunto al guadagno ad anello complessivo.

Una soluzione alternativa ? quella di linearizzare Q stesso e^J,CL.

F

tal modo, fare a meno della necessit? di avere i mezzi linearizzatori 26.

Come ? illustrato nella figura 32, un modo ? quello di prepolarizzare il

transistor FET di retroazione, con una sorgente o generatore di corrente

convenzionale i-, collegato al terminale d'ingresso 18 dell'amplificatore

b

diretto 12. Q ? linearizzato poich? l'oscillazione della corrente di re-F

troazione i = i (la fotocorrente) ? molto minore di i . Per una applif s b

cazione tipica da-44,7-Mb/s,-la-fotocorrente massima ? di circa 0j2 microam

p?re (a causa del circuito estensore d'intervallo dinamico successivamente

descritto nella Sezione IV)., La prepolarizzazione i ? quindi tipicamente b

di pochi microamp?re. Se Q o il generatore di corrente i fossero costitu? F b ~ ti da BJT, allora si avrebbe rumore a mitraglia di qualche microamp?re. Per

ci?, Q e il generatore di corrente i comprendono preferibilmente dei FET.

F b

Come ? ben noto per circuiti con un Q a canale n, i pu? essere tipicamente F b

un FET a pozzo a canale p oppure un FET a canale n del modo a impoverimento

con l'elettrodo di porta shuntato all'elettrodo di sorgente. Nuovamente, en

trambi i transistor di presollecitazione e potrebbero essere costituiti

da FET a bassa g come ? descritto nella Sezione IIl(c). Tuttavia, relatim

vamente ai FET, la soluzione preferita, come ? descritto nella Sezione IIl(c)

? quella di non operare nella regione a corrente d? pozzo satura. Al con?

trario, il FET viene impiegato come un resistore di retroazione.

Un secondo modo per linearizzare Q ? quello di realizzarlo sotto for

F

ma di un dispositivo a canale corto e farlo funzionare nella sua regione satu

rata veloce in maniera tale che g abbia ad essere costante. Il problema ? '

m

quello di ottenere una g sufficientemente bassa da evitare rumore di corni

rente 4 kT ? g--in -eccessa. La-transconduttanza per micron<' >di larghezza delm

la porta nel S? ? d? circa 10 S. Perci?, un transistor con un canale delV<0>0s?^

la larghezza di 1 micron avr? il rumore di Johnson di un resistore da 10 k Jl,

e dar? luogo all'inconveniente principale del rumore anche a 500 Mb/s. Inol?

tre, le correnti minime del segnale potrebbero non portare Q fuori dalla F

regione della sub-soglia, per cui g non sar? in questo caso costante (positi

sono essere richieste correnti di 1 microamp?r? per un FET da.1 ^um x 1 ^um).

Questo problema viene risolto aggiungendo un generatore d? corrente di pre?

polarizzazione come ? stato descritto con riferimento alla figura 32. Tutta

via, l'inconveniente del rumore sar? maggiormente tollerabile per una lito?

grafia a linee pi? fini e velocit? o frequenze dei bit pi? elevate. Quindi,

un funzionamento senza generatore di corrente di prepolarizzazione pu? es?

sere accettabile.

Da ultimo, un*altra opzione ? semplicemente quella di non linea?

rizzare affatto Q ; in altre parole, pilotare il BJT di .retroazione o FET F

di retroazione direttamente dall'uscita dell'amplificatore. La risposta fra

corrente e tensione non lineare risultante pu? essere soddisfacente per cor

ti collegamenti di trasmissione (ad esempio collegamenti di dati ottici)

ma non ? soddisfacente per lunghi collegamenti di trasmissione (a causa

dei problemi dei tremol?i di temporizzazione dipendenti dalla configurazio

ne) o per collegamenti video. Inoltre, la transconduttanza g del generatore

di corrente non passa a 0 per corrente d? retroazione 0 (g I per BJTs, g f e f 1/2

? <" >?<- >per FET a canale lungo).-Perci?, la transizione da.1 logico (impul?

so) a 0 logico (assenza di impulso) ha una "coda" a 'integrazione" a decadi?

mento lento dispari. In aggiunta, per elevati livelli dei segnali ottici di

-ingresso, aumenta, richiedendo un guadagno A. di larghezza di banda pi? am

pia per fini di stabilit?.In ricevitori ottici, per un intervallo dinamico

(ottico) da 20 dB (100:1 in fotocorrente) l'aumento della larghezza di ban?

da risultante ? di circa 100:1 per un BJT Q (g ^ I ) e circa 10:1 per un F f F

1/2

FET Q (g I ). Perci?, l'opzione non linearizzata non ? attualmente F i F

preferita.

IV. Ricevitori a Largo Intervallo Dinamico e Alta Sensibilit?

IV(a). Generalit? - - <*>- :

I ricevitori non integratori della presente invenzione hanno ele?

vata sensibilit? e ampio intervallo dinamico se paragonati ai ricevitori in

tegratori della tecnica nota. Come ? descritto nella Sezione III, il fatto

che il NIR non integri il segnale d'ingresso significa che l'amplificatore

diretto o senza retroazione non va in saturazione su lunghe stringhe di im?

pulsi. Tuttavia, se l'intensit? media del segnale d'ingresso ? troppo ele?

vata, allora l'amplificatore pu? ancora andare in saturazione. Perci?, un

altro aspetto dell'invenzione ? quello di estendere ulteriormente l'inter?

vallo dinamico dei NIR aggiungendo un circuito AGC d'ingresso in grado di

deviare la corrente d'ingresso in eccesso in allontanamento dall'amplifica

tore. Come in precedenza, la corrente d'ingresso ? generalizzata a titolo

illustrativo mediante un fotodiodo 20 collegato al terminale d'ingresso 1B.

Come ?.illustrato nelle figure 33 e 40, il NIR 10 ? collegato fra

i terminali d'uscita e d'ingresso 16 e 18. E' importante osservare che .in

queste figure il simbolo triangolare per un amplificatore viene impiegato '

per designare l'intero NIR 10 di figura 9, e non il solo amplificatore di?

retto 12 di figura 9. Tuttavia, il guadagno di tensione del NIR 10 e dello

ampl-i-ficatore diretto 12 sono i medesimi. Perci?, la resistenza d'ingresso equivalente R e la capacit? d'ingresso totale C^ del NIR (Fig. 10), ed il guadagno A sono illustrati entro il simbolo triangolare. Il resto del circuito include un dispositivo a resistenza variabile R e un circuito AGC,

s

indicato da 30. Il dispositivo a resistenza variabile R ha una estremit? s

collegata al terminale d'ingresso 18 e l'altra estremit? o messa a massa per l'alternata (figura 33) oppure accoppiata attraverso un amplificatore a retroazione" (di'guadagno t?picamente inferiore a 1) al terminale d'u--scita 16 (figura 40).

Il circuito AGC 30 ha il suo ingresso collegato al terminale di uscita 16. Esso ha pure almeno un'uscita rispondente a v , per far variare o

la resistenza di R . Risulta perci? evidente che questi ricevitori ad ams

pio intervallo dinamico impiegano il dispositivo a resistenza variabile

R o come uno shunt d'ingresso (figure 33) oppure come un elemento<* >di retroa s ? zione a transimpedenza (figura 40) per il NIR 10. Poich? l'impedenza d'ingresso alla larghezza di banda del segnale del NIR secondo l'invenzione ? resistiva, l'aggiunta di una resistenza shunt esterna non fa variare la risposta in frequenza. Viceversa, aggiungendo questo circuito AGC ad un ampli ficatore integratore della tecnica nota, si varier? la frequenza del polo d'ingresso e sar? perci? necessaria equalizzazione di pedinamento. AGC a tran simpedenza (figura 40) non varia la risposta in frequenza nemmeno se il suo guadagno di retroazione /? ? piatto o costante nella banda passante. Quan do sono attivi " questi-circuiti AGC 30 aggiungono rumore, principalmente il---rumore di Johnson del dispositivo a resistenza variabile R -. Perci?, per ave s ? re buona sensibilit?, il circuito AGC dovr? essere solitamente in stato OFF almeno per le-correnti,d!ingresso pi?. basse. (R idealmente infinita); )La sensibilit? ? quindi quella del solo NIR IO. AGC ? fornito al di sopra di una soglia di AGC, come ? illustrato nella funzione AGC illustrativa di figura 34; se la corrente d'ingresso.? sufficientemente elevata da far s? che una elevata impedenza dell'estremit? anteriore non abbia pi? ad ?ssere richiesta (per fini di sensibilit?), allora R pu? essere commutata in accensione senza imporre una percentuale di errori<' >inaccettabile. Il campo di uscita al di-sotto della-soglia di AGC ? tipicamente-inferiore a circa 100:1,_ e pu? essere trattato mediante un post?amplificatore AGC convenzionale (non mostrato) . I dispositivi a resistenza variabile R successivamente descritti s

saranno dei FET. Tuttavia, possono essere impiegati altri elementi a resistenza variabile; ?d esempio un fotoconduttore controllato da una sorgente di luce oppure un diodo polarizzato direttamente (includente il fotodiodo 20). Analogamente, il circuito AGC 30 pu? essere rispondente al segnale-d'ingresso o indirettamente, tramite collegamento all'uscita del NIR 10 (ad esempio -figura 33 o 40) oppure <' >direttamente, misurando la fotocorrente cc sul lato di polarizzazione del fotodiodo (ad esempio figura 35). In quest'ultimo caso, il sensore di corrente 32 ? disposto fra la sorgente di polarizzazione inversa 21 e il fotodiodo 20 e ha la sua uscita collegata all'ingresso del circuito AGC 30. Quest'ultima forma di realizzazione dell'invenzione ? pre ferita per l'impiego con circuiti AGC discreti, in cui le variazioni sono discontinue. In queste forme di realizzazione il circuito AGC sar? semplicemente un commutatore od un rivelatore di soglia per ridurre R da un valo-S

re discreto R ad un altro valore discreto R R , quando la corrente s2 ?si s2

di segnale aumenta al di sopra di una soglia predeterminata.

IV_(b ). .Ricevitori-a Ampio -Intervallo Dinamico a AGC erShunt d'Ingresso L'AGC del ricevitore ad ampio intervallo dinamico a shunt d'ingres

so, ? fornito da una resistenza shunt d'ingresso variabile R controllata me b

diante un circuito AGC (figura 33). Se la resistenza della combinazione in

parallelo di R e della resistenza equivalente R di NIR 10 ? dimensionata per s . e

risultare inversamente proporzionale al livello del segnale di fotocorrente,

allora il livello d'uscita ? mantenuto costante.

- -Bench? ricevitori-tipo shunt d'ingresso di questo tipo forniscano

AGC per basse fotocorrenti, essi fanno ci? con una certa perdita di sensibili

t?. La ragione della sensibilit? ridotta ? che R deve essere paragonabile s

o inferiore a R^, per influenzare il guadagno fra fotocorrente e tensione;.

e R , che ? una resistenza reale, ha un rumore di Johnson che invece R , s e che ? una resistenza virtuale, non ha. Perci?, il circuito AGC preferito

per la figura 33 commuta allo stato OFF R per basse fotocorrenti,-e

s

inizia quindi ad operare solo quando il segnale di uscita indica una fotocor

rente sufficientemente grande, in maniera tale che il rumore di Johnson di

R R non fa degradare il rapporto segnale/rumore; la funzione AGC risul-.S 6

tante ? illustrata nella figura 34. Il circuito AGC ha una soglia di cor?

rente al di sotto della quale la sua tensione di uscita picco-a-picco aumen?

ta con l'aumento della corrente e al di sopra della quale la sua tensione di

uscita picco-a-picco ? costante. R ha un'elevata resistenza R (idealmen s s2 -te infinita) al di sotto della soglia e una bassa resistenza, variabile,

R < R? R al di.sopra della soglia. ._ __ SX 6 Sd?

Si deve notare che il rapporto fra il segnale di fo<'>tocorrente i

e la corrente di rumore di Johnson in derivazione o shunt, i , migliora

-1

al di.sopra della soglia di AGC; i cc R per l'uscita costante dell'ampli s s ~ ? -1/2 .. . .. <? >. 1/2. 7 f?catore e i cc R , perci? i /i od i

n s s n s

Poich? elementi d? guadagno a estremit? singola sono attualmente preferiti nell'amplificatore diretto 12 del NIR 10 (per ragioni di rumore e stabilit?) dovr? essere prevista una polarizzazione a elemento in derivazio ne o shunt come ? illustrato nelle figure 36 e 37, ossia un integratore a retroazione non invertente lento 34 ha il suo ingresso collegato con il <'>terminale-di <?>uscita<" >16 <">? la<- >su? uscita-c?ll?gata con 1 'altra estremit?<-' >di R . Si deve tuttavia notare che R ? ancora a massa per l'alternata attra? s s

verso l'integratore 34. A questo punto pu? nascere interesse per la polari^ zaz?one cc alimentata a R ; ad esempio, come ? illustrato nella figura 37, s

la polarizzazione fornita alla sorgente ,di un FET Q impiegato in qualit? del s

dispositivo R . In quest'ultimo caso, la porta di Q ? collegata all'uscita s s

del circuito AGC, 30, e il pozzo di Q ? collegato al terminale d'ingresso 18.

s , L'integratore 34 ? lento nel senso che esso trasmette a R princis palmente la media di v e non le sue variazioni AC. A tal fine, il guadao

gno ?? dell'anello di retroazione formato da NIR 10 e dell'integratore 34 i>

dovr? essere molto minore dell'unit? per la componente d'interesse di pi? bassa frequenza nel segnale d'ingresso. Ad esempio, se il segnale d'ingresso ? un segnale digitale da 44,7 Mb/s, allora la componente di frequenza pi? bassa da conservare potrebbe essere 600 Hz. Quindi, la frequenza del guadagno unitario potrebbe essere 50 Hz.

Alternativamente, uno stadio d'ingresso differenziale potrebbe essere usato nell'amplificatore 12, ma esso-determiner? un certo rumore. Una polarizzazione fissa pu? richiedere che il guadagno dell'amplificatore abbia ad essere limitato per evitare saturazione in seguito a derive termiche, a meno che non sia ottenuto adattamento al transistor d'ingresso paragonabile a quello ottenuto in una coppia differenziale.

Si deve notare che l'amplificatore a AGC a shunt d'ingresso ? particolarmente stabile. Lo shunt d'ingresso R^ fa in realt? diminuire il rapporto di retroazione di tensione v /v a causa della sorgente o gef o

neratore di corrente di retroazione 14 del NIR 10 di figura 9, in cui ? la tensione<' >sul terminale d<1 >ingresso<" >18 a causa della sola retroazione. Perci?, amplificatori AGC sono preferiti per applicazioni a frequenza dei bit estremamente alta. Lo spianamento fuori banda dell'amplificatore diretto non ? necessario abbia ad essere un polo singolo; ? sufficiente un amplificatore video, come ? stato descritto nella Sezione Ill(a). Questa configurazione consente di massimizzare il guadagno, minimizzando cos? il rumore dello stadio successivo.

Sfortunatamente, solo una piccola oscillazione della tensione di ingresso / v (max)/A / ? dispon?bile per pilotare la fotocorrente attra-? o .?

verso lo shunt d'ingresso/ all 'incirca 10 mV per A = 100, v (max) = 1 V. / o ? Conseguentemente, la conduttanza del dispositivo shunt (1/R ) richiesta s

per ottenere un determinato intervallo dinamico risulta aumentata. L'aumentata capacit? dell'estremit? anteriore dovuta a questi dispositivi materialmente grandi (t?picamente FET) si traduce in un inconveniente della sensibilit?, e quindi in un compromesso fra intervallo dinamico e sens?bili t?; Nonostante ci?;?? "previsto?che impiegando questo circuito possa essere -ottenuto un intervallo dinamico di circa 40 dB (ottico) con sensibilit? migliori di -50 dBm in sistemi da 1,3 micron e 45 Mb/s.

Per aumentare -ulteriormente 1 'intervallo dinamico senza

care la sensibilit?, l'oscillazione di tensione attraverso il dispositivo a

resistenza variabile R dovr? essere aumentata. Quindi, una maggior fotocor

rente pu? essere fatta passare attraverso un dispositivo materialmente pi?

piccolo, aumentando l'intervallo dinamico e nel contempo evitando l'incon?

veniente della riduzione della sensibilit? dovuta alla capacit? dell'estre

mit? anteriore. Per ricevitori shunt d'ingresso, il guadagno di tensione A

di NIR 10 pu? essere diminuito-per le elevate fotocorrenti per-aumentare-la

tensione del segnale d'ingresso ammissibile che compare ai capi del disposi

tivo shunt. Come ? illustrato nella figura 38, il circuito AGC 30 ha una se

conda uscita la quale viene impiegata per far variare il guadagno A di

NIR 10 al di sopra di una seconda soglia della corrente d'ingresso, la V di 1 uscita di AGC fa variare R

B

La tecnica AGC a guadagno variabile e shunt d'ingresso variabile

preferita ? pure la pi? semplice. Per far funzionare il ricevitore come un

ricevitore a shunt d'ingresso, finch? R non ?vicino al suo minimo, e quins

di per far diminuire il guadagno A per estendere ulteriormente l'interval?

lo dinamico. Nuovamente, per basse fotocorrenti R ? off o esclusa, e il -s ..

guadagno di tensione A ? quanto pi? grande possibile cos? da minimizzare

i contributi al rumore degli stadi successivi. Quando la fotocorrente rag?

giunge la soglia AGC, R ? commutata in inserzione; al di sopra della so-

glia R^ viene attirata per controllare il livello del"segnale di u-

scita. Quando R ? inferiore a R , la<' >resistenza equivalente di NIR 10, che s e

? la retroazione rappresentata da R non ? pi? richiesta per mantenere il e

polo fra corrente e tensione d'ingresso C R R /(R R ) al di sopra della T s e s e

banda passante.<?>- Perci?-, il guadagno A del-ricevitore pu? essere ridotto.

vv-rv y?*/

V\^'V0SG?<?4>-/</ >Se R ? un FET, allora l'intervallo lineare fra la tensione di pozzo (v ) s d rispetto alla corrente di pozzo (i ) aumenta per le resistenze pi? basse.

d

Questa caratteristica favorisce pure la riduzione del guadagno A, che fa

aumentare l'oscillazione di tensione attraverso il FET in derivazione, so?

lo quando R si avvicina al suo minimo.

Per un elemento a guadagno d'ingresso costituito da un FET nel-

- llamplificatore-diretto 12-di -NIR-10, l'ottenimento della riduzione di -

guadagno nel primo stadio evita grandi oscillazioni della corrente di poz?

zo che potrebbero mandare in saturazione lo stadio seguente (un volt in un

transistor da 50 mS fornisce 50 mA). In aggiunta, poich? la maggior parte

degli elementi di guadagno di questo tipo impiegano un secondo stadio am?

plificatore di corrente a bassa impedenza d'ingresso, la variazione del

guadagno del FET d'ingresso non fa variare le frequenze dei poli dell'am?

plificatore 12.

Una tecnica ? quella di impiegare un FET a doppia porta standard

in qualit? dello stadio d'ingresso; il segnale d'ingresso viene collegato

alla prima porta e la seconda uscita del circuito ? collegata alla seconda

porta. In modo equivalente, la tensione di polarizzazione di pozzo e la

corrente di pozzo di un FET normale possono essere ridotte per determinare

il funzionamento nella regione v - i lineare. (Il FET a due porte ? equi d d ? valente ai FET convenzionali a cascodo). Sia l'intervallo di guadagno di?

sponibile che gli intervalli della tensione d'ingresso lineare massima so?

no eccellenti, in particolare per MOSFET del tipo ad arricchimento.La con?

duttanza nella regione lineare di un MOSFET del tipo ad arricchimento ? es?

senzialmente proporzionale alla tensione di porta poich? i portatori di cavPOSj^ rica sono tutti in uno strato a inversione superficiale molto sottile

Un ricevitore a shunt d'ingresso variabile, a guadagno variabile illustrativo ? rappresentato nella figura 39. Questo ricevitore impiega un FET Q in qualit? del dispositivo shunt a resistenza variabile R e impies s

ga un FET a porta singola in qualit? dello stadio d'ingresso dell'amplifi catore diretto 12. Pi? specificatamente, l'amplificatore diretto 12 e il generatore di corrente-a retroazione 14 del NIR IO sono illustrati esplicitamente. In aggiunta, il FET dello stadio d'ingresso ? illustrato come avente la sua porta collegata al terminale d'ingresso 1?, la sua sorgente collegata alla massa in alternata, e il suo pozzo collegato sia all'ingresso positivo dell'amplificatore a transimpedenza 38, che costituisce parte dell'amplificatore diretto 12 .sia attraverso il resistore di pozzo R^ all'uscita dell'integratore 36 di polarizzazione del pozzo. L'ingresso positivo all'integratore 36 ? alimentato mediante una sorgente di tensione di riferimento V , e l'ingresso negativo ? alimentato dalla tensione di uscir

ta V . L'ingresso negativo (di polarizzazione) all'amplificatore 38 ? ali o ? mentato dalla seconda uscita V del circuito AGC 30. Il funzionamento AGC

2

? realizzato come segue. Per fotocorrenti al di sotto della soglia AGC, del circuito AGC 30 ? negativa, facendo commutare Q in spegnimento, e V s 2 del circuito AG.C 30 ? impostata per una tensione di pozzo di di alto guadagno. La tensione di uscita media v che ? determinata dal percorso di o

retroazione attraverso il generatore di corrente 14 ? inferiore a V , er perci? l'integratore 36 d? polarizzazione di pozzo ? in corrispondenza del suo limite positivo. In queste condizioni, corrente di pozzo massima ? fornita a per elevato guadagno e sensibilit? massima.

Per fotocorrente al di sopra della soglia di AGC, V diviene p?sjl tiva, facendo commutare Q in accensione. La resistenza R di Q viene dis s s mensionata per fornire AGC. Quando ? al suo limite positivo (impostato dalla Q selezionata), R ? al suo minimo,

s s

In corrispondenza di questo punto, V^, che controlla la tensione di pozzo V di Q viene ridotta al fine di ridurre il guadagno A. I vxe di 1 di ne-ridotta indirettamente -attraverso l'integratore 36 di polarizzazione di pozzo. Quando V viene ridotta, v aumenta facendo in modo che l'integra 2 o ? tore 34 di polarizzazione shunt d'ingresso abbia a raggiungere il suo limite positivo; la polarizzazione di porta di Q^ ? ora al suo limite positivo per avere un intervallo di tensione d'ingresso lineare massima con guada gni ridotti. Quando viene ulteriormente leggermente ridotta, v^ aumenta a V , e l'integratore 36 di polarizzazione di pozzo si porta fuori dalla sar

turazione positiva e inizia a controllare la tensione V su R ; quin dd d ? di anche I ? controllato. Questa tecnica non richiede componenti di pedi

dinamento e funziona con guadagni molto bassi. Poich? la tensione di uscita cc varia, accoppiamento di uscita in alternata a stadi post-amplifica tori (non mostrati) sar? il preferito.

Una versione HIC di questo circuito ? stata provata a 45 Mb/s, impiegando il circuito di retroazione a bassa corrente capacitivo?resisti vo di figura 15, descritto nella Sezione Ill(b), FET di GaAs in qualit? di.Q. e Q-, e un amplificatore a transimpedenza a BJT, 38. E' stato ottes 1

nuto un intervallo-dinamico (simulato) di 52 dB (ottico)-assieme ad una sensibilit? di -50 dBm.

E' stata pure progettata una versione a circuito integrato a NMOS ? v y *?/

% *r impiegante la retroazione a bassa corrente resistiva a FET descritta nella

Sezione IIl(c).

IV(c) Circuiti AGO a Transimpedenza

Come si ? detto nella Sezione IV(a), il dispositivo a resistenza

variabile R pu? pure essere collegato come elemento di retroazione a transim s

pedenza. Perci?, nella figura 40, R ha una estremit? collegata al terminale s

_d'?ngresso 18 e la sua altra .estremit? collegata all'uscita di un elemento ..

a retroazione 42 il quale a sua volta ottiene il suo ingresso da v . L'ele-

mento 42 ha un guadagno di retroazione il quale ? tipicamente infe-

3

riore a l.. Come in precedenza, un'uscita del circuito AGC 30 controlla

la resistenza dell'elemento a resistenza variabile R in risposta a v .

s o Opzionalmente , il circuito AGC 30 pu? pure avere una seconda uscita per

controllare J?> Nel ricevitore di figura 40, la fotocorrente in-eccesso

al di sopra della soglia di AGC, ? assorbita da elemento di retroazione

R . La retroazione di transimpedenza produce una resistenza shunt d'ins

gresso equivalente R , la quale ? uguale a R divisa per il guadagna di.

se sanello pi? uno; R = R /(AA 1).R e R dividono la fotocorrente. Enee s 3 se e

trambe R e ? possono essere fatte variare mediante il circuito AGC, 30,

per controllare R e , in tal modo, il guadagno di corrente-tensione. In s?

questo modo, la conduttanza massima di un dato dispositivo a resistenza va?

riabile pu? essere moltiplicata per il guadagno di anello stabile massimo

pi? uno. La fotocorrente d'ingresso massima viene aumentata oltre a quel?

la del circuito shunt a guadagno fisso originale di figura 33, dello stes?

so fattore (A/3 1).

>3

_v Come-si ? detto precedentemente,-il-circuito AGC pu? essere s?m- plicemente un interruttore o rivelatore di soglia per ridurre R^ da un valore distinto R ad un altro valore distinto R ^ R , quando la corren s2 si s2 , ? te di segnale aumenta al di sopra di una soglia predeterminata. Questa for ma di realizzazione ? particolarmente utile in sistemi a onde luminose di piccola potenza ottica come quelli impieganti d?odi emettitori di luce come sorgenti .

- - - ? Uno;dei punti dominanti nella progettazione di questi ricevitori a transimpedenza ? la stabilit?. I compromessi risultanti solitamente comportano una ridotta larghezza di banda rispetto ai ricevitori AGC intrisecamente stabiliti descritti nella Sezione IV(b) (AGC a transimpedenza fa aumentare il guadagno della tensione di anello, mentre AGC in derivazio ne fa diminuire il guadagno della tensione ad anello). Tuttavia, il ricevitore a transimpedenza ha circu?teria d? bassa frequenza ausiliare inferio re allo shunt di guadagno variabile. In aggiunta, alcune strutture preser vano o conservano meglio l'informazione del segnale cc. Perci?, le versioni a transimpedenza possono essere preferite per strutture economiche per frequenze d? bit pi? basse, come ad esempio collegamenti di dati, e per collegamenti video (in particolare se per queste applicazioni a stretta lar ghezza d? banda viene impiegata una tecnologia ad alta larghezza di banda economica come ad esempio NMOS).

La prima delle due considerazioni di stabilit? ? che il prodotto di guadagno A /Y_ sia effettivamente a polo singolo sino -alla sua frequenza o

di guadagno unitario. Poich? il polo di guadagno deve trovarsi al di sopra della larghezza di banda del segnale, la frequenza di guadagno unitario minima ?.A /J per la .larghezza _di_?banda del segnale..Perci? se retroazione a? transimpedenza viene impiegata per migliorare la fotocorrente massima di un fattore AJ? 1, allora lo spianamento dell'amplificatore diretto dovr? essere controllato (cio? reso effettivamente a polo singolo) sino ad una frequenza di guadagno unitario maggiore della larghezza di banda di approssimativamente il medesimo fattore (A/?^). Ad esempio, un aumento di fotocor rente 10:1 richiede che lo spianamento sia controllato sino ad approssimativamente nove volte la?larghezza di banda;- ? -- -L'amplificatore diretto a spianamento controllato ha tipicamente una larghezza di banda inferiore a quella dell'amplificatore diretto video impiegabile in ricevitori AGO in derivazione. Questa riduzione della larghezza di banda ? minimizzata diminuendo il guadagno ad anello di transimpe denza di alta corrente A/3^. Perci?, A ? spesso molto minore del guadagno A richiesto per il circuito di retroazione a'bassa corrente,"poich? ? inferiore all'unit?.

Poich? il guadagno ft dell'amplificatore del percorso di retroazione ad alta corrente ? tipicamente minore di 1, la sua larghezza d? banda pu? superare il prodotto guadagno-larghezza di banda della tecnologia. In aggiunta pu? essere impiegato un condensatore di alimentazione diretta (del tipo illustrato nella figura 44). Perci? i poli non rappresentano 3

pi? un problema?.Infatti, il condensatore ad alimentazione diretta pu? aggiungere uno zero a fi per annullare un polo extra in A (ad esempio se A ? a pi? stadi).

Un'altra soluzione relativa al trattare questo aspetto della stabilit? ? applicabile quando l'amplificatore diretto 12 ha pi? stadi. Due stadi 44 e.46 disposti in tandem sono illustrati nella figura 41. Il primo stadio ha un guadagno -A ed un dispositivo a resistenza a retroazione va- - -3 riabile R collegato fra il suo ingresso e la sua uscita, e il secondo sta s , ~ dio ha un guadagno A . La resistenza R ? sotto il controllo del circuito 2. s

AGC 30.

Entrambe le soluzioni conservano informazione di fotocorrente cc,

dato che si ha un pedinamento appropriato dei parametri cc di ? in figura

40, o di A^ nella figura 41. Perci?, vi sono alternative ad un amplifica?

tore shunt, con uno stadio d'ingresso differenziale oppure una sorgente di

polarizzazione di pedinamento.

La seconda considerazione di stabilit? indicata precedentemente

riguarda i due poli nell'anello di. retroazione a transimpedenza ad alta cor

rente; nella figura 40, questi sono il polo di guadagno di frequenza fissa

dominante in A/3 , e il polo di retroazione R C , il quale si sposta quando 3 s T

R viene variato per fornire AGC. R ? grande durante la commutazione in s s

accensione in corrispondenza della soglia AGC. La frequenza del polo di

retroazione ^ C - ? quindi molto minore della frequenza del polo di guadas T

gno; il polo di retroazione ? dominante e l'anello ? stabile (figura 42A).

L'anello ? pure stabile quando R ? sufficientemente piccclo da far si che s

la frequenza del polo R C^ abbia a risultare maggiore della frequenza del

guadagno unitario A/? (figura 42B). Tuttavia, per valori intermedi di R ,

-. 3 s per i quali i poli di retroazione e guadagno contribuiscono entrambi al?

lo spianamento del guadagno ad anello al di sopra del guadagno d'anello

unitario, lo sfasamento d'anello si<' >avvicina a 180? (figura 42C). La rispo

sta del ricevitore ha quindi un picco oppure ? instabile. Questo problema

pu? essere evitato tramite l'impiego di circuiti AGC discreti', in cui R s

? o infinito, oppure sufficientemente basso da far s? che il<' >polo R C abs T bia ad essere al di sopra della frequenza di guadagno d'anello unitario.

La retroazione a bassa corrente porta la frequenza del'guadagno

d'anello unitario al bordo di banda superiore come ? descritto nella Se?

zione Ill(a). Se la frequenza di polo dell'amplificatore diretto ? non mol

to maggiore dell'estremo superiore della banda, cosa che ? tipica, allora

il ricevitore diviene marginalmente stabile per A ? R /v* R . Perci?, la J S 6

regione di stabilit? marginale si estende da quando l'AGC a transimpeden?

za avvia effettivamente (A /? fi fi ), fin quando R ? sufficientemente 3 s e s

piccolo da far s? che il polo R abbia a trovarsi al di sopra della fre?

quenza di guadagno unitario A /? .

3

Analisi simili valgono per il ricevitore di figura 41, in cui,

nell?'impiegare le figure 42A-C, A ? sostituito al posto di A/? .

X 3

Vi sono molti modi per risolvere questo problema della instabi?

lit?:

(1) Riduzione del guadagno di anello per valori di R i quali s

fanno s? che lo sfasamento d'anello per qualsiasi frequenza f abbia ad o

essere prossimo a 360? (figure 43-46). La riduzione del guadagno diminui?

sce f al d? sotto di f , impedendo cos? oscillazione.

/*- o

(2) Riduzione dello sfasamento di retroazione a trans?mpedenza

R^ -C al di sotto di 90? al di sopra della larghezza di banda del segnale

(figure 47-49). Ci? non deforma la risposta del segnale, ma riduce lo sfasa

mento di retroazione ad alta frequenza.

(3) Riduzione dello sfasamento di guadagno (?^ o A ) al di sotto 3 X

di 90? (non mostrato).

La soluzione pi? semplice alla riduzione del guadagno d'anello ? quella di far funzionare l'amplificatore del ricevitore di figura 40 come un .amplificatore shunt d'ingresso (/? = 0), finch? R ? vicino al suo 3 s

minimo. Il polo R C ? quindi al di sopra della frequenza di guadagno unis T

tario A f? massima, e il guadagno della tensione di retroazione ? pu? essere aumentato per estendere 1'intervallo dinamico alle fotocorrenti maggiori. -Perci?, per basse .fotocorrenti, R e ? .sono-off; quest'ultima.cosa impedisce s 3

integrazione del segnale tramite retroazione attraverso la capacit? parassita d? R . In corrispondenza della soglia AGC dell'amplificatore shunt,

s

R ma non /? ? commutata in inserzione. La retroazione di tensione ? vies 3 3 ne applicata solo quando R s? avvicina al suo minimo, e quando pure, se R S <s >? un FET, allora la regione vj - I lineare ? pi? grande.

d d

La figura 43 illustra un adattamento ad un elemento di guadagno a estremit? singola in cui la polarizzazione continua richiesta per f?> - 0 ? fornita da un integratore di retroazione 34. Il circuito di retroazione di tensione 48 non deve necessariamente essere ripartito chiaramente nei blocchi di figura 43, il che indica solo che ? utilizzato un guadagno di retroazione cc elevato, con uno spianamento a polo singolo ad un guadagno in alternata inferiore variabile /3^ .

Una forma di realizzazione del ricevitore di figura 43, ut?l?zzan te uno schema a divisione di corrente BJT ? illustrato nella figura 44.

Il dispositivo a resistenza variabile ? illustrato come costi- . tuito da un FET Q avente il suo pozzo.collegato al terminale d'ingresso 18 s

e la sua porta collegata ad un'uscita V del circuito AGC 30. Il terminale dJuscita 16 pilota-il circuito AGC 30; come pure un -circuito di retroazione D4 Vo?v J?/

w * di tensione 48. Quest'ultimo include tipicamente un condensatore di alimenta <0/>

zione diretta C collegato fra il terminale di uscita e la base di un BJT Q fd 3 il.cui emettitore ? collegato alla sorgente d? Q . Il BJT Q corrisponde allo s 3

elemento seminatore 49 eli figura 43. Il circuito 48 include pure una disposi?

zione d? divisione di corrente formata dai BJT Q^ e Q^?. Gli emettitori di

Q e sono collegati attraverso un resistore al terminale di uscita 16,

la base di Q^ ? collegata ad una sorgente di tensione di polarizzazione, e

la base di Q ? collegata ad un divisore di tensione (R -R ) frapposta fra

2 4 5

la base di Q e alla seconda uscita V del circuito AGC, 30. I collettori 1 2

di Q e Q sono collegati l'uno all'altro attraverso un resistore R . In 1 2 <s >2 aggiunta, il collettore di Q ? collegato alla base di Q ed il collettore 1 3

di ? collegato sia attraverso un condensatore C. alla massa in alterna?

ta che attraverso un resistore R^ a un'altra sorgente di tensione di po?

larizzazione.

Tutta la corrente di emettitore d? Q^ - ? integrata da C.. Tut

tavia, la frazione che passa attraverso e quindi R^ per produrre il gua?

dagno di retroazione in alternata ? controllata dalla differenza della ten?

sione di base fra e Q^.che ? impostata da V . Si deve notare che l'impie?

go di un condensatore di alimentazione diretta C riduce lo sfasamento di fd

alta frequenza .dell'elemento 42 (figura 43) migliorando cosi la stabilit?.

Un altro schema di riduzione del guadagno d? anello, come ? ?llu

strato nelle figure.45 e .46,..comporta il pedinamento del guadagno diretto-e-

della transimpedenza d? retroazione. In figura 45, l'amplificatore diretto,

che pu? essere un amplificatore di tensione convenzionale oppure un NIR 10

secondo l'invenzione, ha un guadagno di tensione variabile -A? L'elementcL

di retroazione ? una sorgente o generatore di corrente controllato in tensione 14' del tipo illustrato in figura 9, avente una transconduttanza variabile gp. Entrambi A e gf sono controllati mediante un circuito AGC, 30, rispondente alla tensione di uscita v . Quando l'amplificatore diretto ? o

un amplificatore di tensione convenzionale, il circuito di figura 45, nel suo complesso, ? un NIR corrispondente a figura 9. Tuttavia, quando l'am-? plificatore diretto ? di per se stesso un NIR 10, allora il-generatore d? corrente 14' sar? in parallelo con il generatore di corrente 14 di figura 9. In figura 46, il generatore di corrente ? fornito da v pilotante una resio

stenza variabile di grande valore R^.

Pi? specificatamente, nel ridurre il guadagno d'anello, il circuito AGC aumenta g = 1/R , riducendo al tempo stesso A, per cui la resii F

stenza equivalente d'ingresso R = 1/g (A+l) ? all'incirca costante. Per e f

la stabilit?, la frequenza di guadagno d'anello unitario includente lo spianamento di R^C^ non dovr? aumentare alla frequenza polare del guadagno A. Per una risposta in frequenza appropriata, la frequenza del guadagno d'anello di tensione unitaria dovr? rimanere al di sopra della banda del segnale per garantire che il polo di risposta di transimpedenza di R C abe T bia a rimanere al d? sopra della banda di segnale. Quando 1, l'anello ? incondizionatamente stabile, e la struttura si riduce quindi essenzialmente ad un amplificatore tipo shunt. Si deve notare che questo schema, in linea di principio, ? in grado di fornire un AGC completo, senza soglia di AGC,? eliminando cosi la necessit? di avere un postamplificatore di AGC. Si deve pure notare la necessit? che A e g^ abbiano a pedinarsi. La precisione di pedinamento richiesta viene impostata mediante il rapporto fra la lar

L>U

ghezza di banda del segnale e la larghezza di banda A di guadagno.

La seconda soluzione di stabilit? precedentemente indicata ? quel

la di ridurre lo sfasamento ,di retroazione di transimpedenza R -C^ alle al?

te frequenze. Questo sfasamento pu? essere ridotto aggiungendo un condensa?

tore di retroazione C ai capi di R (figure 41 e da 47 a 50). C aggiunge

uno zero di retroazione di alta frequenza in corrispondenza di R C^, che do

vr? essere al di sopra della larghezza di banda del segnale per una risposta

appropriata ma, per scopi di stabilit?, dovr? essere al di sotto del polo

dominante dell'amplificatore f , a meno che non sia C > 0,1 C . Al di soa F ?T

pra della frequenza zero, la retroazione di tensione piatta a causa dell'a?

zione di divisione o del divisore C -C ; l'abbattimento o spianamento d'a-

F T

nello ? dovuto allo spianamento del guadagno A. Il polo di retroazione di

tensione di frequenza pi? bassa ? in corrispondenza di = R-(G_+C ).

p s T F Il metodo d? stabilizzazione capacitiva pi? semplice ? quello di

aggiungere un condensatore fisso ai capi di R (figure 41 e 47).

Il rapporto di frequenza fra zero e polo ? quindi (C C )/C .

F T F

Se questo rapporto ?, ad esempio, 10:1, allora lo sfasamento di retroazione

massimo ? di circa 60?, ?ndipendente da R e l'anello di transimpedenza ? s

stabile. Per Afc=20,C (fornisce una capacit? di miller di (A+1)C = 2,1 C .

F F T

La transconduttanza di retroazione a bassa corrente ? quindi triplicata, per

tener conto di questa capacit? di miller dell'estremit? anteriore extra,con?

servando la risposta di bassa corrente.

Se un guadagno A maggiore ? richiesto per la retroazione a bassa

corrente, allora questa tecnica pu? essere applicata ai circuiti delle fi?

gure 40 o 41 (quest'ultima ? illustrata esplicitamente).

Una seconda soluzione al ridurre lo sfasamento di retroazione ? quello di rendere C ?ffettivamente variabile (figura 48) e controllare sia F

che R ,con il circuito AGC, 30. Se, quando R viene diminuita, C viene F ' s . a F aumentato in maniera tale che lo zero di retroazione di tensione di R C s F sia pi? basso in frequenza del polo dell'amplificatore, ma al di<' >sopra del la larghezza di banda di transimpedenza desiderata, allora l'anello ? stabile, e la risposta di frequenza in-banda ? costante o piatta; quando C F raggiunge 0,1 C^, allora lo sfasamento di retroazione massimo ? di circa o

60?, l'anello ? stabile e non ? necessario'che C abbia ad essere aumenta li ? to ulteriormente. Metodi tipici per realizzare un C variabile effettivo includono i metodi seguenti e combinazioni di essi:

(a) Condensatori di retroazione commutati su R . Come ? illustra s ? to nella figura 49, un interruttore o commutatore ? collegato in serie con un condensatore C.{? = l,2...n), ed una pluralit? n di queste combina zioni a serie di interruttori-condensatori sono collegati in parallelo con il resistore variabile R . Tipicamente, C. sono graduati in valorein manie? s 1

ra tale che C C e sono collegati sequenzialmente in parallelo con z+1 ?

Rg sotto il controllo del circuito AGC, 30, che chiude sequenzialmente gli interruttori S.. Naturalmente, gli interruttori possono essere dispositivi a semiconduttore. Questa forma di realizzazione, tuttavia, fa aumentare la capacit? d'ingresso totale di tipicamente 0,1 C^. Nel funzionamento, lo sfasamento di retroazione viene ridotto facendo variare il numero di condensatori C. collegati in parallelo con R facendo cos? variare la componente immaginaria della corrente di retroazione i^.

Per una risposta non a integrazione, lo zero di retroazione in \vpV_y ?$?/

N?VJ?J5' corrispondenza di R 3 C dovr? essere al di sopra della larghezza di ban s i ~ da ma, per fini di stabilit?, detto zero dovr? essere inferiore a f .

a

(b) Retroazione a guadagno variabile al lato di polarizzazione i

del fotodiodo 20, traducentesi nella compensazione attraverso la capacit?

C del fotodiodo. Come ? illustrato in figura 50, R e il circuito AGC 30 D s

sono collegati come in precedenza. Tuttavia, un elemento di retroazione a-

-vente un guadagno variabile fi-^-411? ha-il-suo ingresso collegato al ter- -

minale di uscita 16 e la sua uscita collegata attraverso un condensatore

di accoppiamento in alternata C ad un nodo fra la sorgente di polarizza?

C

zione inversa 21 e il fotodiodo 20. Questo collegamento pone effettivamente

la capacit? C del fotodiodo in parallelo con R . Bench? C sia relativamen D s D ? te costante, la tensione di retroazione in alternata ai capi del fotodiodo

varia con , facendo cos? variare la parte immaginaria della'corrente

di retroazione e lo sfasamento</ >di retroazione. Poich? il guadagno richie?

sto fi ? tipicamente inferiore all'unit?, la larghezza di banda di

4 ?' 4 pu? superare il prodotto guadagno?larghezza di banda della tecnologia.

Alternativamente, si possono usare condensatori commutati al la?

to di polarizzazione del diodo analogamente alla soluzione descritta nel

paragrafo (a). Entrambe le tecniche (a) e (b) possono essere utilizzate

con un condensatore normale sostituente C .

D

(c) Se viene impiegata una scala di FET di retroazione (vedere

la discussione .seguente la figura 51), allora una certa variazione di C -F pu? essere ottenuta mediante porte di messa a massa in alternata di tran?

sistor OFF e consentendo alle porte di transistor 0N di.fluttuare in al?

ternata. Alternativamente, le porte dei FET in stato 0N possono essere ac copp?ati in alternata all'uscita. Quest'ultima disposizione produce accoppiamento capacitivo dalla sorgente al pozzo solo nei FET ON. producendo un C che aumenta a gradini quando R diminuisce.

F s

Nuovamente, se un grande guadagno ? richiesto per la retroazione a bassa corrente, queste tecniche possono essere applicate ai circuiti del le figure 40 e 41.

- -? Si deve notare che per una-larghezza-di-banda dell'amplificatore diretto molto maggiore della larghezza di banda del segnale, il requisito di pedinamento su R e C ? blando. Nel caso migliore, solo una variazione s F

pu? essere richiesta in C , la circuiteria descritta precedentemente risul-F

tando quindi semplificata. ?

Una tecnica di riduzione di fase a retroazione a compensazione capacitiva ? quella di applicare a una retroazione d? tensione<?>di banda piccola, la quale aumenta al di sopra della larghezza di banda e diviene costante al di sopra del polo dell'amplificatore. Ci? riduce l'effetto capacitivo di miller in-banda. Nuovamente, ? richiesta una larghezza di banda dell'amplificatore diretto maggiore della larghezza di banda del segnale.

La terza soluzione all'instabilit? precedentemente citata ? quella di ridurre lo sfasamento di guadagno di A ?> di figura 40 intro-3

ducendo coppie d? poli?zero nello spianamento del polo singolo (originale). Metodi disponibili includono compensazione dell'alimentazione diretta (tipicamente bufferizzati per evitare retroazione positiva tipo miller),: divisione capacitiva dei poli, e possibilmente introduzione di una combi nazione di poli?zero extra in ?> ; una volta sia dato ? 1, allora ? lo stadio di larghezza di banda pi? ampia.

Queste tecniche di stabilizzazione e/o combinazioni di esse, pos

sono rendere possibile una soglia di AGO uguale al livello di sensibilit?.

Nella forma di realizzazione sinora descritta, la resistenza di

retroazione variabile R ? stata -tacitamente assunta come costituita da s

un FET singolo, Q . Tuttavia, se viene impiegato un FET di retroazione sin s <? >golo, allora le sue dimensioni massime e quindi l'a sua conduttivit? sono

limitate da due effetti di commutazione in accensione. In primo luogo, il

canale del DFET ? una linea resistiva shuntata a massa lungo la sua lunghez

za mediante la capacit? C alla porta (messa a massa per l'alternata). Ci? s

forma uno sfasatore R-C ideale. Per evitare possibili picchi di risposta o

oscillazione in corrispondenza della commutazione in accensione, le dimen?

sioni di Q dovranno essere ridotte in maniera tale che la resistenza equi s ? valente di retroazione a bassa corrente R sia dominante finch? R non ? e s sufficientemente piccola da far s? che lo sfasamento della linea di ritar?

do R -C abbia a risultare trascurabile entro la banda passante e sia tols s

lerabile al di sotto della frequenza corrispondente al guadagno unitario.

In secondo luogo, la regione lineare i - v del FET ? piccola per un'eled d

vataH . Nuovamente, le dimensioni del FET dovranno essere ridotte in mas

niera tale che R abbia ad essere dominante finch? la resistenza del FET e

non ? lineare entro l'oscillazione della tensione di uscita. Questi effet?

ti si combinano per limitare l'intervallo dinamico AGC (tipicamente a meno

di 30:1 per 45 Mb/s).- Entrambi gli effetti vengono evitati, tuttavia, q<">uari

do ? impiegato guadagno di retroazione variabile.

Per estendere l'intervallo dinamico, possono essere impiegati FET

-d? retroazione multipli. Come ? illustrato nella figura -51-, una pluralit?? 61 a.' ? di FET Q . (i = 1,2,3...) hanno i loro pozzi collegati al terminale d'ins?

gresso 18, le loro sorgenti collegate al terminale d'uscita 16, e le loro

porte collegate a alcune separate di una pluralit? di uscite del circuito

AGC, 30. Per dimensioni materiali Q . ? pi? piccolo d? Q . . . Bench? le si s(i+l)

non-linearit? di commutazione in accensione di ciascun FET siano maschera?

te dalla retroazione gi? presente, la disposizione ? relativamente com?

plessa. Tuttavia, per versioni a circuito integrato, l'inconveniente del

la capacit? totale (riduzione di sensibilit?) dovr? essere paragonabile a

quello di un'unico grande FET di retroazione avente la medesima area, e

quindi la medesima capacit? in corrente. Alternativamente, pu? essere im?

piegata l'idea dei transistor a retroazione a porta distribuita della Sez.

III(c). Come qui descritto, essa compensa sia gli effetti d? non linea?

rit? che quelli capacitivi. Sono pure applicabili le versioni a porte di

scretizzate relative.

Si deve tener presente che le disposizioni precedentemente ?llu

strate sono semplicemente illustrative delle molte forme di realizzazione

specifiche possibili che possono essere escogitate per rappresentare ap?

plicazione dei principi secondo l'invenzione. Numerose e varie altre di?

sposizioni possono essere concepite secondo questi principi dagli esperti

del ramo senza allontanarsi dallo spirito e ambito protettivo dell'inven?

zione, come definiti nelle rivendicazioni accluse.

Inoltre gli esperti del ramo comprenderanno che il ricevitore non

a integrazione, sia con che senza estensione di intervallo o dinamica,quan

do usato in un sistema digitale, sar? tipicamente impiegato in associazione

con altre apparecchiature ben note, ad esempio un .circuito di recupero d'orologio per la trasmissione digitale sincrona e un circuito di campionatura/decisione per ricostruire il segnale digitale.

Esempio

Il ricevitore HIC citato nella Sezione IV(b) ? stato progettato come segue. Il NIR 10 comprendeva il? circuito di figura 15, con i seguenti valori dei componenti:

Rif. -<_ >No.- - -Valore dei componenti' - - - --

12,1 g = 28 mS; C = 0,5 pF

m g

12,2 ? = 40-200; f = 5 GHz

T

12,3 ? = 40-200; f = 5 GHz

T

24,1- ? =100-300; f = 300 MHz

D CD = 0,6 pF;

R = 100 k JT> bipassato da un diodo al Si per far passare f?tdcorrenti maggiori di 7 ^uA

Rp = U Jl

R = 220 SL

d

R = 470 db

b3

R = 470 JL

e3

Rc2= 1.k Si

R = 2,05 kA

ci

R = 100 JL

C = 0,01 ,uF ? c /

C = 0,8 pF (ind uce C di 12-1 qui sopra)

<A >e

C = 0,1 ,uF

1 /

C = 0,068 .uF

2 /

C = 470 pF

V = uscita dell'integratore di polarizzazione di pozzo 36 (figura dd

39)

V = uscita di AGC 30 (figura 39)

5 V

V = 5 V

4

= --5 -V

= 5 V

= -1,6 V

Il FET 12.1 era un GaAs di MESFET, e il fotodiodo D era un diodo pin di InGaAs. La corrente di dispersione totale di questi due dispositivi pi? Q (vedere qui sotto) era di 38 nA. Per la riduzione dei rumori erano im piegate schermatura e filtraggio dell<1>alimentatore (non mostrato).?

La forma di realizzazione a estensore di intervallo o dinamica impiegata con il summenzionato NIR 10 ? illustrata nella figura 39, in cui il generatore di corrente 14 di figura 39 comprende <e >l?integratore di retroazione 24 della figura 15. I componenti addizionali di figura 39 avevano ? valori seguenti :

Rif. No. Valore del componente

Q I, < 10 nA (off); R (min) = 12,8

s i ? sd

34 f = 8,33 Hz (guadagno unitario)

VQ = -2V -*?0 V, controlla v perch? sia -2,3 V.

8 o

36 <f>T = <500 Hz>

V = 5 V ? +0,8 V

dd

V = -1,8 V

r

30 = -5 V 1 V8 0,6 V t*tV S?<r>i V = 0,9 V - -0,7 V

2

f = f = 8,33 Hz

TI T2 <'? >f "<?>

Il FET Q era un MESFET ,Ga?s, e il circuito AGO 30 era di S

struttura ben nota includente un rivelatore picco-picco seguito da una cop pia d'integratori con soglie diverse per fornire. e V^. Le uscite dell'in tegratore-erano filtrate per ridurre--il rumore; l'impedenza-del filtro di V in combinazione con la caratteristica di diodo fra porta e sorgente di Q , fornivano il limite positivo di V . Uno stadio post?amplificatore a s 1

guadagno fisso convenzionale era impiegato per pilotare sia il rivelatore picco-picco di AGC che un pannello post amplif?catore/rigeneratore digitale di AGC convenzionale.

Come si ? osservato precedentemente, questo ricevitore aveva un intervallo dinamico simulato di 52 dB (ottico) e una sensibilit? ottica di -50 dBm a 1,3 ^um e 44,7 Mb/s.

RIVENDICAZIONI

1 - Ricevitore non integratore (figura 9, NIR 10) per amplificare una corrente di segnale i avente una larghezza di banda A f, comprendente:

s

un terminale d'ingresso (18) a cui ? applicata una corrente di se gnale i ed un terminale di uscita (16) in corrispondenza del quale compare s

una tensione di uscita amplificata v ,

un amplificatore di tensione (12.)^avente un.guadagno di tensione (-A) ed essendo collegato fra detti terminali d'ingresso e di uscita, carat terizzato dal fatto che un -circuito di controreazione frapposto fra detti terminali include un generatore di corrente J 14)_.per--generare una corrente di retroazione i proporzionale a v che viene sottratta da i in corrif o s spondenza di detto terminale d'ingresso,

detto generatore d? corrente (14) avendo una transconduttanza la quale ? essenzialmente indipendente dalla frequenza entro la larghezza di banda ? f, e il guadagno dell'amplificatore di tensione essendo suffi esentemente grande da far si che entro la larghezza di banda (A f) la re sistenza d'ingresso equivalente R = 1/Ag -d? detto amplificatore abbia ad e f

essere minore della impedenza della capacit? d'ingresso del ricevitore, in modo tale che la risposta di detto ricevitore ? non integrante. ,

2 - Ricevitore secondo la rivendicazione 1,.caratterizzato dal fatto che detta corrente di segnale ? un segnale digitale NRZ avente una frequenza o velocit? di bit B, e, per una risposta corrente-tensione non a integrazione essendo Ag^, ^ 2 ?Yi^BC^, in cui ? l'integrale doppio di Personick.

3 - Ricevitore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto amplificatore e detto circuito di retroazione formano un circuito ad anello e in cui per un basso rumore di Johnson la resistenza di uscita di detto generatore d? corrente ? relativamente grande e, per la stabilit?, il polo d? frequenza di detto circuito di retroazione ? il polo dominante di detto circuito ad anello.

4 - Ricevitore secondo le rivendicazioni 1-3 (figura 12), caratterizzato dal fatto che detto generatore di corrente comprende :

un integratore di tensione avente-il suo ingresso rispondente a e

la combinazione in-parallelo di-una resistenza di retroazione <v >JOM'<4 >e di un condensatore di retroazione C essendo rispondente all'uscita di detto integratore per alimentare i^.a detto terminale d'ingresso,

la risposta in frequenza di detto integratore e di detta combinazione essendo mutuamente adattati in maniera tale che g^.sia essenzialmente costante con la frequenza entro ? f.

5 - Ricevitore secondo la rivendicazione 4, in combinazione con mezzi per impedire la-saturazione<_>di<~ >dett? ricevit?r? per elevate ampiezze di detta corrente di segnale (figure 33 o 34), detti mezzi di impedimento essendo caratterizzati da :

un resistore variabile R collegato a detto terminale d'ingresso, e s

un circuito di controllo automatico di guadagno (AGC) rispondente a detta corrente di segnale per variare la resistenza di detto resistore quando detta corrente di segnale raggiunge detta elevata ampiezza.

6 ? Ricevitore secondo le rivendicazioni 1?3 (figura 16) caratterizzato dal fatto che detto generatore di corrente comprende:

un transistor a effetto d? campo Q avente una sorgente, un pozzo,

F

un canale accoppiante detta sorgente e detto pozzo, ed una porta per controllare il passaggio di corrente attraverso detto canale, v alimentando o

un ingresso a uno fra detta sorgente e detto pozzo e l'altro fra detta sor gente e detto pozzo alimentando i a detto terminale d'ingresso, e

mezzi per polarizzare nella regione lineare della sua caratte ristica corrente?di pozzo rispetto a tensione di pozzo. <' ">

7 - Ricevitore secondo la rivendicazione 6, caratterizzato dal fatto che i ha una componente di frequenza superiore f , 0 ha una conduts m F

tanza fra sorgente e^pozzo g.,- e-capacit? fra -sorgente e-pozzo C , in cutsd sd

Ag >? 2??^f C e C g /2 i7"f perch? detto ricevitore abbia a non es sd m T sd sd m <? >sere integratore.

8 - Ricevitore secondo la rivendicazione 6f caratterizzato dal ?6 fatto che Q ha una transconduttanza g minore di approssimativamente 10 S.

F m

9 - Ricevitore secondo la rivendicazione 7, in combinazione con

mezzi per impedire la saturazione di detto ricevitore per elevate ampiezze

di detta corrente di segnale (figure 33 o 40), detti mezzi di impedimento

essendo caratterizzati da

un resistore variabile R collegato a detto terminale d'ingresso, s

e

un circuito di controllo automatico di guadagno (AGO) risponden?

te a detta corrente d? segnale per variare la resistenza di detto resistore

quando detta corrente di segnale raggiunge dette ampiezze elevate.

10 - Ricevitore secondo la rivendicazione 1, in combinazione con

mezzi per impedire la saturazione di detto ricevitore per elevate ampiezze

di detta corrente di segnale (figure 33 o 34), detti mezzi di impedimento

'essendo caratterizzati da

un resistore variabile R collegato a detto terminale d*ingresso,

8

e

un circuito di<' >controllo automatico di guadagno (AGC) rispondente

a detta corrente di segnale per variare la resistenza di detto resistore

quando detta corrente di segnale raggiunge dette ampiezze elevate. ' "

11 - Ricevitore secondo,la rivendicazione 10 (figura 38) caratte?

rizzato dal fatto che detto circuito AGC ? rispondente a detta corrente di

segnale per variare il guadagno di-detto amplificatore quando-detta-corrente^ l

MzndatsLrio;

<'>^ rOblAKO -? Ufficial mi H!dillia n (n=l,2 ...) poli in esso a frequenze f (i=l,2,...n) all'esterno della ? ai

larghezza di banda del segnale. Un circuito di controreazione, collegato

fra l'ingresso e l'uscita dell'amplificatore, include un generatore di cor?

rente per generare una corrente di retroazione i^, la quale ? proporziona?

le a v ., e la quale ? sottratta da ??. In aggiunta, la transconduttanza o Un

g^, del generatore di corrente ? essenzialmente indipendente dalla frequen?

za entro la larghezza di-banda del segnale ed e di segno opposto a ?, Il cir

cuito di retroazione, in combinazione con la capacit? d'ingresso del

ricevitore, produce un guadagno d? tensione d? retroazione ? con un polo di

retroazione in esso ad una frequenza f , che ? preferibilmente entro ^ f.

~Nell'amplificatore ? desiderabile che il polo di retroazione sia il polo

dominante nella risposta in frequenza del guadagno ad anello A /?*\(e che il

polo di transimpedenza f del ricevitore sia uguale alla frequenza<*>del gua-P

dagno ad anello unitario f . Per la stabilit? f = f dovr? essere Buffili p u

esentemente al di sotto dei poli f . dell'amplificatore di tensione, in modo ax

tale che lo sfasamento d? tensione totale attorno all'anello sia inferiore

a 360?.

L'impedenza di uscita del generatore di corrente ? estremamente

elevata, in modo da ridurre il rumore d? Johnson e quindi fornire elevata

sensibilit?. Tuttavia, l'ammettenza d'ingresso effettiva risultante, Ag^.+

j oj , dell'amplificatore con retroazione ? principalmente conduttrice en?

tro la larghezza d? banda del segnale, p?r cui il segnale d'ingresso non ?

viene integrato e non si verifica saturazione in seguito a lunghe stringhe

di impulsi.

Nel caso-di-un segnale-digitale non a ritorno a zero NRZ) ,<' >avente Breve descrizione dei disegni

La mia invenzione assieme con i suoi vari scopi, caratteristiche e vantaggi pu? essere compresa senza difficolt? dalla seguente descrizione particoIaregg?ata presa in congiunzione con il disegno di accompagnamento, in cui:

la figura 6 ? un circuito equivalente di figura 5?

la figura 7 illustra un circuito di figura 5 includente capacit? parassita;

la figura 8 ? un circuito equivalente di figura 7;

la figura 9 illustra un ricevitore ottico secondo una forma di rea l?zzazione generale dell0?.nvenz?one;

-la figura 10 ? un circuito equivalente di figura 9;

la figura 11, tramite le parti A-E, illustra vari grafici di risposta in frequenza per il ricevitore della figura 9;

la figura 12 illustra un ricevitore ottico secondo una forma d? realizzazione del? fcnvenzione in cui il generatore di corrente di figura 9 ? realizzato tramite retroazione a condensatori e resistenze e integrazione della tensione d? uscita;

la figura 13, tramite le parti A, C illustra vari grafici di risposta in frequenza per il ricevitore della figura 12;

la figura 14 illustra un'altra realizzazione del ricevitore di figura 12 in cui C C e R C \ (C C );

C^ D C C -' ?^ D R

la figura 15 ? uno schema circuitale del ricevitore di figura 14 con i componenti di bipasso e filtraggio ben noti tralasciati per semplicit?; in cui Rr (CD ? ? ) - R^ Cj,

la figura 16 rappresenta un ricevitore ottico secondo un'altra for ma di realizzazione dell'invenzione, in cui il generatore di corrente di figura 9 ? realizzato da un FET (Q ), polarizzato nella regione lineare della

F

sua caratteristica I-V ;

la figura 17 illustra il ricevitore della figura 16 con un circu? 10 unitario f ? idealmente appena al di sopra della banda passante). Poiu

ch? R^ ? pure ridotta di un fattore di ?? , le sue capacit? in derivazione parassite non sono pi? un problema. (Sia la corrente d? segnale^che la potenza di rumore di si dividono fra i due pozzi/collettori; in corrisponden za del piccolo collettore di retroazione, ? effettivamente moltiplicata per il rapporto di divisione di corrente o( ).

j_ Un'altra classe___di_circiiiti_di linearizzazione (figura 30Lfornisce il pilotaggio di emettitore/sorgente appropriato rilevando la corrente attraverso il grande collettorei^ KSs-di un Q a collettore^gSr?e dual?-(oppure attraverso un transistor Q ' di grande area in parallelo con Q , come F F

nella figura 28) per fornire la tensione di sorgente/emettitore. In questo caso, un Q a pozzo/collettore duali, ed un secondo amplificatore 28 avente F

un guadagno Q ^ sono collegati in serie nell<1>anello di retroazione. ha 11 suo elettrodo di uscita (pozzo/collettore pi? piccoli 1) collegati al terminale d'ingresso 18 e il suo elettrodo d'ingresso (sorgente/emettitore) col legato all'uscita dell'amplificatore 28. L'elettrodo di polarizzazione (porta/base) di Q ? collegato ad una sorgente di tensione di polarizzazione e F

pu? essere collegato attraverso un condensatore C alla massa in alternata. L'amplificatore 28 ha una coppia di ingressi, uno dei quali

? collegtato al terminale d'ingresso 16 e l'altro dei quali finvortant?) ? collegato ad un resistore sensore di corrente R il quale ? collegato fra la seconda uscita (pozzo/collettore 2 pi? grande) di Q e massa. -?

F

Anche se ingressi positivo e negativo sono mostrati sull'amplificatore 28, non ? necessario che esso abbia ad essere un amplificatore ope-razionale. In dipendenza dal guadagno richiesto, potrebbe essere adeguato

/<9 >V?

plicemente un interruttore o rivelatore di soglia per ridurre R da un vas

lore distinto R ad un altro valore distinto R /!?. R* , quando la corren s2 si ? te di segnale aumenta al di sopra di una soglia predeterminata. Questa for ma di realizzazione ? particolarmente utile in sistemi a onde luminose di piccola potenza ottica come quelli impieganti diodi emettitori di luce come sorgenti .

- - - ? Uno.<~>dei punti<?>dominanti<' >nella<' >progettazione <">di<' >questi ricevitori a transimpedenza ? la stabilit?. I compromessi risultanti solitamente com-. portano una ridotta larghezza di banda rispetto ai ricevitori AGC intrise-. camente stabiliti descritti nella Sezione IV(b) (AGC a transimpedenza fa aumentare il guadagno della tensione di anello, mentre AGC in derivazio ne fa diminuire il guadagno della tensione ad anello). Tuttav?a, il ricevitore a transimpedenza ha circuiteria di bassa frequenza ausiliare inferio re allo shunt di guadagno variabile. In aggiunta, alcune strutture preser vano o conservano meglio l'informazione del segnale cc. Perci?, le versioni a transimpedenza possono essere preferite per strutture economiche per frequenze di bit pi? basse, come ad esempio collegamenti di dati, e per collegamenti video (in particolare se per queste applicazioni a stretta lar ghezza di banda viene impiegata una tecnologia ad alta larghezza di banda economica come ad esempio NMOS).

La prima delle due considerazioni di stabilit? ? che il prodotto jdeoJ?/M euli

di guadagno Af\ sia eff?ttivamcnte a polo singolo sino alla sua frequenza di guadagno unitario. Poich? il polo di guadagno deve trovarsi al di sopra della larghezza di banda del segnale, la frequenza di guadagno unitario minima ? Afi per la-larghezza di banda del segnale. Perci? se retroazione a o

/" &

ghezza di banda del'segnale e la larghezza di banda A di guadagno.

La seconda soluzione di stabilit? precedentemente indicata ? quel<'>

la di ridurre lo sfasamento di retroazione di transimpedenza R -C^ alle al?

te frequenze. Questo sfasamento pu? essere ridotto aggiungendo un condensa?

tore di retroazione ai capi di R (figure 41 e da 47 a 50). aggiunge

uno zero di retroazione di alta frequenza in corrispondenza di R^C^, che do

vr? essere al di sopra della larghezza di banda del segnale per una risposta ? i appropriata ma, per scopi di stabilit?, dovr? essere al 'di sotto deL ????

rinmi?nanfe: dell'amplificatore f * a meno che non sia C > 0,1 C . Al di aoa%<) >F T

pra della frequenza zero, la retroazione di tensione piatta a causa dell'a?

zione di divisione o del divisore C -C ; l'abbattimento o spianamento d'a-

F T

nello ? dovuto allo spianamento del guadagno A. Il polo di retroazione di

tensione di frequenza pi? bassa ? in corrispondenza ,di ?? = R-(0^+C^).

Il metodo di stabilizzazione capacitiva pi? semplice ? quello di

aggiungere un condensatore fisso C, ai capi di .y (figure 41 e 47).

Il rapporto di frequenza fra zero e polo ? quindi (C C )/C .

F T F

Se questo rapporto ?, ad esempio, 10:1, allora lo sfasamento di retroazione

massimo ? di circa 60?, indipendente da R e l'anello di trarisimpedenza ? s

stabile. Per At20,C ,fornisce una capacit? di miller di (A+1)C = 2,1 C .

F F T

La transconduttanza di retroazione a bassa corrente ? quindi triplicata, per

tener conto di questa capacit? di miller dell'estremit? anteriore extra,con?

servando la risposta di bassa corrente.

Se un guadagno A maggiore ? richiesto per la retroazione a bassa

corrente, allora questa tecnica pu? essere applicata ai circuiti delle fi?

gure 40 o 41 (quest'ultima-? illustrata esplicitamente).

Inoltre le riferenze parentetiche ai numeri di figura nel le r i ven i dcaz i on i sono incluse per convenienza solamente e non devono essere interpretate come l imitanti la sfera di azione di qualunque rivendicazione per leggere solamente le figure cos? i dent i fi cate.

un circuito di linearizzazione collegato tra detto t<=rmina^ le d'uscita e detto elettrodo-d'ingresso, detto circuito sup= piente detta funzione non lineare cosicch? detta corrente di uscita ? una funzione essenzialmente lineare di detta ten= sione d'uscita v .

16. Il ricevitore di rivendicazione 15 in cui (Pig. 26) detto primo transistor comprende un transistor bipolare e detto circuito di linearizzazione comprende un convertitore logaritmico naturale.

17. Il ricevitore di rivendicazione 15 in cui(Pig. 26) detto ;primo transistor comprende un transistor ad effetto di campo e detto circuito di linearizzazione comprende un coriver*= tiore di radice quadrata.

18. Il ricevitore di rivendicazione 16 o 17 in<^>cui (FXCr. 28) detto circuito di linearizzazione comprende un secondo tran= sistor Q'p pi? grande di detto primo transistor detti transistor sventi i loro elettrodi d'ingresso collegati in parallelo tra di essi, ed i loro elettrodi di polarizzazione connessi in parallelo l'un con l'altro, ed un resistore R^ accoppiato tra detti elettrodi d'ingresso e detto terminale d'uscita.

lf. Il ricevitore di rivendicazione 16 e 17 in cui (Pig. 29) detto amplificatore ha guadagno positivo e detto circuito di linearizzazione comprende un secondo transistor Qi avente

F

elettrodi d'ingresso , d'uscita e di polarizzazione, ed un

inoltre una sorgente di prepolarizzazione di corrente connes= sa al suo elettrodo d<r>uscita per polarizzare detto transistor in un? porzione relativamente lineare della sua caratteristl= ca di uscitaudiacorrentelcontro,distensione di controllo, la grandezza della corrente di prepolarizzazione essendo pi? gran= del massimo di detta corrente.

22. Il ricevitore di rivendicazione 4 in cui (Fig. 32) detta sorgente di corrente comprende un transistor ad effet= to di campo avente il suo pozzo connesso a detto termina^ le ed avente la sua sorgente connessa a detto terminale di uscita e mezzo per applicare tensione di polarizzazione alla porta di detto transistor, la lunghezza della porta e la tensione da sorgente a pozzo essendo reciprocamente adatta in modo che detto transistor agisca nella sua regione satura di velocit?.

23. Il ricevitore delle rivendicazioni 1-17, 21 o 22 in combinazione con (BIG. 33 o 40) mezzi per impedire la satura^ z?one di detto ricevitore &G alte ainpieZZe di detta corrente di segnale d'ingresso, detto mezzo d?impedimento comprendere te

un resistere variabile R collegato a detto terminale

s

d'ingresso, e

un circuito di controllo automatico di guadagno (AGC) rispon= dente a detta corrente di segnale per cambiare la resistenza di detto resistore quando detta corrente di segnale d'ingresso is ?

pi? bassa R^ .

30. Il ricevitore di rivendicazione 2<Q >in cui dette re= sistenze R _ e R _ sono valori distinti e detto circuito di si s2

AGO comnrende un rivelatore di soglia per rivelare detta soglia di corrente e commutare detto res?store tra R _ ed si <R>S2?

31? il ricevitore di rivendicazione 29 in cui detta resi= stenza R _ ? variabile e R ? un valore distinto e detto cir= si s2

culto di AGO varia le resistenza R ,?

si

32. Il ricevitore di rivendicazione 23 in Cui ( Fig. 38) detto circuito di AGO ha una seconda uscita accoppiata a det= to amplificatore in modo da diminuire il suo guadagno (A) al di sopra di una seconda soglia?

33. n ricevitore di rivendicazione 23 in eui (Pig. 33) detto resistore R ha un'estremit? collegata a detto termina? s

le d'ingr?sso e l?altra estremit? AC a massa.

34. Il ricevitore di rivendicazione 32 in combinazione con (Pig. 36 o 39) un integratore di reazione negativo (/?2) avente il suo ingresso collegato a detto terminale d'uscita di detto amplificatore (A), ed in cui detto resistore R ha s un'estremit? collegata a detto;terminale d'ingresso e l'altra sua estremit? collegata all'uscita di detto integratore, e detto integratore ? studiato in modo che sia Afe 1 nella componente d? frequenza amplificata pi? bassa di detto segnale d'ingresso.

-V

35 ? TI ricevit?re di rivendicazione 24 in cui (Fig. 37) detto resistore comprende un transistor ad effetto di campo Q_ avente la sua corta collegata all?uscita di detto circuii td? di AGC e la sua sorgente e pozzo collegati tra detto ter?= minale d'ingresso di detto amplificatore e l?uscita di detto integratore.

36. Il ricevitore di rivendicazione 23 in combinazione con (Fig. 40) un amplificatore di reazione (Pi) avente il suo ingresso collegato a detto terminale d'uscita, ed in cui det= to resistore variabile ha un?estremit? collegata a detto ter= minale d?ingresso e l?altra sua estremit? collegata all?usei= ta di detto amplificatore di reazione,^3 , ed il guadagno in avanti A essendo di segno opposto.

37. H ricevitore di rivendicazione 36 in cui (Fig. 40) detto circuito di AGO ha una seconda uscita accoppiata a detto amplificatore di reazione per diminuire ^>3 quando la frequenza del colo R C_ ? paragonabile a f in modo che nes= s i . p

siano dei poli sia prevalente.

38. Il ricevitore di rivendicazione 37 in cui detti ampli= ficatori sono studiati in modo che Aft abbia un singolo polo dominante in tutte le freouenze fino alla frequenza unitaria

A

di guadagno in cui |A^ 3 1

39. Il ricevitore di rivendicazione 38 in cui (Fig. 40) detto circuito di AGO commuta detto resistore variabile R

s tra valori R^ ad elevate correnti d?ingresso ed Rg2> R a r <8 >correnti d'ingresso <">basse in modo che la frequenza polare di reazione l/R^C^ sia assai , minore di nuella del polo nel guadagno in avanti A e la l/R Gfp ? mag<g>iore della freouenza

S J.

unitaria di guadagno in cui

40. Il ricevitore di rivendicazione 37 includente inol= tre (Fig* 43) un elemento di somma aventebla sua uscita col= legata a dettaaLtra estremit? di detto resistore ed avente due ingressi , e un integratore avente il suo ingresso colle= gato a detto terminale d'uscita e la sua uscita ad uno dei detti ingressi di detto .elemento , l 'uscita di detto amplifi= catore di reazione ( essendo collegata a detto altro in= gresso di detto elemento?

41? Il ricevitore di rivendicazione 40 in cui (Fig. 43) detta resistenza variabile R ha un valore massimo R n ed un s s2 valore minimo R _ in modo che la freouenza polare l/R _ Cm si si T sia al di sopra della massima frequenza unitaria di guadagno ??3 , e

dotto circuito di AGO ha una soglia di corrente al di sotto della quale la tensione d'uscita di detto amplificato= re ? una funziona lineare di corrente e al di sopra della quale detta tensione d'uscita ? costante, detto circuito di AGO essendo adatto a porre <H>8 <s >?2 . <8 >p3 = 0 a livelli rela*= tivamente bassi di detta corrente di segnale d'ingresso ouan= do l ' ingresso in questi ? al di sotto della soglia suddetta

^Se

ed essendo atto inoltre, ouando detta corrente di segnale aumenta al di sopita di detta Soglia, a diminuire priiiSL detta resistenza R e poi aumentare ^3 quando R si approssima a R ..

si

42. Il ricevitore di guadagno 23 in cui (Fig. 41) detto amplificatore comprende un amplificatore di primo stadio

(-A^) avente il suo ingresso collegato a detto .terminale di ingresso ed un amplificatore di secondo stadio (+A2) avente il suo ingresso collegato all'uscita di detto amplificatore di prima stadio e la sua uscita collegata a detto terminale d'uscita , e detto resistere ? collegato tra l'ingresso e l'uscita di detto amplificatore di primo stadiov

43. Il ricevitore di rivendicazione 42 in cui (Fig. 41) detto circuito di AGO commuta detto resistore variabile Rg

tra valori Rgl in corrente d'ingresso elevate ed Rg2 > Rg^ a basse correnti d'ingresso in modo che la frequenza polare di reazione l/R^ C^ sia maggiore della frequenza unitaria di guadagno in cui (Aj = 1.

44. Il ricevitore di rivendicazione 28 in cui(Fig. 45) terminali di

detto resistore ? collegato tra dettji/ingresso e di uscita, e detto circuito di AGO ha una seconda uscita accoppiata a detto amplificatore in modo da variare il suo guadagno (-A) in modo tale per cui la sua resistenza d'ingresso equivalente, R = R /(A l), sia approssimativamente costante? ? 3

45* Il ricevitore di rivendicazione 44 includente (Fig. 46) una sorgente g^.di corrente di transconduttanza variai bile connessa tra detti terminali d'ingresso e d'uscita, det= ta resistenza variabile corrispondente al reciproco della transconduttanza di detta sorgente g^..

46. TI ricevitore di rivendicazione 28 in cui (Fig. 47) detto resistore R^ ? connesso tra detti terminali d'ingres= so e d'uscita ed includente inoltre il mezzo di capacitanza Cj, in parallelo con detto resistore.

47. TI ricevitore di rivendicazione 46 in cui (Fig. 48 o 51) la capacitanza di 0_, ? variabile e detto circuito di

?

AGO include una seconda uscita accoppiata a detto mezzo per variare detta capacitanza in modo che se R ? diminuito,

CF ? aumentato, e lo zero a l/RgG^ ? ad una<0 >frequenza inferio= re della frequenza f del polo di detto amplificatore ma al di sopra di detta ampiezza di banda.

48. L'apparecchio (Figure 3, 12, 33/40) per amplificare un segnale ottico digitale NRZ avente una velocit? di bit B ed ampiezza di banda ^f comprendente:

un ricevitore non integrante avente una capacitanza di ingresso C^, ed includente

un fotodiodo per ricevere detto segnale e convertirlo in uria corrente iin elettrica d'ingresso?

un terminale d'ingresso al quale detta corrente d'ingresso ? applicata ed un terminale d'uscita nel quale appare una tensione d'uscita amplificata Vq,

un amplificatore di tensione collegato tra detti termi= nali, detto amplificatore avente un guadagno di tensione in avanti (-A) con un polo in esso ad una frequenza f eccetto Af* <e>

un circuito di reazione negativo, collegato tra detti terminali, includente una sorgente di corrente per generare una corrente di reazione i^ che ? propozionale a Vq, detta sorgente di oorrente avente una transconduttanza g^ che ? di segnao opposto ad A e comprendente!i

un integratore di tensione avente il suo ingres= so connesso, acdetto terminale d'uscita edaavente un polo nella sua funzione di trasferimento ad una frequenza f., e la combinazione in parallelo di uh resistore di reazione Rp ed un condensatore di reazione connessi tra detto ter= minale e l'uscita di detto integratore, detta combinazione avente uno zero nella sua funzione di trasferimento con f.

x in modo che detta transconduttanza g^, sia essenzialmente costante con frequenza entro Af,

La tensione d'uscita v_j, di detto integratore essendo relativa a VQ f nel dominio di frequenza, ma la relazione <v>iff = avo/(s 2hf.), la conduttanza d'ingresso equivalente g X ?

di detto amplificatore essendo data da g = l/Ag~, e per detto ? i ricevitore da essere non integrante

<?>? *

Aa > 2TTQpO.S6B/C^,

detto circuito di reazione in combinazione con pro= ducente un guadagno di tensione di reazione ? con un polo in esso di reazione ad una frequenza f^ entro ?? ? e detto amplificatore e detto circuito di reazione formanti un cir^-cuito di spira avente un guadagno di spira A^, e per sta.b?li= t? detto polo di circuito di reazione essendo il polo dominan= te in contro; frequenza, e

un riempitivo di campo per impedire la saturazione di detto ricevitore ad ampiezze elevate di i^n includente

un resistore variabile R avente un?estremit? connessa

S

a detto terminale d'ingresso, e

un circuito (ACC) di control?o di guadagno automatico rispondente a detto segnale ottico per diminuire R quando s

i^n raggiunge dette elevate ampiezze,

detto circuito di AGC avente una soglia al di sotto del= la quale la tensione d?uscita di detto amplificatore aumenta. col crescere della corrente e al disopra della quale detta tensione d'uscita ? essenzialmente costante, e

detto resistore variabile ha una resistenza elevata R ? s2 al di sotto di detta,soglia,ed una resistenza variabile infe= riore R ^ al di sopra di detta soglia.

49. L'apparecchiatura di rivendicazione 48 in cui l'altra estremit? di Rs ? AC a massa

50. L'apparecchiatura (<">Figure 3, 15, 33-40) per smplifi= care un segnale ottico digitale NRZ avente una velocit? di bit B ed un'ampiezza di banda kf comprendente:

un ricevitore non integrante avente una capacitanza di ingresso includente

un fotodiodo per ricevere detto segnale e convertirlo in una corrente elettrica d'ingresso i. ,

un terminale d'ingresso a.l quale ? applicata detta corren= te d'ingresso ed un terminale d'uscita nel quale appare una tensione d'uscita amplificata Vq,

un amplificatore di tensione connesso tra detti terminali, detto amplificatore avente guadagno di tensione in avanti (?A) con in esso una freouenza f eccetto Af , e

P

un circuito di reazione negativo, connesso tra detti ter= minali, includente una sorgente di corrente per generane una corrente di reazione i^ che ? proporzionale a v^ e che h sottratta da i in detto terminale d'ingresso, la transcon= duttanza g^. di detta,sorgente di corrente essendo essenziale mente indipendente della frequenza entro e di segno oppos= to ad A,

detta sorgente di corrente comprendente un transistor ad effetto di campo avente una sorgente e pozzo, un canale accoppiante detta sorgente a detto pozzo, ed ima porta per controllare il flusso di corrente da detta sorgente a detto pozzo attraverso detto canale , detti sorgente e pozzo es= sendo connessi tra detti terminali d'ingresso e d'uscita, ed includente il mezzo per polaxizzare Qp nella regione lineare della sua caratteristica di corrente-tensione, detto transistor avente una conduttanza gg^ di sorgente-a pozzo e capacitanza C dove per detto ricevitore da essere non integrante

A ? 2fjCT0.56a/gga e

Detto circuito di reazione in combinazione con produ= cente un guadagno di tensione di rea,zione? con uii polo in esso una frequenza f^ entro??, e detto amplificatore e dets= to circuito di reazione formanti un circuito di spira,avente un guadagno di spira,?? , e per stabilit? detto polo di cir= cuito di reazione essendo il polo dominante in jA^f contro freouenza,

un riempitivo di campo per impedire la saturazione di detto ricevitore ad ampiezze elevate di im. includente un resistore variabile R avente un'estremit? connessa s

a detto terminale d'ingresso, e

un circuito di controllo automatico di guadagno( AGO) rispondente a detto segnale ottico per diminuire R quando s

iin raggiunge dette ampiezze elevate,

detto amplificatore avente una,resistenza d'ingresso eciui<= valente Rg = l/g<f>e,

Claims (1)

1. detto circuito di AGO avente una soglia al di sotto del= la quale la tensione d'uscita di detto,amplificatore aumenta con 1'aumentare della corrente e al disopra^ della quale detta tensione d'uscita ? essenzialmente costante, e detto resistore variabile ha,un'alta resistenza R _ al s2 di sotto di detta soglia ed una resistenza variabile inferio= re Rg^ al di sopra di detta soglia.

   51. L'apparecchiatura di rivendicazione 50 in cui l'altra estremit? di R ? AC a,massa,

   s