JP2000236276A - 広帯域ディジタル受信機 - Google Patents
広帯域ディジタル受信機Info
- Publication number
- JP2000236276A JP2000236276A JP11035238A JP3523899A JP2000236276A JP 2000236276 A JP2000236276 A JP 2000236276A JP 11035238 A JP11035238 A JP 11035238A JP 3523899 A JP3523899 A JP 3523899A JP 2000236276 A JP2000236276 A JP 2000236276A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- converter
- digital
- analog
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】広帯域受信機で性能劣化を起こすことなくＡ／
Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを低減して、
安価で小型、消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用でき
る広帯域ディジタル受信機を提供する。 【解決手段】対数アンプ６をＡＧＣアンプ７の前段に付
加し、その対数アンプ６で干渉局と希望局の信号レベル
差を圧縮してＡ／Ｄ変換器８に入力し、その後指数伸張
器１０でもとの信号レベルに戻すように構成する。
Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを低減して、
安価で小型、消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用でき
る広帯域ディジタル受信機を提供する。 【解決手段】対数アンプ６をＡＧＣアンプ７の前段に付
加し、その対数アンプ６で干渉局と希望局の信号レベル
差を圧縮してＡ／Ｄ変換器８に入力し、その後指数伸張
器１０でもとの信号レベルに戻すように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動体
通信で使用される受信機において、受信信号を広帯域の
ままＡ／Ｄ変換する場合に、小型・低価格のＡ／Ｄ変換
器を使用することができる広帯域ディジタル受信機に関
する。
通信で使用される受信機において、受信信号を広帯域の
ままＡ／Ｄ変換する場合に、小型・低価格のＡ／Ｄ変換
器を使用することができる広帯域ディジタル受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル回路技術の発達によ
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.3
3 No.5）が提案されている。
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.3
3 No.5）が提案されている。
【０００３】図５は、一般にアナログ回路で行うチャネ
ル分離をディジタル回路で行うようにした、従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。な
お、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信
号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換
し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受
信機である。（関連特許：“ディジタル無線周波受信
機”特願昭61-504791号）同図に示すように、この受信
機は、無線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行
うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換
し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ
３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡ
ＧＣアンプ７と、アナログ受信信号をディジタルに変換
するＡ／Ｄ変換器８と、所望のチャネル帯域を分離する
チャネル分離器９と、該チャネル分離器出力信号からデ
ータ信号を復調する復調器１１とで構成される。
ル分離をディジタル回路で行うようにした、従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。な
お、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信
号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換
し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受
信機である。（関連特許：“ディジタル無線周波受信
機”特願昭61-504791号）同図に示すように、この受信
機は、無線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行
うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換
し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ
３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡ
ＧＣアンプ７と、アナログ受信信号をディジタルに変換
するＡ／Ｄ変換器８と、所望のチャネル帯域を分離する
チャネル分離器９と、該チャネル分離器出力信号からデ
ータ信号を復調する復調器１１とで構成される。
【０００４】図５において、アンテナ１で受信された受
信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要
な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは、本広
帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通
常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する
よう設定される。例えば、ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯
電話システムでは１６ＭＨｚの帯域幅となる。ここで前
記ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷとする。
次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けた受
信信号は、ミキサ３、ローカル発振器４及びＩＦバンド
パスフィルタ５により周波数変換及び帯域制限を施され
てＩＦ信号となる。前記ＩＦバンドパスフィルタ５の帯
域幅即ちＩＦ信号の帯域幅は、ＲＦバンドパスフィルタ
と同じＷである。該ＩＦ信号は、ＡＧＣアンプ７で増幅
された後Ａ／Ｄ変換器８で広帯域ディジタル信号に変換
される。前記ＡＧＣアンプ７の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器
８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを
越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御さ
れる。前記広帯域ディジタル信号は、チャネル分離器９
に入力され、所望の狭帯域（チャネル帯域）ディジタル
信号に分離される。ここでの狭帯域（チャネル帯域）
は、例えばＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話システムで
は、帯域幅は２５ｋＨｚである。チャネル分離された狭
帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器１１に
おいてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯
電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信
号となる。
信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要
な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは、本広
帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通
常使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する
よう設定される。例えば、ＰＤＣ８００ＭＨｚ方式携帯
電話システムでは１６ＭＨｚの帯域幅となる。ここで前
記ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷとする。
次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受けた受
信信号は、ミキサ３、ローカル発振器４及びＩＦバンド
パスフィルタ５により周波数変換及び帯域制限を施され
てＩＦ信号となる。前記ＩＦバンドパスフィルタ５の帯
域幅即ちＩＦ信号の帯域幅は、ＲＦバンドパスフィルタ
と同じＷである。該ＩＦ信号は、ＡＧＣアンプ７で増幅
された後Ａ／Ｄ変換器８で広帯域ディジタル信号に変換
される。前記ＡＧＣアンプ７の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器
８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを
越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御さ
れる。前記広帯域ディジタル信号は、チャネル分離器９
に入力され、所望の狭帯域（チャネル帯域）ディジタル
信号に分離される。ここでの狭帯域（チャネル帯域）
は、例えばＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話システムで
は、帯域幅は２５ｋＨｚである。チャネル分離された狭
帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器１１に
おいてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯
電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、データ信
号となる。
【０００５】ところで、移動体通信システムの基地局に
おいては、通常、複数の移動端末局の位置関係は時々刻
々と変化するので、希望局と干渉局からの電波信号を同
時に受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常に大
きくなる場合がある。そのため、受信機各部の回路は十
分なダイナミックレンジを持つ必要がある。干渉局が受
信機に近く、希望局が遠くにある場合には、例えば図６
に示すように、前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号における
スペクトルは、両局からの受信信号のレベル差が大き
く、この例では干渉局信号レベルは希望局信号レベルに
比べて７０ｄＢ大きい。このレベル差の信号をＡ／Ｄ変
換して希望局信号を復調しようとすると、復調の為のマ
ージンも考慮して、Ａ／Ｄ変換器８には少なくとも８０
ｄＢのダイナミックレンジが必要である。
おいては、通常、複数の移動端末局の位置関係は時々刻
々と変化するので、希望局と干渉局からの電波信号を同
時に受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常に大
きくなる場合がある。そのため、受信機各部の回路は十
分なダイナミックレンジを持つ必要がある。干渉局が受
信機に近く、希望局が遠くにある場合には、例えば図６
に示すように、前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号における
スペクトルは、両局からの受信信号のレベル差が大き
く、この例では干渉局信号レベルは希望局信号レベルに
比べて７０ｄＢ大きい。このレベル差の信号をＡ／Ｄ変
換して希望局信号を復調しようとすると、復調の為のマ
ージンも考慮して、Ａ／Ｄ変換器８には少なくとも８０
ｄＢのダイナミックレンジが必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常、
前記の８０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換のた
めのビット数に換算すると１４ビットとなる。広帯域デ
ィジタル受信機に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜
数１０ＭＨｚ）で１４ビットという大きなダイナミック
レンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非常に高価、大型で消
費電流も多くなってしまうという欠点があった。本発明
は、上記課題を解決するためになされたものであって、
性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変換器に要求されるダ
イナミックレンジ（ビット数）を低減し、安価で小型、
しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用できる広帯
域ディジタル受信機を提供することを目的とする。
前記の８０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ変換のた
めのビット数に換算すると１４ビットとなる。広帯域デ
ィジタル受信機に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜
数１０ＭＨｚ）で１４ビットという大きなダイナミック
レンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非常に高価、大型で消
費電流も多くなってしまうという欠点があった。本発明
は、上記課題を解決するためになされたものであって、
性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変換器に要求されるダ
イナミックレンジ（ビット数）を低減し、安価で小型、
しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換器を使用できる広帯
域ディジタル受信機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１の発明においては、広帯域の受信信号を増
幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信
号をディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段
と、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力から所望
のチャネル帯域を分離するチャネル分離手段と、前記チ
ャネル分離手段の出力信号を復調する復調手段で構成さ
れる広帯域ディジタル受信機において、前記ＡＧＣ増幅
手段の前段に受信信号の振幅レベルを対数圧縮する対数
増幅手段を設け、前記復調手段の前段に前記チャネル分
離手段の出力の振幅レベルを指数伸張する指数伸張手段
を設けたことを特徴とする。また、請求項２の発明にお
いては、広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅手段
と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換す
るアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ／デ
ィジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を分離
するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の出力
信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジタル
受信機において、前記アナログ／ディジタル変換手段の
出力信号にサンプル補間を施すサンプル補間手段と、該
サンプル補間手段の出力をアナログ信号に変換するディ
ジタル／アナログ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出
力と前記アナログ信号との減算を行う減算手段と、前記
減算手段の出力を増幅する第2のＡＧＣ増幅手段と、前
記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換す
る第2のアナログ／ディジタル変換手段とを、前記チャ
ネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする。
め、請求項１の発明においては、広帯域の受信信号を増
幅するＡＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信
号をディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段
と、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力から所望
のチャネル帯域を分離するチャネル分離手段と、前記チ
ャネル分離手段の出力信号を復調する復調手段で構成さ
れる広帯域ディジタル受信機において、前記ＡＧＣ増幅
手段の前段に受信信号の振幅レベルを対数圧縮する対数
増幅手段を設け、前記復調手段の前段に前記チャネル分
離手段の出力の振幅レベルを指数伸張する指数伸張手段
を設けたことを特徴とする。また、請求項２の発明にお
いては、広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅手段
と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換す
るアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ／デ
ィジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を分離
するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の出力
信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジタル
受信機において、前記アナログ／ディジタル変換手段の
出力信号にサンプル補間を施すサンプル補間手段と、該
サンプル補間手段の出力をアナログ信号に変換するディ
ジタル／アナログ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出
力と前記アナログ信号との減算を行う減算手段と、前記
減算手段の出力を増幅する第2のＡＧＣ増幅手段と、前
記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変換す
る第2のアナログ／ディジタル変換手段とを、前記チャ
ネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態に基づいて説明する。図１は、請求項１の発明に
係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す
構成概要図である。同図に示すように、本受信機は、無
線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバ
ンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制
限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦ
バンドパスフィルタ５と、入力信号の振幅レベルを対数
圧縮する対数アンプ６と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、
アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器
８と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離器９
と、該チャネル分離器出力信号の振幅レベルを圧縮前の
レベルに伸張する指数伸張回路１０と、該指数伸張回路
１０の出力信号からデータ信号を復調する復調器１１と
で構成される。
の形態に基づいて説明する。図１は、請求項１の発明に
係わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す
構成概要図である。同図に示すように、本受信機は、無
線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバ
ンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制
限を施すためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦ
バンドパスフィルタ５と、入力信号の振幅レベルを対数
圧縮する対数アンプ６と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、
アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器
８と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離器９
と、該チャネル分離器出力信号の振幅レベルを圧縮前の
レベルに伸張する指数伸張回路１０と、該指数伸張回路
１０の出力信号からデータ信号を復調する復調器１１と
で構成される。
【０００９】本発明に係わる上記構成の広帯域ディジタ
ル受信機は、図５の従来の受信機におけるＩＦバンドパ
スフィルタ５とＡＧＣアンプ７との間に対数アンプ６
を、更にチャネル分離器９と復調器１１との間に指数伸
張回路１０とを、それぞれ追加挿入した構成となってお
り、その他の共通部分は図５と同一の機能で動作する。
そこで、以下本受信機の動作を、前記対数アンプ１０と
指数伸張回路１１の動作を中心に詳細に説明する。図１
において、アンテナ１で受信され、ミキサ３でＩＦ信号
に変換された広帯域の受信信号は（ＰＤＣ８００ＭＨｚ
方式携帯電話システムでは帯域幅１６ＭＨｚ）、通過帯
域幅ＷのＲＦバンドパスフィルタ５で帯域制限された
後、対数アンプ６に入力される。ここで図６に示すよう
なスペクトルを呈する、干渉局が受信機に近く、希望局
が遠くにある場合を考えると、この両信号のレベル比
は、対数アンプ６によって理想的には次式のように圧縮
される。 （圧縮後レベル比）＝ １０log (圧縮前のレベル比) 図２は対数アンプ６の出力信号のスペクトルを示す図で
あって、干渉信号と希望信号のレベル比は２０ｄＢに圧
縮されている。
ル受信機は、図５の従来の受信機におけるＩＦバンドパ
スフィルタ５とＡＧＣアンプ７との間に対数アンプ６
を、更にチャネル分離器９と復調器１１との間に指数伸
張回路１０とを、それぞれ追加挿入した構成となってお
り、その他の共通部分は図５と同一の機能で動作する。
そこで、以下本受信機の動作を、前記対数アンプ１０と
指数伸張回路１１の動作を中心に詳細に説明する。図１
において、アンテナ１で受信され、ミキサ３でＩＦ信号
に変換された広帯域の受信信号は（ＰＤＣ８００ＭＨｚ
方式携帯電話システムでは帯域幅１６ＭＨｚ）、通過帯
域幅ＷのＲＦバンドパスフィルタ５で帯域制限された
後、対数アンプ６に入力される。ここで図６に示すよう
なスペクトルを呈する、干渉局が受信機に近く、希望局
が遠くにある場合を考えると、この両信号のレベル比
は、対数アンプ６によって理想的には次式のように圧縮
される。 （圧縮後レベル比）＝ １０log (圧縮前のレベル比) 図２は対数アンプ６の出力信号のスペクトルを示す図で
あって、干渉信号と希望信号のレベル比は２０ｄＢに圧
縮されている。
【００１０】上記のように対数圧縮された信号は、ＡＧ
Ｃアンプ７に出力される。該ＡＧＣアンプ７の増幅率
は、Ａ／Ｄ変換器８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の
最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィ
ードバック制御される。前記ＡＧＣアンプ７で増幅され
た信号は、Ａ／Ｄ変換器８に入力されてディジタル信号
に変換され、更にチャネル分離機９で所望の狭帯域（チ
ャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方
式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分離される。前記
チャネル分離器９の出力信号は、前記対数アンプ６で対
数圧縮されているので、指数伸張回路１０に入力され、
該指数伸張回路１０よって振幅レベルの伸張を行っても
との振幅レベルのディジタル信号に戻される。その後、
復調器１１において通信システムの変調方式（ＰＤＣ80
0ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復
調され、データ信号となる。
Ｃアンプ７に出力される。該ＡＧＣアンプ７の増幅率
は、Ａ／Ｄ変換器８への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器８の
最大入力レベルを越えない範囲で最大になるようにフィ
ードバック制御される。前記ＡＧＣアンプ７で増幅され
た信号は、Ａ／Ｄ変換器８に入力されてディジタル信号
に変換され、更にチャネル分離機９で所望の狭帯域（チ
ャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ８００ＭＨｚ方
式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分離される。前記
チャネル分離器９の出力信号は、前記対数アンプ６で対
数圧縮されているので、指数伸張回路１０に入力され、
該指数伸張回路１０よって振幅レベルの伸張を行っても
との振幅レベルのディジタル信号に戻される。その後、
復調器１１において通信システムの変調方式（ＰＤＣ80
0ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復
調され、データ信号となる。
【００１１】上記の動作において、Ａ／Ｄ変換器８の入
力の干渉局信号と希望局信号のレベル比は２０ｄＢに圧
縮されており、指数伸張回路１０や復調回路１１におけ
るマージンを考慮して、該Ａ／Ｄ変換器８は４０ｄＢの
ダイナミックレンジがあればよい。４０ｄＢのダイナミ
ックレンジをＡ／Ｄ変換におけるビット数に換算すると
７ビットとなる。広帯域ディジタル受信機に必要な数Ｍ
Ｈｚ〜数十ＭＨｚのサンプリング速度を有し、且つ上記
のダイナミックレンジを満たすＡ／Ｄ変換器には、例え
ば、安価、小型で消費電流の少ない汎用の８ビットＡ／
Ｄ変換器を使用することができる。尚、上記の実施例に
おいては、対数アンプ６をＡＧＣアンプ７の直前に配置
しているが、ＡＧＣアンプの前段であればバンドパスフ
ィルタ２以降のいずれの位置に配置してもよく、指数伸
張回路１０もチャネル分離器９の直前に配置することが
可能である。
力の干渉局信号と希望局信号のレベル比は２０ｄＢに圧
縮されており、指数伸張回路１０や復調回路１１におけ
るマージンを考慮して、該Ａ／Ｄ変換器８は４０ｄＢの
ダイナミックレンジがあればよい。４０ｄＢのダイナミ
ックレンジをＡ／Ｄ変換におけるビット数に換算すると
７ビットとなる。広帯域ディジタル受信機に必要な数Ｍ
Ｈｚ〜数十ＭＨｚのサンプリング速度を有し、且つ上記
のダイナミックレンジを満たすＡ／Ｄ変換器には、例え
ば、安価、小型で消費電流の少ない汎用の８ビットＡ／
Ｄ変換器を使用することができる。尚、上記の実施例に
おいては、対数アンプ６をＡＧＣアンプ７の直前に配置
しているが、ＡＧＣアンプの前段であればバンドパスフ
ィルタ２以降のいずれの位置に配置してもよく、指数伸
張回路１０もチャネル分離器９の直前に配置することが
可能である。
【００１２】図３は、請求項２の発明に係わる広帯域デ
ィジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図であ
る。同図に示すように、本受信機は、無線電波を受信す
るアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパスフィル
タ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すための
ローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィ
ルタ５と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、アナログ受信信
号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器８と、前記Ａ／
Ｄ変換器８の出力信号のサンプル補間を行うサンプル補
間回路１２と、サンプル補間後のディジタル信号をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１３と、イメージ信号
を除去するローパスフィルタ１４と、 前記ＡＧＣアン
プ７の出力信号と前記ローパスフィルタ１４の出力信号
とのレベル差を抽出する減算器１５と、増幅用の第２の
ＡＧＣアンプ１６と、アナログ受信信号をディジタルに
変換する第2のＡ／Ｄ変換器１７と、所望のチャネル帯
域を分離するチャネル分離器９と、該チャネル分離器出
力信号からデータ信号を復調する復調器１１とで構成さ
れる。
ィジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要図であ
る。同図に示すように、本受信機は、無線電波を受信す
るアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパスフィル
タ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施すための
ローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパスフィ
ルタ５と、増幅用のＡＧＣアンプ７と、アナログ受信信
号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器８と、前記Ａ／
Ｄ変換器８の出力信号のサンプル補間を行うサンプル補
間回路１２と、サンプル補間後のディジタル信号をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１３と、イメージ信号
を除去するローパスフィルタ１４と、 前記ＡＧＣアン
プ７の出力信号と前記ローパスフィルタ１４の出力信号
とのレベル差を抽出する減算器１５と、増幅用の第２の
ＡＧＣアンプ１６と、アナログ受信信号をディジタルに
変換する第2のＡ／Ｄ変換器１７と、所望のチャネル帯
域を分離するチャネル分離器９と、該チャネル分離器出
力信号からデータ信号を復調する復調器１１とで構成さ
れる。
【００１３】上記構成の広帯域ディジタル受信機におい
ては、広帯域受信信号はＩＦ信号に変換され、ＡＧＣア
ンプ７で増幅されてＡ／Ｄ変換器８でディジタル信号に
変換される。ディジタル信号に変換された広帯域のＩＦ
信号は、サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補
間を受ける。その結果、前記サンプル補間回路１２の出
力信号は、サンプルレート及びディジタル信号データ分
解能が向上する。サンプル補間の方法としては、例えば
処理量の少ない線形補間などが利用できる。図４は、干
渉局が近く、希望局が遠くにある場合における、同図
（ａ）は前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号のスペクトル図
であり、同図（ｂ）は前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号
のスペクトル図である。同図（ａ）に示されるように、
受信信号の干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べ
て非常に大きい。そして、前記ＡＧＣアンプ７の増幅率
はＡ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを超えない範囲にな
るようフィードバック制御されるので、前記Ａ／Ｄ変換
器８のダイナミックレンジが小さい場合は、希望局信号
は量子化雑音に消されてしまう。その結果、Ａ／Ｄ変換
器８の出力には、干渉局信号と量子化雑音のみが含まれ
ていることになる。このＡ／Ｄ変換器８の出力信号は、
サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補間が行わ
れる。この信号は、サンプル補間によって量子化雑音信
号が抑圧されてＤ／Ａ変換器１３に出力される。従っ
て、Ｄ／Ａ変換器１３からのアナログ化された出力信号
は、干渉局信号と抑圧された量子化雑音信号である。但
し、該Ｄ／Ａ変換器１３は、サンプル補間後のサンプル
レートと分解能（量子化ビット数）に対応しているもの
でなければならない。前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号
はローパスフィルタ１４に入力されてイメージ信号が除
去された後、減算器１５に出力される。
ては、広帯域受信信号はＩＦ信号に変換され、ＡＧＣア
ンプ７で増幅されてＡ／Ｄ変換器８でディジタル信号に
変換される。ディジタル信号に変換された広帯域のＩＦ
信号は、サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補
間を受ける。その結果、前記サンプル補間回路１２の出
力信号は、サンプルレート及びディジタル信号データ分
解能が向上する。サンプル補間の方法としては、例えば
処理量の少ない線形補間などが利用できる。図４は、干
渉局が近く、希望局が遠くにある場合における、同図
（ａ）は前記Ａ／Ｄ変換器８の入力信号のスペクトル図
であり、同図（ｂ）は前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号
のスペクトル図である。同図（ａ）に示されるように、
受信信号の干渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べ
て非常に大きい。そして、前記ＡＧＣアンプ７の増幅率
はＡ／Ｄ変換器８の最大入力レベルを超えない範囲にな
るようフィードバック制御されるので、前記Ａ／Ｄ変換
器８のダイナミックレンジが小さい場合は、希望局信号
は量子化雑音に消されてしまう。その結果、Ａ／Ｄ変換
器８の出力には、干渉局信号と量子化雑音のみが含まれ
ていることになる。このＡ／Ｄ変換器８の出力信号は、
サンプル補間回路１２に入力されてサンプル補間が行わ
れる。この信号は、サンプル補間によって量子化雑音信
号が抑圧されてＤ／Ａ変換器１３に出力される。従っ
て、Ｄ／Ａ変換器１３からのアナログ化された出力信号
は、干渉局信号と抑圧された量子化雑音信号である。但
し、該Ｄ／Ａ変換器１３は、サンプル補間後のサンプル
レートと分解能（量子化ビット数）に対応しているもの
でなければならない。前記Ｄ／Ａ変換器１３の出力信号
はローパスフィルタ１４に入力されてイメージ信号が除
去された後、減算器１５に出力される。
【００１４】図４（ｂ）は、前記ローパスフィルタ１４
から出力されるアナログ信号のスペクトル図で、ダイナ
ミックレンジの大きな干渉局信号のレプリカが得えられ
る。前記減算器１５には、前記ローパスフィルタ１４の
出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器７の入力信号（ＡＧＣアン
プ７の出力信号）が入力されて両信号の差の信号、即
ち、図４（ｃ）に示されるように、前記Ａ／Ｄ変換器の
入力信号のうちの干渉局信号のみが抑圧された信号を得
ることができる。この減算器出力信号は、干渉局信号の
みが抑圧されているので、希望局信号は第２のＡＧＣア
ンプ１６で増幅された後、量子化雑音に消されることな
く第２のＡ／Ｄ変換器１７で、再度ディジタル信号に変
換される。前記第２のＡＧＣアンプ１６の増幅率は、第
２のＡ／Ｄ変換器１７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器１
７の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるように
フィードバック制御される。ディジタル信号に変換され
た広帯域ディジタル信号は、更にチャネル分離機８で所
望の狭帯域（チャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ
８００ＭＨｚ方式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分
離され、前記チャネル分離機８の出力信号は、復調器9
において通信システムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方
式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、デ
ータ信号となる。
から出力されるアナログ信号のスペクトル図で、ダイナ
ミックレンジの大きな干渉局信号のレプリカが得えられ
る。前記減算器１５には、前記ローパスフィルタ１４の
出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器７の入力信号（ＡＧＣアン
プ７の出力信号）が入力されて両信号の差の信号、即
ち、図４（ｃ）に示されるように、前記Ａ／Ｄ変換器の
入力信号のうちの干渉局信号のみが抑圧された信号を得
ることができる。この減算器出力信号は、干渉局信号の
みが抑圧されているので、希望局信号は第２のＡＧＣア
ンプ１６で増幅された後、量子化雑音に消されることな
く第２のＡ／Ｄ変換器１７で、再度ディジタル信号に変
換される。前記第２のＡＧＣアンプ１６の増幅率は、第
２のＡ／Ｄ変換器１７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器１
７の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるように
フィードバック制御される。ディジタル信号に変換され
た広帯域ディジタル信号は、更にチャネル分離機８で所
望の狭帯域（チャネル帯域）のディジタル信号（ＰＤＣ
８００ＭＨｚ方式携帯電話では帯域幅２５ｋＨｚ）に分
離され、前記チャネル分離機８の出力信号は、復調器9
において通信システムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方
式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、デ
ータ信号となる。
【００１５】上述のように、本発明の受信機は、干渉局
信号を抑圧した後にＡ／Ｄ変換するので、Ａ／Ｄ変換器
に要求されるダイナミックレンジは小さくて済み、従来
方式に比べて量子化ビット数の小さい、安価で小型のＡ
／Ｄ変換器を用いて構成することができる。反面、高速
で量子化ビット数の大きなＤ／Ａ変換器を必要とする。
しかし、Ａ／Ｄ変換器に比べ、 Ｄ／Ａ変換器は高速
化、量子化ビット数の向上が容易であり、該 Ｄ／Ａ変
換器を含む構成回路の増加を考慮しても、受信機の小型
化、低コスト化において有利である。
信号を抑圧した後にＡ／Ｄ変換するので、Ａ／Ｄ変換器
に要求されるダイナミックレンジは小さくて済み、従来
方式に比べて量子化ビット数の小さい、安価で小型のＡ
／Ｄ変換器を用いて構成することができる。反面、高速
で量子化ビット数の大きなＤ／Ａ変換器を必要とする。
しかし、Ａ／Ｄ変換器に比べ、 Ｄ／Ａ変換器は高速
化、量子化ビット数の向上が容易であり、該 Ｄ／Ａ変
換器を含む構成回路の増加を考慮しても、受信機の小型
化、低コスト化において有利である。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の広
帯域ディジタル受信機では、対数アンプで干渉局と希望
局の信号レベル差を圧縮してＡ／Ｄ変換器に入力するよ
うに構成したので、 該Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイ
ナミックレンジを小さくすることが可能となり安価で小
型の汎用のＡ／Ｄ変換器を使用することができる。ま
た、請求項２記載の広帯域ディジタル受信機では、干渉
局信号に対してサンプル補間することによって、干渉局
信号と抑圧された量子化雑音信号レベルを取り出し、サ
ンプル補間前の信号と補間後の信号との減算によって、
干渉局の信号のみを抑圧した広帯域信号をＡ／Ｄ変換器
に入力するように構成したので、該Ａ／Ｄ変換器に要求
されるダイナミックレンジを小さくすることが可能とな
り安価で小型の汎用のＡ／Ｄ変換器を使用することがで
きる。従って、従来の広帯域ディジタル受信機に比べ、
コスト・消費電流の低減及び小型化を大きく推進できる
という著しい効果がある。
帯域ディジタル受信機では、対数アンプで干渉局と希望
局の信号レベル差を圧縮してＡ／Ｄ変換器に入力するよ
うに構成したので、 該Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイ
ナミックレンジを小さくすることが可能となり安価で小
型の汎用のＡ／Ｄ変換器を使用することができる。ま
た、請求項２記載の広帯域ディジタル受信機では、干渉
局信号に対してサンプル補間することによって、干渉局
信号と抑圧された量子化雑音信号レベルを取り出し、サ
ンプル補間前の信号と補間後の信号との減算によって、
干渉局の信号のみを抑圧した広帯域信号をＡ／Ｄ変換器
に入力するように構成したので、該Ａ／Ｄ変換器に要求
されるダイナミックレンジを小さくすることが可能とな
り安価で小型の汎用のＡ／Ｄ変換器を使用することがで
きる。従って、従来の広帯域ディジタル受信機に比べ、
コスト・消費電流の低減及び小型化を大きく推進できる
という著しい効果がある。
【図１】請求項１の発明に係わる広帯域ディジタル受信
機の実施の一形態例を示す構成概要図
機の実施の一形態例を示す構成概要図
【図２】図１の広帯域ディジタル受信機の対数アンプ６
の出力信号のスペクトル。
の出力信号のスペクトル。
【図３】請求項２の発明に係わる広帯域ディジタル受信
機の実施の一形態例を示す構成概要図
機の実施の一形態例を示す構成概要図
【図４】図３の発明の広帯域ディジタル受信機の各部の
信号のスペクトル、（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器８の入力信
号のスペクトル、（ｂ）は、Ｄ／Ａ変換器１３の出力信
号のスペクトル、（ｃ）は、Ａ／Ｄ変換器１７の入力信
号のスペクトル。
信号のスペクトル、（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器８の入力信
号のスペクトル、（ｂ）は、Ｄ／Ａ変換器１３の出力信
号のスペクトル、（ｃ）は、Ａ／Ｄ変換器１７の入力信
号のスペクトル。
【図５】従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構
成概要図
成概要図
【図６】干渉局が近く、希望局が遠い場合のＡ／Ｄ変換
器８の入力信号スペクトル。
器８の入力信号スペクトル。
１・・アンテナ、 ２・・ＲＦバンドパスフィルタ、
３・・ミキサ、４・・ローカル信号発振器、
５・・ ＩＦバンドパスフィルタ、６・・本発明に係わ
る対数アンプ、 ７・・ＡＧＣアンプ、８・・Ａ／Ｄ
変換器、 ９・・チャネル分離器、１０
・・本発明に係わる指数伸張回路、 １１・・復調
器、（以下、本発明に係わる） １２・・サンプル補間回路、 １３・・Ｄ／Ａ変
換器、１４・・ローパスフィルタ、 １５・・減
算器、１６・・第２のＡＧＣアンプ、 １７・・第
２のＡ／Ｄ変換器
３・・ミキサ、４・・ローカル信号発振器、
５・・ ＩＦバンドパスフィルタ、６・・本発明に係わ
る対数アンプ、 ７・・ＡＧＣアンプ、８・・Ａ／Ｄ
変換器、 ９・・チャネル分離器、１０
・・本発明に係わる指数伸張回路、 １１・・復調
器、（以下、本発明に係わる） １２・・サンプル補間回路、 １３・・Ｄ／Ａ変
換器、１４・・ローパスフィルタ、 １５・・減
算器、１６・・第２のＡＧＣアンプ、 １７・・第
２のＡ／Ｄ変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅
手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変
換するアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ
／ディジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を
分離するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の
出力信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジ
タル受信機において、前記ＡＧＣ増幅手段の前段に受信
信号の振幅レベルを対数圧縮する対数増幅手段を設け、
前記復調手段の前段に前記チャネル分離手段の出力の振
幅レベルを指数伸張する指数伸張手段を設けたことを特
徴とする広帯域ディジタル受信機。 - 【請求項２】 広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅
手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変
換するアナログ／ディジタル変換手段と、前記アナログ
／ディジタル変換手段の出力から所望のチャネル帯域を
分離するチャネル分離手段と、前記チャネル分離手段の
出力信号を復調する復調手段で構成される広帯域ディジ
タル受信機において、前記アナログ／ディジタル変換手
段の出力信号にサンプル補間を施すサンプル補間手段
と、該サンプル補間手段の出力をアナログ信号に変換す
るディジタル／アナログ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手
段の出力と前記アナログ信号との減算を行う減算手段
と、前記減算手段の出力を増幅する第2のＡＧＣ増幅手
段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタ
ル変換する第2のアナログ／ディジタル変換手段とを、
前記チャネル分離手段の前段に接続したことを特徴とす
る広帯域ディジタル受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03523899A JP3955965B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 広帯域ディジタル受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03523899A JP3955965B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 広帯域ディジタル受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000236276A true JP2000236276A (ja) | 2000-08-29 |
| JP3955965B2 JP3955965B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=12436275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03523899A Expired - Lifetime JP3955965B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 広帯域ディジタル受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3955965B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1512237A4 (en) * | 2002-06-11 | 2005-11-30 | Interdigital Tech Corp | METHOD AND SYSTEM FOR COMPLETELY DIGITAL GAIN CONTROL |
| JP2006112490A (ja) * | 2004-10-13 | 2006-04-27 | Boc Edwards Kk | 磁気軸受装置 |
| EP1940053A1 (en) * | 2002-06-11 | 2008-07-02 | Interdigital Technology Corporation | Gain control method and apparatus |
| CN105490689A (zh) * | 2014-09-19 | 2016-04-13 | 成都振芯科技股份有限公司 | 一种高线性射频接收处理的方法 |
| CN105490690A (zh) * | 2014-09-19 | 2016-04-13 | 成都振芯科技股份有限公司 | 一种高线性射频接收处理电路 |
| JP2018532305A (ja) * | 2015-09-02 | 2018-11-01 | ユニヴァーシティ オブ ワシントン | 超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバのためのシステム及び方法 |
| CN109725191A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-05-07 | 国网黑龙江省电力有限公司七台河供电公司 | 一种基于对数放大器的电力数据采集方法及系统 |
-
1999
- 1999-02-15 JP JP03523899A patent/JP3955965B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1940053A1 (en) * | 2002-06-11 | 2008-07-02 | Interdigital Technology Corporation | Gain control method and apparatus |
| US7532671B2 (en) | 2002-06-11 | 2009-05-12 | Interdigital Technology Corporation | Gain control method and apparatus |
| US7233624B2 (en) | 2002-06-11 | 2007-06-19 | Interdigital Technology Corporation | Method and system for all digital gain control |
| KR100768054B1 (ko) * | 2002-06-11 | 2007-10-18 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 아날로그 디지털 이득 제어 방법 및 이득 제어기 |
| JP2007295620A (ja) * | 2002-06-11 | 2007-11-08 | Interdigital Technol Corp | Ａｄｇｃ方法及びシステム |
| US7391814B2 (en) | 2002-06-11 | 2008-06-24 | Interdigital Technology Corporation | Gain control method and apparatus |
| KR100914700B1 (ko) * | 2002-06-11 | 2009-08-28 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 이득 제어 방법 및 장치 |
| US8098742B2 (en) | 2002-06-11 | 2012-01-17 | Interdigital Technology Corporation | Gain control method and apparatus |
| EP1512237A4 (en) * | 2002-06-11 | 2005-11-30 | Interdigital Tech Corp | METHOD AND SYSTEM FOR COMPLETELY DIGITAL GAIN CONTROL |
| JP2006112490A (ja) * | 2004-10-13 | 2006-04-27 | Boc Edwards Kk | 磁気軸受装置 |
| CN105490689A (zh) * | 2014-09-19 | 2016-04-13 | 成都振芯科技股份有限公司 | 一种高线性射频接收处理的方法 |
| CN105490690A (zh) * | 2014-09-19 | 2016-04-13 | 成都振芯科技股份有限公司 | 一种高线性射频接收处理电路 |
| JP2018532305A (ja) * | 2015-09-02 | 2018-11-01 | ユニヴァーシティ オブ ワシントン | 超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバのためのシステム及び方法 |
| US10419048B2 (en) | 2015-09-02 | 2019-09-17 | University Of Washington | System and method for direct-sample extremely wide band transceiver |
| CN109725191A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-05-07 | 国网黑龙江省电力有限公司七台河供电公司 | 一种基于对数放大器的电力数据采集方法及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3955965B2 (ja) | 2007-08-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6373907B1 (en) | Wireless terminal device | |
| US20020006776A1 (en) | Gain control amplification circuit and terminal equipment having the same | |
| JPH11112461A (ja) | デジタル通信の受信機 | |
| JP3122196B2 (ja) | 無線通信装置 | |
| JPH11234150A (ja) | デジタル復調装置 | |
| WO2001047154A1 (en) | High dynamic range low ripple rssi for zero-if or low-if receivers | |
| US6959170B2 (en) | Communications receivers and methods therefor | |
| EP0595406A1 (en) | Radio device with signal compression | |
| JP2004147000A (ja) | Ａｇｃシステム | |
| JP3955965B2 (ja) | 広帯域ディジタル受信機 | |
| JP4027565B2 (ja) | ディジタル受信機 | |
| JP3411208B2 (ja) | デジタル無線受信装置 | |
| EP1083673A1 (en) | Radio device and transmitting/receiving method | |
| JP4717309B2 (ja) | 多相受信機における改良、又は多相受信機に関する改良 | |
| JP4048589B2 (ja) | 携帯電話機の送信電力制御方式 | |
| JP3887515B2 (ja) | 広帯域ディジタル受信機 | |
| JPH11298348A (ja) | 受信装置 | |
| KR100305137B1 (ko) | 이중모드무선전화기 | |
| JP3919342B2 (ja) | 広帯域ディジタル受信機 | |
| JPH1188220A (ja) | 無線信号受信機 | |
| AU663234B2 (en) | A digital radio device | |
| JP2003188751A (ja) | 受信機 | |
| JP3306177B2 (ja) | ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 | |
| US6405026B1 (en) | Communication device and method | |
| JPH10313261A (ja) | 妨害波抑圧回路、妨害波抑圧方法及び無線受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20040604 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041213 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061228 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070105 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070301 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070327 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070416 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100518 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110518 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110518 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120518 Year of fee payment: 5 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120518 Year of fee payment: 5 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120518 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130518 Year of fee payment: 6 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |