JPH11234150A - デジタル復調装置 - Google Patents
デジタル復調装置Info
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- JPH11234150A JPH11234150A JP10027384A JP2738498A JPH11234150A JP H11234150 A JPH11234150 A JP H11234150A JP 10027384 A JP10027384 A JP 10027384A JP 2738498 A JP2738498 A JP 2738498A JP H11234150 A JPH11234150 A JP H11234150A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 自動調整により妨害波を抑圧できるようにし
たデジタル復調装置を提供する。 【解決手段】 本発明のデジタル復調装置は、大きく分
けて、アナログＩ／Ｑ信号生成部１と、デジタル復調部
２と、妨害波抑圧調整部３の３つを備える。妨害波抑圧
調整部３は、デジタル復調部２内のローパスフィルタ２
５ａの入出力信号と二重直交ミキサ２３ａの出力とに基
づいて、同相成分と直交成分との利得差を検出し、検出
された利得差が小さくなるように、デジタル復調部２内
のＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を調整する。これによ
り、同相成分と直交成分の利得差が低減し、ベースバン
ド信号中に混入される妨害波を効率良く除去できる。
たデジタル復調装置を提供する。 【解決手段】 本発明のデジタル復調装置は、大きく分
けて、アナログＩ／Ｑ信号生成部１と、デジタル復調部
２と、妨害波抑圧調整部３の３つを備える。妨害波抑圧
調整部３は、デジタル復調部２内のローパスフィルタ２
５ａの入出力信号と二重直交ミキサ２３ａの出力とに基
づいて、同相成分と直交成分との利得差を検出し、検出
された利得差が小さくなるように、デジタル復調部２内
のＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を調整する。これによ
り、同相成分と直交成分の利得差が低減し、ベースバン
ド信号中に混入される妨害波を効率良く除去できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話などの無
線受信機に用いられるデジタル復調装置に関し、特に、
妨害波を自動的に抑圧する回路方式に関する。
線受信機に用いられるデジタル復調装置に関し、特に、
妨害波を自動的に抑圧する回路方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話が急速な勢いで普及している。
携帯電話には、アナログ方式とデジタル方式があるが、
デジタル方式の方が周波数の利用効率が高く、秘話性能
にも優れるため、今後の主流になると予想される。
携帯電話には、アナログ方式とデジタル方式があるが、
デジタル方式の方が周波数の利用効率が高く、秘話性能
にも優れるため、今後の主流になると予想される。
【０００３】デジタル方式は、音声信号をコード情報に
変換して無線通信するため、ノイズの影響を受けにくい
という特徴を有する。ところが、携帯電話の利用チャネ
ル数を増やすには、１チャネル当たりの周波数範囲を狭
めなければならず、周波数範囲を狭めると、イメージ妨
害波によるノイズの影響を受けやすくなる。このため、
直交ミキサと±４５°移相器を用いてイメージ妨害波を
抑圧する回路が従来から提案されている。
変換して無線通信するため、ノイズの影響を受けにくい
という特徴を有する。ところが、携帯電話の利用チャネ
ル数を増やすには、１チャネル当たりの周波数範囲を狭
めなければならず、周波数範囲を狭めると、イメージ妨
害波によるノイズの影響を受けやすくなる。このため、
直交ミキサと±４５°移相器を用いてイメージ妨害波を
抑圧する回路が従来から提案されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】イメージ妨害波を抑圧
するには、同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信
号の両信号の利得差と位相差を調整する必要がある。し
かしながら、従来は、利得差や位相差を手動で初期設定
するのみであった。この理由は、利得差や位相差の差信
号が、１dB以下あるいは２°以下ときわめて小さく、こ
のような微小な差信号を精度よく検出して、利得差や位
相差を制御する技術が確立されていなかったからであ
る。このため、手動で調整せざるを得ず、調整に手間が
かかるとともに、イメージ妨害波を思うように抑圧でき
なかった。
するには、同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信
号の両信号の利得差と位相差を調整する必要がある。し
かしながら、従来は、利得差や位相差を手動で初期設定
するのみであった。この理由は、利得差や位相差の差信
号が、１dB以下あるいは２°以下ときわめて小さく、こ
のような微小な差信号を精度よく検出して、利得差や位
相差を制御する技術が確立されていなかったからであ
る。このため、手動で調整せざるを得ず、調整に手間が
かかるとともに、イメージ妨害波を思うように抑圧でき
なかった。
【０００５】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、自動調整により妨害波を抑圧
できるようにしたデジタル復調装置を提供することにあ
る。
ものであり、その目的は、自動調整により妨害波を抑圧
できるようにしたデジタル復調装置を提供することにあ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、アンテナで受信された受信
信号に含まれる選局周波数成分を、同相成分と直交成分
とに分離する第１の同相／直交成分分離回路と、前記第
１の同相／直交成分分離回路で分離された同相成分をＡ
／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第１のＡ／Ｄ変換
器と、前記第１の同相／直交成分分離回路で分離された
直交成分をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器
から出力されたデジタル信号に基づいて、検波処理を行
う検波回路と、を備えたデジタル復調装置において、前
記第１のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号を同
相成分と直交成分とに分離する第２の同相／直交成分分
離回路と、前記第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジ
タル信号を同相成分と直交成分とに分離する第３の同相
／直交成分分離回路と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変
換器から出力された各デジタル信号の利得差が所定値以
下になるように、前記第２および第３の同相／直交成分
分離回路で分離された各信号に基づいて、前記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方の基準電圧を調
整する妨害波抑圧調整回路と、を備えるものである。
ために、請求項１の発明は、アンテナで受信された受信
信号に含まれる選局周波数成分を、同相成分と直交成分
とに分離する第１の同相／直交成分分離回路と、前記第
１の同相／直交成分分離回路で分離された同相成分をＡ
／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第１のＡ／Ｄ変換
器と、前記第１の同相／直交成分分離回路で分離された
直交成分をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器
から出力されたデジタル信号に基づいて、検波処理を行
う検波回路と、を備えたデジタル復調装置において、前
記第１のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号を同
相成分と直交成分とに分離する第２の同相／直交成分分
離回路と、前記第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジ
タル信号を同相成分と直交成分とに分離する第３の同相
／直交成分分離回路と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変
換器から出力された各デジタル信号の利得差が所定値以
下になるように、前記第２および第３の同相／直交成分
分離回路で分離された各信号に基づいて、前記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方の基準電圧を調
整する妨害波抑圧調整回路と、を備えるものである。
【０００７】請求項１の発明を、例えば図１に対応づけ
て説明すると、「第１の同相／直交成分分離回路」は１
５ａ，１５ｂに、「第１のＡ／Ｄ変換器」はＡ／Ｄ変換
器２１ａに、「第２のＡ／Ｄ変換器」はＡ／Ｄ変換器２
２ａに、「検波回路」は検波回路２８に、「第２の同相
／直交成分分離回路」は二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ
に、「第３の同相／直交成分分離回路」は二重直交ミキ
サ２３ｃ，２３ｄに、「妨害波抑圧調整回路」は妨害波
抑圧調整部３に、それぞれ対応する。
て説明すると、「第１の同相／直交成分分離回路」は１
５ａ，１５ｂに、「第１のＡ／Ｄ変換器」はＡ／Ｄ変換
器２１ａに、「第２のＡ／Ｄ変換器」はＡ／Ｄ変換器２
２ａに、「検波回路」は検波回路２８に、「第２の同相
／直交成分分離回路」は二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ
に、「第３の同相／直交成分分離回路」は二重直交ミキ
サ２３ｃ，２３ｄに、「妨害波抑圧調整回路」は妨害波
抑圧調整部３に、それぞれ対応する。
【０００８】請求項２の発明を、例えば図１に対応づけ
て説明すると、「第１の加算器」は加算器２４ａに、
「第２の加算器」は加算器２４ｂに、それぞれ対応す
る。
て説明すると、「第１の加算器」は加算器２４ａに、
「第２の加算器」は加算器２４ｂに、それぞれ対応す
る。
【０００９】請求項３の発明を、例えば図１に対応づけ
て説明すると、「第１のローパスフィルタ」はローパス
フィルタ２５ａに、「第２のローパスフィルタ」はロー
パスフィルタ２５ｂに、それぞれ対応する。
て説明すると、「第１のローパスフィルタ」はローパス
フィルタ２５ａに、「第２のローパスフィルタ」はロー
パスフィルタ２５ｂに、それぞれ対応する。
【００１０】請求項４の発明を、例えば図２に対応づけ
て説明すると、「第１の遅延回路」は遅延回路３１ａ
に、「第２の遅延回路」は遅延回路３１ｂに、「振幅変
換回路」は振幅変換回路３２に、「第１の減算器」は減
算器３３ａに、「第２の減算器」は減算器３３ｂに、
「第３の加算器」は加算器３４に、「第１のピーク検出
器」はピーク検出器３５ａに、「第２のピーク検出器」
はピーク検出器３５ｂに、「第３のピーク検出器」はピ
ーク検出器３５ｃに、「レベル比較器」はレベル比較器
３６に、「符号切換器」は符号切換器３７に、「Ｄ／Ａ
変換器」はＤ／Ａ変換器３８に、「第３のローパスフィ
ルタ」はローパスフィルタ３９に、それぞれ対応する。
て説明すると、「第１の遅延回路」は遅延回路３１ａ
に、「第２の遅延回路」は遅延回路３１ｂに、「振幅変
換回路」は振幅変換回路３２に、「第１の減算器」は減
算器３３ａに、「第２の減算器」は減算器３３ｂに、
「第３の加算器」は加算器３４に、「第１のピーク検出
器」はピーク検出器３５ａに、「第２のピーク検出器」
はピーク検出器３５ｂに、「第３のピーク検出器」はピ
ーク検出器３５ｃに、「レベル比較器」はレベル比較器
３６に、「符号切換器」は符号切換器３７に、「Ｄ／Ａ
変換器」はＤ／Ａ変換器３８に、「第３のローパスフィ
ルタ」はローパスフィルタ３９に、それぞれ対応する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るデジタル復調
装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１２】図１は本発明に係るデジタル復調装置の一
実施形態のブロック図である。図１には、アンテナ１１
で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換する
までの構成が示されている。図１のデジタル復調装置
は、大きく分けて、アナログＩ／Ｑ信号生成部１と、デ
ジタル復調部２と、妨害波抑圧調整部３の３つを備え
る。
実施形態のブロック図である。図１には、アンテナ１１
で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換する
までの構成が示されている。図１のデジタル復調装置
は、大きく分けて、アナログＩ／Ｑ信号生成部１と、デ
ジタル復調部２と、妨害波抑圧調整部３の３つを備え
る。
【００１３】アナログＩ／Ｑ信号生成部１は、アンテナ
１１と、デュプレクサ（ＤＵＰ）１２と、低雑音アンプ
（ＬＮＡ）１３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４
と、直交ミキサ１５ａ，１５ｂと、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）１６と、９０°移相器１７と、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１８ａ，１８ｂと、ＡＧＣアンプ１９ａ，１
９ｂとを有する。
１１と、デュプレクサ（ＤＵＰ）１２と、低雑音アンプ
（ＬＮＡ）１３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４
と、直交ミキサ１５ａ，１５ｂと、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）１６と、９０°移相器１７と、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１８ａ，１８ｂと、ＡＧＣアンプ１９ａ，１
９ｂとを有する。
【００１４】デュプレクサ１２は、送受信の切り換えを
行う。低雑音アンプ１３は、アンテナ１１で受信されて
デュプレクサ１２を通過した高周波信号を増幅する。バ
ンドパスフィルタ１４は、不要な周波数成分をカットす
る。電圧制御発振器１６は、選局周波数に応じた周波数
の局部発振信号を出力する。９０°移相器１７は、電圧
制御発振器１６から出力された局部発振信号に基づい
て、互いに位相が９０°異なる２種類の信号を出力し、
一方は直交ミキサ１５ａに、他方は直交ミキサ１５ｂに
入力される。直交ミキサ１５ａは、９０°移相器１７か
らの信号に基づいて、バンドパスフィルタ１４の出力か
ら同相成分のＩ信号を分離抽出する。また、直交ミキサ
１５ｂは、９０°移相器１７からの信号に基づいて、バ
ンドパスフィルタ１４の出力から直交成分のＱ信号を分
離抽出する。
行う。低雑音アンプ１３は、アンテナ１１で受信されて
デュプレクサ１２を通過した高周波信号を増幅する。バ
ンドパスフィルタ１４は、不要な周波数成分をカットす
る。電圧制御発振器１６は、選局周波数に応じた周波数
の局部発振信号を出力する。９０°移相器１７は、電圧
制御発振器１６から出力された局部発振信号に基づい
て、互いに位相が９０°異なる２種類の信号を出力し、
一方は直交ミキサ１５ａに、他方は直交ミキサ１５ｂに
入力される。直交ミキサ１５ａは、９０°移相器１７か
らの信号に基づいて、バンドパスフィルタ１４の出力か
ら同相成分のＩ信号を分離抽出する。また、直交ミキサ
１５ｂは、９０°移相器１７からの信号に基づいて、バ
ンドパスフィルタ１４の出力から直交成分のＱ信号を分
離抽出する。
【００１５】直交ミキサ１５ａ，１５ｂの出力はそれぞ
れローパスフィルタ１８ａ，１８ｂに入力されて低周波
成分のみが抽出され、ローパスフィルタ１８ａ，１８ｂ
の出力はそれぞれＡＧＣアンプ１９ａ，１９ｂでレベル
調整される。
れローパスフィルタ１８ａ，１８ｂに入力されて低周波
成分のみが抽出され、ローパスフィルタ１８ａ，１８ｂ
の出力はそれぞれＡＧＣアンプ１９ａ，１９ｂでレベル
調整される。
【００１６】一方、図１に示すデジタル復調部２は、Ａ
／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂと、デジタル信号発生器２２
と、二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ
と、加算器２４ａ，２４ｂと、ローパスフィルタ２５
ａ，２５ｂと、ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂと、ピーク
検出器（PEAK DET）２７と、検波回路２８とを有する。
／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂと、デジタル信号発生器２２
と、二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ
と、加算器２４ａ，２４ｂと、ローパスフィルタ２５
ａ，２５ｂと、ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂと、ピーク
検出器（PEAK DET）２７と、検波回路２８とを有する。
【００１７】Ａ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂはそれぞれＡ
ＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの出力信号をデジタルデータ
に変換する。Ａ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧は、後述す
るように、妨害波抑圧調整部３の出力Ｄにより調整され
る。デジタル信号発生器２２は、互いに位相が異なる２
種類の信号を出力し、一方は二重直交ミキサ２３ａ，２
３ｃに、他方は二重直交ミキサ２３ｂ，２３ｄに入力さ
れる。二重直交ミキサ２３ａは、デジタル信号発生器２
２からの信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器２１ａの出力か
ら同相成分の信号を分離抽出する。同様に、二重直交ミ
キサ２３ｂはＡ／Ｄ変換器２１ａの出力から直交成分の
信号を分離抽出し、二重直交ミキサ２３ｃはＡ／Ｄ変換
器２１ｂの出力から同相成分の信号を分離抽出し、二重
直交ミキサ２３ｄはＡ／Ｄ変換器２１ｂの出力から直交
成分の信号を分離抽出する。
ＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの出力信号をデジタルデータ
に変換する。Ａ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧は、後述す
るように、妨害波抑圧調整部３の出力Ｄにより調整され
る。デジタル信号発生器２２は、互いに位相が異なる２
種類の信号を出力し、一方は二重直交ミキサ２３ａ，２
３ｃに、他方は二重直交ミキサ２３ｂ，２３ｄに入力さ
れる。二重直交ミキサ２３ａは、デジタル信号発生器２
２からの信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器２１ａの出力か
ら同相成分の信号を分離抽出する。同様に、二重直交ミ
キサ２３ｂはＡ／Ｄ変換器２１ａの出力から直交成分の
信号を分離抽出し、二重直交ミキサ２３ｃはＡ／Ｄ変換
器２１ｂの出力から同相成分の信号を分離抽出し、二重
直交ミキサ２３ｄはＡ／Ｄ変換器２１ｂの出力から直交
成分の信号を分離抽出する。
【００１８】加算器２４ａは二重直交ミキサ２３ａ，２
３ｄの出力同士を加算し、加算器２４ｂは二重直交ミキ
サ２３ｂ，２３ｃの出力同士を加算する。加算器２４
ａ，２４ｂの出力はそれぞれローパスフィルタ２５ａ，
２５ｂに入力されて高周波成分が除去された後、ＡＧＣ
アンプ２６ａ，２６ｂでレベル調整される。また、加算
器２４ａ，２４ｂの出力は、ローパスフィルタ２５ａ，
２５ｂで高周波成分が除去された後、ＡＧＣアンプ２６
ａ，２６ｂに入力される。ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂ
は、ピーク検波器２７で検出されたピークレベルに基づ
いて、出力レベルが一定になるようにレベル調整を行
う。ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂは、ピーク検波器２７
で検出されたピークレベルに基づいて、出力レベルが一
定になるようにレベル調整を行う。検波回路２７は、Ａ
ＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの各出力に基づいて検波処理
を行う。
３ｄの出力同士を加算し、加算器２４ｂは二重直交ミキ
サ２３ｂ，２３ｃの出力同士を加算する。加算器２４
ａ，２４ｂの出力はそれぞれローパスフィルタ２５ａ，
２５ｂに入力されて高周波成分が除去された後、ＡＧＣ
アンプ２６ａ，２６ｂでレベル調整される。また、加算
器２４ａ，２４ｂの出力は、ローパスフィルタ２５ａ，
２５ｂで高周波成分が除去された後、ＡＧＣアンプ２６
ａ，２６ｂに入力される。ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂ
は、ピーク検波器２７で検出されたピークレベルに基づ
いて、出力レベルが一定になるようにレベル調整を行
う。ＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂは、ピーク検波器２７
で検出されたピークレベルに基づいて、出力レベルが一
定になるようにレベル調整を行う。検波回路２７は、Ａ
ＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの各出力に基づいて検波処理
を行う。
【００１９】一方、図１の妨害波抑圧調整部３は、図２
に詳細構成を示すように、遅延回路３１ａ，３１ｂと、
1/2振幅変換器３２と、減算器３３ａ，３３ｂと、加算
器３４と、ピーク検出器３５ａ，３５ｂ，３５ｃと、レ
ベル比較器３６と、符号切換器３７と、Ｄ／Ａコンバー
タ（ＤＡＣ）３８と、ローパスフィルタ３９とを有す
る。妨害波抑圧調整部３には、図１の加算器２４ａの出
力Ａとローパスフィルタ２５ａの出力Ｂが入力され、妨
害波抑圧調整部３の出力Ｄは、図１のＡ／Ｄ変換器２１
ａに入力される。この出力Ｄにより、Ａ／Ｄ変換器２１
ａの基準電圧が可変制御される。
に詳細構成を示すように、遅延回路３１ａ，３１ｂと、
1/2振幅変換器３２と、減算器３３ａ，３３ｂと、加算
器３４と、ピーク検出器３５ａ，３５ｂ，３５ｃと、レ
ベル比較器３６と、符号切換器３７と、Ｄ／Ａコンバー
タ（ＤＡＣ）３８と、ローパスフィルタ３９とを有す
る。妨害波抑圧調整部３には、図１の加算器２４ａの出
力Ａとローパスフィルタ２５ａの出力Ｂが入力され、妨
害波抑圧調整部３の出力Ｄは、図１のＡ／Ｄ変換器２１
ａに入力される。この出力Ｄにより、Ａ／Ｄ変換器２１
ａの基準電圧が可変制御される。
【００２０】妨害波抑圧調整部３内の遅延回路３１ａ
は、図１のローパスフィルタ２５ａを通過するのに要す
る時間と略等しい時間だけ信号を遅延させる。また、遅
延回路３１ｂは、図１の加算器２４ａとローパスフィル
タ２５ａを通過するのに要する時間と略等しい時間だけ
信号を遅延させる。
は、図１のローパスフィルタ２５ａを通過するのに要す
る時間と略等しい時間だけ信号を遅延させる。また、遅
延回路３１ｂは、図１の加算器２４ａとローパスフィル
タ２５ａを通過するのに要する時間と略等しい時間だけ
信号を遅延させる。
【００２１】減算器３３ａは、遅延回路３１ａの出力と
図１のローパスフィルタ２５ａの出力との差分を演算し
て出力する。1/2振幅変換器３２は、図１のローパスフ
ィルタ２５ａの出力振幅を略1/2に変換する。減算器３
３ｂは、1/2振幅変換器３３の出力と遅延回路３１ｂの
出力との差分を演算する。
図１のローパスフィルタ２５ａの出力との差分を演算し
て出力する。1/2振幅変換器３２は、図１のローパスフ
ィルタ２５ａの出力振幅を略1/2に変換する。減算器３
３ｂは、1/2振幅変換器３３の出力と遅延回路３１ｂの
出力との差分を演算する。
【００２２】ピーク検出器３５ａ，３５ｂはそれぞれ減
算器３３ａ，３３ｂの出力に含まれるピーク成分を検出
する。加算器３４は、減算器３３ａ，３３ｂの各出力を
加算する。ピーク検出器３５ｃは加算器３４の出力に含
まれるピーク成分を検出する。レベル比較器３６は、ピ
ーク検出器３５ｂ，３５ｃで検出された各ピーク成分の
大小を比較する。符号切換器３７は、レベル比較器３６
による比較結果に基づいて、ピーク検出器３５ａの出力
の正負符号を切り換える。Ｄ／Ａ変換器３８は、符号切
換器３７の出力をアナログ信号に変換する。ローパスフ
ィルタ３９は、Ｄ／Ａ変換器３８の出力に含まれる不要
な高周波成分を除去する。
算器３３ａ，３３ｂの出力に含まれるピーク成分を検出
する。加算器３４は、減算器３３ａ，３３ｂの各出力を
加算する。ピーク検出器３５ｃは加算器３４の出力に含
まれるピーク成分を検出する。レベル比較器３６は、ピ
ーク検出器３５ｂ，３５ｃで検出された各ピーク成分の
大小を比較する。符号切換器３７は、レベル比較器３６
による比較結果に基づいて、ピーク検出器３５ａの出力
の正負符号を切り換える。Ｄ／Ａ変換器３８は、符号切
換器３７の出力をアナログ信号に変換する。ローパスフ
ィルタ３９は、Ｄ／Ａ変換器３８の出力に含まれる不要
な高周波成分を除去する。
【００２３】図３〜図７は図１，２の各部の周波数スペ
クトラム図であり、以下、これらの図を用いて図１，２
に示した本実施形態のデジタル復調装置の動作を説明す
る。
クトラム図であり、以下、これらの図を用いて図１，２
に示した本実施形態のデジタル復調装置の動作を説明す
る。
【００２４】希望波の中心周波数をfDとすると、希望波
の周波数スペクトラムは、図３の斜線部のようになる。
図３では、無線チャネルの周波数間隔を200kHzとし、同
一セル内に配置される信号が１チャネルごとの例を示し
ている。この場合、希望波ｆDから400kHzから離れた周
波数を中心として妨害波が現れる。
の周波数スペクトラムは、図３の斜線部のようになる。
図３では、無線チャネルの周波数間隔を200kHzとし、同
一セル内に配置される信号が１チャネルごとの例を示し
ている。この場合、希望波ｆDから400kHzから離れた周
波数を中心として妨害波が現れる。
【００２５】一方、図１の電圧制御発振器１６から出力
される局部発振信号の周波数は、図３に示すように、チ
ャネル間隔の半分である100kHzだけ希望波fDより低い周
波数ｆ0に設定される。したがって、直交ミキサ１５ａ
から出力される同相成分（Ｉ信号）は、図４（ａ）に示
すように、中心周波数がｆD-ｆ0＝100kHzの希望波信号
と、中心周波数がｆD−ｆ0＝−300kHzの妨害波信号に、
それぞれ変換される。同様に、直交ミキサから出力され
る直交成分（Ｑ信号）も、図４（ｂ）に示すように、中
心周波数が100kHzの希望波信号と、中心周波数が(-300k
Hz)の妨害波信号とにそれぞれ変換される。
される局部発振信号の周波数は、図３に示すように、チ
ャネル間隔の半分である100kHzだけ希望波fDより低い周
波数ｆ0に設定される。したがって、直交ミキサ１５ａ
から出力される同相成分（Ｉ信号）は、図４（ａ）に示
すように、中心周波数がｆD-ｆ0＝100kHzの希望波信号
と、中心周波数がｆD−ｆ0＝−300kHzの妨害波信号に、
それぞれ変換される。同様に、直交ミキサから出力され
る直交成分（Ｑ信号）も、図４（ｂ）に示すように、中
心周波数が100kHzの希望波信号と、中心周波数が(-300k
Hz)の妨害波信号とにそれぞれ変換される。
【００２６】直交ミキサ１５ａ，１６ｂから出力された
信号はそれぞれローパスフィルタ１８ａ，１８ｂに入力
されて高周波成分が除去された後、それぞれＡＧＣアン
プ１９ａ，１９ｂに入力されて増幅される。
信号はそれぞれローパスフィルタ１８ａ，１８ｂに入力
されて高周波成分が除去された後、それぞれＡＧＣアン
プ１９ａ，１９ｂに入力されて増幅される。
【００２７】ＡＧＣアンプ１９ａ，１９ｂで増幅された
信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂに入力され
てデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１ａの出
力は二重ミキサ２３ａ，２３ｂに、Ａ／Ｄ変換器２１ｂ
の出力は二重ミキサ２３ｃ，２３ｄにそれぞれ入力され
る。
信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂに入力され
てデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２１ａの出
力は二重ミキサ２３ａ，２３ｂに、Ａ／Ｄ変換器２１ｂ
の出力は二重ミキサ２３ｃ，２３ｄにそれぞれ入力され
る。
【００２８】デジタル信号発生器２２は、周波数100kHz
の局部発振信号の同相成分（COS成分）を二重直交ミキ
サ２３ａ，２３ｃに、直交成分（sin成分）を二重直交
ミキサ２３ｂ，２３ｄに供給する。
の局部発振信号の同相成分（COS成分）を二重直交ミキ
サ２３ａ，２３ｃに、直交成分（sin成分）を二重直交
ミキサ２３ｂ，２３ｄに供給する。
【００２９】二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，
２３ｄの出力信号の周波数スペクトラムはそれぞれ図５
（ａ）、図５（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）のように
なる。二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ
の出力には希望波と妨害波が含まれ、希望波は、図５の
斜線部で示すように、中心周波数が０kHzのベースバン
ド信号と、中心周波数が200kHzの信号とを含み、妨害波
は、中心周波数が(-200kHz)の信号と、図示していない
が、中心周波数が400kHzの信号とを含む。
２３ｄの出力信号の周波数スペクトラムはそれぞれ図５
（ａ）、図５（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）のように
なる。二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ
の出力には希望波と妨害波が含まれ、希望波は、図５の
斜線部で示すように、中心周波数が０kHzのベースバン
ド信号と、中心周波数が200kHzの信号とを含み、妨害波
は、中心周波数が(-200kHz)の信号と、図示していない
が、中心周波数が400kHzの信号とを含む。
【００３０】二重直交ミキサ２３ａ，２３ｄの出力は加
算器２４ａにより加算される。加算器２４ａの出力の周
波数スペクトラムは図６（ａ）のようになる。加算器２
４ａの出力には、中心周波数が０kHzのベースバンド信
号と、中心周波数が200kHz，400kHzの信号が含まれてい
る。このうち、ベースバンド信号は入力振幅の２倍の振
幅を有し、中心周波数が200kHzの信号は希望波および妨
害波の消え残り成分を含み、中心周波数400kHzの信号は
妨害波の消え残り成分を含む。このように、消え残り成
分が現れる理由は、直交ミキサ１５ａ，１５ｂ、ローパ
スフィルタ１８ａ，１８ｂ、ＡＧＣアンプ１９ａ，１９
ｂおよびＡ／Ｄコンバータ２１ａ，２１ｂを通過する間
に、同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）との間に
利得差および位相差が生じるためである。なお、位相差
の生じる原因はきわめて少ないため、消え残り成分が現
れる主要因は利得差である。
算器２４ａにより加算される。加算器２４ａの出力の周
波数スペクトラムは図６（ａ）のようになる。加算器２
４ａの出力には、中心周波数が０kHzのベースバンド信
号と、中心周波数が200kHz，400kHzの信号が含まれてい
る。このうち、ベースバンド信号は入力振幅の２倍の振
幅を有し、中心周波数が200kHzの信号は希望波および妨
害波の消え残り成分を含み、中心周波数400kHzの信号は
妨害波の消え残り成分を含む。このように、消え残り成
分が現れる理由は、直交ミキサ１５ａ，１５ｂ、ローパ
スフィルタ１８ａ，１８ｂ、ＡＧＣアンプ１９ａ，１９
ｂおよびＡ／Ｄコンバータ２１ａ，２１ｂを通過する間
に、同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）との間に
利得差および位相差が生じるためである。なお、位相差
の生じる原因はきわめて少ないため、消え残り成分が現
れる主要因は利得差である。
【００３１】図６（ａ）に示すように、ベースバンド信
号と消え残り成分の信号とは一部重なり合い、この重な
り合う領域（オーバーラップ領域）Ｒはノイズとなって
復調信号に悪影響を与える。
号と消え残り成分の信号とは一部重なり合い、この重な
り合う領域（オーバーラップ領域）Ｒはノイズとなって
復調信号に悪影響を与える。
【００３２】加算器２４ａの出力はローパスフィルタ２
５ａに入力され、図６（ｂ）に示すように高周波成分が
除去される。ローパスフィルタ２５ａを通過することに
より、消え残り成分の大半は除去されるが、オーバーラ
ップ領域Ｒ内の消え残り成分は残ったままである。
５ａに入力され、図６（ｂ）に示すように高周波成分が
除去される。ローパスフィルタ２５ａを通過することに
より、消え残り成分の大半は除去されるが、オーバーラ
ップ領域Ｒ内の消え残り成分は残ったままである。
【００３３】同様に、加算器２４ｂは二重直交ミキサ２
３ｂ，２３ｃの出力同士を加算した後、ローパスフィル
タ２５ｂで高周波成分を除去する。
３ｂ，２３ｃの出力同士を加算した後、ローパスフィル
タ２５ｂで高周波成分を除去する。
【００３４】ローパスフィルタ２５ａ，２５ｂの出力は
それぞれＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂに入力され、レベ
ルが一定になるように調整される。より詳細には、ＡＧ
Ｃアンプ２６ａ，２６ｂの各出力をピーク検波器２７で
検出し、検出されたピーク値をそれぞれＡＧＣアンプ２
６ａ，２６ｂにフィードバックしてレベル制御を行う。
それぞれＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂに入力され、レベ
ルが一定になるように調整される。より詳細には、ＡＧ
Ｃアンプ２６ａ，２６ｂの各出力をピーク検波器２７で
検出し、検出されたピーク値をそれぞれＡＧＣアンプ２
６ａ，２６ｂにフィードバックしてレベル制御を行う。
【００３５】一方、図２に詳細構成を示す妨害波抑圧調
整部３内の遅延回路３１ａは、図１のローパスフィルタ
２５ａと同じ遅延量だけ、図１の加算器２４ａの出力を
遅延させる。減算器３３ａは、遅延回路３１ａとローパ
スフィルタ２５ａの各出力の差分を演算して出力する。
減算器３３ａからは、図７（ａ）に示すように、中心周
波数が200kHzおよび400kHzの消え残りの妨害信号が出力
される。一方、減算器３３ｂからは、図７（ｂ）に示す
ように、中心周波数が200kHzおよび400kHzの希望波信号
と妨害波信号が出力される。この減算器３３ｂの出力が
基準レベルになる。
整部３内の遅延回路３１ａは、図１のローパスフィルタ
２５ａと同じ遅延量だけ、図１の加算器２４ａの出力を
遅延させる。減算器３３ａは、遅延回路３１ａとローパ
スフィルタ２５ａの各出力の差分を演算して出力する。
減算器３３ａからは、図７（ａ）に示すように、中心周
波数が200kHzおよび400kHzの消え残りの妨害信号が出力
される。一方、減算器３３ｂからは、図７（ｂ）に示す
ように、中心周波数が200kHzおよび400kHzの希望波信号
と妨害波信号が出力される。この減算器３３ｂの出力が
基準レベルになる。
【００３６】減算器３３ｂの出力はピーク検出器３５ｂ
に入力されて、ピークレベルが検出される。図７（ｂ）
では、中心周波数が400kHzの信号のピークレベルをＥ、
中心周波数が200kHzの信号のピークレベルをＦとしてい
る。
に入力されて、ピークレベルが検出される。図７（ｂ）
では、中心周波数が400kHzの信号のピークレベルをＥ、
中心周波数が200kHzの信号のピークレベルをＦとしてい
る。
【００３７】減算器３３ａ，３３ｂの各出力を加算する
加算器３４の出力スペクトラムは、例えば図７（ｃ）の
ようなる。図７（ｃ）は、中心周波数が200kHzおよび40
0kHzの各信号のピークレベルが図７（ｂ）に示す減算器
３３ｂの出力よりも大きい例を示している。ピーク検出
器３５ｃは、200kHzごとに加算器３４の出力のピークレ
ベルを検出する。検出されたピークレベルはレベル比較
器３６に送られて、ピーク判定が行われ、ピーク判定結
果に応じて符号切換器３７はピーク検出器３５ａの出力
の正負符号を切り換える。
加算器３４の出力スペクトラムは、例えば図７（ｃ）の
ようなる。図７（ｃ）は、中心周波数が200kHzおよび40
0kHzの各信号のピークレベルが図７（ｂ）に示す減算器
３３ｂの出力よりも大きい例を示している。ピーク検出
器３５ｃは、200kHzごとに加算器３４の出力のピークレ
ベルを検出する。検出されたピークレベルはレベル比較
器３６に送られて、ピーク判定が行われ、ピーク判定結
果に応じて符号切換器３７はピーク検出器３５ａの出力
の正負符号を切り換える。
【００３８】図８は図２の妨害波抑圧調整部３の処理動
作をまとめた図である。図２では、ピーク検出器３５ｃ
の出力をＸ、ピーク検出器３５ｂの出力をＹとしてい
る。図示のように、Ｘ＞Ｙの関係にある場合には、レベ
ル比較器３６の出力は正(+)になり、同相成分（Ｉ信
号）が直交成分（Ｑ信号）よりも大きいと判定される。
この場合、図１に示したＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧
を高くするような制御が行われる。これにより、Ａ／Ｄ
変換器２１ａの出力は小さくなり、ゲインが低下するた
め、同相成分が小さくなる。
作をまとめた図である。図２では、ピーク検出器３５ｃ
の出力をＸ、ピーク検出器３５ｂの出力をＹとしてい
る。図示のように、Ｘ＞Ｙの関係にある場合には、レベ
ル比較器３６の出力は正(+)になり、同相成分（Ｉ信
号）が直交成分（Ｑ信号）よりも大きいと判定される。
この場合、図１に示したＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧
を高くするような制御が行われる。これにより、Ａ／Ｄ
変換器２１ａの出力は小さくなり、ゲインが低下するた
め、同相成分が小さくなる。
【００３９】一方、Ｘ＜Ｙの関係にある場合には、レベ
ル比較器３６の出力は負(-)になり、同相成分（Ｉ信
号）が直交成分（Ｑ信号）よりも小さいと判定される。
この場合、Ａ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を低くするよ
うな制御が行われる。これにより、Ａ／Ｄ変換器２１ａ
の出力は大きくなり、ゲインが増大するため、同相成分
は大きくなる。
ル比較器３６の出力は負(-)になり、同相成分（Ｉ信
号）が直交成分（Ｑ信号）よりも小さいと判定される。
この場合、Ａ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を低くするよ
うな制御が行われる。これにより、Ａ／Ｄ変換器２１ａ
の出力は大きくなり、ゲインが増大するため、同相成分
は大きくなる。
【００４０】図９は図１のＡ／Ｄ変換器２１ａの具体的
構成を示す図である。図９のＡ／Ｄ変換器はいずれも並
列型変換方式と呼ばれるもので、図９（ａ）は単一電源
を有する例、図９（ｂ）は正負電源を有する例を示す。
構成を示す図である。図９のＡ／Ｄ変換器はいずれも並
列型変換方式と呼ばれるもので、図９（ａ）は単一電源
を有する例、図９（ｂ）は正負電源を有する例を示す。
【００４１】図９（ａ）のＡ／Ｄ変換器は、直接接続さ
れた複数の抵抗からなる抵抗アレイ５１と、各抵抗間に
接続された複数の比較器５２と、比較器５２の出力を符
合化するエンコーダ５３と、抵抗アレイ５１の一端に接
続された加算器５４とを有し、加算器５４は、規定電圧
ＶREFと図２の妨害波抑圧調整部３の出力電圧と加算し
て基準電圧を生成する。加算器５４の出力である基準電
圧が抵抗アレイ５１の一端に印加されるため、抵抗アレ
イ５１を構成する各抵抗の抵抗値が等しいとすると、各
抵抗間の電圧は、加算器５４の出力電圧の整数分の１の
電圧になる。
れた複数の抵抗からなる抵抗アレイ５１と、各抵抗間に
接続された複数の比較器５２と、比較器５２の出力を符
合化するエンコーダ５３と、抵抗アレイ５１の一端に接
続された加算器５４とを有し、加算器５４は、規定電圧
ＶREFと図２の妨害波抑圧調整部３の出力電圧と加算し
て基準電圧を生成する。加算器５４の出力である基準電
圧が抵抗アレイ５１の一端に印加されるため、抵抗アレ
イ５１を構成する各抵抗の抵抗値が等しいとすると、各
抵抗間の電圧は、加算器５４の出力電圧の整数分の１の
電圧になる。
【００４２】妨害波抑圧調整部３の出力が正電圧であれ
ば、抵抗アレイ５１の一端に印加される基準電圧が高く
なり、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は小さくなる。一方、
妨害波抑圧調整部３の出力が負電圧であれば、基準電圧
は低くなり、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は大きくなる。
ば、抵抗アレイ５１の一端に印加される基準電圧が高く
なり、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は小さくなる。一方、
妨害波抑圧調整部３の出力が負電圧であれば、基準電圧
は低くなり、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は大きくなる。
【００４３】また、図９（ｂ）のＡ／Ｄ変換器は、抵抗
アレイ５１の両端にそれぞれ接続された加算器５４ａ，
５４ｂと、妨害波抑圧調整部３の出力を正転および反転
出力するバッファ５５とを有する。加算器５４ａはバッ
ファ５５の正転出力と規定電圧ＶREFとを加算して第１
の基準電圧を生成し、加算器５４ｂはバッファ５５の反
転出力と規定電圧ＶREFの反転電圧（−ＶREF）とを加算
して第２の基準電圧を生成する。
アレイ５１の両端にそれぞれ接続された加算器５４ａ，
５４ｂと、妨害波抑圧調整部３の出力を正転および反転
出力するバッファ５５とを有する。加算器５４ａはバッ
ファ５５の正転出力と規定電圧ＶREFとを加算して第１
の基準電圧を生成し、加算器５４ｂはバッファ５５の反
転出力と規定電圧ＶREFの反転電圧（−ＶREF）とを加算
して第２の基準電圧を生成する。
【００４４】図９（ｂ）の場合も、妨害波抑圧調整部３
から正電圧が出力されれば、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値
は小さくなり、妨害波抑圧調整部３から負電圧が出力さ
れれば、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は大きくなる。
から正電圧が出力されれば、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値
は小さくなり、妨害波抑圧調整部３から負電圧が出力さ
れれば、Ａ／Ｄ変換後のデジタル値は大きくなる。
【００４５】以上の処理により、図１のデジタル復調装
置内のローパスフィルタ２５ａ，２５ｂの出力スペクト
ラムはそれぞれ図１０（ａ）、図１０（ｂ）のようにな
る。図１０（ａ）に示す同相成分も、図１０（ｂ）に示
す直交成分も、ベースバンド信号が隣接する200kHzの妨
害波信号の影響を受けなくなる。
置内のローパスフィルタ２５ａ，２５ｂの出力スペクト
ラムはそれぞれ図１０（ａ）、図１０（ｂ）のようにな
る。図１０（ａ）に示す同相成分も、図１０（ｂ）に示
す直交成分も、ベースバンド信号が隣接する200kHzの妨
害波信号の影響を受けなくなる。
【００４６】ローパスフィルタ２５ａ，２５ｂの出力
は、デジタルＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂを経て検波器
２８に入力されて検波され、「０」と「１」のデジタル
信号が確定する。また、ピーク検波器２７は、同相成分
（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）の２乗和（Ｉ2＋Ｑ2）
1/2を演算し、所定範囲のサンプル転を検波してデジタ
ルＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの制御電圧を生成する。
は、デジタルＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂを経て検波器
２８に入力されて検波され、「０」と「１」のデジタル
信号が確定する。また、ピーク検波器２７は、同相成分
（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）の２乗和（Ｉ2＋Ｑ2）
1/2を演算し、所定範囲のサンプル転を検波してデジタ
ルＡＧＣアンプ２６ａ，２６ｂの制御電圧を生成する。
【００４７】このように、本実施形態では、直交ミキサ
５１ａ，５１ｂにより分離した同相成分と直交成分をＡ
／Ｄ変換器でデジタルデータに変換した後、二重直交ミ
キサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄにより同相成分と
直交成分に分離して検波処理を行うデジタル復調装置に
おいて、二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３
ｄの出力に基づいて、同相成分と直交成分の利得差がな
くなるようにＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を可変制御
するため、希望波のベースバンド信号に妨害波が混入し
なくなり、妨害波の影響を受けないＳ／Ｎ比に優れた受
信信号が得られる。また、同相成分と直交成分の利得差
および位相差を手動で調整する必要がなくなるため、製
造工数を低減できる。
５１ａ，５１ｂにより分離した同相成分と直交成分をＡ
／Ｄ変換器でデジタルデータに変換した後、二重直交ミ
キサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄにより同相成分と
直交成分に分離して検波処理を行うデジタル復調装置に
おいて、二重直交ミキサ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３
ｄの出力に基づいて、同相成分と直交成分の利得差がな
くなるようにＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を可変制御
するため、希望波のベースバンド信号に妨害波が混入し
なくなり、妨害波の影響を受けないＳ／Ｎ比に優れた受
信信号が得られる。また、同相成分と直交成分の利得差
および位相差を手動で調整する必要がなくなるため、製
造工数を低減できる。
【００４８】図１，２では、妨害波抑圧調整部３の出力
に応じてＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を可変制御する
例を説明したが、Ａ／Ｄ変換器２１ａの代わり、あるい
はＡ／Ｄ変換器２１ａとともに、Ａ／Ｄ変換器２１ｂの
基準電圧を可変制御してもよい。
に応じてＡ／Ｄ変換器２１ａの基準電圧を可変制御する
例を説明したが、Ａ／Ｄ変換器２１ａの代わり、あるい
はＡ／Ｄ変換器２１ａとともに、Ａ／Ｄ変換器２１ｂの
基準電圧を可変制御してもよい。
【００４９】同相成分側の信号を図２の遅延回路３１
ａ、減算器３３ａおよび1/2振幅変換器３２に入力し、
直交成分側の信号を遅延回路３１ｂに入力する例を説明
したが、直交成分側の信号を遅延回路３１ａ、減算器３
３ａおよび1/2振幅変換器３２に入力し、同相成分側の
信号を遅延回路３１ｂに入力してもよい。
ａ、減算器３３ａおよび1/2振幅変換器３２に入力し、
直交成分側の信号を遅延回路３１ｂに入力する例を説明
したが、直交成分側の信号を遅延回路３１ａ、減算器３
３ａおよび1/2振幅変換器３２に入力し、同相成分側の
信号を遅延回路３１ｂに入力してもよい。
【００５０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、選局周波数成分を同相成分と直交成分に分離し、
各成分をそれぞれ第１および第２のＡ／Ｄ変換器でデジ
タル信号に変換した後、これらデジタル信号を同相成分
と直交成分とに分離して検波処理を行うデジタル復調回
路において、第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力さ
れた各デジタル信号の利得差が所定値以下になるように
第１および第２のＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方の基準
電圧を調整するため、ベースバンド信号中に混入される
妨害波を効率よく除去でき、Ｓ／Ｎ比に優れた高品質の
受信信号が得られる。
れば、選局周波数成分を同相成分と直交成分に分離し、
各成分をそれぞれ第１および第２のＡ／Ｄ変換器でデジ
タル信号に変換した後、これらデジタル信号を同相成分
と直交成分とに分離して検波処理を行うデジタル復調回
路において、第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力さ
れた各デジタル信号の利得差が所定値以下になるように
第１および第２のＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方の基準
電圧を調整するため、ベースバンド信号中に混入される
妨害波を効率よく除去でき、Ｓ／Ｎ比に優れた高品質の
受信信号が得られる。
【００５１】また、同相成分系と直交成分系の利得差を
自動的に検出して利得差が低減するような制御を行うた
め、従来のように手動で利得差を微調整する必要がなく
なり、製造工数を低減できる。
自動的に検出して利得差が低減するような制御を行うた
め、従来のように手動で利得差を微調整する必要がなく
なり、製造工数を低減できる。
【図１】本発明に係るデジタル復調装置の一実施形態の
ブロック図。
ブロック図。
【図２】妨害波抑圧調整部の詳細構成を示すブロック
図。
図。
【図３】希望波と妨害波の周波数スペクトラムを示す
図。
図。
【図４】直交ミキサの出力スペクトラム図であり、
（ａ）は同相成分の周波数スペクトラム図、（ｂ）は直
交成分の周波数スペクトラム図。
（ａ）は同相成分の周波数スペクトラム図、（ｂ）は直
交成分の周波数スペクトラム図。
【図５】二重直交ミキサの出力スペクトラム図。
【図６】（ａ）は加算器２４ａの周波数スペクトラム
図、（ｂ）はローパスフィルタ２５ａの周波数スペクト
ラム図。
図、（ｂ）はローパスフィルタ２５ａの周波数スペクト
ラム図。
【図７】（ａ）は減算器３３ａの出力スペクトラム図、
（ｂ）は減算器３３ｂの出力スペクトラム図、（ｃ）は
加算器３４の出力スペクトラム図。
（ｂ）は減算器３３ｂの出力スペクトラム図、（ｃ）は
加算器３４の出力スペクトラム図。
【図８】図２の妨害波抑圧調整部の処理動作をまとめた
図。
図。
【図９】図１のＡ／Ｄ変換器の具体的構成例を示す図。
【図１０】デジタル復調装置内のローパスフィルタの出
力スペクトラムを示す図。
力スペクトラムを示す図。
１ アナログＩ／Ｑ信号生成部 ２ デジタル復調部 ３ 妨害波抑圧調整部 １１ アンテナ １２ デュプレクサ（ＣＵＰ） １３ 低雑音アンプ（ＬＮＡ） １４ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） １５ａ，１５ｂ 直交ミキサ １６ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １７ 90°移相器 １８ａ，１８ｂ ローパスフィルタ １９ａ，１９ｂ ＡＧＣアンプ ２１ａ，２１ｂ Ａ／Ｄ変換器 ２２ デジタル信号発生器 ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ 二重直交ミキサ ２４ａ，２４ｂ 加算器 ２５ａ，２５ｂ ローパスフィルタ ２６ａ，２６ｂ ＡＧＣアンプ ２７ ピーク検波器 ２８ 検波回路
Claims (5)
- 【請求項１】アンテナで受信された受信信号に含まれる
選局周波数成分を、同相成分と直交成分とに分離する第
１の同相／直交成分分離回路と、 前記第１の同相／直交成分分離回路で分離された同相成
分をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第１のＡ／
Ｄ変換器と、 前記第１の同相／直交成分分離回路で分離された直交成
分をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を出力する第２のＡ／
Ｄ変換器と、 前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジ
タル信号に基づいて、検波処理を行う検波回路と、を備
えたデジタル復調装置において、 前記第１のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号を
同相成分と直交成分とに分離する第２の同相／直交成分
分離回路と、 前記第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号を
同相成分と直交成分とに分離する第３の同相／直交成分
分離回路と、 前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力された各デ
ジタル信号の利得差が所定値以下になるように、前記第
２および第３の同相／直交成分分離回路で分離された各
信号に基づいて、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の
少なくとも一方の基準電圧を調整する妨害波抑圧調整回
路と、を備えたことを特徴とするデジタル復調回路。 - 【請求項２】前記第２の同相／直交成分分離回路で分離
された同相成分と前記第３の同相／直交成分分離回路で
分離された直交成分とを加算する第１の加算器と、 前記第２の同相／直交成分分離回路で分離された直交成
分と前記第３の同相／直交成分分離回路で分離された同
相成分とを加算する第２の加算器と、を備え、 前記妨害波抑圧調整回路は、前記第１および第２の加算
器のいずれか一方の出力に基づいて、前記第１および第
２のＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方の基準電圧を調整す
ることを特徴とする請求項１に記載のデジタル復調装
置。 - 【請求項３】前記第１の加算器の出力に含まれる高周波
成分を除去する第１のローパスフィルタと、 前記第２の加算器の出力に含まれる高周波成分を除去す
る第２のローパスフィルタと、を備え、 前記検波回路は、前記第１および第２のローパスフィル
タの出力に基づいて検波処理を行い、 前記妨害波抑圧調整回路は、前記第２の同相／直交成分
分離回路で分離された同相成分と、前記第１の加算器の
出力と、前記第１のローパスフィルタの出力とに基づい
て、前記第１のＡ／Ｄ変換器の基準電圧を調整すること
を特徴とする請求項２に記載のデジタル復調装置。 - 【請求項４】前記妨害波抑圧調整回路は、 前記第１のローパスフィルタを通過するのに要する時間
と略等しい時間だけ前記第１の加算器の出力信号を遅延
させる第１の遅延回路と、 前記第２の同相／直交成分分離回路で分離された同相成
分を、前記第１の加算器および前記第１のローパスフィ
ルタを通過するのに要する時間だけ遅延させる第２の遅
延回路と、 前記第１のローパスフィルタの出力振幅を略１／２に変
換する振幅変換回路と、 前記第１の遅延回路の出力と前記第１のローパスフィル
タの出力との差分を演算して出力する第１の減算器と、 前記振幅変換回路の出力と前記第２の遅延回路の出力と
の差分を演算して出力する第２の減算器と、 前記第１および第２の減算器の出力同士を加算する第３
の加算器と、 前記第１の減算器の出力のピークレベルを検出する第１
のピーク検出器と、 前記第２の減算器の出力のピークレベルを検出する第２
のピーク検出器と、 前記第３の加算器の出力のピークレベルを検出する第３
のピーク検出器と、 前記第２および第３のピーク検出器の各出力の振幅レベ
ルを比較するレベル比較器と、 前記レベル比較器の比較結果に基づいて、前記第１のピ
ーク検出器で検出されたピークレベルに正負符号を付け
て出力する符号切換器と、 前記符号切換器の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
変換器と、 前記Ｄ／Ａ変換器の出力に含まれる高周波成分を除去す
る第３のローパスフィルタと、を備え、 前記第３のローパスフィルタの出力に基づいて、前記第
１のＡ／Ｄ変換器の基準電圧を調整することを特徴とす
る請求項３に記載のデジタル復調装置。 - 【請求項５】前記妨害波抑圧調整回路は、前記第３のピ
ーク検出器の出力レベルが前記第２のピーク検出器の出
力レベルよりも大きいときには、前記第１のＡ／Ｄ変換
器の基準電圧を大きくし、前記第３のピーク検出器の出
力レベルが前記第２のピーク検出器の出力レベルよりも
小さいときには、前記第１のＡ／Ｄ変換器の基準電圧を
小さくすることを特徴とする請求項４に記載のデジタル
復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027384A JPH11234150A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | デジタル復調装置 |
| US09/247,082 US6219534B1 (en) | 1998-02-09 | 1999-02-09 | Radio communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027384A JPH11234150A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | デジタル復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234150A true JPH11234150A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12219565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10027384A Pending JPH11234150A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | デジタル復調装置 |
Country Status (2)
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