JP2000244247A - マイクロ波ミキサー回路と多衛星受信ダウンコンバータ - Google Patents
マイクロ波ミキサー回路と多衛星受信ダウンコンバータInfo
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- JP2000244247A JP2000244247A JP11041188A JP4118899A JP2000244247A JP 2000244247 A JP2000244247 A JP 2000244247A JP 11041188 A JP11041188 A JP 11041188A JP 4118899 A JP4118899 A JP 4118899A JP 2000244247 A JP2000244247 A JP 2000244247A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数の異なるマイクロ波信号から、所望の信
号を選択し周波数変換するマイクロ波ミキサー回路を提
供する。 【解決手段】 ＦＥＴ８に接続されたバイアス供給用ト
ランジスタ１０のエミッタに該トランジスタがオンとな
るバイアス電圧を供給することにより、所望のマイクロ
波信号を選択し周波数変換することが可能となる。
号を選択し周波数変換するマイクロ波ミキサー回路を提
供する。 【解決手段】 ＦＥＴ８に接続されたバイアス供給用ト
ランジスタ１０のエミッタに該トランジスタがオンとな
るバイアス電圧を供給することにより、所望のマイクロ
波信号を選択し周波数変換することが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は,放送衛星及び通信
衛星による衛星放送又は通信受信用ダウンコンバータ等
に用いられるマイクロ波ミキサー回路と，これを備えた
衛星放送又は通信受信用ダウンコンバータ（国際特許分
類Ｈ０１Ｐ １／１７）に関するものである
衛星による衛星放送又は通信受信用ダウンコンバータ等
に用いられるマイクロ波ミキサー回路と，これを備えた
衛星放送又は通信受信用ダウンコンバータ（国際特許分
類Ｈ０１Ｐ １／１７）に関するものである
【従来の技術】近年、衛星放送は普及期を迎え、また民
間の通信衛星を利用するＣＳ放送もサービスを開始し、
一般家庭で複数の衛星を直接受信する機会が増えてき
た。それに伴い受信用アンテナの小型化、低コスト化が
要求されるようになってきた。また、ＣＳ放送の場合、
周波数の有効利用のために、同一周波数で偏波の異なる
電波（水平偏波および垂直偏波）を用いて多チャンネル
化を行っているために、偏波切換機能を有する低雑音ダ
ウンコンバータが主流となりつつある。
間の通信衛星を利用するＣＳ放送もサービスを開始し、
一般家庭で複数の衛星を直接受信する機会が増えてき
た。それに伴い受信用アンテナの小型化、低コスト化が
要求されるようになってきた。また、ＣＳ放送の場合、
周波数の有効利用のために、同一周波数で偏波の異なる
電波（水平偏波および垂直偏波）を用いて多チャンネル
化を行っているために、偏波切換機能を有する低雑音ダ
ウンコンバータが主流となりつつある。
【０００２】以下に従来のマイクロ波ミキサー回路につ
いて図３を用いて説明する。図３は従来の偏波切換機能
を有するマイクロ波ミキサー回路および中間周波増幅器
の構成を示すものである。図５において、１および２は
水平、垂直の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３
はローカル発振器、４、５はローカル周波数を通過させ
るバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと略す）、６、７は
マイクロストリップライン（以下ＭＳＬと略す）、４
８、４９は周波数変換用のショットキーバリアーダイオ
ード（以下ＳＢＤと略す）、１０、１１はＳＢＤのアノ
ードにバイアス電流を供給するバイアス端子、１２、１
３は中間周波信号を通過させるローパスフィルタ（以下
ＬＰＦと略す）、３４、３５、３６、３７および４０、
４１は中間周波増幅器、３８、３９はピンダイオード、
４２、４３はトランジスタ、４４はコンパレータ、４５
は中間周波信号出力部、４６、４７は偏波切換制御端子
である。
いて図３を用いて説明する。図３は従来の偏波切換機能
を有するマイクロ波ミキサー回路および中間周波増幅器
の構成を示すものである。図５において、１および２は
水平、垂直の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３
はローカル発振器、４、５はローカル周波数を通過させ
るバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと略す）、６、７は
マイクロストリップライン（以下ＭＳＬと略す）、４
８、４９は周波数変換用のショットキーバリアーダイオ
ード（以下ＳＢＤと略す）、１０、１１はＳＢＤのアノ
ードにバイアス電流を供給するバイアス端子、１２、１
３は中間周波信号を通過させるローパスフィルタ（以下
ＬＰＦと略す）、３４、３５、３６、３７および４０、
４１は中間周波増幅器、３８、３９はピンダイオード、
４２、４３はトランジスタ、４４はコンパレータ、４５
は中間周波信号出力部、４６、４７は偏波切換制御端子
である。
【０００３】以上のように構成された従来のマイクロ波
ミキサー回路および中間周波増幅器の動作について以下
に説明する。マイクロ波信号入力部１および２に入力さ
れた垂直および水平偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイ
クロ波信号は、ローカル発振器３よりＢＰＦ４および５
を介して供給される局部発振周波数（例えば１１．２Ｇ
Ｈｚ）とＭＳＬ６および７に接続されたＳＢＤ４８およ
び４９によりそれぞれ混合され、１ＧＨｚ帯の中間周波
信号に変換される。ここで、ＳＢＤ４８および４９のア
ノードに接続されたバイアス端子１０および１１は、ロ
ーカル発振器３から供給される局部発振周波数出力が小
さい場合の変換損失の劣化を防止するため、ＳＢＤ４８
および４９に順方向のバイアス電流を印加している。Ｌ
ＰＦ１２および１３を通過した中間周波信号は、中間周
波増幅器３４、３５および３６、３７によって増幅さ
れ、ピンダイオード３８、３９を通過するが、中間周波
増幅器３４、３５の電流供給端子とピンダイオード３８
のアノードとは偏波切換制御端子４６に接続されてお
り、偏波切換端子４６は、中間周波信号出力部４５より
外部から供給される直流電圧（例えば１１Ｖまたは１５
Ｖ）に応じた異なる２値の直流信号を出力するコンパレ
ータ４４とその出力をベースに接続するトランジスタ４
２のコレクタと接続されている。同様に、中間周波増幅
器３６、３７の電流供給端子とピンダイオード３９のア
ノードとはトランジスタ４３のエミッタと偏波切換制御
端子４７を介して接続されている。上記の構成におい
て、中間周波信号出力部４５より１１Ｖの直流電圧が供
給されると、トランジスタ４２がオンすると同時にトラ
ンジスタ４３がオフとなる。従って、中間周波増幅器３
４、３５およびピンダイオード３８がオンし、中間周波
増幅器３６、３７およびピンダイオード３９はオフとな
るため中間周波増幅器４０および４１にはマイクロ波信
号入力部１より入力される垂直偏波のマイクロ波信号に
対応した中間周波信号が供給され、所望のレベルまで増
幅された後、中間周波信号出力部４５より取り出され
る。同様に中間周波信号出力部４５より１５Ｖの直流電
圧が供給された場合には、マイクロ波信号入力部２より
入力される水平偏波のマイクロ波信号に対応した中間周
波信号が取り出される。
ミキサー回路および中間周波増幅器の動作について以下
に説明する。マイクロ波信号入力部１および２に入力さ
れた垂直および水平偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイ
クロ波信号は、ローカル発振器３よりＢＰＦ４および５
を介して供給される局部発振周波数（例えば１１．２Ｇ
Ｈｚ）とＭＳＬ６および７に接続されたＳＢＤ４８およ
び４９によりそれぞれ混合され、１ＧＨｚ帯の中間周波
信号に変換される。ここで、ＳＢＤ４８および４９のア
ノードに接続されたバイアス端子１０および１１は、ロ
ーカル発振器３から供給される局部発振周波数出力が小
さい場合の変換損失の劣化を防止するため、ＳＢＤ４８
および４９に順方向のバイアス電流を印加している。Ｌ
ＰＦ１２および１３を通過した中間周波信号は、中間周
波増幅器３４、３５および３６、３７によって増幅さ
れ、ピンダイオード３８、３９を通過するが、中間周波
増幅器３４、３５の電流供給端子とピンダイオード３８
のアノードとは偏波切換制御端子４６に接続されてお
り、偏波切換端子４６は、中間周波信号出力部４５より
外部から供給される直流電圧（例えば１１Ｖまたは１５
Ｖ）に応じた異なる２値の直流信号を出力するコンパレ
ータ４４とその出力をベースに接続するトランジスタ４
２のコレクタと接続されている。同様に、中間周波増幅
器３６、３７の電流供給端子とピンダイオード３９のア
ノードとはトランジスタ４３のエミッタと偏波切換制御
端子４７を介して接続されている。上記の構成におい
て、中間周波信号出力部４５より１１Ｖの直流電圧が供
給されると、トランジスタ４２がオンすると同時にトラ
ンジスタ４３がオフとなる。従って、中間周波増幅器３
４、３５およびピンダイオード３８がオンし、中間周波
増幅器３６、３７およびピンダイオード３９はオフとな
るため中間周波増幅器４０および４１にはマイクロ波信
号入力部１より入力される垂直偏波のマイクロ波信号に
対応した中間周波信号が供給され、所望のレベルまで増
幅された後、中間周波信号出力部４５より取り出され
る。同様に中間周波信号出力部４５より１５Ｖの直流電
圧が供給された場合には、マイクロ波信号入力部２より
入力される水平偏波のマイクロ波信号に対応した中間周
波信号が取り出される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来例の構成では、２つの異なる偏波が入力されるマイク
ロ波信号入力部１、２に対応する中間周波増幅器３４、
３５、３６、３７およびピンダイオード３８、３９が必
要なため、小型化に難があると同時にコスト的にも不利
であった。
来例の構成では、２つの異なる偏波が入力されるマイク
ロ波信号入力部１、２に対応する中間周波増幅器３４、
３５、３６、３７およびピンダイオード３８、３９が必
要なため、小型化に難があると同時にコスト的にも不利
であった。
【０００５】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
であり、小型で安価なマイクロ波ミキサー回路とダウン
コンバータを提供することを目的とする。
であり、小型で安価なマイクロ波ミキサー回路とダウン
コンバータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】これらの目的を達成する
ために本発明のマイクロ波ミキサー回路とダウンコンバ
ータは、周波数変換用ＦＥＴのゲートに供給するバイア
ス電圧を、コンパレータとトランジスタを用いた簡単な
バイアス切換回路によって制御することで２つの異なる
マイクロ波信号を選択し、中間周波信号に変換すること
を特徴とする。
ために本発明のマイクロ波ミキサー回路とダウンコンバ
ータは、周波数変換用ＦＥＴのゲートに供給するバイア
ス電圧を、コンパレータとトランジスタを用いた簡単な
バイアス切換回路によって制御することで２つの異なる
マイクロ波信号を選択し、中間周波信号に変換すること
を特徴とする。
【０００７】本発明によれば、２つ以上の異なる周波数
変換用ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタ
バイアス電圧を制御することにより、エミッタバイアス
電圧がベースバイアスより高い場合、すなわちトランジ
スタがオンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給
され非線形動作が行われることにより良好な変換利得が
得られ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低
い場合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴに
バイアスが供給されず非線形動作が行われないため周波
数変換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を
選択し中間周波信号に変換することができる。
変換用ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタ
バイアス電圧を制御することにより、エミッタバイアス
電圧がベースバイアスより高い場合、すなわちトランジ
スタがオンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給
され非線形動作が行われることにより良好な変換利得が
得られ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低
い場合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴに
バイアスが供給されず非線形動作が行われないため周波
数変換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を
選択し中間周波信号に変換することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、誘電体基板上にマイクロストリップラインにて形成
される複数のマイクロ波信号入力部と、その各々の終端
部にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記Ｆ
ＥＴのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを
接続するトランジスタと、該トランジスタのエミッタに
バイアス電圧を供給するバイアス端子とバイアス端子に
供給するバイアス電圧を制御するバイアス切換回路と、
前記各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を
得る共通の中間周波信号出力部を具備するマイクロ波ミ
キサー回路であり、２つ以上の異なる周波数変換用ＦＥ
Ｔのバイアス供給用トランジスタのエミッタバイアス電
圧を制御することにより、エミッタバイアス電圧がベー
スバイアスより高い場合、すなわちトランジスタがオン
のときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非線形
動作が行われることにより良好な変換利得が得られ、エ
ミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い場合、す
なわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイアスが
供給されず非線形動作が行われないため周波数変換され
ない性質により複数のマイクロ波信号入力を選択し中間
周波信号に変換することができるという作用を有する。
は、誘電体基板上にマイクロストリップラインにて形成
される複数のマイクロ波信号入力部と、その各々の終端
部にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記Ｆ
ＥＴのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを
接続するトランジスタと、該トランジスタのエミッタに
バイアス電圧を供給するバイアス端子とバイアス端子に
供給するバイアス電圧を制御するバイアス切換回路と、
前記各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を
得る共通の中間周波信号出力部を具備するマイクロ波ミ
キサー回路であり、２つ以上の異なる周波数変換用ＦＥ
Ｔのバイアス供給用トランジスタのエミッタバイアス電
圧を制御することにより、エミッタバイアス電圧がベー
スバイアスより高い場合、すなわちトランジスタがオン
のときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非線形
動作が行われることにより良好な変換利得が得られ、エ
ミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い場合、す
なわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイアスが
供給されず非線形動作が行われないため周波数変換され
ない性質により複数のマイクロ波信号入力を選択し中間
周波信号に変換することができるという作用を有する。
【０００９】本発明の請求項２に記載の発明は、各々の
ＦＥＴのドレインと中間周波信号出力部との間にウイル
キンソン型のディバイダを備えた請求項１に記載のマイ
クロ波ミキサー回路であり、２つ以上の異なる周波数変
換用ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタバ
イアス電圧を制御することにより、エミッタバイアス電
圧がベースバイアスより高い場合、すなわちトランジス
タがオンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給さ
れ非線形動作が行われることにより良好な変換利得が得
られ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い
場合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバ
イアスが供給されず非線形動作が行われないため周波数
変換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を選
択し中間周波信号に変換することができ且つ、異なるマ
イクロ波信号のアイソレーションが容易に得られるとい
う作用を有する。
ＦＥＴのドレインと中間周波信号出力部との間にウイル
キンソン型のディバイダを備えた請求項１に記載のマイ
クロ波ミキサー回路であり、２つ以上の異なる周波数変
換用ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタバ
イアス電圧を制御することにより、エミッタバイアス電
圧がベースバイアスより高い場合、すなわちトランジス
タがオンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給さ
れ非線形動作が行われることにより良好な変換利得が得
られ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い
場合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバ
イアスが供給されず非線形動作が行われないため周波数
変換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を選
択し中間周波信号に変換することができ且つ、異なるマ
イクロ波信号のアイソレーションが容易に得られるとい
う作用を有する。
【００１０】本発明の請求項３に記載の発明は、１２Ｇ
Ｈｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ波に変換するプローブ
と、複数の低雑音増幅器と、複数のマイクロストリップ
ラインと、該マイクロストリップラインの各々の終端部
にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記ＦＥ
Ｔのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを接
続するトランジスタと該トランジスタのエミッタにバイ
アス電圧を供給するバイアス端子と、バイアス端子に供
給するバイアス電圧を制御するバイアス切換回路と、前
記各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を得
る共通の中間周波信号出力部を具備するダウンコンバー
タであり、２つ以上の異なる周波数変換用ＦＥＴのバイ
アス供給用トランジスタのエミッタバイアス電圧を制御
することにより、エミッタバイアス電圧がベースバイア
スより高い場合、すなわちトランジスタがオンのときＦ
ＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非線形動作が行
われることにより良好な変換利得が得られ、エミッタバ
イアス電圧がベースバイアスより低い場合、すなわちト
ランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイアスが供給され
ず非線形動作が行われないため周波数変換されない性質
により複数のマイクロ波信号入力を選択し中間周波信号
に変換することを制御することができ、且つ、異なるマ
イクロ波信号のアイソレーションが容易に得られるとい
う作用を有する。
Ｈｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ波に変換するプローブ
と、複数の低雑音増幅器と、複数のマイクロストリップ
ラインと、該マイクロストリップラインの各々の終端部
にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記ＦＥ
Ｔのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを接
続するトランジスタと該トランジスタのエミッタにバイ
アス電圧を供給するバイアス端子と、バイアス端子に供
給するバイアス電圧を制御するバイアス切換回路と、前
記各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を得
る共通の中間周波信号出力部を具備するダウンコンバー
タであり、２つ以上の異なる周波数変換用ＦＥＴのバイ
アス供給用トランジスタのエミッタバイアス電圧を制御
することにより、エミッタバイアス電圧がベースバイア
スより高い場合、すなわちトランジスタがオンのときＦ
ＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非線形動作が行
われることにより良好な変換利得が得られ、エミッタバ
イアス電圧がベースバイアスより低い場合、すなわちト
ランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイアスが供給され
ず非線形動作が行われないため周波数変換されない性質
により複数のマイクロ波信号入力を選択し中間周波信号
に変換することを制御することができ、且つ、異なるマ
イクロ波信号のアイソレーションが容易に得られるとい
う作用を有する。
【００１１】本発明の請求項４に記載の発明は、２つの
異なる衛星に対応した２つの導波管入力部と、１２ＧＨ
ｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ波に変換するプローブ
と、複数の低雑音増幅器と、複数のマイクロストリップ
ラインと、該マイクロストリップラインの各々の終端部
にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記ＦＥ
Ｔのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを接
続するトランジスタと該トランジスタのエミッタにバイ
アス電圧を供給するバイアス端子と、バイアス端子に供
給するバイアス電圧を外部から供給されるＤＣ電源に重
畳されたパルス信号によって制御するバイアス切換回路
と、各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を
得る共通の中間周波信号出力部を具備する多衛星受信ダ
ウンコンバータであり、２つ以上の異なる周波数変換用
ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタバイア
ス電圧を制御することにより、エミッタバイアス電圧が
ベースバイアスより高い場合、すなわちトランジスタが
オンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非
線形動作が行われることにより良好な変換利得が得ら
れ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い場
合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイ
アスが供給されず非線形動作が行われないため周波数変
換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を選択
し中間周波信号に変換することを制御することができ、
且つ、異なるマイクロ波信号のアイソレーションが容易
に得られるという作用を有する。以下、本発明の実施の
形態について、図１から図４を参照しながら説明する。
異なる衛星に対応した２つの導波管入力部と、１２ＧＨ
ｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ波に変換するプローブ
と、複数の低雑音増幅器と、複数のマイクロストリップ
ラインと、該マイクロストリップラインの各々の終端部
にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴと、上記ＦＥ
Ｔのゲートにコレクタを接続しドレインにエミッタを接
続するトランジスタと該トランジスタのエミッタにバイ
アス電圧を供給するバイアス端子と、バイアス端子に供
給するバイアス電圧を外部から供給されるＤＣ電源に重
畳されたパルス信号によって制御するバイアス切換回路
と、各々のＦＥＴのドレインを接続して中間周波信号を
得る共通の中間周波信号出力部を具備する多衛星受信ダ
ウンコンバータであり、２つ以上の異なる周波数変換用
ＦＥＴのバイアス供給用トランジスタのエミッタバイア
ス電圧を制御することにより、エミッタバイアス電圧が
ベースバイアスより高い場合、すなわちトランジスタが
オンのときＦＥＴに定電圧定電流バイアスが供給され非
線形動作が行われることにより良好な変換利得が得ら
れ、エミッタバイアス電圧がベースバイアスより低い場
合、すなわちトランジスタがオフのとき、ＦＥＴにバイ
アスが供給されず非線形動作が行われないため周波数変
換されない性質により複数のマイクロ波信号入力を選択
し中間周波信号に変換することを制御することができ、
且つ、異なるマイクロ波信号のアイソレーションが容易
に得られるという作用を有する。以下、本発明の実施の
形態について、図１から図４を参照しながら説明する。
【００１２】（実施の形態１）図１は本発明の第１の実
施例におけるマイクロ波ミキサー回路および中間周波増
幅器の回路パターン図を示すものである。
施例におけるマイクロ波ミキサー回路および中間周波増
幅器の回路パターン図を示すものである。
【００１３】図１において、１および２は垂直および水
平の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３はローカ
ル発振器、４、５はローカル周波数を通過させるＢＰ
Ｆ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦ
ＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、１３はＦＥＴのゲー
ト及びドレインにバイアス電圧を供給するトランジス
タ、１０、１１はトランジスタのエミッタにバイアス電
圧を供給するバイアス端子、１４、１５は中間周波信号
を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波増幅器、１７及び
１８はバイアス端子１０，１１に供給するバイアス電圧
を切換えるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、
１９は中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力
するとともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から
偏波切換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）
が供給される。
平の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３はローカ
ル発振器、４、５はローカル周波数を通過させるＢＰ
Ｆ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦ
ＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、１３はＦＥＴのゲー
ト及びドレインにバイアス電圧を供給するトランジス
タ、１０、１１はトランジスタのエミッタにバイアス電
圧を供給するバイアス端子、１４、１５は中間周波信号
を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波増幅器、１７及び
１８はバイアス端子１０，１１に供給するバイアス電圧
を切換えるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、
１９は中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力
するとともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から
偏波切換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）
が供給される。
【００１４】以上のように構成されるマイクロ波ミキサ
ー回路および中間周波増幅器の動作について、以下、説
明する。まず、中間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流
電圧が供給された場合について説明する。マイクロ波信
号入力部１に入力された水平偏波に対応する１２ＧＨｚ
帯のマイクロ波信号は、ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８
のゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ４を介
して供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨ
ｚ）と混合される。ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８のゲ
ートにはトランジスタ１２のコレクタが、ドレインには
トランジスタ１２のエミッタがそれぞれ接続されてい
る。トランジスタ１２のエミッタには中間周波信号出力
部１９より供給される１５Ｖの直流電圧に対応したＨＩ
ＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８よりバイアス端子１
０を介して印加されることにより、トランジスタ１２は
オン状態となり、ＦＥＴ８はトランジスタ１２から定電
圧定電流の安定したバイアスの供給を受け良好な変換利
得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換されＬＰＦ１４を
通過後、中間周波増幅器１６へと導かれる。一方、マイ
クロ波信号入力部２に入力された垂直偏波に対応する１
２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ７に接続されたＦ
ＥＴのゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ５
を介して供給される局部発振周波数（例えば１１．２Ｇ
Ｈｚ）と混合されるが、トランジスタ１３のエミッタに
はコンパレータ１７よりバイアス端子１１を介してＬＯ
Ｗ電位の電圧が供給されるためトランジスタ１３はオフ
状態となり、ＦＥＴ９へのバイアスが供給されないため
周波数変換は行われない。従って、中間周波増幅器１６
の入力側にはマイクロ波信号入力部１に入力された水平
偏波に対応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、
中間周波増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、
中間周波信号出力部１９より取り出される。同様に、中
間周波信号出力部１９より１１Ｖの直流電圧が供給され
る場合には、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同
時にＦＥＴ８のバイアス電流がオフとなるため、垂直偏
波に対応した中間周波信号が中間周波信号出力部１９よ
り取り出される。
ー回路および中間周波増幅器の動作について、以下、説
明する。まず、中間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流
電圧が供給された場合について説明する。マイクロ波信
号入力部１に入力された水平偏波に対応する１２ＧＨｚ
帯のマイクロ波信号は、ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８
のゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ４を介
して供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨ
ｚ）と混合される。ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８のゲ
ートにはトランジスタ１２のコレクタが、ドレインには
トランジスタ１２のエミッタがそれぞれ接続されてい
る。トランジスタ１２のエミッタには中間周波信号出力
部１９より供給される１５Ｖの直流電圧に対応したＨＩ
ＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８よりバイアス端子１
０を介して印加されることにより、トランジスタ１２は
オン状態となり、ＦＥＴ８はトランジスタ１２から定電
圧定電流の安定したバイアスの供給を受け良好な変換利
得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換されＬＰＦ１４を
通過後、中間周波増幅器１６へと導かれる。一方、マイ
クロ波信号入力部２に入力された垂直偏波に対応する１
２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ７に接続されたＦ
ＥＴのゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ５
を介して供給される局部発振周波数（例えば１１．２Ｇ
Ｈｚ）と混合されるが、トランジスタ１３のエミッタに
はコンパレータ１７よりバイアス端子１１を介してＬＯ
Ｗ電位の電圧が供給されるためトランジスタ１３はオフ
状態となり、ＦＥＴ９へのバイアスが供給されないため
周波数変換は行われない。従って、中間周波増幅器１６
の入力側にはマイクロ波信号入力部１に入力された水平
偏波に対応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、
中間周波増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、
中間周波信号出力部１９より取り出される。同様に、中
間周波信号出力部１９より１１Ｖの直流電圧が供給され
る場合には、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同
時にＦＥＴ８のバイアス電流がオフとなるため、垂直偏
波に対応した中間周波信号が中間周波信号出力部１９よ
り取り出される。
【００１５】（実施例の形態２）図２は本発明の第２の
実施例におけるマイクロ波ミキサー回路および中間周波
増幅器の回路パターン図を示すものである。
実施例におけるマイクロ波ミキサー回路および中間周波
増幅器の回路パターン図を示すものである。
【００１６】図２において、１および２は垂直および水
平の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３はローカ
ル発振器、４、５はローカル周波数を通過させるＢＰ
Ｆ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦ
ＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、１３はＦＥＴのゲー
ト及びドレインにバイアス電圧を供給するトランジス
タ、１０、１１はトランジスタのエミッタにバイアス電
圧を供給するバイアス端子、１４、１５は中間周波信号
を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波増幅器、１７及び
１８はバイアス端子１０，１１に供給するバイアス電圧
を切換えるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、
１９は中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力
するとともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から
偏波切換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）
が供給される。２０は吸収抵抗、２１及び２２は１ＧＨ
ｚ帯の中間周波信号の波長の１／４の線路長をもつＭＳ
Ｌである。以上のように構成されるマイクロ波ミキサー
回路および中間周波増幅器の動作について、以下、説明
する。まず、中間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流電
圧が供給された場合について説明する。マイクロ波信号
入力部１に入力された水平偏波に対応する１２ＧＨｚ帯
のマイクロ波信号は、ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８の
ゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ４を介し
て供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨｚ）
と混合される。ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８のゲート
にはトランジスタ１２のコレクタが、ドレインにはトラ
ンジスタ１２のエミッタがそれぞれ接続されている。ト
ランジスタ１２のエミッタには中間周波信号出力部１９
より供給される１５Ｖの直流電圧に対応したＨＩＧＨ電
位の電圧がコンパレータ１８よりバイアス端子１０を介
して印加されることにより、トランジスタ１２はオン状
態となり、ＦＥＴ８はトランジスタ１２から定電圧定電
流の安定したバイアスの供給を受け良好な変換利得で１
ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換されＬＰＦ１４を通過
後、中間周波増幅器１６へと導かれる。一方、マイクロ
波信号入力部２に入力された垂直偏波に対応する１２Ｇ
Ｈｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ７に接続されたＦＥＴ
のゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ５を介
して供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨ
ｚ）と混合されるが、トランジスタ１３のエミッタには
コンパレータ１７よりバイアス端子１１を介してＬＯＷ
電位の電圧が供給されるためトランジスタ１３はオフ状
態となり、ＦＥＴ９へのバイアスが供給されないため周
波数変換は行われない。ＭＳＬ２１とＭＳＬ２２は吸収
抵抗２０とともにウィルキンソン型のディバイダを構成
しており、各々の線路間のアイソレーションを確保して
いる。従って、中間周波増幅器１６の入力側にはマイク
ロ波信号入力部１に入力された水平偏波に対応した１Ｇ
Ｈｚ帯の中間周波信号のみが現れ、中間周波増幅器１６
で所望のレベルまで増幅された後、中間周波信号出力部
１９より取り出される。同様に、中間周波信号出力部１
９より１１Ｖの直流電圧が供給される場合には、ＦＥＴ
９のバイアス電流がオンになると同時にＦＥＴ８のバイ
アス電流がオフとなるため、垂直偏波に対応した中間周
波信号が中間周波信号出力部１９より取り出される。
平の偏波に対応したマイクロ波信号入力部、３はローカ
ル発振器、４、５はローカル周波数を通過させるＢＰ
Ｆ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦ
ＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、１３はＦＥＴのゲー
ト及びドレインにバイアス電圧を供給するトランジス
タ、１０、１１はトランジスタのエミッタにバイアス電
圧を供給するバイアス端子、１４、１５は中間周波信号
を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波増幅器、１７及び
１８はバイアス端子１０，１１に供給するバイアス電圧
を切換えるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、
１９は中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力
するとともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から
偏波切換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）
が供給される。２０は吸収抵抗、２１及び２２は１ＧＨ
ｚ帯の中間周波信号の波長の１／４の線路長をもつＭＳ
Ｌである。以上のように構成されるマイクロ波ミキサー
回路および中間周波増幅器の動作について、以下、説明
する。まず、中間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流電
圧が供給された場合について説明する。マイクロ波信号
入力部１に入力された水平偏波に対応する１２ＧＨｚ帯
のマイクロ波信号は、ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８の
ゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ４を介し
て供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨｚ）
と混合される。ＭＳＬ６に接続されたＦＥＴ８のゲート
にはトランジスタ１２のコレクタが、ドレインにはトラ
ンジスタ１２のエミッタがそれぞれ接続されている。ト
ランジスタ１２のエミッタには中間周波信号出力部１９
より供給される１５Ｖの直流電圧に対応したＨＩＧＨ電
位の電圧がコンパレータ１８よりバイアス端子１０を介
して印加されることにより、トランジスタ１２はオン状
態となり、ＦＥＴ８はトランジスタ１２から定電圧定電
流の安定したバイアスの供給を受け良好な変換利得で１
ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換されＬＰＦ１４を通過
後、中間周波増幅器１６へと導かれる。一方、マイクロ
波信号入力部２に入力された垂直偏波に対応する１２Ｇ
Ｈｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ７に接続されたＦＥＴ
のゲートに導かれ、ローカル発振器３よりＢＰＦ５を介
して供給される局部発振周波数（例えば１１．２ＧＨ
ｚ）と混合されるが、トランジスタ１３のエミッタには
コンパレータ１７よりバイアス端子１１を介してＬＯＷ
電位の電圧が供給されるためトランジスタ１３はオフ状
態となり、ＦＥＴ９へのバイアスが供給されないため周
波数変換は行われない。ＭＳＬ２１とＭＳＬ２２は吸収
抵抗２０とともにウィルキンソン型のディバイダを構成
しており、各々の線路間のアイソレーションを確保して
いる。従って、中間周波増幅器１６の入力側にはマイク
ロ波信号入力部１に入力された水平偏波に対応した１Ｇ
Ｈｚ帯の中間周波信号のみが現れ、中間周波増幅器１６
で所望のレベルまで増幅された後、中間周波信号出力部
１９より取り出される。同様に、中間周波信号出力部１
９より１１Ｖの直流電圧が供給される場合には、ＦＥＴ
９のバイアス電流がオンになると同時にＦＥＴ８のバイ
アス電流がオフとなるため、垂直偏波に対応した中間周
波信号が中間周波信号出力部１９より取り出される。
【００１７】（実施例の形態３）図３は本発明の第３の
実施例におけるダウンコンバータの回路パターン図を示
すものである。
実施例におけるダウンコンバータの回路パターン図を示
すものである。
【００１８】図３において、２３および２４は垂直およ
び水平の偏波面にて衛星より放射される１２ＧＨｚ帯の
マイクロ波信号をマイクロストリップラインを伝搬する
準ＴＥＭ波に変換するプローブ、２５、２６および２
７、２８はＨＥＭＴ等の低雑音素子にて構成される低雑
音増幅器、３はローカル発振器、４、５はローカル周波
数を通過させるＢＰＦ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波
数変換用のＧaＡsＦＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、
１３はＦＥＴのゲート及びドレインにバイアス電圧を供
給するトランジスタ、１０，１１はトランジスタのエミ
ッタにバイアス電圧を供給するバイアス端子、１４、１
５は中間周波信号を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波
増幅器、１７および１８はバイアス端子１０，１１に供
給するバイアス電流をオン・オフさせるバイアス切換回
路を構成するコンパレータ、１９は中間周波信号出力部
であり、中間周波信号を出力するとともに、外部（例え
ば衛星受信用チューナ）から偏波切換制御信号（例えば
１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）が供給される。２０は吸収
抵抗、２１，２２は１ＧＨｚ帯の中間周波信号の波長の
１／４の線路長をもつＭＳＬである。
び水平の偏波面にて衛星より放射される１２ＧＨｚ帯の
マイクロ波信号をマイクロストリップラインを伝搬する
準ＴＥＭ波に変換するプローブ、２５、２６および２
７、２８はＨＥＭＴ等の低雑音素子にて構成される低雑
音増幅器、３はローカル発振器、４、５はローカル周波
数を通過させるＢＰＦ、６、７はＭＳＬ、８、９は周波
数変換用のＧaＡsＦＥＴ（以下ＦＥＴと略す）、１２、
１３はＦＥＴのゲート及びドレインにバイアス電圧を供
給するトランジスタ、１０，１１はトランジスタのエミ
ッタにバイアス電圧を供給するバイアス端子、１４、１
５は中間周波信号を通過させるＬＰＦ、１６は中間周波
増幅器、１７および１８はバイアス端子１０，１１に供
給するバイアス電流をオン・オフさせるバイアス切換回
路を構成するコンパレータ、１９は中間周波信号出力部
であり、中間周波信号を出力するとともに、外部（例え
ば衛星受信用チューナ）から偏波切換制御信号（例えば
１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）が供給される。２０は吸収
抵抗、２１，２２は１ＧＨｚ帯の中間周波信号の波長の
１／４の線路長をもつＭＳＬである。
【００１９】以上のように構成されたダウンコンバータ
の動作について、以下に説明する。まず、中間周波信号
出力部１９に１５Ｖの直流電圧が供給された場合につい
て説明する。衛星より放射された水平偏波のマイクロ波
信号は、プローブ２３によってマイクロストリップライ
ンを伝搬する準ＴＥＭ波に変換され低雑音増幅器２５お
よび２６によって低雑音増幅されたのち、ローカル発振
器３よりＢＰＦ４を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合される。ＭＳＬ６に接
続されたＦＥＴ８のゲートにはトランジスタ１２のコレ
クタが、ドレインにはトランジスタ１２のエミッタがそ
れぞれ接続されている。トランジスタ１２のエミッタに
は中間周波信号出力部１９より供給される１５Ｖの直流
電圧に対応したＨＩＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８
よりバイアス端子１０を介して印加されることにより、
トランジスタ１２はオン状態となり、ＦＥＴ８はトラン
ジスタ１２から定電圧定電流の安定したバイアスの供給
を受け良好な変換利得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変
換されＬＰＦ１４を通過後、中間周波増幅器１６へと導
かれる。一方、マイクロ波信号入力部２に入力された垂
直偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳ
Ｌ７に接続されたＦＥＴのゲートに導かれ、ローカル発
振器３よりＢＰＦ５を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合されるが、トランジス
タ１３のエミッタにはコンパレータ１７よりバイアス端
子１１を介してＬＯＷ電位の電圧が供給されるためトラ
ンジスタ１３はオフ状態となり、ＦＥＴ９へのバイアス
が供給されないため周波数変換は行われない。ＭＳＬ２
１とＭＳＬ２２は吸収抵抗２０とともにウィルキンソン
型のディバイダを構成しており、各々の線路間のアイソ
レーションを確保している。従って、中間周波増幅器１
６の入力側にはプローブ２３に入力された水平偏波に対
応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、中間周波
増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、中間周波
信号出力部１９より取り出される。同様に、中間周波信
号出力部１９より１１Ｖの直流電圧が供給される場合に
は、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同時にＦＥ
Ｔ８のバイアス電流がオフとなるため、垂直偏波に対応
した中間周波信号が中間周波信号出力部１９より取り出
される。
の動作について、以下に説明する。まず、中間周波信号
出力部１９に１５Ｖの直流電圧が供給された場合につい
て説明する。衛星より放射された水平偏波のマイクロ波
信号は、プローブ２３によってマイクロストリップライ
ンを伝搬する準ＴＥＭ波に変換され低雑音増幅器２５お
よび２６によって低雑音増幅されたのち、ローカル発振
器３よりＢＰＦ４を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合される。ＭＳＬ６に接
続されたＦＥＴ８のゲートにはトランジスタ１２のコレ
クタが、ドレインにはトランジスタ１２のエミッタがそ
れぞれ接続されている。トランジスタ１２のエミッタに
は中間周波信号出力部１９より供給される１５Ｖの直流
電圧に対応したＨＩＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８
よりバイアス端子１０を介して印加されることにより、
トランジスタ１２はオン状態となり、ＦＥＴ８はトラン
ジスタ１２から定電圧定電流の安定したバイアスの供給
を受け良好な変換利得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変
換されＬＰＦ１４を通過後、中間周波増幅器１６へと導
かれる。一方、マイクロ波信号入力部２に入力された垂
直偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳ
Ｌ７に接続されたＦＥＴのゲートに導かれ、ローカル発
振器３よりＢＰＦ５を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合されるが、トランジス
タ１３のエミッタにはコンパレータ１７よりバイアス端
子１１を介してＬＯＷ電位の電圧が供給されるためトラ
ンジスタ１３はオフ状態となり、ＦＥＴ９へのバイアス
が供給されないため周波数変換は行われない。ＭＳＬ２
１とＭＳＬ２２は吸収抵抗２０とともにウィルキンソン
型のディバイダを構成しており、各々の線路間のアイソ
レーションを確保している。従って、中間周波増幅器１
６の入力側にはプローブ２３に入力された水平偏波に対
応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、中間周波
増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、中間周波
信号出力部１９より取り出される。同様に、中間周波信
号出力部１９より１１Ｖの直流電圧が供給される場合に
は、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同時にＦＥ
Ｔ８のバイアス電流がオフとなるため、垂直偏波に対応
した中間周波信号が中間周波信号出力部１９より取り出
される。
【００２０】（実施例の形態４）図４は本発明の第４の
実施例における多衛星受信ダウンコンバータの回路パタ
ーン図を示すものである。
実施例における多衛星受信ダウンコンバータの回路パタ
ーン図を示すものである。
【００２１】図４において、３６および３７は２つの異
なる衛星に対応した導波管入力部、２３，２４及び３
０，３１は垂直および水平の偏波面にて衛星より放射さ
れる１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号をマイクロストリッ
プラインを伝搬する準ＴＥＭ波に変換するプローブ、２
５、２６および２７、２８はＨＥＭＴ等の低雑音素子に
て構成される低雑音増幅器、３はローカル発振器、４、
５はローカル周波数を通過させるＢＰＦ、６、７はＭＳ
Ｌ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦＥＴ（以下ＦＥＴ
と略す）、１２、１３はＦＥＴのゲート及びドレインに
バイアス電圧を供給するトランジスタ、１０，１１はト
ランジスタのエミッタにバイアス電圧を供給するバイア
ス端子、１４、１５は中間周波信号を通過させるＬＰ
Ｆ、１６は中間周波増幅器、１７および１８はバイアス
端子１０，１１に供給するバイアス電流をオン・オフさ
せるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、１９は
中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力すると
ともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から偏波切
換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）が供給
される。２０は吸収抵抗、２１，２２は１ＧＨｚ帯の中
間周波信号の波長の１／４の線路長をもつＭＳＬであ
る。３５は偏波切換制御信号によって、低雑音増幅器２
５，２９及び２７，２８のオン、オフを制御する偏波切
換制御回路、３３，３４はＭＳＬ、３８は中間周波信号
出力部１９に外部から供給される衛星切換信号（例えば
３２ｋＨｚ〜５３ｋＨｚのパルス信号）を取り出し増幅
するバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと略す）、３９は
ＢＰＦからのパルス信号を検波し、ＤＣ電圧に変換する
検波回路である。
なる衛星に対応した導波管入力部、２３，２４及び３
０，３１は垂直および水平の偏波面にて衛星より放射さ
れる１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号をマイクロストリッ
プラインを伝搬する準ＴＥＭ波に変換するプローブ、２
５、２６および２７、２８はＨＥＭＴ等の低雑音素子に
て構成される低雑音増幅器、３はローカル発振器、４、
５はローカル周波数を通過させるＢＰＦ、６、７はＭＳ
Ｌ、８、９は周波数変換用のＧaＡsＦＥＴ（以下ＦＥＴ
と略す）、１２、１３はＦＥＴのゲート及びドレインに
バイアス電圧を供給するトランジスタ、１０，１１はト
ランジスタのエミッタにバイアス電圧を供給するバイア
ス端子、１４、１５は中間周波信号を通過させるＬＰ
Ｆ、１６は中間周波増幅器、１７および１８はバイアス
端子１０，１１に供給するバイアス電流をオン・オフさ
せるバイアス切換回路を構成するコンパレータ、１９は
中間周波信号出力部であり、中間周波信号を出力すると
ともに、外部（例えば衛星受信用チューナ）から偏波切
換制御信号（例えば１１Ｖ、１５Ｖの直流電圧）が供給
される。２０は吸収抵抗、２１，２２は１ＧＨｚ帯の中
間周波信号の波長の１／４の線路長をもつＭＳＬであ
る。３５は偏波切換制御信号によって、低雑音増幅器２
５，２９及び２７，２８のオン、オフを制御する偏波切
換制御回路、３３，３４はＭＳＬ、３８は中間周波信号
出力部１９に外部から供給される衛星切換信号（例えば
３２ｋＨｚ〜５３ｋＨｚのパルス信号）を取り出し増幅
するバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと略す）、３９は
ＢＰＦからのパルス信号を検波し、ＤＣ電圧に変換する
検波回路である。
【００２２】以上のように構成された多衛星受信ダウン
コンバータの動作について、以下に説明する。まず、中
間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流電圧が供給され、
且つ導波管入力部３６に対応する衛星を受信する場合に
ついて説明する。２つの異なる衛星より放射された水平
偏波のマイクロ波信号は、それぞれ導波管入力部３６及
び３７の内部に位置するプローブ２３及び３１によって
マイクロストリップラインを伝搬する準ＴＥＭ波に変換
され外部から中間周波信号出力部１９に供給される１５
Ｖの偏波切換信号により偏波切換制御回路３５によって
選択された低雑音増幅器２５および２９によって低雑音
増幅されたのち、ＭＳＬ３３及びＭっＳＬ３４を通過
し、さらに低雑音増幅器２６，３０にて増幅され、ＭＳ
Ｌ６に接続されたＦＥＴ８のゲートに導かれ、ローカル
発振器３よりＢＰＦ４を介して供給される局部発振周波
数（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合される。ＭＳＬ６に
接続されたＦＥＴ８のゲートにはトランジスタ１２のコ
レクタが、ドレインにはトランジスタ１２のエミッタが
それぞれ接続されている。中間周波信号出力部１９より
供給される１５Ｖの直流電圧に重畳された衛星切換信号
（例えば３２ｋＨｚ〜５３ｋＨｚのパルス信号）はＢＰ
Ｆ３８によって抜き取られると同時に増幅された後、検
波回路３９にて直流電圧に変換されコンパレータ１８へ
と送られる。その結果トランジスタ１２のエミッタには
中間周波信号出力部１９より供給される１５Ｖの直流電
圧に対応したＨＩＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８よ
りバイアス端子１０を介して印加されることにより、ト
ランジスタ１２はオン状態となり、ＦＥＴ８はトランジ
スタ１２から定電圧定電流の安定したバイアスの供給を
受け良好な変換利得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換
されＬＰＦ１４を通過後、中間周波増幅器１６へと導か
れる。一方、マイクロ波信号入力部２に入力された垂直
偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ
７に接続されたＦＥＴのゲートに導かれ、ローカル発振
器３よりＢＰＦ５を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合されるが、トランジス
タ１３のエミッタにはコンパレータ１７よりバイアス端
子１１を介してＬＯＷ電位の電圧が供給されるためトラ
ンジスタ１３はオフ状態となり、ＦＥＴ９へのバイアス
が供給されないため周波数変換は行われない。ＭＳＬ２
１とＭＳＬ２２は吸収抵抗２０とともにウィルキンソン
型のディバイダを構成しており、各々の線路間のアイソ
レーションを確保している。従って、中間周波増幅器１
６の入力側には導波管入力部３６に対応した衛星の水平
偏波に対応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、
中間周波増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、
中間周波信号出力部１９より取り出される。同様に、中
間周波信号出力部１９に衛星切換信号が供給されない場
合には、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同時に
ＦＥＴ８のバイアス電流がオフとなるため、導波管入力
部３７に対応した中間周波信号が中間周波信号出力部１
９より取り出される。
コンバータの動作について、以下に説明する。まず、中
間周波信号出力部１９に１５Ｖの直流電圧が供給され、
且つ導波管入力部３６に対応する衛星を受信する場合に
ついて説明する。２つの異なる衛星より放射された水平
偏波のマイクロ波信号は、それぞれ導波管入力部３６及
び３７の内部に位置するプローブ２３及び３１によって
マイクロストリップラインを伝搬する準ＴＥＭ波に変換
され外部から中間周波信号出力部１９に供給される１５
Ｖの偏波切換信号により偏波切換制御回路３５によって
選択された低雑音増幅器２５および２９によって低雑音
増幅されたのち、ＭＳＬ３３及びＭっＳＬ３４を通過
し、さらに低雑音増幅器２６，３０にて増幅され、ＭＳ
Ｌ６に接続されたＦＥＴ８のゲートに導かれ、ローカル
発振器３よりＢＰＦ４を介して供給される局部発振周波
数（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合される。ＭＳＬ６に
接続されたＦＥＴ８のゲートにはトランジスタ１２のコ
レクタが、ドレインにはトランジスタ１２のエミッタが
それぞれ接続されている。中間周波信号出力部１９より
供給される１５Ｖの直流電圧に重畳された衛星切換信号
（例えば３２ｋＨｚ〜５３ｋＨｚのパルス信号）はＢＰ
Ｆ３８によって抜き取られると同時に増幅された後、検
波回路３９にて直流電圧に変換されコンパレータ１８へ
と送られる。その結果トランジスタ１２のエミッタには
中間周波信号出力部１９より供給される１５Ｖの直流電
圧に対応したＨＩＧＨ電位の電圧がコンパレータ１８よ
りバイアス端子１０を介して印加されることにより、ト
ランジスタ１２はオン状態となり、ＦＥＴ８はトランジ
スタ１２から定電圧定電流の安定したバイアスの供給を
受け良好な変換利得で１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換
されＬＰＦ１４を通過後、中間周波増幅器１６へと導か
れる。一方、マイクロ波信号入力部２に入力された垂直
偏波に対応する１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号はＭＳＬ
７に接続されたＦＥＴのゲートに導かれ、ローカル発振
器３よりＢＰＦ５を介して供給される局部発振周波数
（例えば１１．２ＧＨｚ）と混合されるが、トランジス
タ１３のエミッタにはコンパレータ１７よりバイアス端
子１１を介してＬＯＷ電位の電圧が供給されるためトラ
ンジスタ１３はオフ状態となり、ＦＥＴ９へのバイアス
が供給されないため周波数変換は行われない。ＭＳＬ２
１とＭＳＬ２２は吸収抵抗２０とともにウィルキンソン
型のディバイダを構成しており、各々の線路間のアイソ
レーションを確保している。従って、中間周波増幅器１
６の入力側には導波管入力部３６に対応した衛星の水平
偏波に対応した１ＧＨｚ帯の中間周波信号のみが現れ、
中間周波増幅器１６で所望のレベルまで増幅された後、
中間周波信号出力部１９より取り出される。同様に、中
間周波信号出力部１９に衛星切換信号が供給されない場
合には、ＦＥＴ９のバイアス電流がオンになると同時に
ＦＥＴ８のバイアス電流がオフとなるため、導波管入力
部３７に対応した中間周波信号が中間周波信号出力部１
９より取り出される。
【００２３】
【発明の効果】以上のように本発明は、周波数変換用Ｆ
ＥＴのゲートにバイアスを供給するバイアス端子と、バ
イアス端子に供給するバイアス電圧を制御する簡単な構
成のバイアス切換回路を付加することにより、入力され
る複数のマイクロ波信号から希望する信号を選択し中間
周波信号に変換することができる安価で小型のマイクロ
波ミキサーとダウンコンバータを実現するものである。
ＥＴのゲートにバイアスを供給するバイアス端子と、バ
イアス端子に供給するバイアス電圧を制御する簡単な構
成のバイアス切換回路を付加することにより、入力され
る複数のマイクロ波信号から希望する信号を選択し中間
周波信号に変換することができる安価で小型のマイクロ
波ミキサーとダウンコンバータを実現するものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるマイクロ波ミキ
サー回路の回路パターン図
サー回路の回路パターン図
【図２】本発明の第２の実施例におけるマイクロ波ミキ
サー回路の回路パターン図
サー回路の回路パターン図
【図３】本発明の第３の実施例におけるダウンコンバー
タの回路パターン図
タの回路パターン図
【図４】本発明の第４の実施例における多衛星受信ダウ
ンコンバータの回路パターン図
ンコンバータの回路パターン図
【図５】従来のマイクロ波ミキサー回路の回路パターン
図
図
１、２ マイクロ波信号入力部 ３ ローカル発振器 ４、５、３８ ＢＰＦ ６、７、２１，２２，３３，３４ ＭＳＬ ８、９ ＧａＡｓＦＥＴ １０、１１ バイアス端子 １２、１３ トランジスタ １４，１５ ＬＰＦ １６ 中間周波増幅器 １７，１８ コンパレータ １９ 中間周波信号出力部 ２０ 吸収抵抗 ２３，２４、３１，３２ プローブ ２５，２６、２７、２８、２９、３０ 低雑音増幅器 ３５ 偏波切換制御回路 ３６，３７ 導波管入力部 ３９ 検波回路
Claims (4)
- 【請求項１】 誘電体基板上にマイクロストリップライ
ンにて形成される複数のマイクロ波信号入力部と、その
各々の終端部にゲートを接続しソースを接地するＦＥＴ
と、上記ＦＥＴのゲートにコレクタを接続しドレインに
エミッタを接続するトランジスタと該トランジスタのエ
ミッタにバイアス電圧を供給するバイアス端子と、バイ
アス端子に供給するバイアス電圧を制御するバイアス切
換回路と、各々のＦＥＴのドレインを接続することによ
って成る共通の中間周波信号出力部を具備するマイクロ
波ミキサー回路。 - 【請求項２】 各々のＦＥＴのドレインと中間周波信号
出力部との間にウイルキンソン型のディバイダを備えた
請求項１記載のマイクロ波ミキサー回路。 - 【請求項３】 １２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ
波に変換するプローブと、複数の低雑音増幅器と、複数
のマイクロストリップラインと、該マイクロストリップ
ラインの各々の終端部にゲートを接続しソースを接地す
るＦＥＴと、上記ＦＥＴのゲートにコレクタを接続しド
レインにエミッタを接続するトランジスタと該トランジ
スタのエミッタにバイアス電圧を供給するバイアス端子
と、バイアス端子に供給するバイアス電圧を制御するバ
イアス切換回路と、前記各々のＦＥＴのドレインを接続
して中間周波信号を得る共通の中間周波信号出力部を具
備するダウンコンバータ。 - 【請求項４】 ２つの異なる衛星に対応した２つの導波
管入力部と、１２ＧＨｚ帯のマイクロ波信号をＴＥＭ波
に変換するプローブと、複数の低雑音増幅器と、複数の
マイクロストリップラインと、該マイクロストリップラ
インの各々の終端部にゲートを接続しソースを接地する
ＦＥＴと、上記ＦＥＴのゲートにコレクタを接続しドレ
インにエミッタを接続するトランジスタと該トランジス
タのエミッタにバイアス電圧を供給するバイアス端子
と、バイアス端子に供給するバイアス電圧を外部から供
給されるＤＣ電源に重畳されたパルス信号によって制御
するバイアス切換回路と、各々のＦＥＴのドレインを接
続して中間周波信号を得る共通の中間周波信号出力部を
具備する多衛星受信ダウンコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11041188A JP2000244247A (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | マイクロ波ミキサー回路と多衛星受信ダウンコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11041188A JP2000244247A (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | マイクロ波ミキサー回路と多衛星受信ダウンコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244247A true JP2000244247A (ja) | 2000-09-08 |
Family
ID=12601453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11041188A Pending JP2000244247A (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | マイクロ波ミキサー回路と多衛星受信ダウンコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000244247A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3504227B2 (ja) | 2000-10-10 | 2004-03-08 | シャープ株式会社 | 低雑音コンバータ |
-
1999
- 1999-02-19 JP JP11041188A patent/JP2000244247A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3504227B2 (ja) | 2000-10-10 | 2004-03-08 | シャープ株式会社 | 低雑音コンバータ |
| US7058375B2 (en) | 2000-10-10 | 2006-06-06 | Sharp Kabushiki Kaisha | Low noise block down-converter having temperature characteristic compensating circuit |
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