JP2000287481A - モータの制御方法 - Google Patents
モータの制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータの制御方法において、誘起電圧波形の
高調波を除去してトルクリップルを低減する。 【解決手段】 交流電源１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直
流に変換してモータ４を駆動するインバータ回路３に供
給する一方、インバータ回路３の複数のトランジスタを
ＰＷＭ制御し、モータ４の非通電相に発生する誘起電圧
をもとにして検出した回転子の位置からモータ４の通電
を切り替える。制御回路１０は、そのインバータ回路３
をＰＷＭ制御するとともに、モータ４の通電を切り替え
る。また、誘起電圧を高調波成分算出部１０ａで取り込
んでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数から誘起
電圧に含まれている高調波を算出する。誘起電圧に含ま
れている高調波を除去するために、上記算出した高調波
成分の位相を位相補正部１０ｂで半周期ずらした補正値
を算出し、この算出した補正値をＰＷＭ発生部１０ｃで
現ＰＷＭ制御に加味してインバータ回路３の各トランジ
スタを駆動する。
高調波を除去してトルクリップルを低減する。 【解決手段】 交流電源１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直
流に変換してモータ４を駆動するインバータ回路３に供
給する一方、インバータ回路３の複数のトランジスタを
ＰＷＭ制御し、モータ４の非通電相に発生する誘起電圧
をもとにして検出した回転子の位置からモータ４の通電
を切り替える。制御回路１０は、そのインバータ回路３
をＰＷＭ制御するとともに、モータ４の通電を切り替え
る。また、誘起電圧を高調波成分算出部１０ａで取り込
んでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数から誘起
電圧に含まれている高調波を算出する。誘起電圧に含ま
れている高調波を除去するために、上記算出した高調波
成分の位相を位相補正部１０ｂで半周期ずらした補正値
を算出し、この算出した補正値をＰＷＭ発生部１０ｃで
現ＰＷＭ制御に加味してインバータ回路３の各トランジ
スタを駆動する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機等に用
いるモータ（例えばブラシレスモータ等）の制御技術に
係り、特に詳しくは、誘起電圧波形の高調波成分を除去
し、モータのトルクリップルを低減するモータの制御方
法に関するものである。
いるモータ（例えばブラシレスモータ等）の制御技術に
係り、特に詳しくは、誘起電圧波形の高調波成分を除去
し、モータのトルクリップルを低減するモータの制御方
法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】モータをインバータ制御する場合、例え
ば図４に示す装置を必要としており、交流電源（商用電
源）１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直流に変換し、この変
換直流電源をインバータ回路３でスイッチングして三相
交流としてモータ４に供給する。インバータ回路３のス
イッチングは、後述するＰＷＭ波形により行われ、この
ＰＷＭ波形によりモータ駆動電流が決定される（言い替
えると、回転数が決まる）。
ば図４に示す装置を必要としており、交流電源（商用電
源）１をＡＣ／ＤＣ変換回路２で直流に変換し、この変
換直流電源をインバータ回路３でスイッチングして三相
交流としてモータ４に供給する。インバータ回路３のス
イッチングは、後述するＰＷＭ波形により行われ、この
ＰＷＭ波形によりモータ駆動電流が決定される（言い替
えると、回転数が決まる）。
【０００３】なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ
部が備えられている場合、このコンバータ部のスイッチ
ング素子をＰＷＭ波形でスイッチングし、モータ駆動電
流を決定し、あるいは、インバータ回路３のスイッチン
グも含めてモータ駆動電流を決定する方法もある。ま
た、回転子の位置を位置検出回路５で検出し、この位置
検出の信号を制御回路（マイクロコンピュータ）６に入
力し、制御回路６によってインバータ回路３のトランジ
スタを駆動してモータ４の固定子巻線電流を切り替える
（通電を切り替える）。
部が備えられている場合、このコンバータ部のスイッチ
ング素子をＰＷＭ波形でスイッチングし、モータ駆動電
流を決定し、あるいは、インバータ回路３のスイッチン
グも含めてモータ駆動電流を決定する方法もある。ま
た、回転子の位置を位置検出回路５で検出し、この位置
検出の信号を制御回路（マイクロコンピュータ）６に入
力し、制御回路６によってインバータ回路３のトランジ
スタを駆動してモータ４の固定子巻線電流を切り替える
（通電を切り替える）。
【０００４】この位置検出の方法としては、例えば非通
電相に誘起する誘起電圧波形からゼロクロス点を検出
し、このゼロクロス点により回転子の位置を検出する方
法がある。そのため、位置検出回路５は、電機子巻線
Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧を合成回路５ａで合成、分圧して
当該モータの仮想中性点電圧を得るとともに、この仮想
中性点電圧（つまり誘起電圧）と電圧発生回路５ｂで発
生した基準電圧とを比較回路５ｃで比較し、この比較結
果を位置検出として制御回路（マイクロコンピュータ
等）６に出力する。
電相に誘起する誘起電圧波形からゼロクロス点を検出
し、このゼロクロス点により回転子の位置を検出する方
法がある。そのため、位置検出回路５は、電機子巻線
Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧を合成回路５ａで合成、分圧して
当該モータの仮想中性点電圧を得るとともに、この仮想
中性点電圧（つまり誘起電圧）と電圧発生回路５ｂで発
生した基準電圧とを比較回路５ｃで比較し、この比較結
果を位置検出として制御回路（マイクロコンピュータ
等）６に出力する。
【０００５】上述したＰＷＭ制御方式の場合、制御回路
６は、位置検出をもとにして電機子巻線の通電を切り替
える一方、モータ駆動電流を所定値とするためのＰＷＭ
波形をＰＷＭ発生部６ａで発生し、この発生ＰＷＭ波形
の駆動信号を内部のドライバを介してインバータ回路３
に出力する。なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ
部を含んでいる場合には、そのＰＷＭ波形の信号をＡＣ
／ＤＣ変換回路２にも出力する。
６は、位置検出をもとにして電機子巻線の通電を切り替
える一方、モータ駆動電流を所定値とするためのＰＷＭ
波形をＰＷＭ発生部６ａで発生し、この発生ＰＷＭ波形
の駆動信号を内部のドライバを介してインバータ回路３
に出力する。なお、ＡＣ／ＤＣ変換回路２にコンバータ
部を含んでいる場合には、そのＰＷＭ波形の信号をＡＣ
／ＤＣ変換回路２にも出力する。
【０００６】すると、インバータ回路３の各トランジシ
タＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは所定にオン、オフさ
れ、モータ４の電機子巻線の通電が切り替えられる。ま
た、ＡＣ／ＤＣ変換回路２コンバータ部のスイッチング
が所定にオン、オフされ、モータ駆動電流が所定値とな
り、つまりモータ回転数が所定値となる。
タＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚは所定にオン、オフさ
れ、モータ４の電機子巻線の通電が切り替えられる。ま
た、ＡＣ／ＤＣ変換回路２コンバータ部のスイッチング
が所定にオン、オフされ、モータ駆動電流が所定値とな
り、つまりモータ回転数が所定値となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記モ
ータの制御方法においては、回転子の位置検出に用いる
誘起電圧に含まれる高調波成分については何等考慮され
ておらず（図５（ａ），（ｂ）参照）、この高調波成分
が要因となってトルクリップルが発生する。なお、図５
（ａ），（ｂ）は、三相四極モータで固定子として２４
スロットを用いた場合の誘起電圧波形および高調波を表
している。
ータの制御方法においては、回転子の位置検出に用いる
誘起電圧に含まれる高調波成分については何等考慮され
ておらず（図５（ａ），（ｂ）参照）、この高調波成分
が要因となってトルクリップルが発生する。なお、図５
（ａ），（ｂ）は、三相四極モータで固定子として２４
スロットを用いた場合の誘起電圧波形および高調波を表
している。
【０００８】例えば、上記高調波成分としては、永久磁
石を埋設したモータでもリラクタンストルクが発生する
場合には、固定子のスロットとリラクタンストルクの相
互作用により発生するリップル（高次高調波）がある。
この高次高調波が誘起電圧に重畳し、リラクタンストル
クの脈動成分であるリップルを含んだ誘起電圧が発生す
るため（図６（ａ）参照）、回転子の位置検出が適切で
なくなり、モータ４の通電切り替えが最適に行われな
い。そして、これがトルクリップルの発生につながる。
石を埋設したモータでもリラクタンストルクが発生する
場合には、固定子のスロットとリラクタンストルクの相
互作用により発生するリップル（高次高調波）がある。
この高次高調波が誘起電圧に重畳し、リラクタンストル
クの脈動成分であるリップルを含んだ誘起電圧が発生す
るため（図６（ａ）参照）、回転子の位置検出が適切で
なくなり、モータ４の通電切り替えが最適に行われな
い。そして、これがトルクリップルの発生につながる。
【０００９】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、誘起電圧に重畳されるリップル（高
調波成分）を除去し、モータのトルクリップルを低減す
ることができるようにしたモータの制御方法を提供する
ことにある。
あり、その目的は、誘起電圧に重畳されるリップル（高
調波成分）を除去し、モータのトルクリップルを低減す
ることができるようにしたモータの制御方法を提供する
ことにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流に
変換してモータを駆動するためのインバータ手段に供給
し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御
する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波
形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をも
とにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方
法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級
数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧
波形の高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位
相を所定値ずらして補正値とし、該補正値を前記ＰＷＭ
制御に加味して前記インバータ手段のスイッチング素子
を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するよ
うにしたことを特徴としている。
に、本発明は、交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流に
変換してモータを駆動するためのインバータ手段に供給
し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御
する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波
形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をも
とにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方
法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級
数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧
波形の高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位
相を所定値ずらして補正値とし、該補正値を前記ＰＷＭ
制御に加味して前記インバータ手段のスイッチング素子
を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するよ
うにしたことを特徴としている。
【００１１】本発明は交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で
直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／Ｄ
Ｃ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定
電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供
給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制
御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子を
ＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する
誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位
置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモー
タの制御方法であって、前記誘起電圧波形を取り込んで
フーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前
記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、
該算出した高調波成分の位相を所定値ずらして補正値と
し、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチ
ング素子のＰＷＭ制御に加味して同スイッチング素子を
駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するよう
にしたことを特徴としている。
直流電圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／Ｄ
Ｃ変換手段に含まれているコンバータ手段によって所定
電圧としてモータを駆動するためのインバータ手段に供
給し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制
御し、かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子を
ＰＷＭ制御する一方、前記モータの非通電相に発生する
誘起電圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位
置検出をもとにして前記モータの通電を切り替えるモー
タの制御方法であって、前記誘起電圧波形を取り込んで
フーリエ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前
記誘起電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、
該算出した高調波成分の位相を所定値ずらして補正値と
し、該算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチ
ング素子のＰＷＭ制御に加味して同スイッチング素子を
駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するよう
にしたことを特徴としている。
【００１２】前記補正値を前記インバータ手段のスイッ
チング素子のＰＷＭ制御にも加味して同スイッチング素
子を駆動すると好ましい。これにより、誘起電圧波形に
含まれる高調波成分が適切に除去され、トルクリップル
の十分な低減が図れる。
チング素子のＰＷＭ制御にも加味して同スイッチング素
子を駆動すると好ましい。これにより、誘起電圧波形に
含まれる高調波成分が適切に除去され、トルクリップル
の十分な低減が図れる。
【００１３】前記モータを空気調和機に搭載し、少なく
とも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるとよい。ト
ルクリップルを低減したモータを用いることにより、空
気調和機の運転効率の向上、省電力の向上が図れる。
とも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるとよい。ト
ルクリップルを低減したモータを用いることにより、空
気調和機の運転効率の向上、省電力の向上が図れる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、
図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略す
る。また、図３（ａ），（ｃ）は図５（ａ），（ｂ）に
対応している。
ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、
図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略す
る。また、図３（ａ），（ｃ）は図５（ａ），（ｂ）に
対応している。
【００１５】図１において、このモータの制御方法が適
用される制御装置は、誘起電圧波形（仮想中性点電圧波
形）をフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する高
調波成分算出部１０ａと、誘起電圧波形の高調波成分を
除去するためにその算出高調波成分の位相を所定値ずら
して補正値とする位相補正部１０ｂと、この補正値を加
味してＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部１０ｃとを有
する制御回路（マイクロコンピュータ等）１０を備えて
いる。なお、制御回路１０は、図４に示す制御回路６の
機能も有し、ＰＷＭ発生部１０ｃは図４に示すＰＷＭ発
生部６ａの機能も有している。
用される制御装置は、誘起電圧波形（仮想中性点電圧波
形）をフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する高
調波成分算出部１０ａと、誘起電圧波形の高調波成分を
除去するためにその算出高調波成分の位相を所定値ずら
して補正値とする位相補正部１０ｂと、この補正値を加
味してＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部１０ｃとを有
する制御回路（マイクロコンピュータ等）１０を備えて
いる。なお、制御回路１０は、図４に示す制御回路６の
機能も有し、ＰＷＭ発生部１０ｃは図４に示すＰＷＭ発
生部６ａの機能も有している。
【００１６】具体的に説明すると、高調波成分算出部１
０ａは、少なくとも誘起電圧波形を内部のＡ／Ｄ変換器
でＡ／Ｄ変換して回転子の１回転分（３６０度分）を取
り込み、これを内部のメモリに記憶し、この記憶したデ
ータをフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する。
つまり、誘起電圧は、回転子の回転に伴って発生し、周
期性をもっているため、フーリエ級数に展開されること
になる。
０ａは、少なくとも誘起電圧波形を内部のＡ／Ｄ変換器
でＡ／Ｄ変換して回転子の１回転分（３６０度分）を取
り込み、これを内部のメモリに記憶し、この記憶したデ
ータをフーリエ級数に展開して高調波成分を算出する。
つまり、誘起電圧は、回転子の回転に伴って発生し、周
期性をもっているため、フーリエ級数に展開されること
になる。
【００１７】位相補正部１０ｂは、高調波成分の位相を
半周期ずらし、誘起電圧波形の高調波成分を相殺するデ
ータを算出して補正値とする。ＰＷＭ発生部１０ｃは、
位相補正部１０ｂで得られた補正値を現ＰＷＭ波形に加
味して出力する（加減して出力する）。
半周期ずらし、誘起電圧波形の高調波成分を相殺するデ
ータを算出して補正値とする。ＰＷＭ発生部１０ｃは、
位相補正部１０ｂで得られた補正値を現ＰＷＭ波形に加
味して出力する（加減して出力する）。
【００１８】上記構成の制御装置の動作を図２のフロー
チャート図および図３の波形図を参照して説明する。
チャート図および図３の波形図を参照して説明する。
【００１９】まず制御回路１０はモータ４を回転制御し
ているものとする。このとき、制御回路１０の高調波成
分算出部１０ａは、誘起電圧波形をＡ／Ｄ変換して記憶
し、かつ、このＡ／Ｄ変換した誘起電圧波形のデータを
回転子の１回転分記憶する（ステップＳＴ１）。
ているものとする。このとき、制御回路１０の高調波成
分算出部１０ａは、誘起電圧波形をＡ／Ｄ変換して記憶
し、かつ、このＡ／Ｄ変換した誘起電圧波形のデータを
回転子の１回転分記憶する（ステップＳＴ１）。
【００２０】続いて、その１回転分のデータを正弦関数
系や余弦関数系のフーリエ級数に展開する。このフーリ
エ級数展開においては、誘起電圧波形の１周期（基本波
の周期）Ｔを用いる（図３参照）。
系や余弦関数系のフーリエ級数に展開する。このフーリ
エ級数展開においては、誘起電圧波形の１周期（基本波
の周期）Ｔを用いる（図３参照）。
【００２１】このフーリエ級数から基本波（図３（ｂ）
参照）を除く他の部分（つまり高調波；図３（ｃ）参
照）を算出する（ステップＳＴ２）。この場合、その算
出高調波は、三相四極で２４スロットのモータの場合主
に第１１次高調波であるが、それ以外の次数の高調波も
多少含むことになる。
参照）を除く他の部分（つまり高調波；図３（ｃ）参
照）を算出する（ステップＳＴ２）。この場合、その算
出高調波は、三相四極で２４スロットのモータの場合主
に第１１次高調波であるが、それ以外の次数の高調波も
多少含むことになる。
【００２２】続いて、上記算出した高調波成分の位相を
位相補正部１０ｂで半周期ずらし（図３（ｄ）参照）、
誘起電圧波形の高調波成分を除去するための補正値を算
出する（ステップＳＴ３）。この算出した補正値をＰＷ
Ｍ発生部１０ｃで当該ＰＷＭ波形に加味する。つまり、
モータ４を駆動するためのＰＷＭ波形を補正し（ステッ
プＳＴ４）、この補正したＰＷＭ波形のパターン出力処
理を行う（ステップＳＴ５）。
位相補正部１０ｂで半周期ずらし（図３（ｄ）参照）、
誘起電圧波形の高調波成分を除去するための補正値を算
出する（ステップＳＴ３）。この算出した補正値をＰＷ
Ｍ発生部１０ｃで当該ＰＷＭ波形に加味する。つまり、
モータ４を駆動するためのＰＷＭ波形を補正し（ステッ
プＳＴ４）、この補正したＰＷＭ波形のパターン出力処
理を行う（ステップＳＴ５）。
【００２３】このＰＷＭ波形のパターン出力処理によ
り、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗ
ａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号が
出力されるが、そのＰＷＭ信号には補正値が加味されて
おり、これが誘起電圧に含まれる高調波成分を除去する
ように作用する。
り、インバータ回路３のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗ
ａ，Ｘ，Ｙ，ＺをスイッチングするためのＰＷＭ信号が
出力されるが、そのＰＷＭ信号には補正値が加味されて
おり、これが誘起電圧に含まれる高調波成分を除去する
ように作用する。
【００２４】また、ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコ
ンバータ部のスイッチング素子をスイッチングするため
のＰＷＭ信号に補正値を加味してもよい。これにより、
ＡＣ／ＤＣ変換回路２の出力直流電圧が補正値分変化
し、これが上述同様の誘起電圧に含まれる高調波成分を
除去するように作用する。
ンバータ部のスイッチング素子をスイッチングするため
のＰＷＭ信号に補正値を加味してもよい。これにより、
ＡＣ／ＤＣ変換回路２の出力直流電圧が補正値分変化
し、これが上述同様の誘起電圧に含まれる高調波成分を
除去するように作用する。
【００２５】さらに、上記パターン出力処理において、
ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッ
チング素子をスイッチングし、かつ、インバータ回路３
のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚをスイッ
チングするためのＰＷＭ信号の両方に補正値を加味する
ようにしてもよい。この場合、上述した２つの作用が同
時に働くことになるため、誘起電圧波形に含まれる高調
波成分が適切に除去される。このように、高調波成分が
除去されることにより、モータ４のトルクリップルも低
減されることになる。
ＡＣ／ＤＣ変換回路２に含まれるコンバータ部のスイッ
チング素子をスイッチングし、かつ、インバータ回路３
のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚをスイッ
チングするためのＰＷＭ信号の両方に補正値を加味する
ようにしてもよい。この場合、上述した２つの作用が同
時に働くことになるため、誘起電圧波形に含まれる高調
波成分が適切に除去される。このように、高調波成分が
除去されることにより、モータ４のトルクリップルも低
減されることになる。
【００２６】ところで、モータ４を可変速制御する場
合、つまり、モータ４の回転数が変わる場合、その回転
数毎に図２に示すルーチンを実行し、現ＰＷＭ波形を補
正するための補正値を算出し、この補正値をＰＷＭ波形
に加味して出力パターンを得る。これにより、モータ４
の回転数が変化しても、誘起電圧波形に含まれる高調波
成分が除去され、モータ４のトルクリップルも低減され
る。
合、つまり、モータ４の回転数が変わる場合、その回転
数毎に図２に示すルーチンを実行し、現ＰＷＭ波形を補
正するための補正値を算出し、この補正値をＰＷＭ波形
に加味して出力パターンを得る。これにより、モータ４
の回転数が変化しても、誘起電圧波形に含まれる高調波
成分が除去され、モータ４のトルクリップルも低減され
る。
【００２７】また、上記制御方法を空気調和機の圧縮機
モータ等に適用すれば、トルクリップルの低減により空
気調和機の運転効率の向上、省電力の向上にも寄与する
ことになる。
モータ等に適用すれば、トルクリップルの低減により空
気調和機の運転効率の向上、省電力の向上にも寄与する
ことになる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、以下に述
べる効果を奏する。本発明は、誘起電圧波形に含まれる
高調波成分を抽出し、この高調波成分の位相をずらして
高調波成分を相殺するための補正値を得、この補正値を
モータのＰＷＭ制御に加味するようにしていることか
ら、誘起電圧波形の高調波成分を除去することになる。
したがって、この高調波成分（リップル）のカットによ
りモータのトルクリップルを低減できることから、モー
タの高効率化、省電力化の向上を図ることができるとい
う効果がある。
べる効果を奏する。本発明は、誘起電圧波形に含まれる
高調波成分を抽出し、この高調波成分の位相をずらして
高調波成分を相殺するための補正値を得、この補正値を
モータのＰＷＭ制御に加味するようにしていることか
ら、誘起電圧波形の高調波成分を除去することになる。
したがって、この高調波成分（リップル）のカットによ
りモータのトルクリップルを低減できることから、モー
タの高効率化、省電力化の向上を図ることができるとい
う効果がある。
【００２９】また、当該モータの位置検出回路を利用し
ている誘起電圧波形をフーリエ級数に展開し、このフー
リエ級数から高調波成分を抽出するが、この処理は、当
該モータの制御手段であるマイクロコンピュータで行う
ことから、新たなハードウェア回路を追加する必要もな
く、コストアップにならずに済むという効果がある。
ている誘起電圧波形をフーリエ級数に展開し、このフー
リエ級数から高調波成分を抽出するが、この処理は、当
該モータの制御手段であるマイクロコンピュータで行う
ことから、新たなハードウェア回路を追加する必要もな
く、コストアップにならずに済むという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示し、モータの制
御方法が適用される制御装置の概略的ブロック線図。
御方法が適用される制御装置の概略的ブロック線図。
【図２】図１に示す制御装置の動作を説明するための概
略的フローチャート図。
略的フローチャート図。
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明するための概
略的波形図。
略的波形図。
【図４】従来のモータの制御装置の概略的ブロック線
図。
図。
【図５】図４に示す制御装置の課題を説明するための概
略的波形図。
略的波形図。
１ 交流電源 ２ ＡＣ／ＤＣ変換回路（含コンバータ部） ３ インバータ回路 ４ モータ ５ 位置検出回路 ６，１０ 制御回路（マイクロコンピュータ） ６ａ，１０ｃ ＰＷＭ発生部 １０ａ 高調波成分算出部 １０ｂ 位相補正部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3L060 AA03 CC12 CC18 CC19 DD08 EE04 5H007 AA08 BB06 CA01 CB02 CC23 DA03 DB03 DB12 DC05 EA03 5H560 AA02 BB04 BB07 BB12 DA13 EB01 GG04 RR01 SS07 TT15 UA02 XA03 XA12
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流に
変換してモータを駆動するためのインバータ手段に供給
し、該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御
する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電圧波
形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出をも
とにして前記モータの通電を切り替えるモータの制御方
法において、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリエ級
数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起電圧
波形の高調波成分を算出し、該算出した高調波成分の位
相を所定値ずらして補正値とし、該補正値を前記ＰＷＭ
制御に加味して前記インバータ手段のスイッチング素子
を駆動し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するよ
うにしたことを特徴とするモータの制御方法。 - 【請求項２】 交流電源をＡＣ／ＤＣ変換手段で直流電
圧に変換するとともに、該直流電圧を該ＡＣ／ＤＣ変換
手段に含まれているコンバータ手段によって所定電圧と
してモータを駆動するためのインバータ手段に供給し、
該インバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、
かつ、前記コンバータ手段のスイッチング素子をＰＷＭ
制御する一方、前記モータの非通電相に発生する誘起電
圧波形をもとにして回転子の位置を検出し、該位置検出
をもとにして前記モータの通電を切り替えるモータの制
御方法であって、前記誘起電圧波形を取り込んでフーリ
エ級数に展開し、該展開したフーリエ級数から前記誘起
電圧波形の基本波を除いた高調波成分を算出し、該算出
した高調波成分の位相を所定値ずらして補正値とし、該
算出した補正値を前記コンバータ手段のスイッチング素
子のＰＷＭ制御に加味して同スイッチング素子を駆動
し、前記誘起電圧波形の高調波成分を除去するようにし
たことを特徴とするモータの制御方法。 - 【請求項３】 前記補正値を前記インバータ手段のスイ
ッチング素子のＰＷＭ制御にも加味して同スイッチング
素子を駆動するようにした請求項２に記載のモータの制
御方法。 - 【請求項４】 前記モータを空気調和機に搭載し、少な
くとも前記空気調和機の圧縮機モータに用いるようにし
た請求項１または２に記載のモータの制御方法。
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| JP4300375B2 JP4300375B2 (ja) | 2009-07-22 |
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