JP2021069187A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減する。【解決手段】交流電源から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換する電力変換装置であって、出力交流電力をモータに供給するインバータ回路と、モータの入力電力の高調波を補償する補償部２０を備える制御部５Ａと、を有する。補償部２０は、入力電力にモータの回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、高調波成分が低減するように、高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路から出力される交流電圧の位相を変化させる。【選択図】図１２

Description

本開示は、電力変換装置に関する。
モータの回転数（電気角速度）の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が、モータの誘起電圧に含まれていることがある（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１２−１６５６３４号公報
しかしながら、高調波成分がモータの誘起電圧に含まれていると、モータの入力電力にも高調波成分が発生するので、モータの入力電力に発生する高調波成分と同じ次数の高調波が、モータに電力を供給するインバータ回路の入力側に生じてしまうことがある。
本開示では、インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減可能な電力変換装置を提案する。
本開示の電力変換装置は、
交流電源から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換する電力変換装置であって、
前記出力交流電力をモータに供給するインバータ回路と、
前記モータの入力電力の高調波を補償する補償部とを備え、
前記補償部は、前記入力電力に前記モータの回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、前記高調波成分が低減するように、前記高調波成分と同じ周波数で、前記インバータ回路から出力される交流電圧の位相を変化させる。
本開示の電力変換装置によれば、前記モータの入力電力に発生する高調波成分が低減するように、前記モータの入力電力に発生する高調波成分と同じ周波数で、前記インバータ回路から出力される交流電圧の位相を変化させるので、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記補償部は、前記高調波成分と同じ周波数で変化する補償量を生成し、前記補償量に基づいて前記交流電圧の位相を前記高調波成分と同じ周波数で変化させる。
本開示の電力変換装置によれば、前記補償量に基づいて前記交流電圧の位相を前記高調波成分と同じ周波数で変化させるので、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記補償部は、前記補償量の位相を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の振幅を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記補償量の位相を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の振幅を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更すると、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記補償部は、前記補償量の振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の位相を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記補償量の振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の位相を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更すると、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記補償部は、前記補償量の位相及び振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記補償量の位相及び振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整すると、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路との間に、前記コンバータ回路と並列にコンデンサが接続され、
前記補償部は、前記コンデンサの両端の電圧から前記高調波成分を検出する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記コンデンサの両端の電圧から前記高調波成分を検出しても、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記電力変換装置は、前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
前記コンバータ回路と前記交流電源または前記インバータ回路との間にリアクトルが接続され、
前記補償部は、前記リアクトルの両端の電圧から前記高調波成分を検出する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記リアクトルの両端の電圧から前記高調波成分を検出しても、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記電力変換装置は、前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
前記コンバータ回路と前記交流電源または前記インバータ回路との間にリアクトルが接続され、
前記補償部は、前記リアクトルに流れる電流から前記高調波成分を検出する。
本開示の電力変換装置のように、前記補償部は、前記リアクトルに流れる電流から前記高調波成分を検出しても、前記インバータ回路の入力側に生じる高調波を低減できる。
本開示の電力変換装置は、
前記補償部は、前記高調波成分を検出するための信号を、前記インバータ回路の電圧ベクトルが変化しない期間に取得する。
本開示の電力変換装置によれば、前記補償部は、前記高調波成分を検出するための信号を、前記インバータ回路の電圧ベクトルが変化しない期間に取得するので、電圧ベクトルが変化する期間に取得する場合に比べて、前記高調波成分の検出精度が向上する。
インバータ回路の入力側に生じる高調波を例示するグラフである。 モータの入力電力の高調波成分を低減する第１の関連技術を説明するための図である。 電圧制御率の変化によるモータの運転領域の変化を説明するための図である。 モータの入力電力の高調波成分を低減する第２の関連技術を説明するための図である。 モータの入力電力の高調波成分を低減する本開示の技術を説明するための図である。 振幅操作量と６次の高調波成分の電力との関係を例示する図である。 位相操作量と６次の高調波成分の電力との関係を例示する図である。 本開示の技術でモータを実機で駆動したときの試験結果の一例を示す図である。 本開示の技術でモータを実機で駆動したときの試験結果の一例を示す図である。 電力変換装置の第１の構成例を示す図である。 電力変換装置の第２の構成例を示す図である。 制御部の第１の構成例を示す図である。 制御部の第２の構成例を示す図である。 制御部の第３の構成例を示す図である。
以下、実施形態を説明する。最初に、インバータ回路の入力側に生じる高調波について説明する。
モータの起磁力やギャップパーミアンスがモータの回転位置によって変化するため、モータの回転数に同期して鎖交磁束が変化し、モータの回転数（電気角速度）の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が、モータの誘起電圧に含まれていることがある。これらの高調波成分がモータの誘起電圧に含まれていると、モータの駆動周波数の６倍成分などの高調波成分が、モータの入力電力に生じる場合がある。
例えば、コンデンサレスインバータのように内部にエネルギー貯蔵要素を持たないインバータ回路を使用すると、モータの入力電力に高調波成分が生じることで、モータの入力電力に発生する高調波成分と同じ次数の高調波がインバータ回路の入力側の電力にも生じる場合がある。この高調波がインバータ回路の入力側に存在する電源に流出すると、電源側の電流に、モータの入力電力の周波数±電源電圧の周波数を有する高調波（電源高調波）が含まれることになる。そのため、モータの入力電力の高調波成分によって発生する各々の電源高調波が、電源高調波規制値以下になるように、モータの入力電力の高調波成分を低減することが求められる。図１は、電力変換回路の入力側に生じる高調波を例示するグラフであり、その横軸は、高調波の次数（電源電圧の周波数の倍数）を表す。図１は、３０次と３２次の電源高調波が、モータの入力電力に生じる高調波成分であり、電源高調波規制値を超えていることを例示している。
モータの回転数が高いほど、モータの入力電力の高調波成分によって発生する各々の電源高調波の振幅は大きくなり、電源高調波規制値を超える。そのため、インバータ回路に与える電圧指令値を直接操作することで、モータの入力電力の高調波成分を低減する技術がある。
図２は、モータの入力電力の高調波成分を低減する第１の関連技術（特開２０１０−９８９４１号公報）を説明するための図である。第１の関連技術では、インバータ回路の電圧制御率（変調率とも称される）に、モータの入力電力の高調波成分を低減する補償量を足し合わせている。しかしながら、モータの入力電力の高調波成分を低減するには、補償量が飽和しないように電圧制御率の直流成分を下げる必要がある。モータの運転領域（例えば、最高回転数）の大きさは、電圧制御率の直流成分に比例するので、補償量を増やすほど、モータの運転領域を下げざるを得ない（図３参照）。
図４は、モータの入力電力の高調波成分を低減する第２の関連技術（特開２０１２−１６５６３４号公報）を説明するための図である。第２の関連技術では、モータ電流を歪ませる補償値（ｄ軸補償電圧vd_h及びｑ軸補償電圧vq_h）を、電流制御部の出力（モータ電流を制御する指令値（ｄ軸電圧指令値vd*及びｑ軸電圧指令値vq*））に重畳して、新たな電圧指令値vd'*,vq'*を生成している。しかしながら、新たな電圧指令値vd'*,vq'*の大きさが、補償値（ｄ軸補償電圧vd_h及びｑ軸補償電圧vq_h）の重畳によって変化すると、電圧制御率も変化してしまう。このため、第１の関連技術と同様に、補償値が飽和しないように、電圧制御率の直流成分（電流制御部の出力（vd*, vq*）からなる電圧ベクトルの大きさ）を下げる必要があり、モータの運転領域を下げざるを得ない（図３参照）。
このように、第１の関連技術及び第２の関連技術では、モータの入力電力の高調波成分の低減とモータの運転領域の確保との間にトレードオフが存在する。本開示の技術によれば、モータの入力電力の高調波成分の低減とモータの運転領域の確保との両立を実現できる。
図５は、モータの入力電力の高調波成分を低減する本開示の技術を説明するための図である。本開示の技術では、モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、その高調波成分が低減するように、検出した高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路から出力される交流電圧の位相を変化させる。本開示の技術では、図５に示すように、電圧制御率を変化させずに、検出した高調波成分と同じ周波数で、電圧ベクトル全体（ｄ軸電圧とｑ軸電圧の合成ベクトル）の位相αを脈動させる操作を行う。
モータの入力電力の高調波成分と同じ周波数で位相αを操作するのは、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の軌跡を、モータの入力電力の高調波成分と同じ周波数で、同一円弧上で遷移させることと等価である。また、モータの入力電力の高調波成分と同じ周波数で位相αを操作すると、インバータ回路から出力される交流電圧には、モータの入力電力の高調波成分の周波数にモータの駆動周波数を加算した高調波成分と、モータの入力電力の高調波成分の周波数からモータの駆動周波数を減算した高調波成分とが、同じ振幅で現れる。
例えば、式１，２，３は、電圧ベクトル全体の位相αを脈動させたときのインバータ回路から出力されるｕ相交流電圧を示す。
Figure 2021069187
ｖｕはインバータ回路から出力されるｕ相交流電圧（モータのｕ相電圧）、Ｖｕはｕ相電圧の振幅、θｅはモータの回転子の回転角（電気角）、δ'はインバータ回路から出力される交流電圧の位相とモータの回転子の回転角の差（電圧位相）を表す。Ａsin（６θｅ＋Ｂ）は、モータの入力電力の高調波を補償するため、電圧位相基準値δを補償する補償量（以下、補償量Ｃとも称する）を表し、Ａは補償量Ｃの振幅、Ｂは補償量Ｃの基準位相を表す。
式１に式２を代入すると、式３が得られる。式３の第２項の振幅"−（１／２）ＡＶｕ"が、モータの入力電力の高調波成分の周波数からモータの駆動周波数を減算した高調波成分の振幅に相当する。式３の第３項の振幅"−（１／２）ＡＶｕ"が、モータの入力電力の高調波成分の周波数にモータの駆動周波数を加算した高調波成分の振幅に相当する。
式１，２，３は、電圧ベクトル全体を正弦波で脈動させる場合を例示しているが、電圧ベクトル全体を、三角波や矩形波などの他の周期波形で脈動させてもよい。
次に、インバータ回路から出力される交流電圧の位相を、モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する高調波成分と同じ周波数で変動させることで、モータの入力電力に発生する高調波成分を低減できることを理論的に導出する。例として、永久磁石式の同期モータを取り上げるが、他の種類のモータであっても適用できる。また、説明では、モータの駆動周波数の６倍の高調波成分を低減する場合を例示するが、駆動周波数の１２倍や１８倍などの高次の高調波成分も低減できる。
永久磁石式の同期モータの電圧方程式は、式４，５で表される。
Figure 2021069187
ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｒａはモータの電機子の巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ωｅはモータの電気角速度、ｓは時間微分の演算子、φｄはｄ軸磁束、φｑはｑ軸磁束、Ｋｑ６はｑ軸磁束の振幅、Ｋｄ６はｄ軸磁束の振幅、Λａは永久磁石の磁束を表す。
永久磁石式の同期モータでは、高回転数ほど電源高調波の影響が顕著になるので、高回転数ほど電機子の巻線抵抗Ｒａの影響を無視できる。よって、説明の簡単化のため、式４を式６に変形する。
Figure 2021069187
交流電圧の位相を正弦波状に脈動させるため、ｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑとを式７，８のように定義する。Ｖａはｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑの振幅を表す。式８を式７に代入して整理すると、式９が得られる。
Figure 2021069187
式６，９からなる連立方程式において、電流について解くと、式１０が得られる。
Figure 2021069187
モータの入力電力Ｐｉｎを求めると、式１１が得られる。
Figure 2021069187
式１１で表される入力電力Ｐｉｎのうち、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６は、式１２に変形可能である（１２次の高調波成分の電力は微小なので、無視する）。
Figure 2021069187
図６は、式１２において、基準位相Ｂを固定したときの、振幅Ａと６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６との関係を例示する図である。図７は、式１２において、振幅Ａを固定したときの、基準位相Ｂと６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６との関係を例示する図である。図６，７によれば、補償量Ｃにおける振幅Ａ及び基準位相Ｂの各々について、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６を零に近づける最適値が存在することがわかる。よって、補償量Ｃにおける振幅Ａと基準位相Ｂの各々を、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６を零に近づける最適値に調整することで、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６を低減できる。
式１２において、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６が零になる条件を求めると、式１３のように、式１２の第１項の余弦成分の振幅を零とし、且つ、式１２の第２項の正弦成分の振幅を零とする。振幅Ａ及び基準位相Ｂについて式１３，１４で表される連立方程式を解くと、式１５が得られる。
Figure 2021069187
このように、本開示の技術では、振幅Ａと基準位相Ｂの各々を、式１５で表される適切な値に調整することで、６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６を零にすることもできる。しかしながら、本開示の技術は、モータの入力電力にモータの回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、その高調波が低減するように、振幅Ａと基準位相Ｂとのうち少なくとも一方を、検出した高調波成分に応じて、山登り法等を用いて調整してもよい。
モータの入力電力の６次の高調波成分を零にする操作量では、回転座標におけるモータ電流の６次成分は零にならない。回転座標におけるモータ電流の６次成分の振幅と位相との少なくとも一方を変化させ、ｄ軸に関する入力電力の６次成分とｑ軸に関する入力電力とが逆位相になるように調整することで、モータの入力電力の６次成分を零にできる。
次に、本開示の技術が適用される電力変換装置の構成例について説明する。
図１０は、本開示の技術が適用される電力変換装置の第１の構成例を示すブロック図である。図１０に示す電力変換装置１Ａは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、三相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
モータ７は、例えば、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ７は、４極６スロットや６極９スロットなどの集中巻モータである。このモータ７では、誘起電圧の高調波成分として、基本波の５，７次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪み（基本波の５，７次の高調波成分）を起因とする高次（例えば、６次）の高調波成分は、交流電源６の電源電流や直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃにも現れる。
コンバータ回路２は、交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に変換する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、６つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたコンデンサ３ａを備えている。コンデンサ３ａは、コンバータ回路２の出力部に並列接続され、コンデンサ３ａの両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）がインバータ回路４の入力ノードに入力される。コンデンサ３ａの更なる説明については後述する。
直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたリアクトル８を備えている。リアクトル８は、コンバータ回路２の出力部とインバータ回路４の入力部との間の直流母線に直列に挿入されている。
インバータ回路４は、入力ノードが直流リンク部３のコンデンサ３ａに並列に接続され、直流リンク部３の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ７に供給する。本実施形態のインバータ回路４は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路４は、三相交流をモータ７に出力するので、６個のスイッチング素子を備えている。詳しくは、インバータ回路４は、互いに並列接続された３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との中点が、それぞれモータ７の各相のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。インバータ回路４は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部３から入力された直流リンク電圧ｖｄｃをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ７へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部５が行う。
制御部５は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、その高調波成分が低減するように、検出した高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変化させる。制御部５は、交流電圧の位相がこのように変化するように、インバータ回路４におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。
図１１は、本開示の技術が適用される電力変換装置の第２の構成例を示す図である。第１の構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図１１に示す電力変換装置１Ｂは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、単相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
コンバータ回路２は、リアクトル８を介して交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に整流（変換）する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、４つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
リアクトル８は、交流電源６とコンバータ回路２との間に接続されており、より具体的には、交流電源６の交流出力側とコンバータ回路２の交流入力側との間に直列に挿入されている。
図１０，１１において、コンデンサ３ａの容量値は、コンバータ回路２の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路４のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数ｆｃに応じた電圧変動）を抑制できるように、設定されている。具体的には、コンデンサ３ａは、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路２の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十〜数百μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。
コンデンサ３ａの容量値はこのように小さいので、直流リンク部３においてコンバータ回路２の出力がほとんど平滑化されず、その結果、交流電源６の電源電圧ｖｉｎの周波数に応じた脈動成分が直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）に残留することになる。例えば、直流リンク電圧ｖｄｃは、図１０の三相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の６倍の周波数の脈動成分を有し、図１１の単相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の２倍の周波数の脈動成分を有する。
また、電力変換装置にコンデンサ３ａだけでなくリアクトル８も用いる場合、リアクトル８とコンデンサ３ａによるＬＣフィルタが構成される。このＬＣフィルタの共振周波数ｆｒが、Ｎ相の交流電源６の商用周波数ｆｉｎのＮ倍以上の周波数であり、かつ、インバータ回路４のスイッチング動作に起因するリプル電圧を減衰するように、リアクトル８のインダクタンスとコンデンサ３ａの容量値が設定される。
Ｎ×ｆｉｎ≦ｆｒ≦ｆｃ／４
ｆｒ＝１（２π√ＬＣ）
Ｌはリアクトル８のインダクタンス、Ｃはコンデンサ３ａの容量値を表す。
電力変換装置が、直流リンク部３のコンデンサ３ａの容量値がこのように小さいコンデンサレスインバータ（より詳しくは、電解コンデンサレスインバータ）の場合、モータ７の入力電力に生じる歪み成分（高調波成分）に起因する高調波が電源側に流出するおそれがある。電力変換装置がマトリックスコンバータの場合でも同様に、モータの入力電力に生じる歪み成分に起因する高調波が電源側に流出するおそれがある。
制御部５は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して生じる高調波成分が低減するように、その高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変化させる機能（高調波成分低減機能）を有する。この高調波成分低減機能により、インバータ回路４の入力側に生じる高調波（例えば、電源側に流出する電源高調波）を低減できる。
次に、高調波成分低減機能を有する制御部５の構成例について説明する。
図１２は、制御部の第１の構成例を示すブロック図である。図１２に示す制御部５Ａは、制御部５の一例である。制御部５Ａは、インバータ回路４内の各スイッチング素子をオンオフ動作させる制御信号であるゲート信号Ｇをインバータ回路４に出力する。制御部５Ａは、モータ制御部１１、補償部２０、加算器１３及びＰＷＭ演算部１２を備えている。制御部５Ａが備えるこれらの各部の機能は、メモリに読み出し可能に記憶されたプログラムによって、プロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit））が動作することにより実現される。
モータ制御部１１は、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を制御する電圧位相基準値δと、インバータ回路４の電圧制御率Ｋｓとを生成して出力する。電圧制御率は、変調率とも称される。
補償部２０は、モータ７の入力電力の高調波を補償する。補償部２０は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、その高調波成分が低減するように、検出した高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変化させる。補償部２０は、検出した高調波成分と同じ周波数で変化する補償量Ｃ（＝Ａsin（６θｅ＋Ｂ））を生成し、補償量Ｃに基づいて、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相δ'を、検出した高調波成分と同じ周波数で変化させる。
この例では、補償部２０は、補償量Ｃの基準位相Ｂを、検出した高調波成分の振幅ａに応じて調整し、補償量Ｃの振幅Ａを、モータ７の回転数（電気角速度ωｅ）、モータ７の出力トルクＴｅ及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちのいずれかに応じて変更する。補償部２０は、高調波成分検出部２１、基準位相演算部２２、積分器２３、加算器２４、波形生成部２５、振幅演算部２６及び乗算器２７を有する。
高調波成分検出部２１は、モータ７の入力電力にモータ７の回転数に同期して発生する高調波成分の振幅ａをフーリエ変換等により検出する。モータの入力電力に発生する６次の高調波成分と同じ次数の高調波がインバータ回路の入力側の電力にも生じるので、例えば、高調波成分検出部２１は、コンデンサ３ａの両端の直流リンク電圧ｖｄｃから、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅ａを検出する。あるいは、高調波成分検出部２１は、リアクトル８の両端のリアクトル電圧ｖＬから、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅ａを検出してもよい。あるいは、高調波成分検出部２１は、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬから、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅ａを検出してもよい。あるいは、高調波成分検出部２１は、モータ７の入力電力を実際にモニタし、そのモニタ値から、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅ａを検出してもよい。
高調波成分検出部２１は、高調波成分の振幅ａを検出するための信号を、インバータ回路４の電圧ベクトルが変化しない期間（例えば、大きさが零の電圧ベクトルを出力する期間）に取得する。これにより、振幅ａを検出するための信号を電圧ベクトルが変化する期間に取得する場合に比べて、振幅ａの検出精度が向上する。
基準位相演算部２２は、補償量Ｃの基準位相Ｂを、高調波成分検出部２１により検出された高調波成分の振幅ａに応じて調整する。基準位相演算部２２は、例えば、高調波成分検出部２１により検出された振幅ａに応じて、その検出された振幅ａが小さくなるように、山登り法を用いて、補償量Ｃの基準位相Ｂを調整する。これにより、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅を低減する最適な基準位相Ｂ（基準位相Ｂの目標値の一例）が得られる。
一方、補償部２０は、モータ７の回転数（電気角速度ωｅ）の６倍周波数を積分器２３により積分することによって、６θｅを生成する。基準位相演算部２２により演算された基準位相Ｂと積分器２３により得られた６θｅとが加算器２４により加算されることにより、（６θｅ＋Ｂ）が得られる。波形生成部２５は、モータ７の回転数に同期した、位相が（６θｅ＋Ｂ）の正弦波sin（６θｅ＋Ｂ）を生成する。正弦波で脈動させる場合を例示しているが、位相が（６θｅ＋Ｂ）の三角波や矩形波などの他の周期波形でもよい。
振幅演算部２６は、補償量Ｃの振幅Ａを、モータ７の回転数（電気角速度ωｅ）、モータ７の出力トルクＴｅ及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちのいずれかに応じて変更する。振幅演算部２６は、例えば、電源高調波が高調波規制値以下となる、電気角速度ωｅと振幅Ａとの相関関係に基づいて、電気角速度ωｅの検出値又は指令値から最適な振幅Ａ（振幅Ａの目標値の一例）を生成する。電源高調波が高調波規制値以下となる相関関係は、例えば、試験等によって予め決められる関係則であり、ルックアップテーブルや演算式などによって定義される。同様に、電気角速度ωｅを出力トルクＴｅまたは入力電力Ｐｉｎ０に置換した場合でも、このような相関関係を用いて、最適な振幅Ａが得られる。
波形生成部２５により生成されたsin（６θｅ＋Ｂ）と振幅演算部２６により導出された振幅Ａとが乗算器２７により乗算されることによって、補償量Ｃ（＝Ａsin（６θｅ＋Ｂ））が得られる。モータ制御部１１により生成された電圧位相基準値δと乗算器２７により生成された補償量Ｃとが加算器１３により加算されることで、電圧位相δ'が生成される。
ＰＷＭ演算部１２は、電圧制御率Ｋｓおよび電圧位相δ'から、極座標変換、逆パーク変換及び空間ベクトル変換などを用いて、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相の電圧指令値を生成する。三相の電圧指令値は、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号である。ＰＷＭ演算部１２は、三相の電圧指令値の振幅を電圧制御率Ｋｓに応じて調整することで、インバータ回路４から出力される交流電圧の大きさを制御できる。ＰＷＭ演算部１２は、三相の電圧指令値をゲート信号Ｇに変換してインバータ回路４に出力する。
このように、制御部５Ａは、モータ７の入力電力に生ずる歪みに起因する高調波成分を検出し、検出した高調波成分の振幅ａに応じて、その高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変動させて、その高調波成分を低減する。これにより、電圧制御率Ｋｓを下げずにモータ７の運転領域を確保できるとともに、モータ７の入力電力の高調波成分が低減するので、電源高調波を電源高調波規制値以下に低減できる。
図１３は、制御部の第２の構成例を示すブロック図である。第１の構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図１３に示す制御部５Ｂは、制御部５の一例である。制御部５Ｂは、補償部３０を備える。
この例では、補償部３０は、補償量Ｃの振幅Ａを、検出した高調波成分の振幅ａに応じて調整し、補償量Ｃの基準位相Ｂを、モータ７の回転数（電気角速度ωｅ）、モータ７の出力トルクＴｅ及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちのいずれかに応じて変更する。補償部３０は、高調波成分検出部２１、基準位相演算部２２、積分器２３、加算器２４、波形生成部２５、振幅演算部２６及び乗算器２７を有する。
基準位相演算部２２は、補償量Ｃの基準位相Ｂを、モータ７の回転数（電気角速度ωｅ）、モータ７の出力トルクＴｅ及びモータ７の入力電力Ｐｉｎ０のうちのいずれかに応じて変更する。基準位相演算部２２は、例えば、電源高調波が高調波規制値以下となる、電気角速度ωｅと振幅Ａとの相関関係に基づいて、電気角速度ωｅの検出値又は指令値から最適な基準位相Ｂ（基準位相Ｂの目標値の一例）を生成する。電源高調波が高調波規制値以下となる相関関係は、例えば、試験等によって予め決められる関係則であり、ルックアップテーブルや演算式などによって定義される。同様に、電気角速度ωｅを出力トルクＴｅまたは入力電力Ｐｉｎ０に置換した場合でも、このような相関関係を用いて、最適な基準位相Ｂが得られる。
振幅演算部２６は、補償量Ｃの振幅Ａを、高調波成分検出部２１により検出された高調波成分の振幅ａに応じて調整する。振幅演算部２６は、例えば、高調波成分検出部２１により検出された振幅ａに応じて、その検出された振幅ａが小さくなるように、山登り法を用いて、補償量Ｃの振幅Ａを調整する。これにより、モータ７の入力電力に発生する高調波成分の振幅を低減する最適な振幅Ａ（振幅Ａの目標値の一例）が得られる。
波形生成部２５により生成されたsin（６θｅ＋Ｂ）と振幅演算部２６により導出された振幅Ａとが乗算器２７により乗算されることによって、補償量Ｃ（＝Ａsin（６θｅ＋Ｂ））が得られる。モータ制御部１１により生成された電圧位相基準値δと乗算器２７により生成された補償量Ｃとが加算器１３により加算されることで、電圧位相δ'が生成される。
このように、制御部５Ｂは、モータ７の入力電力に生ずる歪みに起因する高調波成分を検出し、検出した高調波成分の振幅ａに応じて、その高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変動させて、その高調波成分を低減する。これにより、電圧制御率Ｋｓを下げずにモータ７の運転領域を確保できるとともに、モータ７の入力電力の高調波成分が低減するので、電源高調波を電源高調波規制値以下に低減できる。
図１４は、制御部の第３の構成例を示すブロック図である。第３の構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図１４に示す制御部５Ｃは、制御部５の一例である。制御部５Ｃは、補償部４０を備える。
この例では、補償部４０は、補償量Ｃの振幅Ａ及び基準位相Ｂを、検出した高調波成分の振幅ａに応じて調整する。補償部３０は、高調波成分検出部２１、基準位相演算部２２、積分器２３、加算器２４、波形生成部２５、振幅演算部２６及び乗算器２７を有する。基準位相演算部２２は、第１の構成例（図１２）と同じ機能であり、振幅演算部２６は、第２の構成例（図１３）と同じ機能である。
制御部５Ｃは、モータ７の入力電力に生ずる歪みに起因する高調波成分を検出し、検出した高調波成分の振幅ａに応じて、その高調波成分と同じ周波数で、インバータ回路４から出力される交流電圧の位相を変動させて、その高調波成分を低減する。これにより、電圧制御率Ｋｓを下げずにモータ７の運転領域を確保できるとともに、モータ７の入力電力の高調波成分が低減するので、電源高調波を電源高調波規制値以下に低減できる。
図８，９は、本開示の技術でモータを実機で駆動したときの試験結果の一例を示す図であり、図１０，１２に示す構成を備える電力変換装置でモータを実際に駆動した場合を示す。縦軸は、モータ７の入力電力のうち６次の高調波成分の電力Ｐｉｎ６に起因して交流電源６側に発生する電源高調波を表す。振幅Ａ又は基準位相Ｂを変えることで、電源高調波が変化する。３０次及び３２次の電源高調波の各々の振幅が略零になる振幅Ａ及び基準位相Ｂが存在するので、３０次及び３２次の電源高調波の各々の振幅が電源高調波規制値を満たすことができる。
以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。
１Ａ，１Ｂ 電力変換装置
４ インバータ回路
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ 制御部
６ 交流電源
７ モータ
８ リアクトル
２０，３０，４０ 補償部

Claims (9)

  1. 交流電源から供給された入力交流電力を所定の電圧及び周波数の出力交流電力に電力変換する電力変換装置であって、
    前記出力交流電力をモータに供給するインバータ回路と、
    前記モータの入力電力の高調波を補償する補償部とを備え、
    前記補償部は、前記入力電力に前記モータの回転数に同期して発生する高調波成分を検出し、前記高調波成分が低減するように、前記高調波成分と同じ周波数で、前記インバータ回路から出力される交流電圧の位相を変化させる、電力変換装置。
  2. 前記補償部は、前記高調波成分と同じ周波数で変化する補償量を生成し、前記補償量に基づいて前記交流電圧の位相を前記高調波成分と同じ周波数で変化させる、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記補償部は、前記補償量の位相を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の振幅を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記補償部は、前記補償量の振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整し、前記補償量の位相を、前記モータの回転数、トルク及び電力のうちのいずれかに応じて変更する、請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記補償部は、前記補償量の位相及び振幅を、検出した前記高調波成分に応じて調整する、請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 前記電力変換装置は、前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
    前記コンバータ回路と前記インバータ回路との間に、前記コンバータ回路と並列にコンデンサが接続され、
    前記補償部は、前記コンデンサの両端の電圧から前記高調波成分を検出する、請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記電力変換装置は、前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
    前記コンバータ回路と前記交流電源または前記インバータ回路との間にリアクトルが接続され、
    前記補償部は、前記リアクトルの両端の電圧から前記高調波成分を検出する、請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 前記電力変換装置は、前記入力交流電力を整流し、前記インバータ回路に電力供給するコンバータ回路を備え、
    前記コンバータ回路と前記交流電源または前記インバータ回路との間にリアクトルが接続され、
    前記補償部は、前記リアクトルに流れる電流から前記高調波成分を検出する、請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 前記補償部は、前記高調波成分を検出するための信号を、前記インバータ回路の電圧ベクトルが変化しない期間に取得する、請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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