JP2000299426A - 電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイスの実装方法及びワイヤーハーネス及びその製造方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源供給制御系の実装自由度を向上させるこ
と。電子ユニットの小型化を図ること。 【解決手段】 １チップで且つマイコンなどを必要とし
ないハード完結型で、各種負荷への電力供給制御を行う
ことができる電流振動型遮断機能付きスイッチングデバ
イスをワイヤーハーネス上に実装することにより、電源
供給制御系の実装自由度を向上させることができると共
に、電子ユニット内の基盤に電流振動型遮断機能付きス
イッチングデバイスを実装しなくて済むため、電子ユニ
ットの小型化を図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング制御
により負荷へ電力を供給する電流振動型遮断機能付きス
イッチングデバイスの実装方法及び前記負荷へ電力を伝
送する電源線を含むワイヤーハーネス及びその製造方法
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた電源供給
制御装置としては、例えば図９に示すようなものがあ
る。本従来例の電源供給制御装置は、自動車においてバ
ッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負荷へ
の電力供給を制御する装置である。

【０００３】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよび温度センサー内蔵ＦＥＴ
ＱＦのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成であ
る。また、シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハ
ードウェア回路により温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦの駆
動を制御するドライバ９０１と、ドライバ９０１でモニ
タした電流値に基づいて温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦの
駆動信号をオン／オフ制御するＡ／Ｄ変換器９０２およ
びマイコン（ＣＰＵ）９０３とを備えている。

【０００４】半導体スイッチとしての温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＦは、図示しない温度センサを内蔵して温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＦが規定以上の温度まで上昇した場
合には、内蔵するゲート遮断回路によって温度センサー
内蔵ＦＥＴＱＦを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を
備えている。また、図中のＲＧは内蔵抵抗であり、ＺＤ
１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲート
Ｇに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパス
させるツェナーダイオードである。

【０００５】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２または温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦのドレイ
ンＤ−ソースＳ間における過電流に対する保護機能をも
備えている。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路
としての差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路と
しての差動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５
と、マイコン９０３からのオン／オフ制御信号および電
流制限回路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗Ｒ
Ｇを介して温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦのゲートＧを駆
動する駆動回路９１４を備えて構成されている。

【０００６】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よって温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作とし、そ
の後電流が低下して判定値（下限）を下回ったら温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＦをオン動作させる。

【０００７】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすること
により温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作させる。
なお、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出力さ
れる前に、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＦの温度が規定値
を超えていれば、過熱遮断機能によって温度センサー内
蔵ＦＥＴＱＦはオフ動作となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記のような
従来の電源供給制御装置はパッケージ化されて図１０に
示すように実装されていた（なお、ここでは１パッケー
ジで示しているが、当然複数パッケージの場合もあ
る）。即ち、従来の電源供給制御装置１は、放熱フィン
３１側をガラスエポキシ基板３２に密着した後、プリン
ト配線部分にピン３３を半田付けするなどして、前記基
板３２上に実装されていた。

【０００９】このような実装方法を採る理由は、従来の
電源供給制御装置１のパッケージ形態ではガラスエポキ
シ基板３２上にしか実装できないためである。このよう
な従来の電源供給制御装置１の実装形態では、ジャンク
ションブロック内の電子ユニットに取り込むしかなく、
電子ユニットの小型化が図れないという問題があると共
にリード数が多くなると、電源ラインの配索が難しくな
ってしまうという問題があった。更に、電源供給制御装
置１を電子ユニット内にしか実装できないため、電源供
給制御系の実装自由度が余りないという問題があった。

【００１０】本発明は、上述の如き従来の課題を解決す
るためになされたもので、その目的は、電源供給制御系
の実装自由度を向上させることができ、又、電子ユニッ
トの小型化が図れる電流振動型遮断機能付きスイッチン
グデバイスの実装方法及びワイヤーハーネス及びその製
造方法を提供することである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明の特徴は、複数の電源線や信号線を
テープで束ねて成るワイヤーハーネスにおいて、入力さ
れる制御信号に応じてスイッチング制御されることによ
り電源から前記負荷への電力供給を制御する半導体スイ
ッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記半導
体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性
を有する基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記
半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記基準電圧と
の差を検出する検出手段と、前記検出手段により検出さ
れた前記端子間電圧と前記基準電圧との差に応じて前記
半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段
とを有して成る電流振動型遮断機能付きスイッチングデ
バイスを前記電源線の間に挿入接続して内包したことに
ある。

【００１２】請求項２の発明の特徴は、複数の電源線や
信号線をテープで束ねて成るワイヤーハーネスを製造す
るワイヤーハーネスの製造方法において、入力される制
御信号に応じてスイッチング制御されることにより電源
から前記負荷への電力供給を制御する半導体スイッチン
グ素子と、前記負荷が接続された状態で前記半導体スイ
ッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有す
る基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記半導体
スイッチング素子の端子間電圧と前記基準電圧との差を
検出する検出手段と、前記検出手段により検出された前
記端子間電圧と前記基準電圧との差に応じて前記半導体
スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段とを有
して成る電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイス
を前記電源線の間に挿入接続する工程と、他の電源線又
は信号線と共に前記電流振動型遮断機能付きスイッチン
グデバイスをテープで束ねる工程とを含むことにある。

【００１３】請求項３の発明の特徴は、入力される制御
信号に応じてスイッチング制御されることにより電源か
ら前記負荷への電力供給を制御する半導体スイッチング
素子と、前記負荷が接続された状態で前記半導体スイッ
チング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する
基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記半導体ス
イッチング素子の端子間電圧と前記基準電圧との差を検
出する検出手段と、前記検出手段により検出された前記
端子間電圧と前記基準電圧との差に応じて前記半導体ス
イッチング素子をオン／オフ制御する制御手段とを有し
て成る電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイス
を、複数の電源線や信号線をテープで束ねて成るワイヤ
ーハーネス上に実装することにある。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の電流振動型遮断
機能付きスイッチングデバイス１１０ａの実装方法の一
実施の形態を説明する斜視図であり、図２は、上記実装
方法の工程図である。本例は１チップ化された電流振動
型遮断機能付きスイッチングデバイス１１０ａをワイヤ
ーハーネス上に実装する方法を示している。

【００１５】上記実装方法を説明する前に、上記１チッ
プ化された電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイ
ス１１０ａについて図３〜図８を参照し説明する。

【００１６】図３は本発明の実施形態の電流振動型遮断
機能付きスイッチングデバイス１１０ａを有する電源供
給制御装置の回路構成図、図４は実施形態で使用する半
導体スイッチ（温度センサー内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路
構成図、図５、図６および図７は実施形態の電源供給制
御装置および電源供給制御方法が利用する原理を説明す
る説明図、図８は短絡故障時および通常動作時の実施形
態の電源供給制御装置における半導体スイッチの電流と
電圧を例示する波形図である。

【００１７】図３において、本実施形態の電源供給制御
装置は、電源１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給
する経路に、半導体スイッチとしての温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成
である。ここで、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡにはＤＭ
ＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも
実現可能である。

【００１８】また同図において、温度センサー内蔵ＦＥ
ＴＱＡを駆動制御する部分については、リファレンスＦ
ＥＴＱＢ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，Ｒ
Ｇ，Ｒｒ，Ｒｖ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオー
ドＤ１、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１および
スイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号と
して抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字および文字を使用
しているが、以下の説明では参照符号として使用すると
共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。ま
た、図３中の点線で囲った部分１１０ａはアナログ集積
化されるチップ部分（電流振動型遮断機能付きスイッチ
ングデバイス）を示す。

【００１９】負荷１０２は例えばヘッドライトやパワー
ウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッ
チＳＷ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１
１１には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソースト
ランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に
接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備
え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信
号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトラ
ンジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡを駆動制御する信号を出力する。なお図中、
ＶＢは電源１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］
である。また、ＶＰはチャージポンプの出力電圧であ
り、例えばＶＢ＋１０［Ｖ］である。

【００２０】半導体スイッチとしての温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡは、より詳しくは図４に示すような構成を備
えている。図４において、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡ
は、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２
２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ
１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲート
Ｇに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパス
させるツェナーダイオードである。

【００２１】つまり、本実施形態で使用する温度センサ
ー内蔵ＦＥＴＱＡは、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡが規
定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によ
って検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回
路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断
用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度セン
サー内蔵ＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機
能を備えている。

【００２２】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＡの近傍に配置形成されている。温
度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの温度が上昇するにつれて温
度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するの
で、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる
電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状
態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位
が温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）
の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態から
オン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッ
チされることとなる。このとき、ラッチ回路１２２の出
力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ
状態からオン状態に遷移するので、温度センサー内蔵Ｆ
ＥＴＱＡの真のゲート（ＴＧ）と温度センサー内蔵ＦＥ
ＴＱＡのソース５が同電位になって、温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮
断されることとなる。

【００２３】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２または温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのソ
ースＳと負荷１０２間において発生する短絡故障による
過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する
保護機能をも備えている。以下、図３を参照して、この
保護機能を実現する構成について説明する。

【００２４】先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生
手段は、リファレンスＦＥＴ（第２半導体スイッチ）Ｑ
Ｂおよび抵抗（第２負荷）Ｒｒで構成されている。リフ
ァレンスＦＥＴＱＢのドレインおよびゲートはそれぞれ
温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）および真
のゲート（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢ
のソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の端子に接続され、
抵抗Ｒｒの他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されて
いる。このように、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）およびゲート
（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１１０
ａ）への集積化を容易にすることができる。

【００２５】また、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサー内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ
（１１０ａ）上に形成されたものを使用している。本実
施形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１
による温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース
間電圧ＶDSA と基準電圧との差の検出によって行われる
ことから、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢおよ
び温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡを形成することにより、
電流検出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、温度
ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削減）す
ることもできる。さらに、抵抗Ｒｒ（第２負荷）をチッ
プ１１０ａの外部に設置しているので、基準電圧へのチ
ップ１１０ａの温度変化の影響を受け難くすることがで
き、高精度の電流検出を実現することが可能となる。

【００２６】また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量
が温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さく
なるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のト
ランジスタ数の比を（リファレンスＦＥＴＱＢのトラン
ジスタ数：１個）＜（温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのト
ランジスタ数：１０００個）となるように構成してい
る。

【００２７】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡ
のトランジスタ数：１０００個／リファリンスＦＥＴＱ
Ｂのトランジスタ数：１個）の値となるように設定され
る。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサー内蔵ＦＥ
ＴＱＡに負荷電流（５［ｍＡ］）が流れたときに抵抗Ｒ
ｒに５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサー内蔵Ｆ
ＥＴＱＡと同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリファレ
ンスＦＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上
のような回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよ
び抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力
小型化することができ、実装スペースを縮小して装置コ
ストを低減することができる。

【００２８】可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵
抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変
えることにより抵抗Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定す
る。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，ＲＶは、温度センサー
内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSA を抵抗
値の比に基づく分圧比で分圧してコンバータＣＭＰ１に
供給する分圧手段に該当しており，該分圧比を抵抗ＲＶ
の可変設定により調整する。これにより、基準電圧生成
手段の固定された設定値（基準）に対してコンパレータ
ＣＭＰ１の出力を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切替
えるドレイン−ソース間電圧ＶDSのしきい値を変えるこ
とが可能となる。これにより、アナログ集積化する場合
でも１種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーする
ことが可能となる。

【００２９】コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲
にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の
“＋”入力端子には、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのド
レインＤ−ソースＳ間電圧ＶDSを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２お
よび可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧し
た電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コン
パレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB が供給され
ている。つまり、“−”入力端子に供給される電位より
“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出力は
有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供給さ
れる電位より“＋”入力端子に供給される電位が小さい
ときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のよう
に、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っ
ている。

【００３０】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図５、図６およ
び図７を参照して、本実施形態の電源供給制御装置およ
び電源供給制御方法が利用する原理について説明する。
ここで、図５はオフ状態からオン状態への遷移時のドレ
イン−ソース間電圧の立ち下がり特性の説明図、図６は
概念的回路図、図７は温度センサー内蔵ＦＥＴのドレイ
ン電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明
図である。

【００３１】半導体スイッチとして温度センサー内蔵Ｆ
ＥＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２へ
の電力供給経路は、概念的に図６に示すような回路とし
て表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダ
クタンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路また
は負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０
には短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗
は、本実施形態が適用対象としている自動車において負
荷１０２をヘッドライトと仮定した場合には、上述の完
全短絡（デッドショート）の場合に約４０［ｍΩ］以下
であり、不完全短絡の場合は約４０〜５００［ｍΩ］で
ある。

【００３２】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDS
は、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状
態へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図５に示
す如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）
の場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての
立ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特
性は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持
つ配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に
基づく時定数に応じて変化する。

【００３３】このようなドレイン−ソース間電圧ＶDSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。

【００３４】図５において、温度センサー内蔵ＦＥＴＱ
Ａがオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDSが
飽和するまでの期間は、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは
ピンチオフ領域で動作する。

【００３５】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、温度セン
サー内蔵ＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使
用した場合、電源電圧１２［Ｖ］のとき、ドレイン電流
ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧ＶTG
Sは、ほぼしきい値電圧１．６［Ｖ］に維持される。第
２に、駆動回路１１１によるゲート（Ｇ）への充電は継
続されるから、このまま行くとゲート−ソース間電圧Ｖ
TGSは上昇して行ってしまうが、ドレイン−ソース間電
圧ＶDSが低下して、ゲート−ドレイン間の容量ＣGDの電
荷を放電させるので、ゲート−ソース間電圧ＶTGSに達
する電荷を吸収してしまうことになる。即ち、ドレイン
−ソース間電圧ＶDSはゲート−ソース間電圧ＶTGS に達
した電荷が電位上昇を生じさせないだけの電荷をゲート
−ドレイン間の容量ＣGDから放電させるような速度で降
下することになる。これにより、ゲート−ソース間電圧
ＶTGSは約１．６［Ｖ］に維持される。そして、ゲート
−ソース間電圧ＶTGS の低下につられてドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSも低下する。なお、この時、電荷を吸収す
る要因は２つあり、第１はゲート−ドレイン間電圧ＶTG
D の低下によるゲート−ドレイン間容量ＣGDの放電（ミ
ラー容量）であり、第２はｎ領域の空乏層減少によるゲ
ート−ドレイン間容量ＣGDの容量増大である。

【００３６】また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について、次のような解釈も
可能である。つまり、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１に
よってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真の
ゲート（ＴＧ）の電圧ＶTGSを一定に保つうようなドレ
イン−ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。したがっ
て、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶDSが
図５の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味する。

【００３７】さらに、同一経過時間における図５の負荷
抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線からの距離をΔＶDSGAPとす
ると、ΔＶDSGAP×ＣGD分の電荷をゲート−ソース間電
圧ＶTGSから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶT
GSは１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれば、
ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］からこの電
荷分だけ電位が上昇していることを意味する。このこと
を式で示せば次式となる。

【００３８】 ＶTGS−１．６＝ΔＶDSGAP×２ＣGD／（ＣGS×２ＣGD） 即ち、ΔＶDSGAPは（ゲート−ソース間電圧ＶTGS−１．
６［Ｖ］に比例する。

【００３９】また、ゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレ
イン電流ＩＤとの間には、図７の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図７の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶGSは
ここではゲート−ソース間電圧ＶTGSに相当する。した
がって、ΔＶDSGAPは図７の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。図７において、ドレイン電流ＩＤ＝１０［Ａ］近
辺の分解能は約６０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１
［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化が６０［ｍＶ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGS の変化に対応し、±５［Ａ］の
ドレイン電流ＩＤの変化に対して±０．３［Ｖ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSの変化が対応する。なお、この
分解能は従来例においてシャント抵抗ＲＳ＝６０［ｍ
Ω］相当の分解能に相当する。

【００４０】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。ドレイン電流ＩＤ
が増大するに連れてゲート−ソース間電圧電圧ＶDSの曲
線は浮き上がって行くが、完全短路（デッドショート）
のようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、ドレイン電
流ＩＤの立ち上り勾配はゲートを充電する回路による充
電速度で決まる一定値に収れんし、したがって、ゲート
−ソース間電圧ＶTGSの曲線も収れんすることとなる。
なお、ゲート−ソース間電圧ＶTGDが変化ゼロであると
きのゲート−ソース間電圧ＶTGSの曲線の立ち上りで決
まるドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配が極限勾配であ
る。

【００４１】次に、再び図６に示す概念的回路図を参照
しながら、駆動回路１１１がオフ制御を行う時の温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＡにおける動作（ドレイン−ソース
間電圧ＶDSおよびドレイン電流ＩＤの力関係）について
詳細に説明する。

【００４２】駆動回路１１１のソーストランジスタＱ５
がオフ状態に遷移してシンクトランジスタＱ６がオン状
態に遷移すると、真のゲート（ＴＧ）に蓄積された電荷
は抵抗ＲＧおよびＲ８並びにシンクトランジスタＱ６を
介して放電する。

【００４３】この時、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ーミック領域にある間は、ゲート電荷が放電し、ゲート
−ソース間電圧ＶTGSが低下してもドレイン電流ＩＤに
は殆ど影響を受けない。またドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSも殆ど変化しない。

【００４４】温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがピンチオフ
領域に入ると、ゲート電荷の放電はゲート−ソース間電
圧ＶTGS を低下させてドレイン電流ＩＤを減少させよう
とするが、ドレイン電流ＩＤは外部回路で決まる条件で
動作を続けようとするので、ドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSが増加してゲート−ドレイン間容量ＣGDを充電するこ
とにより、ゲートの放電電荷量をキャンセルしてドレイ
ン電流ＩＤへの影響を無くす働きをする。なお、ドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSが変化できる範囲でこのようなカ
バー動作が続くことになる。また、この現象は、ドレイ
ン電流ＩＤを変化させる力とドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSを変化させる力の大小関係から生じるものであり、ド
レイン電流ＩＤを変化させる力に比べてドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSを変化させる力が圧倒的に弱いことによる
ものである。

【００４５】ドレイン電流ＩＤの増加過程で駆動回路１
１１がオフ制御を行うようになっても、ドレイン電流Ｉ
Ｄはドレイン−ソース間電圧ＶDSが変化（増加）できる
間は、該ドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化によってカ
バーされ、ドレイン電流ＩＤは増加しつづける。ドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSが増加できなくなった時点で、ド
レイン電流ＩＤはゲート電荷の放電のみで決まる電位
（ゲート−ソース間電圧ＶTGS ）に従って減少する。す
なわち、駆動回路１１１がオフ制御を行うようになって
も、ドレイン電流ＩＤはドレイン−ソース間電圧ＶDSの
変化が終わるまではあまり影響を受けないこととなる。
以上のメカニズムが温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのオン
／オフ動作の根源となっている。

【００４６】最後に、ゲートを充電する回路が異なる
と、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDS
の曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は
常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流
を減らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方に
シフトすることになる。この性質を利用して、同じドレ
イン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増
大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮
断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路
（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００４７】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、温度セン
サー内蔵ＥＦＴＱＡおよび基準電圧生成手段（リファレ
ンスＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒｒ）について説明する。温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＡとリファレンスＦＥＴＱＢは１０
００：１のカレントミラー（Current mirror）回路が構
成し、両者のソース電位が等しいときはドレイン電流Ｉ
ＤQA＝１０００×ドレイン電流ＩＤQSとなる。

【００４８】したがって、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡ
のドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］が
それぞれ流れているときは、温度センサー内蔵ＦＥＴＱ
ＡおよびリファレンスＦＥＴＱＢのそれぞれのドレイン
−ソース間電圧ＶDSとゲート−ソース間電圧ＶTGSは一
致する。即ち、ＶDSA ＝ＶDSB ，ＶTGSA＝ＶTGSBとな
る。ここで、ＶDSA ＝ＶDSB はそれぞれ温度センサー内
蔵ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソ
ース間電圧であり、ＶTGSA＝ＶTGSBはそれぞれ温度セン
サー内蔵ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのゲート
−ソース間電圧である。

【００４９】したがって、リファレンスＦＥＴＱＢが完
全にオン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端に
ほぼ電源電圧ＶＢが印加されるから、温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なリファレン
スＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒｒ
＝１２［Ｖ］／５［ｍＡ］−１．４［ＫΩ］として決定
される。

【００５０】このように、ここでは、温度センサー内蔵
ＦＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、温
度センサー内蔵ＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比
（＝電流容量比）の小さいリファレンスＦＥＴＱＢを用
いて基準電圧生成手段を構成することにより、基準電圧
生成手段をより小型化して、小さなチップ占有面積で要
求機能を実現できるわけである。さらに、上述のよう
に、リファレンスＦＥＴＱＢと温度センサー内蔵ＦＥＴ
ＱＡと同一プロセスで、同一チップ上に構成することに
より、ロット間ばらつき、温度ドリフトの影響を除去す
ることができて、検出精度を大幅に改善できる。

【００５１】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態か
らオン状態になると、ドレイン電流はＩＤQAは回路抵抗
で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。
また、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲート−ソース間
電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAで決まる値を取り、
ドレイン−ソース間電圧ＶDSAの低下によるコンデンサ
容量ＣGDのミラー効果でブレーキをかけられながら、こ
れも立ち上がっていく。さらに、リファレンスＦＥＴＱ
Ｂのゲート−ソース間電圧ＶTGSBは、リファレンスＦＥ
ＴＱＢが抵抗Ｒｒ＝１．４［ＫΩ］を負荷とするソース
フォロアとして動作することにより決まる。

【００５２】また、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増加
に応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧
はＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、ＶDSA ＝ＶTGSB＋ＶTG
D ，ＶDSB ＝ＶTGSB＋ＶTGDの関係があるから、ＶDSA
−ＶDSB ＝ＶTGSA−ＶTGSBとなる。ここで、ゲート−ソ
ース間電圧の差ＶTGSA−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA
−ＩＤQBを表すから、ＶTGSA−ＶTGSBを検出することに
より、ＩＤQAと基準電圧発生手段を流れる電流ＩＤQBと
の差を得ることができる。基準電圧発生手段を流れる電
流ＩＤQBは、ＶDSBが小さくなるにつれて（このときは
ＶDSAも小さくなっている）ＩＤQA＝５［Ａ］に相当す
る５［ｍＡ］に近づく。

【００５３】リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSBはコンパレータＣＭＰ１に直接入力さ
れ、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間
電圧ＶDSAはＲ１と抵抗Ｒ２ で分圧した値（ここでは可
変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとする）がコン
パレータＣＭＰ１に入力される。即ち、 ＶDSA×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１） がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。温度
センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後は、
リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDS
B＞（１）であるが、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのド
レイン電流ＩＤQAが増加するに連れて（１）は増加し、
ついにはリファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間
電圧ＶDSBより大きくなり、この時、コンパレータＣＭ
Ｐ１の出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化し
て、駆動回路１１１のオフ制御により、温度センサー内
蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。

【００５４】なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオ
ードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。
温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移したと
き、駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲ
ート電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側と温
度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ間の電位差は、
ＶDSB＋０．７［Ｖ］（ツェナーダイオードＺＤ１の順
方向電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイオー
ドＤ１の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１の
“＋”入力端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御し
ているときより低下する。したがって、オフ状態に遷移
したときより小さいドレイン−ソース間電圧の差ＶDSA
−ＶDSBまで温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状態を
維持し、その後オン状態に遷移することとなる。なお、
ヒステリシス特性の付け方にはいろいろな方法がある
が、これはその一例である。

【００５５】温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に
遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSAをしきい
値ＶDSAthとすると、次式が成立する。

【００５６】

【数１】 ＶDSAth−ＶDSA＝Ｒ２／Ｒ１×ＶDSB（at ５［ｍＡ］）………（２） 過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過
電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地
されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整す
る。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さくすることにより過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。

【００５７】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサー内蔵Ｆ
ＥＴＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサー内蔵Ｆ
ＥＴＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるの
で、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０［Ｖ］
近くまで達し、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡ，リファレ
ンスＦＥＴＱＢともオーミック領域で動作する。

【００５８】この領域ではゲート−ソース間電圧ＶGSと
ドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。日
立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗がゲート−
ソース間電圧ＶGS＝１０［Ｖ］のとき、ＲDS（ON）＝３
０［ｍΩ］であるので、次式となる。

【００５９】

【数２】 ＶDSB＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ ＶDSA＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ ＶDSA−ＶDSB＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］）……（３） また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサー内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。こ
の後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサー
内蔵ＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰
り返して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に
至る前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障
の例）、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは連続的にオン状
態を維持するようになり、オーミック領域の動作に戻
る。

【００６０】図８には、本実施形態の電源供給制御装置
における温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの電流と電圧の波
形図を例示している。

【００６１】ここで、図８（ａ）はドレイン電流ＩＤ
（Ａ）を、図８（ｂ）はドレイン−ソース間電圧ＶDSを
それぞれ示し、図中、は正常動作の場合、は過負荷
（ソース〜負荷間の配線短絡抵抗を含む）の場合であ
る。

【００６２】過負荷状態の場合（図中）は、上述のよ
うに温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰
り返って、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの周期的な発熱
作用によって、過熱遮断保護機能を働かせている。

【００６３】完全短絡（デッドショート）が発生してい
る場合（図中）には、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡが
オフ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流Ｉ
Ｄが急激に流れるが、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのオ
ン状態を継続して、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡを過熱
させ、過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳ
のオン状態への遷移によって温度センサー内蔵ＦＥＴＱ
Ａを過熱遮断する。

【００６４】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中）には、上述のように温
度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し
て行って、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、温度セ
ンサー内蔵ＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって、過
熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状
態への遷移によって温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡを過熱
遮断を速めている。

【００６５】以上説明したように、本実施形態の電源供
給制御装置および電源供給制御方法では、電流検出を行
うために電力の供給経路に直列接続される従来のような
シャント抵抗を不要とし、シャント抵抗を用いずに高精
度の過電流検出が可能であり、装置全体としての熱損失
を抑えることができ、また、完全短絡による過電流検出
のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡など
のレアショートが発生した場合の異常電流をもハードウ
ェア回路によって連続的に検出可能である。

【００６６】また、不完全短絡の場合、温度センサー内
蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を
大きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用に
よって過熱保護機能による温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡ
の遮断（オフ制御）を速めることができる。さらに、マ
イコンを用いないハードウェア回路のみで構成して半導
体スイッチのオン／オフ制御を行えるため、電源供給制
御装置の実装スペースを縮小でき、装置コストを大幅に
削減することができる。

【００６７】また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの特性の変化を利用するものの所定タイ
ミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行
う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といっ
た部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出
誤差がより低減できるとともに、チップ１１０ａに対す
る外付けコンデンサも不要であることから、実装スペー
スおよび装置コストをより削減することができる。

【００６８】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
が可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うこ
とができる。

【００６９】次に、図１、図２に戻り、上記電流振動型
遮断機能付きスイッチングデバイス１１０ａの実装方法
について説明する。

【００７０】図２に示すように、ステップ２０１にて、
１チップ化された電流振動型遮断機能付きスイッチング
デバイス１１０ａをセラミック基板２１上に半田付けす
ると共に、端子２２及びＦＰＣ２３を半田付けする。次
にステップ２０２にて、電流振動型遮断機能付きスイッ
チングデバイス１１０ａとセラミック基板２１上のプリ
ント配線とをワイヤーボンディングする。次にステップ
２０３にて、セラミック基板２１を電極を兼ねた放熱フ
ィン２５に接着する。

【００７１】次にステップ２０４にて、スイッチングデ
バイス１１０ａのソースパッド２４と端子２２及びドレ
イン２６と放熱フィン２５をワイヤーボンディングす
る。更に、ステップ２０５にて、電流振動型遮断機能付
きスイッチングデバイス１１０ａ及びその周囲をポイン
ティング樹脂で覆って耐湿性等をあげる。その後、ステ
ップ２０６にて、端子２２にワイヤーハーネスを構成す
る電源線２７を通してかしめ、同様に、放熱フィン２５
から連続して形成された端子３０にワイヤーハーネスを
構成する電源線２８を通してかしめる。

【００７２】最後に、上記のように実装されたスイッチ
ングデバイス１１０ａと共にワイヤーハーネスを構成す
る複数の電源線とＦＰＣをテープで束ねて、ワイヤーハ
ーネス上に電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイ
ス１１０ａを実装する。

【００７３】本実施の形態によれば、電流振動型遮断機
能付きスイッチングデバイス１１０ａは１チップで、且
つマイコンなどを必要としないハード完結型で、各種負
荷への電力供給制御を行うことができるために、ワイヤ
ーハーネス上に実装することができる。これにより、電
子ユニットのガラスエポキシ基板の実装スペースを小さ
くすることができるため、電子ユニットの小型化を図る
ことができると共に、そのリード線数を削減できるた
め、電源ラインと信号ラインの配策を容易にすることが
できる。

【００７４】又、電流振動型遮断機能付きスイッチング
デバイス１１０ａを実装したワイヤーハーネスを他のワ
イヤーハーネスと共にテーピングすることもでき、ワイ
ヤーハーネスが占める空間を削減することもできる。

【００７５】更に、電流振動型遮断機能付きスイッチン
グデバイス１１０ａをワイヤーハーネス上に実装するこ
とができるため、電力供給制御系の実装上の自由度を著
しく向上させることができる。

【００７６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイスを
ワイヤーハーネス上に実装することにより、電源供給制
御系の実装自由度を向上させることができ、又、電子ユ
ニットの小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電流振動型遮断機能付きスイッチング
デバイスの実装方法の一実施の形態を説明する斜視図で
ある。

【図２】本実施の形態の電流振動型遮断機能付きスイッ
チングデバイスの実装方法を説明するフロー図である。

【図３】本発明の実施形態の電源供給制御装置の回路構
成図である。

【図４】実施形態で使用する半導体スイッチ（温度セン
サー内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。

【図５】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図である。

【図６】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図である。

【図７】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図である。

【図８】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電源
供給制御装置における半導体スイッチの電流と電圧を例
示する波形図である。

【図９】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御装
置の回路構成図である。

【図１０】従来の電源供給制御装置の実装状態の一例を
示した斜視図である。

【符号の説明】

１１０ａ 電流振動型遮断機能付きスイッチングデバイ
ス ２１ セラミック基板 ２２、３０ 端子 ２３ ＦＰＣ ２４ ソースパッド ２５ 放熱フィン ２６ ドレイン ２７、２８ 電源線 ２９ ポッティング樹脂

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の電源線や信号線をテープで束ねて
   成るワイヤーハーネスにおいて、 入力される制御信号に応じてスイッチング制御されるこ
   とにより電源から前記負荷への電力供給を制御する半導
   体スイッチング素子と、 前記負荷が接続された状態で前記半導体スイッチング素
   子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する基準電圧
   を発生する基準電圧発生手段と、 前記半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記基準電
   圧との差を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された前記端子間電圧と前記基
   準電圧との差に応じて前記半導体スイッチング素子をオ
   ン／オフ制御する制御手段とを有して成る電流振動型遮
   断機能付きスイッチングデバイスを前記電源線の間に挿
   入接続して内包したことを特徴とするワイヤーハーネ
   ス。
2. 【請求項２】 複数の電源線や信号線をテープで束ねて
   成るワイヤーハーネスを製造するワイヤーハーネスの製
   造方法において、 入力される制御信号に応じてスイッチング制御されるこ
   とにより電源から前記負荷への電力供給を制御する半導
   体スイッチング素子と、 前記負荷が接続された状態で前記半導体スイッチング素
   子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する基準電圧
   を発生する基準電圧発生手段と、 前記半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記基準電
   圧との差を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された前記端子間電圧と前記基
   準電圧との差に応じて前記半導体スイッチング素子をオ
   ン／オフ制御する制御手段とを有して成る電流振動型遮
   断機能付きスイッチングデバイスを前記電源線の間に挿
   入接続する工程と、 他の電源線又は信号線と共に前記電流振動型遮断機能付
   きスイッチングデバイスをテープで束ねる工程とを含む
   ことを特徴とするワイヤーハーネスの製造方法。
3. 【請求項３】 入力される制御信号に応じてスイッチン
   グ制御されることにより電源から前記負荷への電力供給
   を制御する半導体スイッチング素子と、 前記負荷が接続された状態で前記半導体スイッチング素
   子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する基準電圧
   を発生する基準電圧発生手段と、 前記半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記基準電
   圧との差を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された前記端子間電圧と前記基
   準電圧との差に応じて前記半導体スイッチング素子をオ
   ン／オフ制御する制御手段とを有して成る電流振動型遮
   断機能付きスイッチングデバイスを、複数の電源線や信
   号線をテープで束ねて成るワイヤーハーネス上に実装す
   ることを特徴とする電流振動型遮断機能付きスイッチン
   グデバイスの実装方法。