JP2000298522A

JP2000298522A - 電源供給制御装置及び電源供給制御方法

Info

Publication number: JP2000298522A
Application number: JP2000028011A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Tamai; 康弘玉井
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 1999-02-12
Filing date: 2000-02-04
Publication date: 2000-10-24

Abstract

(57)【要約】【課題】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの異常電流に
対する保護機能の動作が停止する期間を極力短縮化した
うえで、突入電流をキャンセルする。【解決手段】タイマ回路１が、スイッチＳＷ１がオフ
状態となってから次にオン状態となるまでの間の時間を
計時し、この計時情報をマスク信号発生回路２に供給す
る。突入電流のレベルは、スイッチＳＷ１がオフ操作さ
れ、次にスイッチＳＷ１がオン操作されるまでの時間に
応じて変化する。このため、マスク信号発生回路２は、
タイマ回路１からの前記計時情報に基づいてマスク信号
のデューティー比（パルス幅）を可変し、これをコンパ
レータＣＭＰ１の“−”入力端子に供給する。これによ
り、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの異常電流に対する
保護機能の動作停止期間を極力短縮化したうえで、突入
電流をキャンセルすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば車両に載置
されたバッテリから各負荷への電力供給を制御する電源
供給制御装置及び電源供給制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、例えば図１４に示すように温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＦ（日立製ＨＡＦ２００１）を備えた
電源供給制御装置が知られている。この電源供給制御装
置は、例えば自動車に設けられたバッテリからの電源を
選択的に各負荷に供給制御するものであり、電源１０１
の出力電圧ＶＢを、例えばヘッドライトやパワーウィン
ドウの駆動モータ等の負荷１０２に供給する経路に、シ
ャント抵抗ＲＳ及び温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのドレイ
ンＤ−ソースＳが直列接続されている。また、シャント
抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハードウェア回路によ
り温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動を制御するドライバ
９０１と、ドライバ９０１でモニタした電流値に基づい
て温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号をオン／オフ制
御するＡ／Ｄ変換器９０２及びマイクロコンピュータ
（マイコン＝ＣＰＵ）９０３とを備えている。

【０００３】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦは、図示しない
温度センサを有しており、当該温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ｆが規定以上の温度まで上昇した場合には、内蔵するゲ
ート遮断回路によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦを強制
的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。また、図
１４中のＲＧは内部抵抗であり、ＺＤ１はゲートＧに過
電圧が印加された場合にこれをバイパスすることで、ゲ
ートＧ−ソースＳ間を例えば１２Ｖに保つツェナーダイ
オードである。

【０００４】また、この電源供給制御装置は、負荷１０
２又は温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソース
Ｓ間における過電流に対する保護機能をも備えている。
すなわち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路としての
差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路としての差
動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５と、マイ
コン９０３からのオン／オフ制御信号及び電流制限回路
からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗ＲＧを介して
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動する駆動回
路９１４とを備えて構成されている。

【０００５】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その
後電流が低下して判定値（下限）を下回った際に温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＦをオン動作させる。

【０００６】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることに
より温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作させる。な
お、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出力され
る前に、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの温度が規定値を超
えていれば、過熱遮断機能によって温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＦはオフ動作となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の電源供
給制御装置は、電流検出を行うために電力の供給経路に
直列接続されるシャント抵抗ＲＳを必要とする構成であ
り、近年の温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのオン抵抗の低減
に伴う負荷の大電流化により、シャント抵抗ＲＳの熱抵
抗が無視できない問題がある。

【０００８】また、前記過熱遮断機能や過電流制限回路
は、負荷１０２や配線に略々完全な短絡状態が発生して
大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡抵
抗を持つ不完全短絡等のレアショートが発生して小さい
短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ回路
を介してマイコン９０３により異常電流を検出して温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、このよ
うな異常電流に対するマイコン制御による応答性が悪い
という問題もあった。

【０００９】また、シャント抵抗ＲＳやＡ／Ｄ変換器９
０２、マイコン９０３等が必要であったため、大きな実
装スペースが必要であり、また、これら比較的高価な部
品により装置コストが高くなってしまうという問題点も
ある。

【００１０】本発明は上述の課題に鑑みてなされたもの
であり、電流検出を行うために電力の供給経路に直列接
続されるシャント抵抗を不要として装置の熱損失を抑
え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡等のレアショ
ートが発生した場合の異常電流に対しても高速応答を可
能とし、集積化容易で安価な電源供給制御装置及び電源
供給制御方法の提供を目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電源供給制
御装置は、上述の課題を解決する手段として、制御信号
入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチング制
御され電源から負荷への電力供給を制御する半導体スイ
ッチと、前記半導体スイッチに所定の負荷を接続した状
態における該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と
等価な電圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成
手段と、前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電
圧との差を検出する検出手段と、検出された端子間電圧
と基準電圧との差に応じて前記半導体スイッチをオン／
オフ制御する制御手段とを有する。また、これら各手段
と共に、前記負荷への電力供給が停止されてから次に該
負荷へ電力供給が開始されるまでに掛かった時間を計時
して計時情報を出力するタイマ手段と、前記負荷への電
力供給開始指示から、前記タイマ手段からの計時情報に
応じた時間分前記半導体スイッチをオフ制御すること
で、負荷への突入電流をキャンセルする突入電流キャン
セル手段とを有する。

【００１２】このような電源供給制御装置は、電源から
負荷への電力供給を半導体スイッチによってスイッチン
グ制御する際に、基準電圧生成手段により半導体スイッ
チに所定の負荷を接続した状態における該半導体スイッ
チの端子間電圧の電圧特性と等価な電圧特性を持つ基準
電圧を生成し、半導体スイッチの端子間電圧と基準電圧
との差を検出手段によって検出する。そして、制御手段
により該検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じ
て半導体スイッチをオン／オフ制御することで、電力供
給経路の一部をなす半導体スイッチの端子間電圧（すな
わち、電力供給経路の電流）が正常状態から逸脱してい
る程度を判定する。

【００１３】これにより、従来必要としていたシャント
抵抗を不要として装置の熱損失を抑え、また、完全短絡
による過電流のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不
完全短絡等のレアショートが発生した場合の異常電流を
もハードウェア回路又はマイコン等のプログラム処理に
よって連続的に検出することができる。特に半導体スイ
ッチのオン／オフ制御をハードウェア回路で構成した場
合はマイコンも不要であるため、実装スペースを縮小で
きるとともに、装置コストを大幅に削減することができ
る。

【００１４】ここで、負荷に対する突入電流をキャンセ
ルするためには、前記負荷への電力供給開始指示がなさ
れてから一定時間、前記半導体スイッチをオフ制御する
ことが考えられるが、完全短絡（デッドショート）が発
生していた場合、この半導体スイッチをオフ制御してい
る間は、前記異常電流に対する保護機能が働かないこと
なる。このため、前記半導体スイッチをオフ制御する一
定時間は、負荷に対して大きな値の電流が流れ続けるこ
ととなり好ましいことではない。

【００１５】一方、突入電流のレベルは、負荷への電力
供給が停止され、次に負荷への電力供給開始指示がなさ
れるまでの時間に応じて変化する。

【００１６】このため、当該電源供給制御装置は、突入
電流キャンセル手段が、タイマ手段により計時された、
前記負荷への電力供給が停止されてから次に該負荷へ電
力供給が開始されるまでに掛かった時間分、前記半導体
スイッチをオフ制御する。

【００１７】これにより、負荷への電力供給が停止され
てから次に該負荷へ電力供給が開始されるまでにかかっ
た時間で変化する突入電流のレベルに応じて半導体スイ
ッチをオフ制御することができ、該半導体スイッチの、
異常電流に対する保護機能の動作停止時間を必要最低限
としたうえで突入電流をキャンセルすることができる。

【００１８】次に、本発明に係る電源供給制御方法は、
上述の電源供給制御装置の電源供給制御方法であって、
上述の課題を解決するために前記半導体スイッチに所定
の負荷を接続した状態における該半導体スイッチの端子
間電圧の電圧特性と等価な電圧特性を持つ基準電圧を生
成する基準電圧生成ステップと、前記半導体スイッチの
端子間電圧と前記基準電圧との差を検出する電圧検出ス
テップと、検出された端子間電圧と基準電圧との差に応
じて前記半導体スイッチをオン／オフ制御する制御ステ
ップとを有する。また、これら各ステップと共に、前記
負荷への電力供給が停止されてから次に該負荷へ電力供
給が開始されるまでに掛かった時間を計時するステップ
と、前記負荷への電力供給開始指示から、前記ステップ
により計時された時間分前記半導体スイッチをオフ制御
することで、負荷への突入電流をキャンセルするステッ
プとを有する。

【００１９】このような電源供給制御方法は、電源から
負荷への電力供給を半導体スイッチによってスイッチン
グ制御する際に、半導体スイッチに所定の負荷を接続し
た状態における該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特
性と等価な電圧特性を持つ基準電圧を生成し、半導体ス
イッチの端子間電圧と基準電圧との差を検出手段によっ
て検出する。そして、この検出された端子間電圧と基準
電圧との差に応じて半導体スイッチをオン／オフ制御す
ることで、電力供給経路の一部をなす半導体スイッチの
端子間電圧（すなわち、電力供給経路の電流）が正常状
態から逸脱している程度を判定する。

【００２０】これにより、従来必要としていたシャント
抵抗を不要として装置の熱損失を抑え、また、完全短絡
による過電流のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不
完全短絡等のレアショートが発生した場合の異常電流を
もハードウェア回路又はマイコン等のプログラム処理に
よって連続的に検出することができる。特に半導体スイ
ッチのオン／オフ制御をハードウェア回路で構成した場
合はマイコンも不要であるため、実装スペースを縮小で
きるとともに、装置コストを大幅に削減することができ
る。

【００２１】ここで、負荷に対する突入電流をキャンセ
ルするためには、前記負荷への電力供給開始指示がなさ
れてから一定時間、前記半導体スイッチをオフ制御する
ことが考えられるが、完全短絡（デッドショート）が発
生していた場合、この半導体スイッチをオフ制御してい
る間は、前記異常電流に対する保護機能が働かないこと
なる。このため、前記半導体スイッチをオフ制御する一
定時間は、負荷に対して大きな値の電流が流れ続けるこ
ととなり好ましいことではない。

【００２２】一方、突入電流のレベルは、負荷への電力
供給が停止され、次に負荷への電力供給開始指示がなさ
れるまでの時間に応じて変化する。

【００２３】このため、当該電源供給制御方法は、前記
負荷への電力供給が停止されてから次に該負荷へ電力供
給が開始されるまでに掛かった時間を計時し、この計時
した時間分、前記半導体スイッチをオフ制御する。

【００２４】これにより、負荷への電力供給が停止され
てから次に該負荷へ電力供給が開始されるまでに掛かっ
た時間で変化する突入電流のレベルに応じて半導体スイ
ッチをオフ制御することができ、該半導体スイッチの、
異常電流に対する保護機能の動作停止時間を必要最低限
としたうえで突入電流をキャンセルすることができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源供給制御
装置及び電源供給制御方法の好ましい実施の形態につい
て図面を参照しながら詳細に説明する。

【００２６】［第１の実施の形態］［第１の実施の形態の構成］まず、本発明は、例えば自
動車においてバッテリからの電源を選択的にランプ等の
各負荷に供給制御する電源供給制御装置に適用すること
ができる。この電源供給制御装置は、図１に示すように
電源１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給する経路
に、半導体スイッチとしての温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡを直列接続した構成を有している。この温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡには、例えばＤＭＯＳ構造のＮＭＯ
Ｓ型が使用されている。なお、ＰＭＯＳ型でも実現可能
である。また、図１中の点線で囲った部分１１０ａはア
ナログ集積化されるチップ部分を示している。

【００２７】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡを駆動制御
する部分については、リファレンスＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，ＲＧ，Ｒｒ，ＲＶ、ツ
ェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンパレー
タＣＭＰ１、駆動回路１１１及びスイッチＳＷ１を備え
た構成となっている。なお、参照符号として抵抗には
“Ｒ”とそれに続く数字及び文字を使用している。

【００２８】負荷１０２は例えばヘッドライトやパワー
ウィンドウの駆動モータ等であり、ユーザがスイッチＳ
Ｗ１をオンさせることにより機能するようになってい
る。

【００２９】駆動回路１１１には、コレクタ側が電位Ｖ
Ｐに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッタ側
が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジスタ
Ｑ６とが直列接続されて設けられている。

【００３０】この駆動回路１１１の各トランジスタＱ
５，Ｑ６の各ベースには、スイッチＳＷ１がオン／オフ
制御された際に、電源１０１の出力電圧ＶＢ（例えば１
２Ｖ）が抵抗Ｒ１０を介し切換え信号として供給される
ようになっている。各トランジスタＱ５，Ｑ６は、この
切換え信号によりオン／オフ制御され、ソーストランジ
スタＱ５のみがオン制御された際に、チャージポンプの
出力電圧ＶＰ（例えば＋１０Ｖ）が温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡに供給されるようになっている。

【００３１】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡは、より詳しくは図２に示すように、電源
１０１の出力電圧ＶＢを、抵抗ＲＥ及び主ＦＥＴのドレ
インＤ０，ソースＳ０を介して負荷１０２に接続するこ
とで、電源１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給す
る経路に、当該温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイ
ンＤ−ソースＳが直列接続された構成となっている。

【００３２】また、この温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
は、主ＦＥＴのゲートＴＧ（当該温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡの真のゲートＴＧ）に一端が直列接続された内
部抵抗ＲＧを有している。この内部抵抗ＲＧの他端は、
当該温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲートＧに接続さ
れている。

【００３３】また、この温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
は、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断
用ＦＥＴＱＳと共に、ゲートＧに過電圧が印加された場
合にこれをバイパスすることで、ゲートＧ−ソースＳ間
を例えば１２Ｖに保つツェナーダイオードＺＤ１を備え
ている。

【００３４】温度センサ１２１は、複数（例えば４個）
のダイオードが直列接続されて構成されており、先頭の
ダイオードのカソードは負荷１０２に、最後尾のダイオ
ードのアノードは抵抗Ｒ５２の一端に接続されている。

【００３５】この抵抗Ｒ５２の他端と前記先頭のダイオ
ードのカソードとの間には逆流防止用のダイオードＤ５
１が挿入接続されている。また、この抵抗Ｒ５２の一端
と前記最後尾のダイオードのアノードとの接続中点に
は、温度センサ１２１の温度検出スイッチ用のＦＥＴＱ
５１のゲートが接続されている。

【００３６】このＦＥＴＱ５１のドレインは分圧抵抗Ｒ
５３及びＲ５１を介して当該温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡのゲートＧに接続されており、この分圧抵抗Ｒ５３
及びＲ５１の接続中点に、前記抵抗Ｒ５２の他端が接続
されている。

【００３７】ラッチ回路１２２は、カレントミラー回路
を構成するＦＥＴＱ５２及びＦＥＴＱ５３と、ラッチ制
御用のＦＥＴＱ５４とで構成されている。

【００３８】具体的には、このカレントミラー回路は、
ＦＥＴＱ５２のドレインをＦＥＴＱ５３のソースに接続
し、ＦＥＴＱ５２のソースをＦＥＴＱ５３のドレインに
接続することで構成されており、ＦＥＴＱ５２及びＦＥ
ＴＱ５３の各ソースは、負荷１０２にそれぞれ接続され
ている。

【００３９】また、ＦＥＴＱ５２及びＦＥＴＱ５３の各
ドレインは、それぞれ抵抗Ｒ５４及び抵抗Ｒ５５を介し
て、前記分圧抵抗Ｒ５３及びＲ５１の接続中点に接続さ
れている。

【００４０】ラッチ制御用のＦＥＴＱ５４は、そのゲー
トが、前記温度検出スイッチ用のＦＥＴＱ５１のドレイ
ンに接続されており、ドレインは、ＦＥＴＱ５２のドレ
インとＦＥＴＱ５３のソースとの接続間に接続され、ソ
ースは負荷１０２に接続されている。

【００４１】このような温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
は、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡが規定以上の温度ま
で上昇したことが温度センサ１２１によって検出された
場合、その旨の検出情報をラッチ回路１２２に保持し、
ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン動
作となることによって、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
を強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。

【００４２】すなわち、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
の温度が上昇すると、この温度上昇に連れて温度センサ
１２１の各ダイオードの抵抗値が減少し、ＦＥＴＱ５１
のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がる。
これにより、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷
移する。

【００４３】ＦＥＴＱ５１がオフ状態に遷移すると、Ｆ
ＥＴＱ５４のゲート電位が温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、Ｆ
ＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ
回路１２２に“１”がラッチされることとなる。

【００４４】このとき、ラッチ回路１２２の出力が
“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態
からオン状態に遷移するので、温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡの真のゲート（ＴＧ）の電位レベルが“Ｌ”レベ
ルとなり、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態か
らオフ状態に遷移して過熱遮断される。

【００４５】次に、当該電源供給制御装置は、負荷１０
２又は温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレインＤ−ソ
ースＳ間において発生する短絡故障による過電流、或い
は不完全短絡故障による異常電流に対する保護機能も備
えている。この異常電流に対する保護機能としては、図
１に示すように基準電圧を発生するＦＥＴ（第２半導体
スイッチ）ＱＢ及び抵抗（第２負荷）Ｒｒを有してい
る。

【００４６】リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン及びゲ
ートは、それぞれ温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレ
イン（Ｄ）及び真のゲート（ＴＧ）に接続され、リファ
レンスＦＥＴＱＢのソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の
端子に接続され、抵抗Ｒｒの他の端子は接地電位（ＧＮ
Ｄ）に接続されている。

【００４７】このように、リファレンスＦＥＴＱＢ及び
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン（Ｄ）及びゲ
ート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１１
０ａ）への集積化を容易化することができる。

【００４８】また、リファレンスＦＥＴＱＢ及び温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡは同一プロセスで同一チップ
（１１０ａ）上に形成されたものを使用している。当該
実施の形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭ
Ｐ１による温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのソース電圧
ＶSAと基準電圧との差の検出によって行われることか
ら、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢ及び温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡを形成することにより、電流検
出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、温度ドリフ
トやロット間のバラツキの影響を除去（削減）すること
ができる。さらに、抵抗Ｒｒをチップ１１０ａの外部に
設置しているので、基準電圧へのチップ１１０ａの温度
変化の影響を受け難くすることができ、高精度の電流検
出が可能となっている。

【００４９】また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量
が温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの電流容量よりも小さ
くなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続の
トランジスタ数を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジ
スタ数：１個）＜（温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのト
ランジスタ数：１０００個）となるように構成してい
る。

【００５０】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａのトランジスタ数：１０００個／リファレンスＦＥＴ
ＱＢのトランジスタ数：１個）の値となるように設定さ
れる。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡに負荷電流（５［Ａ］）が流れたときに、抵
抗Ｒｒに５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡと同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリ
ファレンスＦＥＴＱＢに発生させることができる。

【００５１】また、以上のような回路構成により、リフ
ァレンスＦＥＴＱＢ及び抵抗Ｒｒで構成される基準電圧
の発生手段の構成を極力小型化することができ、実装ス
ペースを縮小して装置コストを低減することができる。

【００５２】可変抵抗ＲＶは、チップ外部に設置され、
抵抗Ｒ２に対して並列に接続される。また、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡのソースＳと、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分
圧点との間に負荷１０２に対して直列に接続されてい
る。この可変抵抗ＲＶの抵抗値を変えることにより抵抗
Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定する。

【００５３】すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，ＲＶは、温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧Ｖ
ＤSAを抵抗値の比に基づく分圧比で分圧してコンパレー
タＣＭＰ１に供給しており、この分圧比は可変抵抗ＲＶ
の抵抗値を調整することで調整するようになっている。

【００５４】これにより、基準電圧生成手段の固定され
た設定値（基準）に対してコンパレータＣＭＰ１の出力
を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換えるドレイン
−ソース間電圧ＶＤSの閾値を変えることが可能とな
り、アナログ集積化する場合でも１種類のチップ１１０
ａで複数の仕様をカバーすることが可能となる。

【００５５】コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子に
は、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレインＤ−ソー
スＳ間電圧ＶDSを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２及び可変抵抗ＲＶ
の並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５
を介して供給されている。また、コンパレータＣＭＰ１
の“−”入力端子には、リファレンスＦＥＴＱＢのドレ
イン−ソース電圧ＶＤSBが供給されている。

【００５６】つまり、“−”入力端子に供給される電位
より“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出
力は有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供
給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が小
さいときに出力は無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、
後述のようにコンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシ
スを持っている。

【００５７】次に、当該電源供給制御装置は、スイッチ
ＳＷ１がオン操作された際に負荷１０２に掛かる突入電
流を防止するために、図１に示すようにタイマ回路１
と、マスク信号発生回路２とが設けられている。

【００５８】タイマ回路１は、スイッチＳＷ１に接続さ
れており、該スイッチＳＷ１のオンオフ状態を検出する
と共に、該スイッチＳＷ１がオフ状態となったタイミン
グで計時を開始し、該スイッチＳＷ１がオフ状態とされ
てから次にスイッチＳＷ１がオン状態とされるまでに要
した時間を示す計時情報をマスク信号発生回路２に供給
するようになっている。

【００５９】マスク信号発生回路２は、タイマ回路１か
ら供給される計時情報に基づいて、スイッチＳＷ１がオ
フ状態とされてから次にスイッチＳＷ１がオン状態とさ
れるまでに要した時間を検出し、再度スイッチＳＷ１が
オン状態とされた際に、前記経過した時間に応じて突入
電流をマスクするためのパルス（マスク信号）のデュー
ティー比（パルス幅）を可変し、これをコンパレータＣ
ＭＰ１の“−”入力端子に供給することで、場合に応じ
た突入電流のマスキングを図るようになっている。

【００６０】［第１の実施の形態の動作］次に、このよ
うな構成を有する当該第１の実施の形態の電源供給制御
装置の動作説明をする。

【００６１】［動作原理の説明］まず、具体的な動作説
明を行う前に、図３、図４及び図５を参照して、当該電
源供給制御装置が利用する原理について説明する。図３
はオフ状態からオン状態への遷移時のドレインＤ−ソー
スＳ間電圧の立ち下がり特性を説明するための図、図４
は概念的回路図、図５は温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
のドレイン電流及びゲートＧ−ソースＳ間電圧の各特性
を説明するための図である。

【００６２】半導体スイッチとして温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２
への電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路と
して表される。負荷１０２には電力供給経路の配線イン
ダクタンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路又
は負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０
には短絡抵抗も含まれることとなる。

【００６３】ここで短絡抵抗は、本実施の形態が適用対
象としている自動車において負荷１０２をヘッドライト
と仮定した場合には、上述の完全短絡（デッドショー
ト）の場合に約４０［ｍΩ］以下となり、不完全短絡の
場合は約４０〜５００［ｍΩ］となる。

【００６４】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSは、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態からオ
ン状態へ遷移する際における、「短絡時の立ち下がり電
圧特性」、「基準負荷時（通常動作時）の立ち下がり電
圧特性」、及び「負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合の
立ち下がり電圧特性」を、それぞれ図３に示す。この図
３からわかるように、立ち下がり特性は、電力供給経路
及び負荷の状態、すなわち、経路が持つ配線インダクタ
ンス並びに配線抵抗及び短絡抵抗に基づく時定数に応じ
て変化する。

【００６５】ここで、このようなドレイン−ソース間電
圧ＶDSの特性の変化を利用して過電流検出を行う手法と
して、以下で説明する手法の他に、所定タイミングで所
定閾値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えら
れるが、この手法は、所定タイミングを規定する手段及
び所定閾値との比較手段を構成するために、コンデンサ
や複数の抵抗といった部品を必要とし、これらの部品が
ばらつくと検出誤差となってしまうという問題がある。
また、コンデンサが必要であり、該コンデンサはチップ
内に搭載できないことから、外付け部品が必要となり、
装置がコスト高となる問題もあった。

【００６６】図３において、温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡがオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDS
が飽和するまでの期間は、温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａはピンチオフ領域で動作する。

【００６７】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使
用した場合、電源電圧が１２［Ｖ］のとき、ドレイン電
流ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧Ｖ
TGSは、略々閾値電圧１．６［Ｖ］に維持される。

【００６８】第２に、駆動回路１１１によるゲート
（Ｇ）への充電は継続されるから、このまま行くとゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSは上昇して行ってしまうが、ド
レイン−ソース間電圧ＶDSが低下して、ゲート−ドレイ
ン間の容量ＣGD電荷を放電させるので、ゲート−ソース
間電圧ＶTGSに達する電荷を吸収してしまうことにな
る。

【００６９】すなわち、ドレイン−ソース間電圧ＶDS
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSに達した電荷が電位上
昇を生じさせないだけの電荷をゲート−ドレイン間の容
量ＣGDから放電させるような速度で降下することにな
る。これにより、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは約１．
６［Ｖ］に維持される。

【００７０】そして、ゲート−ドレイン間電圧ＶTGD の
低下につられてドレイン−ソース間電圧ＶDSも低下す
る。なお、この時、電荷を吸収する要因は２つあり、第
１はゲート−ドレイン間電圧ＶTGD の低下によるゲート
−ドレイン間容量ＣGDの放電（ミラー容量）であり、第
２はｎ領域の空乏層減少によるゲート−ドレイン間容量
ＣGDの容量増大である。

【００７１】また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について次のような解釈も可
能である。つまり、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオ
ン状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１に
よってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真の
ゲート（ＴＧ）の電圧ＶTGSを一定に保つようなドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。

【００７２】従って、ある経過時間の後にドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSが図３の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線
より上側にあれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．
６［Ｖ］よりも高くなっていることを意味する。なお、
ドレイン−ソース間電圧ＶDSは図３の負荷抵抗＝１［Ｋ
Ω］時の曲線より下側に来ることはない。

【００７３】さらに、同一経過時間における図３の負荷
抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線からの距離をΔＶDSGAPとす
ると、ΔＶDSGAP×ＣGD分の電荷をゲート−ソース間電
圧ＶTGSから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶT
GSは１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれば、
ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］からこの電
荷分だけ電位が上昇していることを意味する。このこと
を式で示せば次式となる。

【００７４】ＶTGS−１．６＝ΔＶDSGAP×２ＣGD／（ＣGS×２ＣGD）すなわち、ΔＶDSGAPはゲート−ソース間電圧ＶTGS−
１．６［Ｖ］に比例する。

【００７５】また、図５は、日立製の「ＨＡＦ２００
１」のゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレイン電流ＩＤ
との関係を示す特性図なのであるが、この図５からわか
るように、ゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレイン電流
ＩＤとの関係は、比例関係に近い１対１の関係がある。
このため、ΔＶDSGAPは、図５に示すような対応関係に
基づいてドレイン電流ＩＤを表すということができる。

【００７６】この図５において、ドレイン電流ＩＤ＝１
０［Ａ］近辺の分解能は約６０［ｍＶ／Ａ］である。す
なわち、１［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化が６０［ｍ
Ｖ］のゲート−ソース間電圧ＶTGSに対応し、±５
［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化に対して±０．３
［Ｖ］のゲート−ソース間電圧ＶTGSの変化が対応す
る。この分解能は従来例におけるシャント抵抗ＲＳ＝
６０［ｍΩ］相当の分解能に相当する。

【００７７】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路及びミラー容量だけでドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが流
れると、回路のインダクタンスＬｃ及び回路全体の抵抗
Ｒｃの影響を受けることになる。

【００７８】ドレイン電流ＩＤが増大するに連れてドレ
イン−ソース間電圧ＶDSの曲線は浮き上がって行くが、
完全短路（デッドショート）のようにドレイン電流ＩＤ
が大きくなると、ドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配はゲ
ートを充電する回路による充電速度で決まる一定値に収
れんし、従って、ゲート−ソース間電圧ＶTGSの曲線も
収れんすることとなる。

【００７９】なお、ゲート−ドレイン間電圧ＶTGD が変
化ゼロであるときのゲート−ソース間電圧ＶTGS の曲線
の立ち上がりで決まるドレイン電流ＩＤの立ち上がり勾
配が極限勾配である。

【００８０】次に、再び図４に示す概念的回路図を参照
しながら、駆動回路１１１がオフ制御を行う時の温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡにおける動作（ドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSおよびドレイン電流ＩＤの力関係）につい
て詳細に説明する。

【００８１】駆動回路１１１のソーストランジスタＱ５
がオフ状態に遷移してシンクトランジスタＱ６がオン状
態に遷移すると、真のゲート（ＴＧ）に蓄積された電荷
は抵抗ＲＧおよびＲ８並びにシンクトランジスタＱ６を
介して放電する。

【００８２】この時、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡが
オーミック領域にある間は、ゲート電荷が放電し、ゲー
ト−ソース間電圧ＶTGS が低下してもドレイン電流ＩＤ
には殆ど影響を受けない。またドレイン−ソース間電圧
ＶDSも殆ど変化しない。

【００８３】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがピンチオ
フ領域に入ると、ゲート電荷の放電はゲート−ソース間
電圧ＶTGS を低下させてドレイン電流ＩＤを減少させよ
うとするが、ドレイン電流ＩＤは外部回路で決まる条件
で動作を続けようとするので、ドレイン−ソース間電圧
ＶDSが増加してゲート−ドレイン間容量ＣGDを充電する
ことにより、ゲートの放電電荷量をキャンセルしてドレ
イン電流ＩＤへの影響を無くす働きをする。

【００８４】なお、ドレイン−ソース間電圧ＶDSが変化
できる範囲でこのうようなカバー動作が続くことにな
る。また、この現象は、ドレイン電流ＩＤを変化させる
力とドレイン−ソース間電圧ＶDSを変化させる力の大小
関係から生じるものであり、ドレイン電流ＩＤを変化さ
せる力に比べてドレイン−ソース間電圧ＶDSを変化させ
る力が圧倒的に弱いことによるものである。

【００８５】ドレイン電流ＩＤの増加過程で駆動回路１
１１がオフ制御を行うようになっても、同様に、ドレイ
ン電流ＩＤはドレイン−ソース間電圧ＶDSが変化（増
加）できる間は、該ドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化
によってカバーされ、ドレイン電流ＩＤは増加し続け
る。ドレイン−ソース間電圧ＶDSが増加できなくなった
時点で、ドレイン電流ＩＤはゲート電荷の放電のみで決
まる電位（ゲート−ソース間電圧ＶTGS ）に従って減少
する。すなわち、駆動回路１１１がオフ制御を行うよう
になっても、ドレイン電流ＩＤはドレイン−ソース間電
圧ＶDSの変化が終わるまではあまり影響を受けないこと
になる。以上のメカニズムが温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡのオン／オフ動作の根源になっている。

【００８６】最後に、ゲートを充電する回路が異なる
と、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDS
の曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は
常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流
を減らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方に
シフトすることになる。この性質を利用して、同じドレ
イン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増
大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮
断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路
（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００８７】［具体的な動作説明］次に、以上の動作原
理を踏まえて、当該電源供給制御装置の具体的な動作説
明をする。まず、温度センサ内蔵ＥＦＴＱＡ及び基準電
圧生成手段（リファレンスＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒｒ）につ
いて説明する。

【００８８】まず、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ及び
基準電圧生成手段（リファレンスＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ
１）について説明する。

【００８９】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ及びリファレン
スＦＥＴＱＢは１０００：１のカレントミラー（Curren
t mirror）回路を構成し、両者のソース電位が等しいと
きは、ドレイン電流ＩＤQA＝１０００×ドレイン電流Ｉ
ＤQBとなる。

【００９０】このため、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
のドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］が
それぞれ流れているときは、温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡ及びリファレンスＦＥＴＱＢのそれぞれのドレイン
−ソース間電圧ＶDSとゲート−ソース間電圧ＶTGSは一
致する。すなわち、ＶDSA ＝ＶDSB ，ＶTGSA＝ＶTGSB
となる。

【００９１】なお、ＶDSA，ＶDSB はそれぞれ温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのドレ
イン−ソース間電圧であり、ＶTGSA，ＶTGSBはそれぞれ
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ、リファレンスＦＥＴＱ
Ｂのゲート−ソース間電圧である。

【００９２】従って、リファレンスＦＥＴＱＢが完全に
オン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端に略々
電源電圧ＶＢが印加されるから、温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なリファレンス
ＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒｒ＝
１２［Ｖ］／５［ｍＡ］−１．４［ＫΩ］として決定さ
れる。

【００９３】このように、ここでは、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレ
イン−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡに対してトランジスタ数
比（＝電流容量比）の小さいリファレンスＦＥＴＱＢを
用いて基準電圧生成手段を構成することにより、基準電
圧生成手段をより小型化して、小さなチップ占有面積で
要求機能を実現することができる。

【００９４】さらに、上述のように、リファレンスＦＥ
ＴＱＢと温度センサ内蔵半導体素子ＱＡと同一プロセス
で、同一チップ上に構成することにより、ロット間のば
らつき、温度ドリフトの影響を除去することができ、検
出精度を大幅に向上させることができる。

【００９５】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
からオン状態に遷移すると、ドレイン電流ＩＤQAは回路
抵抗で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がる。

【００９６】また、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAで決
まる値を取り、ドレイン−ソース間電圧ＶDSAの低下に
よるコンデンサ容量ＣGDのミラー効果により、適宜ブレ
ーキが掛けられながら立ち上がる。

【００９７】さらに、リファレンスＦＥＴＱＢのゲート
−ソース間電圧ＶTGSBは、リファレンスＦＥＴＱＢが抵
抗Ｒｒ＝１．４［ＫΩ］を負荷とするソースフォロアと
して動作することにより決まる。

【００９８】また、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増
加に応じて大きくなるため、ゲート−ソース間電圧は、
ＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、ＶDSA＝ＶTGSA＋ＶTGD
，ＶDSB＝ＶTGSB＋ＶTGDの関係があるから、ＶDSA−Ｖ
DSB＝ＶTGSA−ＶTGSBとなる。

【００９９】ここで、ゲート−ソース間電圧の差ＶTGSA
−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA−ＩＤQBを表わすた
め、ＶTGSA−ＶTGSBを検出することにより、ＩＤQAと基
準電圧生成手段を流れる電流ＩＤQBとの差を得ることが
できる。基準電圧生成手段を流れる電流ＩＤQBは、ＶDS
Bが小さくなるにつれて（このときはＶDSAも小さくなっ
ている）ＩＤQA＝５［Ａ］に相当する５［ｍＡ］に近づ
く。

【０１００】リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSBは、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力
端子に直接供給され、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの
ドレイン−ソース間電圧ＶDSAは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２
で分圧されてコンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子に
供給される。なお、ここでは可変抵抗ＲＶについては考
慮に入れないものとする。

【０１０１】すなわち、コンパレータＣＭＰ１の“＋”
入力端子には、ＶDSA×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１）の値の電圧が供給されることとなる。

【０１０２】温度センサ内蔵ＦＥＧＱＡがオン状態に遷
移した直後は、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSBは、コンパレータＣＭＰ１の“＋”入
力端子に供給される電圧値よりも大きいのであるが（Ｖ
DSB＞（１））、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレ
イン電流ＩＤQAが増加するに連れてコンパレータＣＭＰ
１の“＋”入力端子に供給される電圧値が増加し、つい
にはリファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧
ＶDSBより大きくなる。この時、コンパレータＣＭＰ１
の出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、駆
動回路１１１がオフ動作することで、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。なお、コンパレ
ータＣＭＰ１では、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステ
リシスが形成されている。

【０１０３】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
に遷移すると、駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ
６によりゲート電位が接地され、ダイオードＤ１のカソ
ード側と温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレインＤと
の間の電位差は、ＶDSA＋０．７［Ｖ］（ツェナーダイ
オードＺＤ１の順方向電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵
抗Ｒ５→ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、コンパレ
ータＣＭＰ１の“＋”入力端子の電位は、駆動回路１１
１がオン制御しているときより低下する。

【０１０４】従って、オフ状態に遷移したときより小さ
いドレイン−ソース間電圧の差ＶDSA−ＶDSBまで温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡはオフ状態を維持し、その後オ
ン状態に遷移することとなる。なお、ヒステリシス特性
の与え方にはいろいろな方法があるが、これはその一例
である。

【０１０５】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
に遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSAを閾値
ＶDSAthとすると次式が成立する。

【０１０６】ＶDSAth−ＶDSB＝Ｒ２／Ｒ１×ＶDSB（at ５［ｍＡ］）………（２）過電流判定値は、この（２）式で決まることになる。な
お、過電流判定値の調整は、抵抗Ｒ２に対して並列接続
され、チップ１１０ａの外部に接地された可変抵抗ＲＶ
を調整することで行う。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さく
することにより、過電流判定値を下方にシフトさせるこ
とができる。

【０１０７】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなる
ので、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０
［Ｖ］近くまで達し、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ及
びリファレンスＦＥＴＱＢはオーミック領域で動作す
る。

【０１０８】このオーミック領域では、ゲート−ソース
間電圧ＶGSとドレイン電流ＩＤとの間の関係は、１対１
の関係では無くなる。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場
合、オン抵抗は、ゲート−ソース間電圧ＶGS＝１０
［Ｖ］のとき、ＲDS（ON）＝３０［ｍΩ］であるので、
次式となる。

【０１０９】ＶDSB＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ＶDSA＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ＶDSA−ＶDSB＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］）……（３）また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。
この後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡはオン状態及びオフ状態への遷移を
繰り返して、最終的に過熱遮断に至る。

【０１１０】なお、過熱遮断に至る前に、配線が正常に
復帰すれば（間欠的短絡故障の例）、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡは連続的にオン状態を維持するようにな
り、オーミック領域の動作に戻る。

【０１１１】図６には、当該電源供給制御装置における
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの電流と電圧の波形図を
例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流ＩＤ
（Ａ）を、図６（ｂ）はドレイン−ソース間電圧ＶDSを
それぞれ示し、図中、は完全短絡（デッドショート）
の場合、は正常動作の場合、は過負荷（ソース〜負
荷間の配線短絡抵抗を含む）の場合をそれぞれ示してい
る。

【０１１２】完全短絡（デッドショート）が発生してい
る場合（図中）には、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
がオフ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流
ＩＤが急激に流れるが、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
のオン状態を継続して、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
を過熱させ、過熱遮断の保護機能、すなわち過熱遮断用
ＦＥＴＱＳのオン状態への遷移によって温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡを過熱遮断する。

【０１１３】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中）には、上述のように温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡのオン／オフ制御を繰り返
し行い、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡの周期的な発熱作用によって過熱
遮断の保護機能、すなわち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン
状態への遷移によって温度センサ内蔵半導体素子ＱＡを
過熱遮断を速めている。

【０１１４】このように、当該第１の実施の形態の電源
供給制御装置は、電流検出を行うために電力の供給経路
に直列接続されるシャント抵抗を用いずに高精度の過電
流検出が可能であり、装置全体としての熱損失を抑える
ことができ、また、完全短絡による過電流検出のみなら
ず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡等のレアショ
ートが発生した場合の異常電流をもハードウェア回路に
よって連続的に検出することができる。

【０１１５】また、不完全短絡の場合、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って電流
を大きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用
によって過熱保護機能による温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡの遮断（オフ制御）を速めることができる。

【０１１６】さらに、マイコンを用いないハードウェア
回路のみで構成して半導体スイッチのオン／オフ制御を
行えるため、電源供給制御装置の実装スペースを縮小化
することができ、装置コストを大幅に削減することがで
きる。

【０１１７】また、ドレイン−ソース間電圧ＶDSの特性
の変化を利用するものの所定タイミングで所定閾値との
比較を行って過電流検出を行う他の手法と比較して、コ
ンデンサや複数の抵抗等の部品が不要となるため、該部
品のバラツキによる検出誤差をより低減することがで
き、また、チップ１１０ａに対する外付けコンデンサも
不要であることから、実装スペース及び装置コストをよ
り削減することができる。

【０１１８】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
ができ、短絡故障に対する保護を精度良く行うことがで
きる。

【０１１９】［突入電流の防止動作］次に、スイッチＳ
Ｗ１がオン操作された際には、ランプ等の負荷１０２に
対して瞬間的に突入電流が流れ該負荷１０２が破損する
虞がある。このような突入電流による負荷１０２の破損
を防止するためには、マスク信号発生回路２によりスイ
ッチＳＷ１のオン操作を検出し、このスイッチＳＷ１の
オン操作から一定時間、図１２（ｂ）に示すようなマス
ク信号（ｔｍａｓｋ）を形成し、これをコンパレータＣ
ＭＰ１の“−”入力端子に供給し、該コンパレータＣＭ
Ｐ１及び駆動回路１１１を介して温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡのゲート電圧をローレベルに制御することで温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡをオフ制御して、図１２
（ａ）に示すように突入電流をキャンセルすることが考
えられる。

【０１２０】しかし、前記完全短絡（デッドショート）
が発生していた場合、この温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａをオフ制御している間は、上述の異常電流に対する保
護機能が働かない。このため、前記マスク信号がコンパ
レータＣＭＰ１に供給されている間は、負荷１０２に対
して大きな値の電流が流れ続けることとなり好ましいこ
とではない。従って、コンパレータＣＭＰ１へのマスク
信号の供給時間（マスク信号のデューティー比：パルス
幅）は、必要最低限とする必要がある。

【０１２１】このようなことから、当該電源供給制御装
置では、スイッチＳＷ１のオフ操作からスイッチＳＷ１
がオン操作されるまでの時間に応じてコンパレータＣＭ
Ｐ１に供給するマスク信号の供給時間を制御して、突入
電流のキャンセル時間（＝異常電流に対する保護機能の
動作停止時間）を必要最低限としている。

【０１２２】［マスク信号の可変動作］すなわち、突入
電流のレベルは、スイッチＳＷ１がオフ操作され、次に
スイッチＳＷ１がオン操作されるまでの時間に応じて、
図１３（ａ）に実線及び点線で示すように変化する。こ
のため、当該電源供給制御装置は、図１に示すタイマ回
路１が、スイッチＳＷ１のオンオフ状態を検出すると共
に、該スイッチＳＷ１がオフ状態となったタイミングで
計時を開始する。そして、スイッチＳＷ１がオフ状態と
なってから次にスイッチＳＷ１がオン状態となるまでに
掛かった時間を計時し、この計時情報をマスク信号発生
回路２に供給する。

【０１２３】マスク信号発生回路２は、駆動回路１１１
から温度センサ内蔵半導体素子ＱＡに供給されるゲート
電圧（或いは、スイッチＳＷ１からのスイッチ信号）に
基づいて、スイッチＳＷ１のオンオフ状態を検出し、該
スイッチＳＷ１がオン状態となったタイミングでタイマ
回路１から供給される計時情報を取り込む。そして、こ
の計時情報に基づいて、図１３（ｂ）に示すようにデュ
ーティー比（パルス幅）を調整したマスク信号を形成
し、これをコンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子に供
給する。

【０１２４】これにより、スイッチＳＷ１がオフ状態と
されてから次にスイッチＳＷ１がオン状態とされるまで
の時間で変化する突入電流のレベルに応じてデューティ
ー比を調整したマスク信号により突入電流をキャンセル
することができる。このため、マスク信号により温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡの、異常電流に対する保護機能
の動作停止時間を必要最低限とすることができる。従っ
て、突入電流をキャンセルしたうえで、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡの異常電流に対する保護機能を即座に復
帰させることができ、デッドショートが発生していた場
合でも、負荷１０２に対して大きな値の電流が流れる時
間を極力短くすることができ、該負荷１０２を保護する
ことができる。

【０１２５】〔第２の実施の形態〕次に、本発明の第２
の実施の形態の電源供給制御装置の説明をする。この第
２の実施の形態の電源供給制御装置は、図７に示すよう
になっており、図１を用いて説明した第１の実施の形態
の構成に対して、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ９、ＦＥＴ
Ｑ１，Ｑ２及びツェナーダイオードＺＤ２を付加した構
成となっている。なお、図７中の点線で囲った部分１１
０ｂはアナログ集積化されるチップ部分を示す。

【０１２６】すなわち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で
接続したＦＥＴＱ１のゲートを、ツェナーダイオードＺ
Ｄ２及び抵抗Ｒ６を介して温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａの真のゲートＴＧに接続し、ＦＥＴＱ１のドレインを
抵抗Ｒ４を介してＶＢ＋５〔Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱ１
のソースを温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのソースＳＡ
に接続している。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗
Ｒ３とＦＥＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続
し、ＦＥＴＱ２のオン／オフ制御によって温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSの分圧
を変えるように構成している。

【０１２７】次に、この第２の実施の形態の電源供給制
御装置の動作を説明する。まず、ピンチオフ領域におけ
る動作について説明する。第１の実施の形態と同様に、
リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDS
BはコンパレータＣＭＰ１に直接入力され、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSAは
抵抗Ｒ１，Ｒ３の並列抵抗（Ｒ１‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で
分圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れ
ないものとする）がコンパレータＣＭＰ１に入力され
る。すなわち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰ１に入力
されることになる。

【０１２８】ＶDSA ×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′）温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態に遷移した直
後は、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電
圧ＶDSB ＞（１′）であるが、過負荷状態では、温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン電流ＩＤQAが増加す
るに連れて（１′）は増加し、ついにはリファレンスＦ
ＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB より大きくな
り、この時、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベ
ルから“Ｌ”レベルに変化して、温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡがオフ状態に遷移するときのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSA を閾値ＶDSAth とすると次式が成立す
る。

【０１２９】ＶDSAth −ＶDSB＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶDSB ……（２′）過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、
過電流判定値を変更するには、第１の実施の形態と同様
に、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並
列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。この可変抵抗ＲＶの
抵抗値を小さくすることにより、過電流判定値を下方に
シフトさせることができる。

【０１３０】オーミック領域における動作や図６を参照
して説明した動作等については第１の実施の形態と同様
であるので省略する。

【０１３１】次に、過電流判定値について説明する。な
お、ここでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミ
ック領域とも同一の値を用いるとする。

【０１３２】まず、ピンチオフ領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲
線より、次式が得られる。

【０１３３】 △ＶTGSA／△ＩＤQA＝６０［ｍＶ／Ａ］ ……（４） △ＶTGSA＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×２ＣGD ／（ＣGS ＋２ＣGD ）＝△（ＶDSA −ＶDSB ） ×２×１２００ｐＦ／（１８００ｐＦ＋２×１２００ｐＦ）＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×０．５７ ……（５）式（４），（５）より、 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝１０５［ｍＶ／Ａ〕……（６）となる。

【０１３４】また、オーミック領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤは、式（３）より、 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７）となる。

【０１３５】式（６），（７）を比較すると、ピンチオ
フ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、
オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ
領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対
策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流
判定値を変える方法がある。第１の実施の形態の構成に
対して当該第２の実施の形態で付加された回路がこの対
策回路である。

【０１３６】ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSAの大きさで行う。ドレ
イン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは大きくなるが、完全短絡（デッ
ドショート）の場合でも５［Ｖ］を超えることはない。
従って、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５〔Ｖ］であれ
ばオーミック領域にあると判定できる。

【０１３７】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態
に遷移した直後は、ＦＥＴＱ１はオフ状態で、ＦＥＴＱ
２はオン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させ
るためには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５
［Ｖ］が必要となる。

【０１３８】ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏
電圧を５［Ｖ〕−１．６［Ｖ］（ＦＥＴＱ１の閾値電
圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５
〔Ｖ］になるとＦＥＴＱ１がオン状態に遷移し、ＦＥＴ
Ｑ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っ
ていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。

【０１３９】ドレイン−ソース間電圧ＶDSA の圧縮率が
小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース
間電圧の差ＶDSA −ＶDSB がより小さくなる。これによ
りオーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流
判定されるようになる。

【０１４０】しかし、この第２の実施の形態における付
加回路による対策を行わなくても、実用的には問題ない
可能性がある。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電
流値が小さいときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上
がってしまう。ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達
するが、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ
領域内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域
の電流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最
大４０［Ａ］位に制限される。

【０１４１】すなわち、最終負荷電流値が大きくなるに
連れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に
収れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間
電圧ＶDSA の差がつかなくなる。この現象があるため、
ピンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソ
ース間電圧の差ＶDSA −ＶDSB が大きくならず、基準電
圧生成回路における電流値の選択次第で本実施の形態の
ような付加回路による対策を用いなくても、第１の実施
の形態の構成によって、実用的な過電流検出保護を行う
電源供給制御装置を実現することができる。

【０１４２】ここで、過電流制御の考え方について整理
しておくと、基本構想としては次の通りである。まず、
配線が正常なときは温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオ
ン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が正常
である限り、オーミック領域に留まり、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡはオン状態を維持し続ける。

【０１４３】次に、配線に異常が発生して、電流が増え
ドレイン−ソース間電圧の差ＶDSA−ＶDSB が過電流判
定値を超えると、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡはオフ
状態に遷移し、ピンチオフ領域に入る。配線異常が続く
限り、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡはオン状態／オフ
状態の遷移を繰り返してピンチオフ領域に留まり、最終
的に過熱遮断に至る。

【０１４４】上記基本構想を実現し、かつ、制御を最適
化するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足し
なければならない。第１に、正常電流範囲では温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡを絶対にオフさせないことであ
る。第２に、オーミック領域で過電流と判定した後は、
配線異常が改善されない限り、ピンチオフ領域で温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡはオン状態／オフ状態への遷移
を繰り返し行い続けることである。これはオン／オフ制
御の周期を安定させるために必要である。

【０１４５】オン／オフ制御の周期を安定させることは
制御の安定性につながるし、オン／オフ制御の周期を用
いてタイマを設定する（後述の第５の実施の形態を参
照）ので、そのためにも周期の安定化は必要である。

【０１４６】上記第１及び第２の条件を満足させるため
には、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最大
値＋α」の電流値（相当するＶDSA −ＶDSB ）に設定
し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値
＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。
つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必
要なオフセット量である。

【０１４７】このような第２の実施の形態の電源供給制
御装置は、第１の実施の形態で詳述した効果と同等の効
果を得ることができる。

【０１４８】〔第３の実施の形態〕次に、本発明の第３
の実施の形態の電源供給制御装置の説明をする。この第
３の実施の形態の電源供給制御装置は、図８に示すよう
に構成されており、図７を用いて説明した第２の実施の
形態の電源供給制御装置に対して、リファレンスＦＥＴ
ＱＢのゲートを温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの真のゲ
ートＴＧに接続せず、リファレンスＦＥＴＱＢのゲート
抵抗としてＲ４１を追加し、該抵抗Ｒ４１の他端を温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲートＧに接続している。
それ以外は第２の実施の形態の回路構成と同じである。
なお、図８中の点線で囲った部分１１０ｃはアナログ集
積化されるチッブ部分を示す。

【０１４９】また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１
０００×Ｒ７に設定する必要がある。例えば、Ｒ７＝１
０〔ＫΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］とな
る。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考
慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１
＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。

【０１５０】なお、本実施の形態の電源供給制御装置の
動作は第２の実施の形態と同等であり、第１の実施の形
態と同等の効果を奏する。

【０１５１】〔第４の実施の形態〕次に、本発明の第４
の実施の形態の電源供給制御装置の説明をする。この第
４の実施の形態の電源供給制御装置は、図９に示すよう
に構成されており、第１の実施の形態の電源供給制御装
置に対して過熱促進回路１０６を付加した構成となって
いる。なお、図９中の点線で囲った部分１１０ｄはアナ
ログ集積化されるチップ部分を示す。

【０１５２】上述の第１〜第３の実施の形態の電源供給
制御装置では、完全短絡による過電流が検出された場合
には、すぐに過熱遮断による保護が機能して温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡを過熱遮断（オフ制御）することが
可能であるが、不完全短絡の場合には、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って、温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡの周期的な発熱作用によっ
て過熱遮断を機能させるので、過熱遮断までの時間が相
対的に長くなることが考えられる。このため、当該第４
の実施の形態の電源供給制御装置では、過熱遮断促進回
路（過熱遮断促進手段）１０６によって不完全短絡の場
合でも温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの遮断を速めるよ
うにしている。

【０１５３】すなわち、過熱遮断促進回路１０６は、Ｆ
ＥＴＱ２１、ダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３及
びコンデンサＣ２１を備えて構成されており、過電流制
御時において、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲート
電位が周期的に“Ｈ”レベルになる毎にコンデンサＣ２
１が抵抗Ｒ２１及び逆流阻止用ダイオードＤ２１を介し
て充電される。ＦＥＴＱ２１のゲート電位は最初は閾値
以下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ２１の充電
に伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ２１はオン状
態に遷移する。

【０１５４】抵抗Ｒ２１を介して端子ＴＧ（温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡの真のゲート）から接地電位（ＧＮ
Ｄ）に電流が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少
する。このため、同じドレイン電流ＩＤに対してもドレ
イン−ソース間電圧ＶDSAが大きくなり、温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡの電力消費が増大して過熱遮断が早ま
ることとなる。なお、抵抗Ｒ２１が小さい程過熱遮断は
早まる。また、抵抗Ｒ２３はコンデンサＣ２１の放電抵
抗であり、Ｒ２２≪Ｒ２３となるように設定するのが望
ましいであろう。

【０１５５】このような第４の実施の形態の電源供給制
御装置は、過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段）１０
６によって不完全短絡の場合でも温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡの遮断を速めることができる他、上述の第１の
実施の形態の電源供給制御装置と同様の効果を得ること
ができる。

【０１５６】〔第５の実施の形態〕次に、本発明の第５
の実施の形態の電源供給制御装置の説明をする。この第
５の実施の形態の電源供給制御装置は、図１０に示すよ
うになっており、第１の実施の形態の電源供給制御装置
に対して、オン／オフ回数積算回路１０７を付加した構
成となっている。なお、図１０中の点線で囲った部分１
１０ｅはアナログ集積化されるチップ部分を示す。

【０１５７】上述の第１〜第３の実施の形態の電源供給
制御装置においては、不完全短絡の場合に、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行い温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡの周期的な発熱作用によっ
て過熱遮断を機能させる。このため、過熱遮断までの時
間が相対的に長くなる虞があるが、当該第５の実施の形
態の電源供給制御装置は、この問題点を以下のようにし
て解決している。

【０１５８】すなわち、当該第５の実施の形態の電源供
給制御装置には、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのオン
／オフ制御回数が所定回数に達したときに、該温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡを強制的にオフ制御するオン／オ
フ回数積算回路１０７が付加されており、このオン／オ
フ回数積算回路１０７により温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡの遮断を速めるようになっている。

【０１５９】オン／オフ回数積算回路１０７は、ＦＥＴ
Ｑ３１、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３
３及びコンデンサＣ３１を備えて構成されており、過電
流制御に入り、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲート
電位が周期的に“Ｈ”レベルになる度にコンデンサＣ３
１が、抵抗Ｒ３１及び逆流阻止用ダイオードＤ３１を介
して充電される。

【０１６０】ＦＥＴＱ３１のゲート電位は最初は閾値以
下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ３１の充電に
伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ３１はオン状態
に遷移する。この時、温度センサ１２１（４個のダイオ
ード）のアノード側が引き下げられるので、高温状態と
同じ条件となって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン状態に遷
移して、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡを遮断（オフ制
御）する。なお、回数積算による遮断時間は約１［sec
］程度が望ましい。

【０１６１】また、オン／オフ回数積算回路１０７を安
定に動作させるためには、さらに、温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡのオン／オフ制御の周期を安定させることが
必要である。当該実施の形態においては、負荷電流の変
化に対する温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−
ソース間電圧ＶDSAの変化はピンチオフ領域の方がオー
ミック領域より大きいので、温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡがオン／オフ制御されている間はピンチオフ領域で
オフ状態に遷移することとなり（ピンチオフ領域をパス
してオーミック領域でオフ状態に遷移することはな
い。）、従って、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのオン
／オフ制御の周期が安定したものとなる。

【０１６２】〔変形例〕次に、上述の各実施の形態の電
源供給制御装置の変形例について、図１１を参照して説
明する。上述の各実施の形態では、基準電圧の生成手段
を固定（例えば５Ａ負荷相当に固定）しておき、第２負
荷（抵抗Ｒｒ）の変更には過電流判定値を変化させて対
応していた。

【０１６３】すなわち、使用最大負荷に合わせて抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ５を設定してチップを作成し、負荷１０２
が小さい場合はチップ外部に抵抗Ｒ２に並列に可変抵抗
ＲＶを追加して、過電流判定値を下げていた。

【０１６４】この方法では次のような問題点がある。第
１に、過電流判定値が大きくなる程制御精度が低下す
る。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域とで過電
流判定値を変える必要がある。この場合、ピンチオフ領
域の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち
上がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン
電流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンス及び配
線抵抗が変わると変化するので、該ドレイン電流ＩＤの
立ち上がり勾配に沿った設定とするのは難しい。

【０１６５】これらの対策として、基準電圧生成手段を
負荷１０２に合わせて設定することが有効である。すな
わち、まず、基準電圧生成手段を負荷１０２の最大電流
値に設定する。

【０１６６】次に、基準電圧生成手段におけるドレイン
−ソース間電圧ＶDS（リファレンスＦＥＴＱＢのドレイ
ン−ソース間電圧ＶＤSB）を、負荷駆動トランジスタ
（温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間
電圧ＶDSA ）が少しでも越えれば過電流値と判定する。

【０１６７】この手法では、過電流判定値をピンチオフ
領域とオーミック領域で変える必要はない。基準電圧生
成手段のドレイン−ソース間電圧ＶDSを越えたか否かで
判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰ１
の分解能だけで決まることになる。

【０１６８】また、温度ドリフト、ＩＣロット間のばら
つき、配線インダクタンス及び配線抵抗の影響を除去で
き、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰ１が
正常に作動する限り影響を受けない。従って、誤差要素
の少ない（ほとんど無い）電源供給制御装置及び電源供
給制御方法を実現することができる。

【０１６９】なお、基準電圧生成手段の設定変更方法を
まとめて列挙すれば次のようなものが考えられる。

【０１７０】（ａ）抵抗Ｒｒに並列に外部可変抵抗ＲＶ
を追加接続する。

【０１７１】（ｂ）抵抗Ｒｒをチップ外部に設置して、
仕様に合わせて選択，設定する。

【０１７２】（ｃ）チップ内部の抵抗Ｒｒの抵抗値を変
える。

【０１７３】例えば、図１１に示すように、チップ内部
に数種類の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、
チップをパッケージするとき、またはべアチップ実装す
るときに、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２
により選択接続することにより、基準電圧の生成手段の
設定値（基準）を目標の仕様に設定することが可能とな
る。

【０１７４】これにより、電源供給制御装置を集積化す
る場合でも１種類のチップで複数の仕様をカバーするこ
とが可能となる。また、抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４の可変設定
により、負荷の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に
応じた完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出す
ることが可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く
行うことができる。

【０１７５】なお、スイッチング素子である、温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡ，リファレンスＦＥＴＱＢ、トラ
ンジスタＱ５，Ｑ６、過熱遮断用ＦＥＴＱＳ及びＦＥＴ
Ｑｌｌ〜Ｑ５４としてｎチャネル型のものを用いること
としたが、これは、Ｐチャネル型のものを用いるように
してもよい。ただし、各スイッチング素子のオン／オフ
制御を行うゲート電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転す
ることに伴う回路変更が必要となる。

【０１７６】最後に、上述の各実施の形態の説明では、
本発明を例えば自動車においてバッテリからの電源を選
択的にランプ等の各負荷に供給制御する電源供給制御装
置に適用することとしたが、本発明はこれに限らず、電
源から負荷への電力供給をスイッチング制御する装置で
あればどのような形態であっても適用可能であることは
勿論である。

【０１７７】

【発明の効果】本発明に係る電源供給制御装置及び電源
供給制御方法は、従来必要としていたシャント抵抗を不
要として装置の熱損失を抑え、また、完全短絡による過
電流のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡
等のレアショートが発生した場合の異常電流をもハード
ウェア回路又はマイコン等のプログラム処理によって連
続的に検出することができる。特に、半導体スイッチの
オン／オフ制御をハードウェア回路で構成した場合はマ
イコンも不要であるため、実装スペースを縮小できると
ともに、装置コストを大幅に削減することができる。

【０１７８】また、負荷への電力供給が停止されてから
次に該負荷へ電力供給が開始されるまでに要した時間で
変化する突入電流のレベルに応じて半導体スイッチをオ
フ制御することができ、該半導体スイッチの、異常電流
に対する保護機能の動作停止時間を必要最低限としたう
えで突入電流をキャンセルすることができる。従って、
デッドショートが発生していた場合でも、負荷に対して
大きな値の電流が流れる時間を極力短くすることがで
き、該負荷を保護することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１の実施の形態の電源供給
制御装置の回路図である。

【図２】前記第１の実施の形態の電源供給制御装置に設
けられている温度センサ内蔵半導体素子（半導体スイッ
チ）の詳細な回路図である。

【図３】前記第１の実施の形態の電源供給制御装置に設
けられている温度センサ内蔵半導体素子のオフ状態から
オン状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立ち下
がり特性を説明するための図である。

【図４】前記第１の実施の形態の電源供給制御装置の概
念的な回路図である。

【図５】前記第１の実施の形態の電源供給制御装置に設
けられている温度センサ内蔵半導体素子のドレイン電流
とゲート−ソース間電圧との特性を説明するための図で
ある。

【図６】前記第１の実施の形態の電源供給制御装置に設
けられている温度センサ内蔵半導体素子の短絡故障時及
び通常動作時の電流波形及び電圧波形を例示する図であ
る。

【図７】本発明を適用した第２の実施の形態の電源供給
制御装置の回路図である。

【図８】本発明を適用した第３の実施の形態の電源供給
制御装置の回路図である。

【図９】本発明を適用した第４の実施の形態の電源供給
制御装置の回路図である。

【図１０】本発明を適用した第５の実施の形態の電源供
給制御装置の回路図である。

【図１１】前記各実施の形態の変形例の電源供給制御装
置に設けられている基準電圧の生成手段の設定値（基
準）を目標の仕様に設定する回路の回路図である。

【図１２】負荷に掛かる突入電流を単にマスキングした
際に生ずる問題点を説明するための図である。

【図１３】前記各実施の形態の電源供給制御装置に設け
られているマスク信号発生回路により、突入電流をキャ
ンセルするために、場合に応じてデューティ比が可変さ
れて形成されるマスク信号を説明するための図である。

【図１４】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置の回路構成図である。

【符号の説明】

１タイマ回路２マスク信号発生回路１０１電源１０２負荷１１１駆動回路１０５突入電流マスク回路（禁止手段）１０６過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段）１０７オン／オフ回数積算回路（回数制御手段）ＱＡ温度センサ内蔵半導体素子ＲＧ内部抵抗Ｑ１〜Ｑ６トランジスタＲ１〜Ｒ３３抵抗ＺＤ１，ＺＤ２ツェナーダイオードＤ１〜Ｄ３２ダイオードＣ１〜Ｃ３１コンデンサ１２１温度センサ１２２ラッチ回路ＱＳ過熱遮断用ＦＥＴＱ１１〜Ｑ５４ＦＥＴ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０５Ｂ 37/02 Ｈ０５Ｂ 37/02 Ｋ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御信号入力端子へ供給される制御信号
に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
給を制御する半導体スイッチと、前記半導体スイッチに所定の負荷を接続した状態におけ
る該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と等価な電
圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電圧との差
を検出する検出手段と、検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前記半
導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段と、前記負荷への電力供給が停止されてから次に該負荷へ電
力供給が開始されるまでに掛かった時間を計時して計時
情報を出力するタイマ手段と、前記負荷への電力供給開始指示から、前記タイマ手段か
らの計時情報に応じた時間分前記半導体スイッチをオフ
制御することで、負荷への突入電流をキャンセルする突
入電流キャンセル手段とを有することを特徴とする電源
供給制御装置。
【請求項２】前記基準電圧生成手段は、前記半導体ス
イッチ及び前記負荷に並列接続され、前記制御信号に応
じてスイッチング制御される第２半導体スイッチと第２
負荷とを直列接続した回路を備え、前記第２半導体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧と
して生成することを特徴とする請求項１に記載の電源供
給制御装置。
【請求項３】前記基準電圧生成手段の基準電圧が持つ
電圧特性は、前記半導体スイッチ及び前記負荷に正常動
作範囲での最大電流である目標電流が流れる状態におけ
る電圧特性と等価であることを特徴とする請求項１又は
請求項２に記載の電源供給制御装置。
【請求項４】前記半導体スイッチと前記第２半導体ス
イッチは、オフ状態からオン状態へ遷移する際の端子間
電圧の過渡的な電圧特性について等価な特性を持つこと
を特徴とする請求項２又は請求項３に記載の電源供給制
御装置。
【請求項５】前記第２半導体スイッチの電流容量は前
記半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記負荷及
び前記第２負荷の抵抗値比は前記半導体スイッチ及び第
２半導体スイッチの電流容量比と等価であることを特徴
とする請求項２、請求項３又は請求項４に記載の電源供
給制御装置。
【請求項６】前記第２負荷は、複数個の抵抗を備え、前記第２負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続
により可変設定されることを特徴とする請求項２、請求
項３、請求項４又は請求項５に記載の電源供給制御装
置。
【請求項７】前記負荷に直列接続または前記第２負荷
に並列接続された可変抵抗を有し、前記第２負荷の抵抗値は、前記可変抵抗により可変設定
されることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項
４、請求項５又は請求項６に記載の電源供給制御装置。
【請求項８】前記制御手段は、検出された端子間電圧
と基準電圧との差が第１閾値を超えたときに前記半導体
スイッチをオフ制御し、検出された端子間電圧と基準電
圧との差が第２閾値を下回ったときに前記半導体スイッ
チをオン制御することを特徴とする請求項１、請求項
２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６又は請求
項７に記載の電源供給制御装置。
【請求項９】前記半導体スイッチが過熱した場合に該
半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を
有することを特徴とする請求項１、請求項２、請求項
３、請求項４、請求項５、請求項６、請求項７又は請求
項８に記載の電源供給制御装置。
【請求項１０】前記半導体スイッチ、前記基準電圧生
成手段、前記検出手段、前記制御手段または前記過熱保
護手段は、同一チップ上に形成されることを特徴とする
請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、
請求項６、請求項７、請求項８又は請求項９に記載の電
源供給制御装置。
【請求項１１】前記制御手段による前記半導体スイッ
チのオン／オフ制御の周期を制御用クロックとして使用
することを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、
請求項４、請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、
請求項９又は請求項１０に記載の電源供給制御装置。
【請求項１２】前記制御手段による前記半導体スイッ
チのオン／オフ制御時に、前記過熱保護手段によるオフ
制御を速める過熱遮断促進手段を有することを特徴とす
る請求項９、請求項１０又は請求項１１に記載の電源供
給制御装置。
【請求項１３】前記制御手段による前記半導体スイッ
チのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所定回
数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御する回
数制御手段を有することを特徴とする請求項１、請求項
２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、請求項
７、請求項８、請求項９、請求項１０、請求項１１又は
請求項１２に記載の電源供給制御装置。
【請求項１４】制御信号入力端子へ供給される制御信
号に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力
供給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御装
置の電源供給制御方法において、前記半導体スイッチに所定の負荷を接続した状態におけ
る該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と等価な電
圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成ステップ
と、前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電圧との差
を検出する電圧検出ステップと、検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前記半
導体スイッチをオン／オフ制御する制御ステップと、前記負荷への電力供給が停止されてから次に該負荷へ電
力供給が開始されるまでに掛かった時間を計時するステ
ップと、前記負荷への電力供給開始指示から、前記ステップによ
り計時された時間分前記半導体スイッチをオフ制御する
ことで、負荷への突入電流をキャンセルするステップと
を有することを特徴とする電源供給制御方法。
【請求項１５】前記基準電圧生成ステップにおいて前
記基準電圧が持つ電圧特性は、前記半導体スイッチ及び
前記負荷に正常動作範囲での最大電流である目標電流が
流れる状態における電圧特性と等価であることを特徴と
する請求項１４に記載の電源供給制御方法。
【請求項１６】前記制御ステップは、検出された端子間電圧と基準電圧との差が第１閾値を超
えたときに前記半導体スイッチをオフ制御するオフ制御
ステップと、検出された端子間電圧と基準電圧との差が第２閾値を下
回ったときに前記半導体スイッチをオン制御するオン制
御ステップと、を有することを特徴とする請求項１４又は請求項１５に
記載の電源供給制御方法。
【請求項１７】前記半導体スイッチが過熱した場合に
該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護ステ
ップを有することを特徴とする請求項１４、請求項１５
又は請求項１６に記載の電源供給制御方法。
【請求項１８】前記半導体スイッチがオン状態となっ
た後の一定期間、前記制御ステップによる前記半導体ス
イッチのオン／オフ制御を禁止する禁止ステップを有す
ることを特徴とする請求項１４，請求項１５、請求項１
６又は請求項１７に記載の電源供給制御方法。
【請求項１９】前記制御ステップによる前記半導体ス
イッチのオン／オフ制御時に、前記過熱保護ステップに
よるオフ制御を速めることを特徴とする請求項１７又は
請求項１８に記載の電源供給制御方法。
【請求項２０】前記制御ステップによる前記半導体ス
イッチのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所
定回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御す
る回数制御ステップを有することを特徴とする請求項１
４，請求項１５、請求項１６、請求項１７、請求項１８
又は請求項１９に記載の電源供給制御方法。