JP2000299984A - 三相／単相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 - Google Patents
三相／単相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】スイッチングキャリア周波数を電源電圧周波数
と同期、非同期に関係なく出力電圧を多重化しても入力
電流に大きな振動を発生しない三相/単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置を提供する。 【解決手段】三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制
御装置において、電源電圧情報検出部２２と、入力電流
指令の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、
最小値と中間値との比を入力電流分配率として出力する
入力電流分配率発生部２４と、入力情報発生部２５と、
スイッチングパターン作成部２６と、6個の双方向スイ
ッチ１１〜１６のキャリア一周期のON/OFF信号を発生し
て出力するスイッチ信号発生部２９と、双方向スイッチ
ドライブ部３０とを有する。
と同期、非同期に関係なく出力電圧を多重化しても入力
電流に大きな振動を発生しない三相/単相ＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置を提供する。 【解決手段】三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制
御装置において、電源電圧情報検出部２２と、入力電流
指令の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、
最小値と中間値との比を入力電流分配率として出力する
入力電流分配率発生部２４と、入力情報発生部２５と、
スイッチングパターン作成部２６と、6個の双方向スイ
ッチ１１〜１６のキャリア一周期のON/OFF信号を発生し
て出力するスイッチ信号発生部２９と、双方向スイッチ
ドライブ部３０とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は三相交流電圧を任意
の単相交流電圧あるいは直流電圧に変換する電力変換
器、およびこの単相出力の電力変換器の出力電圧を直列
や並列に多重化する電力変換器に関する。
の単相交流電圧あるいは直流電圧に変換する電力変換
器、およびこの単相出力の電力変換器の出力電圧を直列
や並列に多重化する電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭサイクロコンバータは直流リンク
に平滑インダクタンスや平滑コンデンサのエネルギー蓄
積要素が必要ない、自由な出力周波数・振幅を出力で
き、入力電流波形にも出力電圧波形にも低次高調波がな
い、電力回生が可能であり、直接式交流-交流電力変換
装置である。しかし、ＰＷＭサイクロコンバータには、
入力側と出力側が直接双方向スイッチによって接続され
ており、入力側と出力側の間にエネルギー蓄積要素がな
いので、電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがあると
き出力側に直接影響する。電源電圧の瞬時値を用いるこ
とにより電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがある時
オンラインで対応できるＰＷＭサイクロコンバータの制
御方法を提案されたが、それらの方法では入力力率が可
変できない、すなわち入力力率が１に固定している。実
際には、フィルタの影響で、入力力率が１ではないとい
う欠点があった。電気学会論文誌D分冊、116巻6号、平
成８年（１９９６）、PP644‐651（以下従来例と略す）
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法では、
電源電圧の瞬時値と入力電流指令により電源電圧変動等
にも対応できるし、入力力率を可変にすることもでき
る。
に平滑インダクタンスや平滑コンデンサのエネルギー蓄
積要素が必要ない、自由な出力周波数・振幅を出力で
き、入力電流波形にも出力電圧波形にも低次高調波がな
い、電力回生が可能であり、直接式交流-交流電力変換
装置である。しかし、ＰＷＭサイクロコンバータには、
入力側と出力側が直接双方向スイッチによって接続され
ており、入力側と出力側の間にエネルギー蓄積要素がな
いので、電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがあると
き出力側に直接影響する。電源電圧の瞬時値を用いるこ
とにより電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがある時
オンラインで対応できるＰＷＭサイクロコンバータの制
御方法を提案されたが、それらの方法では入力力率が可
変できない、すなわち入力力率が１に固定している。実
際には、フィルタの影響で、入力力率が１ではないとい
う欠点があった。電気学会論文誌D分冊、116巻6号、平
成８年（１９９６）、PP644‐651（以下従来例と略す）
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法では、
電源電圧の瞬時値と入力電流指令により電源電圧変動等
にも対応できるし、入力力率を可変にすることもでき
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、前記従来例
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御装置はアナ
ログ制御方式なので、デジタル制御方式の場合にはCPU
の計算量が多くまた制御回路が複雑である。また、その
制御方法では、スイッチングキャリア(以下キャリアと
略す)周波数を電源電圧周波数と同期する必要がある。
非同期の場合あるいは同期の時キャリアと入力電流指令
の位相がずれている場合には、キャリア一周期の間に入
力電流指令の絶対値が最小と中間の相が切り替わって入
力電流分配のバランスが破壊されるので入力電流に大き
な振動が発生するという問題と、入力電流指令の絶対値
が最大の相が変わる時点で、出力電圧が不安定になると
いう問題があった。特に上述の制御方法を用いた幾つか
の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を多
重化する場合には、各三相/単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータのキャリアの位相を互いにずらす必要があるため、
上述の問題が必ず発生する。そこで、本発明は、スイッ
チングキャリア周波数を電源電圧周波数と同期、非同期
に関係なくて出力電圧を多重化しても入力電流に大きな
振動を発生せず、しかも制御用のCPUのオンライン計算
量が少なく制御回路が簡単な三相/単相ＰＷＭサイクロ
コンバータのデジタル制御装置を提供することを目的と
する。
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御装置はアナ
ログ制御方式なので、デジタル制御方式の場合にはCPU
の計算量が多くまた制御回路が複雑である。また、その
制御方法では、スイッチングキャリア(以下キャリアと
略す)周波数を電源電圧周波数と同期する必要がある。
非同期の場合あるいは同期の時キャリアと入力電流指令
の位相がずれている場合には、キャリア一周期の間に入
力電流指令の絶対値が最小と中間の相が切り替わって入
力電流分配のバランスが破壊されるので入力電流に大き
な振動が発生するという問題と、入力電流指令の絶対値
が最大の相が変わる時点で、出力電圧が不安定になると
いう問題があった。特に上述の制御方法を用いた幾つか
の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を多
重化する場合には、各三相/単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータのキャリアの位相を互いにずらす必要があるため、
上述の問題が必ず発生する。そこで、本発明は、スイッ
チングキャリア周波数を電源電圧周波数と同期、非同期
に関係なくて出力電圧を多重化しても入力電流に大きな
振動を発生せず、しかも制御用のCPUのオンライン計算
量が少なく制御回路が簡単な三相/単相ＰＷＭサイクロ
コンバータのデジタル制御装置を提供することを目的と
する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
請求項１記載の発明は、三相交流電源の各相と単相出力
の二端子とを双方向に電流を流せかつ自己導通自己遮断
が可能で、ＰＷＭ制御される６個の双方向スイッチで直
接接続する電力変換器の三相/単相ＰＷＭサイクロコン
バータの制御装置において、前記三相交流電源電圧を入
力して三相交流電源電圧位相と少なくとも１相分の三相
交流電源線間電圧を出力する電源電圧情報検出部と、前
記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相
対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧
位相を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指令
の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最小
値と中間値との比を入力電流分配率として出力する入力
電流分配率発生部と、前記入力電流指令の位相における
前記各入力電流指令の絶対値の大小関係といずれか一つ
の絶対値の符号が判断できる情報を入力情報として出力
する入力情報発生部と、単相出力電圧指令の絶対値を入
力して前記三相交流電源線間電圧と前記入力電流指令の
位相、前記入力情報と、前記入力電流分配率とによっ
て、キャリア一周期に一方の出力相と入力電流指令の絶
対値が最小の入力相、中間の入力相、最大の入力相の間
の3個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方
向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパ
ターンとして作成して出力するスイッチングパターン作
成部と、前記単相出力電圧指令の符号と前記入力情報
と、前記スイッチングパターンによって、前記6個の双
方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して
出力するスイッチ信号発生部と、前記6個の双方向スイ
ッチのON/OFF信号によって前記6個の双方向スイッチを
駆動するゲート信号を発生して出力する双方向スイッチ
ドライブ部とを設けたものである。また、請求項２記載
の発明は、入力力率補償角を入力し、前記三相交流電源
電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波を入
力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記入力
力率補償角を加算して、前記入力電流指令の位相として
出力する加算部を前記電源電圧情報検出部と前記スイッ
チングパターン作成部との間に設けたものである。ま
た、請求項３記載の発明は、前記スイッチングパターン
作成部から出力されたスイッチングパターンによってキ
ャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記単相出力電圧
指令の符号および前記入力情報の一部だけあるいは全部
を出力する情報更新部を前記スイッチングパターン作成
部と前記スイッチ信号発生部との間に設けたものであ
る。また、請求項４記載の発明は、入力力率補償角を入
力し、前記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振
幅の三相対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流
電源電圧位相に前記入力力率補償角を足して、前記入力
電流指令の位相として出力する加算部と、前記スイッチ
ングパターン作成部から出力されたスイッチングパター
ンによってキャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記
単相出力電圧指令の符号および前記入力情報の一部だけ
あるいは全部を出力する情報更新部とを設けたものであ
る。
請求項１記載の発明は、三相交流電源の各相と単相出力
の二端子とを双方向に電流を流せかつ自己導通自己遮断
が可能で、ＰＷＭ制御される６個の双方向スイッチで直
接接続する電力変換器の三相/単相ＰＷＭサイクロコン
バータの制御装置において、前記三相交流電源電圧を入
力して三相交流電源電圧位相と少なくとも１相分の三相
交流電源線間電圧を出力する電源電圧情報検出部と、前
記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相
対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧
位相を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指令
の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最小
値と中間値との比を入力電流分配率として出力する入力
電流分配率発生部と、前記入力電流指令の位相における
前記各入力電流指令の絶対値の大小関係といずれか一つ
の絶対値の符号が判断できる情報を入力情報として出力
する入力情報発生部と、単相出力電圧指令の絶対値を入
力して前記三相交流電源線間電圧と前記入力電流指令の
位相、前記入力情報と、前記入力電流分配率とによっ
て、キャリア一周期に一方の出力相と入力電流指令の絶
対値が最小の入力相、中間の入力相、最大の入力相の間
の3個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方
向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパ
ターンとして作成して出力するスイッチングパターン作
成部と、前記単相出力電圧指令の符号と前記入力情報
と、前記スイッチングパターンによって、前記6個の双
方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して
出力するスイッチ信号発生部と、前記6個の双方向スイ
ッチのON/OFF信号によって前記6個の双方向スイッチを
駆動するゲート信号を発生して出力する双方向スイッチ
ドライブ部とを設けたものである。また、請求項２記載
の発明は、入力力率補償角を入力し、前記三相交流電源
電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波を入
力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記入力
力率補償角を加算して、前記入力電流指令の位相として
出力する加算部を前記電源電圧情報検出部と前記スイッ
チングパターン作成部との間に設けたものである。ま
た、請求項３記載の発明は、前記スイッチングパターン
作成部から出力されたスイッチングパターンによってキ
ャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記単相出力電圧
指令の符号および前記入力情報の一部だけあるいは全部
を出力する情報更新部を前記スイッチングパターン作成
部と前記スイッチ信号発生部との間に設けたものであ
る。また、請求項４記載の発明は、入力力率補償角を入
力し、前記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振
幅の三相対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流
電源電圧位相に前記入力力率補償角を足して、前記入力
電流指令の位相として出力する加算部と、前記スイッチ
ングパターン作成部から出力されたスイッチングパター
ンによってキャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記
単相出力電圧指令の符号および前記入力情報の一部だけ
あるいは全部を出力する情報更新部とを設けたものであ
る。
【０００５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態の三相/
単相ＰＷＭサイクロコンバータを用いた電力変換器の回
路構成を示すブロック構成図である。図中符号１は三相
交流電源、２は単相負荷、３、４、５はリアクトル、
６、７、８はコンデンサ、１１、１２、１３、１４、１
５、１６は自己消弧能力をもつ双方向スイッチ、２１は
三相トランスとフィルタ、２２は電源電圧と位相を検出
する電源電圧情報検出部、２３は加算部、２４は入力電
流分配率発生部、２５は入力情報発生部、２６はスイッ
チングパターン作成部、２７は情報更新１部、２８は情
報更新２部、２９はスイッチ信号発生部、３０は双方向
スイッチドライブ部である。
基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態の三相/
単相ＰＷＭサイクロコンバータを用いた電力変換器の回
路構成を示すブロック構成図である。図中符号１は三相
交流電源、２は単相負荷、３、４、５はリアクトル、
６、７、８はコンデンサ、１１、１２、１３、１４、１
５、１６は自己消弧能力をもつ双方向スイッチ、２１は
三相トランスとフィルタ、２２は電源電圧と位相を検出
する電源電圧情報検出部、２３は加算部、２４は入力電
流分配率発生部、２５は入力情報発生部、２６はスイッ
チングパターン作成部、２７は情報更新１部、２８は情
報更新２部、２９はスイッチ信号発生部、３０は双方向
スイッチドライブ部である。
【０００６】図１のトランスとフィルタ２１はコンデン
サ６、７、８部の二つの線間電圧あるいは三相交流電源
１の二つの線間電圧（本例では三相交流電源１のｒ相と
ｓ相およびｓ相とｔ相の間の線間電圧)を変圧してノイ
ズを取り除いて出力する。図１の電源電圧と位相検出部
２２はトランスとフィルタ２１を経由した電源電圧瞬時
値を入力し、トランスとフィルタ２１の影響を補正した
電源ｒ相の相電圧の位相βと、電源ｒ相とｓ相の間の線
間電圧Vrsと、ｒ相とｔ相の間の線間電圧Vstとを出力す
る。電源電圧と位相検出部２２では、三相交流電源が対
称正弦波の場合には、一つだけの電源線間電圧を出力し
て、電源電圧の位相により正弦関数を利用して二つある
いは三つの電源線間電圧を推算する方法もよいが、三相
交流電源が非対称あるいは歪んでいる場合には、二つの
電源線間電圧を出力した方がよい。図１の加算部２３は
入力力率補償角εを入力して電源電圧と位相検出部２２
からの電源ｒ相の相電圧の位相βと加えてｒ相の入力電
流指令の位相γとして出力する。三相の入力電流指令は
電源相電圧の位相とεだけずらしている任意な振幅の三
相対称な正弦波である。図２に三相電源相電圧と三相入
力電流指令の波形およびεを示している。
サ６、７、８部の二つの線間電圧あるいは三相交流電源
１の二つの線間電圧（本例では三相交流電源１のｒ相と
ｓ相およびｓ相とｔ相の間の線間電圧)を変圧してノイ
ズを取り除いて出力する。図１の電源電圧と位相検出部
２２はトランスとフィルタ２１を経由した電源電圧瞬時
値を入力し、トランスとフィルタ２１の影響を補正した
電源ｒ相の相電圧の位相βと、電源ｒ相とｓ相の間の線
間電圧Vrsと、ｒ相とｔ相の間の線間電圧Vstとを出力す
る。電源電圧と位相検出部２２では、三相交流電源が対
称正弦波の場合には、一つだけの電源線間電圧を出力し
て、電源電圧の位相により正弦関数を利用して二つある
いは三つの電源線間電圧を推算する方法もよいが、三相
交流電源が非対称あるいは歪んでいる場合には、二つの
電源線間電圧を出力した方がよい。図１の加算部２３は
入力力率補償角εを入力して電源電圧と位相検出部２２
からの電源ｒ相の相電圧の位相βと加えてｒ相の入力電
流指令の位相γとして出力する。三相の入力電流指令は
電源相電圧の位相とεだけずらしている任意な振幅の三
相対称な正弦波である。図２に三相電源相電圧と三相入
力電流指令の波形およびεを示している。
【０００７】図１の入力電流分配率発生部２４は加算部
２３からのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力電
流分配率テーブルから入力電流分配率aを読み込んで出
力する。入力電流分配率aは三相入力電流指令の絶対値
の中に最小値と中間値との比である。γと入力電流分配
率aの関係は(１)、(２)式の通りである。あらかじめ入
力電流分配率aを計算して入力電流分配率テーブルに置
く。図２に入力電流分配率aの波形を示している。
２３からのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力電
流分配率テーブルから入力電流分配率aを読み込んで出
力する。入力電流分配率aは三相入力電流指令の絶対値
の中に最小値と中間値との比である。γと入力電流分配
率aの関係は(１)、(２)式の通りである。あらかじめ入
力電流分配率aを計算して入力電流分配率テーブルに置
く。図２に入力電流分配率aの波形を示している。
【０００８】
【数１】
【０００９】図１の入力情報発生部２５は加算部２３か
らのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力情報テー
ブルから入力電流指令の区間番号(以下ICと略す)すなわ
ち(IC1、IC2、IC3)と基準信号(以下Beと略す)とを読み
込んで出力する。入力情報テーブルは表１に示すように
作る。図２にBeの波形およびICを示す。
らのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力情報テー
ブルから入力電流指令の区間番号(以下ICと略す)すなわ
ち(IC1、IC2、IC3)と基準信号(以下Beと略す)とを読み
込んで出力する。入力情報テーブルは表１に示すように
作る。図２にBeの波形およびICを示す。
【００１０】
【表１】
【００１１】入力電流指令の区間番号ICは図２に示すよ
うに入力電流指令の一周期を60°ごと分けている各区間
の番号である。各区間に各入力相の入力電流指令の大小
関係は変わらない、すなわちICによって各入力相の入力
電流指令が最小か中間か最大かということが判別でき
る。表１に示すように、IC1、IC2、IC3を３ビットの配
列とするとICの取り得る範囲は０〜５となる。基準信号
Beはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流
指令の符号を識別する信号である。Be=0の時絶対値が最
大となる入力電流指令が正で、Be=1の時負である。IC
1、IC2、IC3とBeを合わせて、各入力相の入力電流指令
の絶対値が最小か中間か最大かを判断できる。入力電流
指令の絶対値が最大となる入力相を入力Bas相と定義す
る。入力電流指令の絶対値が最小となる入力相を入力Se
c相と定義する。入力電流指令の絶対値が中間となる入
力相を入力Top相と定義する。
うに入力電流指令の一周期を60°ごと分けている各区間
の番号である。各区間に各入力相の入力電流指令の大小
関係は変わらない、すなわちICによって各入力相の入力
電流指令が最小か中間か最大かということが判別でき
る。表１に示すように、IC1、IC2、IC3を３ビットの配
列とするとICの取り得る範囲は０〜５となる。基準信号
Beはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流
指令の符号を識別する信号である。Be=0の時絶対値が最
大となる入力電流指令が正で、Be=1の時負である。IC
1、IC2、IC3とBeを合わせて、各入力相の入力電流指令
の絶対値が最小か中間か最大かを判断できる。入力電流
指令の絶対値が最大となる入力相を入力Bas相と定義す
る。入力電流指令の絶対値が最小となる入力相を入力Se
c相と定義する。入力電流指令の絶対値が中間となる入
力相を入力Top相と定義する。
【００１２】出力電圧指令(本例では出力端子u、vの間
の電圧指令Vuv*)が正の時(Csign=0)にu端子を、および
出力電圧指令が負の時(Csign=1)にv端子とを正端子と定
義し、他の一つの出力端子を負端子と定義する。基準信
号Beが1の時に出力の正端子を、およびBeが0の時に出力
の負端子とを出力High端子と定義する。逆に、Beが1の
時に出力の負端子を、およびBeが0の時に出力の正端子
とを出力Low端子と定義する。
の電圧指令Vuv*)が正の時(Csign=0)にu端子を、および
出力電圧指令が負の時(Csign=1)にv端子とを正端子と定
義し、他の一つの出力端子を負端子と定義する。基準信
号Beが1の時に出力の正端子を、およびBeが0の時に出力
の負端子とを出力High端子と定義する。逆に、Beが1の
時に出力の負端子を、およびBeが0の時に出力の正端子
とを出力Low端子と定義する。
【００１３】図１のスイッチングパターン作成部２６は
出力相電圧指令(本例では出力端子u、vの間の電圧指令V
uv*)の絶対値V*を入力し、また入力電流分配率発生部２
４からの入力電流分配率a、入力情報発生部２５からの
基準信号Be、加算部２３からのｒ相の入力電流指令の位
相γ、および電源電圧と位相検出部２２からの電源線間
電圧(Vrs、Vst)により、スイッチングパターン(SP0、SP
1)を作成して出力する。図３はスイッチングパターン作
成部の構成図である。図中符号３１は電源電圧変換部、
３２はタイミング計算部、３３はパターン発生部であ
る。図３の電源電圧変換部３１はｒ相の入力電流指令の
位相γと電源線間電圧(Vrs、Vst)により加・減算だけを
用いて、Δetop=ＡＢＳ(etop-ebas)とΔesec=ＡＢＳ(es
ec-ebas)を計算する。ここで、Ｘの絶対値をＡＢＳ(Ｘ)
と表記する。ebasは入力Bas相の瞬時相電圧であり、ese
cは入力Sec相の瞬時相電圧であり、etopは入力Top相の
瞬時相電圧であり、Δetopは入力Top相と入力Bas相の間
の線間電圧の絶対値であり、Δesecは入力Sec相と入力B
as相の間の線間電圧の絶対値である。図３のタイミング
計算部３２は(３)式で仮直流電圧Edを計算する。
出力相電圧指令(本例では出力端子u、vの間の電圧指令V
uv*)の絶対値V*を入力し、また入力電流分配率発生部２
４からの入力電流分配率a、入力情報発生部２５からの
基準信号Be、加算部２３からのｒ相の入力電流指令の位
相γ、および電源電圧と位相検出部２２からの電源線間
電圧(Vrs、Vst)により、スイッチングパターン(SP0、SP
1)を作成して出力する。図３はスイッチングパターン作
成部の構成図である。図中符号３１は電源電圧変換部、
３２はタイミング計算部、３３はパターン発生部であ
る。図３の電源電圧変換部３１はｒ相の入力電流指令の
位相γと電源線間電圧(Vrs、Vst)により加・減算だけを
用いて、Δetop=ＡＢＳ(etop-ebas)とΔesec=ＡＢＳ(es
ec-ebas)を計算する。ここで、Ｘの絶対値をＡＢＳ(Ｘ)
と表記する。ebasは入力Bas相の瞬時相電圧であり、ese
cは入力Sec相の瞬時相電圧であり、etopは入力Top相の
瞬時相電圧であり、Δetopは入力Top相と入力Bas相の間
の線間電圧の絶対値であり、Δesecは入力Sec相と入力B
as相の間の線間電圧の絶対値である。図３のタイミング
計算部３２は(３)式で仮直流電圧Edを計算する。
【００１４】 Ed=Δetop+a*Δesec ………………………… (３)
【００１５】また、図４に示すようなスイッチングパタ
ーン(SP0、SP1)を発生するために、(４)、(５)式でタイ
ミング(T0、T1)を計算する。
ーン(SP0、SP1)を発生するために、(４)、(５)式でタイ
ミング(T0、T1)を計算する。
【００１６】 T0/T2=1-(1+a)*V*/Ed ………………………… (４) T1/T2=1-V*/Ed ………………………… (５)
【００１７】なお、T2はキャリアの半周期である。図３
のパターン発生部３３はタイミング(T0、T1)より図４に
示すようなスイッチングパターン(SP0、SP1)を発生す
る。タイミング計算部３２とパターン発生部３３を合わ
せて(T0、T1)を計算せず、図４に示すようにEdで振幅が
変調されたキャリア三角波と(1+a)*V*およびV*とを比較
することによってスイッチングパターン(SP0、SP1)を発
生してもよい。すなわち、キャリア三角波が(1+a)*V*よ
り高い時SP0を1に、低い時SP0を0にし、キャリア三角波
がV*より高い時SP1を1に、低い時SP1を0にする。(SP0、
SP1)は出力High端子のスイッチングパターンであり、(S
P0、SP1)によって表２に示すように出力High端子に接続
された3個の双方向スイッチをONする。一つの双方向ス
イッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチをOFF
する。
のパターン発生部３３はタイミング(T0、T1)より図４に
示すようなスイッチングパターン(SP0、SP1)を発生す
る。タイミング計算部３２とパターン発生部３３を合わ
せて(T0、T1)を計算せず、図４に示すようにEdで振幅が
変調されたキャリア三角波と(1+a)*V*およびV*とを比較
することによってスイッチングパターン(SP0、SP1)を発
生してもよい。すなわち、キャリア三角波が(1+a)*V*よ
り高い時SP0を1に、低い時SP0を0にし、キャリア三角波
がV*より高い時SP1を1に、低い時SP1を0にする。(SP0、
SP1)は出力High端子のスイッチングパターンであり、(S
P0、SP1)によって表２に示すように出力High端子に接続
された3個の双方向スイッチをONする。一つの双方向ス
イッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチをOFF
する。
【００１８】
【表２】
【００１９】パターン発生部３３のキャリア三角波の形
は図５(a)あるいは図５(b)に示すような形でもよい。し
かし、この場合には(4)式と(5)式のT2は三角波の一周期
である。振幅が１のキャリア三角波と(1+a)*V*/Edおよ
びV*/Edとを比較することによってスイッチングパター
ン(SP0、SP1)を発生してもよい。
は図５(a)あるいは図５(b)に示すような形でもよい。し
かし、この場合には(4)式と(5)式のT2は三角波の一周期
である。振幅が１のキャリア三角波と(1+a)*V*/Edおよ
びV*/Edとを比較することによってスイッチングパター
ン(SP0、SP1)を発生してもよい。
【００２０】図１の情報更新１部２７はスイッチングパ
ターン作成部２６からのスイッチングパターンSP0が１
の時、入力情報発生部２５からの入力電流指令の区間番
号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csignを出力す
る。すなわち、SP0が0の時、情報更新１部２７の出力は
変わらない。SP0が1の期間に、入力Bas相と出力二端子
の間の双方向スイッチは全部ONの状態で、別のスイッチ
は全部OFFの状態で、入力Sec相と入力Top相は切り替わ
ったとき、出力電圧指令の符号は変わっても、スイッチ
ングを行わない。SP0が0の期間に、すなわち入力Sec相
あるいは入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッ
チをONする期間に、入力Sec相と入力Top相が切り替わっ
たら、あるいは出力電圧指令の符号が変わったら、キャ
リア一周期に入力電流の分配はアンバランスとなって、
入力電流波形に大きな振動が発生する。これはキャリア
三角波と入力電流指令と同期同位相の場合には発生しな
いが、非同期の場合あるいは同期の時キャリア三角波と
入力電流指令の位相がずれている場合には必ず発生す
る。上述ように情報更新１部２７は入力Sec相あるいは
入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッチをONす
る期間(SP0が0の時)に入力Sec相と入力Top相が切り替わ
らないように保護するので、スイッチングキャリア周波
数を電源電圧周波数と非同期にしても、あるいは同期の
場合キャリアと入力電流指令の位相がずれても、どちら
の場合でも入力電流分配のバランスが破壊されることが
なく、入力電流に大きな振動は発生しない。図１の情報
更新２部２８はスイッチングパターン作成部２６からの
スイッチングパターンSP1が0の時、入力情報発生部２５
からの基準信号Beを出力する。すなわち、SP1が１の
時、情報更新２部２８の出力は変わらない。入力Bas相
と出力二端子の間の双方向スイッチを全部ONする期間(S
P0が１の期間)に入力Bas相が変わったら、出力の二端子
は同時に一つの入力相から別の入力相に転流することと
なる。しかし、実際に出力の二端子が同時に転流しない
と(実際には絶対同時にできない)、出力電圧波形と入力
電流波形に悪影響が発生し、無駄な転流損失も発生す
る。情報更新２部２８を利用すれば、入力Top相と出力H
igh端子の間の双方向スイッチをONする期間(SP1が0の期
間)にだけ入力Bas相が変えられるように制御するので、
この問題はない。
ターン作成部２６からのスイッチングパターンSP0が１
の時、入力情報発生部２５からの入力電流指令の区間番
号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csignを出力す
る。すなわち、SP0が0の時、情報更新１部２７の出力は
変わらない。SP0が1の期間に、入力Bas相と出力二端子
の間の双方向スイッチは全部ONの状態で、別のスイッチ
は全部OFFの状態で、入力Sec相と入力Top相は切り替わ
ったとき、出力電圧指令の符号は変わっても、スイッチ
ングを行わない。SP0が0の期間に、すなわち入力Sec相
あるいは入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッ
チをONする期間に、入力Sec相と入力Top相が切り替わっ
たら、あるいは出力電圧指令の符号が変わったら、キャ
リア一周期に入力電流の分配はアンバランスとなって、
入力電流波形に大きな振動が発生する。これはキャリア
三角波と入力電流指令と同期同位相の場合には発生しな
いが、非同期の場合あるいは同期の時キャリア三角波と
入力電流指令の位相がずれている場合には必ず発生す
る。上述ように情報更新１部２７は入力Sec相あるいは
入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッチをONす
る期間(SP0が0の時)に入力Sec相と入力Top相が切り替わ
らないように保護するので、スイッチングキャリア周波
数を電源電圧周波数と非同期にしても、あるいは同期の
場合キャリアと入力電流指令の位相がずれても、どちら
の場合でも入力電流分配のバランスが破壊されることが
なく、入力電流に大きな振動は発生しない。図１の情報
更新２部２８はスイッチングパターン作成部２６からの
スイッチングパターンSP1が0の時、入力情報発生部２５
からの基準信号Beを出力する。すなわち、SP1が１の
時、情報更新２部２８の出力は変わらない。入力Bas相
と出力二端子の間の双方向スイッチを全部ONする期間(S
P0が１の期間)に入力Bas相が変わったら、出力の二端子
は同時に一つの入力相から別の入力相に転流することと
なる。しかし、実際に出力の二端子が同時に転流しない
と(実際には絶対同時にできない)、出力電圧波形と入力
電流波形に悪影響が発生し、無駄な転流損失も発生す
る。情報更新２部２８を利用すれば、入力Top相と出力H
igh端子の間の双方向スイッチをONする期間(SP1が0の期
間)にだけ入力Bas相が変えられるように制御するので、
この問題はない。
【００２１】図１のスイッチ信号発生部２９はスイッチ
ングパターン作成部２６からのスイッチングパターン(S
P0、SP1)と、情報更新１部２７からの入力電流指令の区
間番号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csign、情
報更新２部２８からの基準信号Beにより６個の双方向ス
イッチ１１−１６のON/OFF信号を発生して出力する。図
６はスイッチ信号発生部の構成図である。図中符号６１
は入力相情報検出部、６２は反転部、６３はスイッチン
グパターン変換部、６４はスイッチングパターン分配
部、６５はON/OFF決定部である。図６の入力相情報検出
部６１は入力電流指令の区間番号(IC1、IC2、IC3)より
表１に示すように入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)
を発生する。(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)の波形を図２に
示す。表３に示すように(Jy、Ky)より入力y相(y=r、s、
t)の入力電流指令のレベルは分かる。
ングパターン作成部２６からのスイッチングパターン(S
P0、SP1)と、情報更新１部２７からの入力電流指令の区
間番号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csign、情
報更新２部２８からの基準信号Beにより６個の双方向ス
イッチ１１−１６のON/OFF信号を発生して出力する。図
６はスイッチ信号発生部の構成図である。図中符号６１
は入力相情報検出部、６２は反転部、６３はスイッチン
グパターン変換部、６４はスイッチングパターン分配
部、６５はON/OFF決定部である。図６の入力相情報検出
部６１は入力電流指令の区間番号(IC1、IC2、IC3)より
表１に示すように入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)
を発生する。(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)の波形を図２に
示す。表３に示すように(Jy、Ky)より入力y相(y=r、s、
t)の入力電流指令のレベルは分かる。
【００２２】
【表３】
【００２３】実際には、入力相情報検出部６１はICをデ
コードして入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を検出
する。ICではなく、(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を入力情
報テーブルに置いて、入力情報発生部２５から直接に(J
r、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を出力してもよい。この方法で
は、入力相情報検出部６１は要らないが、入力情報発生
部２５をCPUで実行する場合には、CPUから出力の信号数
が多いという欠点がある。図６の反転部６２はBe=0の時
(Jr、Js、Jt、Csign)を反転してそれぞれ(Jr'、Js'、J
t'、Csign')として出力し、Be=1の時(Jr、Js、Jt、Csig
n)をそのままそれぞれ(Jr'、Js'、Jt'、Csign')として
出力する。表４に示すように(Jy'、Ky)より入力y相(y=
r、s、t)がどの相かを判断することができる。表５に示
すようにCsign'よりそれぞれ出力u、v端子がどの端子か
を判断することができる。
コードして入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を検出
する。ICではなく、(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を入力情
報テーブルに置いて、入力情報発生部２５から直接に(J
r、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を出力してもよい。この方法で
は、入力相情報検出部６１は要らないが、入力情報発生
部２５をCPUで実行する場合には、CPUから出力の信号数
が多いという欠点がある。図６の反転部６２はBe=0の時
(Jr、Js、Jt、Csign)を反転してそれぞれ(Jr'、Js'、J
t'、Csign')として出力し、Be=1の時(Jr、Js、Jt、Csig
n)をそのままそれぞれ(Jr'、Js'、Jt'、Csign')として
出力する。表４に示すように(Jy'、Ky)より入力y相(y=
r、s、t)がどの相かを判断することができる。表５に示
すようにCsign'よりそれぞれ出力u、v端子がどの端子か
を判断することができる。
【００２４】
【表４】
【表５】
【００２５】図６のスイッチングパターン変換部６３は
スイッチングパターン(SP0、SP1)を表６に示すよう(P
J、PK)に変換する。(PJ、PK)の波形を図４に示す。
スイッチングパターン(SP0、SP1)を表６に示すよう(P
J、PK)に変換する。(PJ、PK)の波形を図４に示す。
【００２６】
【表６】
【００２７】図６のスイッチングパターン分配部６４は
出力端子情報Csign'によって出力High端子のスイッチン
グパターン(PJ、PK)を表５に示すように出力の二端子に
分配して、出力各端子のスイッチングパターン(PJu、PK
u)と(PJv、PKv)を作成する。出力Low端子と入力Bas相の
間の双方向スイッチを常にONする。すなわち、出力Low
端子のスイッチングパターンが(0、0)である。(PJx、PK
x)によって表７に示すように出力x端子(x=u、v)に接続
された三つの双方向スイッチの一つをONする。一つの双
方向スイッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチ
をOFFする。
出力端子情報Csign'によって出力High端子のスイッチン
グパターン(PJ、PK)を表５に示すように出力の二端子に
分配して、出力各端子のスイッチングパターン(PJu、PK
u)と(PJv、PKv)を作成する。出力Low端子と入力Bas相の
間の双方向スイッチを常にONする。すなわち、出力Low
端子のスイッチングパターンが(0、0)である。(PJx、PK
x)によって表７に示すように出力x端子(x=u、v)に接続
された三つの双方向スイッチの一つをONする。一つの双
方向スイッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチ
をOFFする。
【００２８】
【表７】
【００２９】図６のON/OFF決定部６５は各双方向スイッ
チに関係がある入力相情報と出力端子のスイッチングパ
ターンを比較して各双方向スイッチのON/OFF信号を決定
して出力する。双方向スイッチSyx(y=r、s、t；x=u、v)
において、(Jy'、Ky)と(PJx、PKx)を表８に示すように
比較して双方向スイッチSyxのON/OFF信号Cyxを発生す
る。図７と図８にスイッチ信号発生部の論理回路を示
す。
チに関係がある入力相情報と出力端子のスイッチングパ
ターンを比較して各双方向スイッチのON/OFF信号を決定
して出力する。双方向スイッチSyx(y=r、s、t；x=u、v)
において、(Jy'、Ky)と(PJx、PKx)を表８に示すように
比較して双方向スイッチSyxのON/OFF信号Cyxを発生す
る。図７と図８にスイッチ信号発生部の論理回路を示
す。
【００３０】
【表８】
【００３１】双方向スイッチドライブ部３０はスイッチ
信号発生部２９からの６個双方向スイッチのON/OFF信号
によって６個双方向スイッチ１１−１６をON/OFF制御す
る。
信号発生部２９からの６個双方向スイッチのON/OFF信号
によって６個双方向スイッチ１１−１６をON/OFF制御す
る。
【００３２】本発明の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータの制御装置には、CPUを入れてもよい。例えば、加
算部２３、入力電流分配率発生部２４、入力情報発生部
２５、およびスイッチングパターン作成部２６の電源電
圧変換部３１はCPUで処理される。タイミング計算部３
２はCPUで処理してもよい。しかし、タイミング計算部
３２はCPUで処理したら、CPUのサンプリング周期をキャ
リアの半周期より短くすることは難しい。上述の実施例
では、入力力率補償角と加算部２３がなくてもよい。し
かし、この場合には入力力率の可変が不可能なので、理
論的に入力力率を１に固定しているが、実際にはフィル
タコンデンサの影響で入力力率が１にならない。上述の
実施例ように、入力力率補償角と加算部２３を入れて入
力力率を可変することによって実際の入力力率を１に制
御することができる。
ータの制御装置には、CPUを入れてもよい。例えば、加
算部２３、入力電流分配率発生部２４、入力情報発生部
２５、およびスイッチングパターン作成部２６の電源電
圧変換部３１はCPUで処理される。タイミング計算部３
２はCPUで処理してもよい。しかし、タイミング計算部
３２はCPUで処理したら、CPUのサンプリング周期をキャ
リアの半周期より短くすることは難しい。上述の実施例
では、入力力率補償角と加算部２３がなくてもよい。し
かし、この場合には入力力率の可変が不可能なので、理
論的に入力力率を１に固定しているが、実際にはフィル
タコンデンサの影響で入力力率が１にならない。上述の
実施例ように、入力力率補償角と加算部２３を入れて入
力力率を可変することによって実際の入力力率を１に制
御することができる。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば三相
/単相ＰＷＭサイクロコンバータのデジタル制御装置が
でき、出力電圧指令より作成した一つだけのスイッチン
グパターンから出力端子に分配するので、制御用のCPU
のオンライン計算量が少なく制御回路が簡単である。ま
た、情報更新手段により各出力端子と入力Top相または
入力Sec相の間の双方向スイッチがON状態の期間に入力T
op相と入力Sec相が変わらないように制御するので、ス
イッチングキャリア周波数を電源電圧周波数と非同期に
しても、あるいは同期させた場合にキャリア三角波と入
力電流指令の位相をずらしても、出力電圧を多重化して
も、入力電流分配のバランスが破壊されることがない。
したがって入力電流に大きな振動および出力電圧の不安
定な状態は完全になくすことができるという効果があ
る。
/単相ＰＷＭサイクロコンバータのデジタル制御装置が
でき、出力電圧指令より作成した一つだけのスイッチン
グパターンから出力端子に分配するので、制御用のCPU
のオンライン計算量が少なく制御回路が簡単である。ま
た、情報更新手段により各出力端子と入力Top相または
入力Sec相の間の双方向スイッチがON状態の期間に入力T
op相と入力Sec相が変わらないように制御するので、ス
イッチングキャリア周波数を電源電圧周波数と非同期に
しても、あるいは同期させた場合にキャリア三角波と入
力電流指令の位相をずらしても、出力電圧を多重化して
も、入力電流分配のバランスが破壊されることがない。
したがって入力電流に大きな振動および出力電圧の不安
定な状態は完全になくすことができるという効果があ
る。
【図１】本発明の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の制御装置の構成図である。
の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の電源電圧、入力電流指令、入力電流分
配率、基準信号と入力相情報の波形図である。
配率、基準信号と入力相情報の波形図である。
【図３】本発明のスイッチングパターン作成部の構成図
である。
である。
【図４】本発明のスイッチングパターンの図である。
【図５】本発明のパターン発生部のキャリア三角波の波
形図である。
形図である。
【図６】本発明のスイッチ信号発生部の構成図である。
【図７】本発明のスイッチ信号発生部部の論理回路図で
ある。
ある。
【図８】本発明のスイッチ信号発生部部の詳細論理回路
図の一例である。
図の一例である。
１ 三相交流電源 ２ 単相負荷 ３、４、５ リアクトル ６、７、８ コンデンサ １１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１
９ 自己消弧能力をもつ双方向スイッチ ２１ 三相トランスとフィルタ ２２ 電源電圧位相検出部 ２３ 加算部 ２４ 入力電流分配率発生部 ２５ 入力情報発生部 ２６ スイッチングパターン作成部 ２７ 情報更新１部 ２８ 情報更新２部 ２９ スイッチ信号発生部 ３０ 双方向スイッチドライブ部 ３１ 電源電圧変換部 ３２ タイミング計算部 ３３ パターン発生部 ６１ 入力相情報検出部 ６２ 反転部 ６３ スイッチングパターン変換部 ６４ スイッチングパターン分配部 ６５ ON/OFF決定部 a 入力電流分配率 Be 基準信号 IC 入力電流指令の区間番号 IC1、IC2、IC3 入力電流指令の区間番号の二進数の三ビ
ット Csign 出力電圧指令の符号 SP0、SP1 スイッチングパターン Vrs 電源ｒ相とｓ相の間の線間電圧 Vst 電源ｒ相とｔ相の間の線間電圧 V* 出力相電圧指令の絶対値 β ｒ相の電源相電圧の位相 γ ｒ相の入力電流指令の位相 ε 入力力率補償角
９ 自己消弧能力をもつ双方向スイッチ ２１ 三相トランスとフィルタ ２２ 電源電圧位相検出部 ２３ 加算部 ２４ 入力電流分配率発生部 ２５ 入力情報発生部 ２６ スイッチングパターン作成部 ２７ 情報更新１部 ２８ 情報更新２部 ２９ スイッチ信号発生部 ３０ 双方向スイッチドライブ部 ３１ 電源電圧変換部 ３２ タイミング計算部 ３３ パターン発生部 ６１ 入力相情報検出部 ６２ 反転部 ６３ スイッチングパターン変換部 ６４ スイッチングパターン分配部 ６５ ON/OFF決定部 a 入力電流分配率 Be 基準信号 IC 入力電流指令の区間番号 IC1、IC2、IC3 入力電流指令の区間番号の二進数の三ビ
ット Csign 出力電圧指令の符号 SP0、SP1 スイッチングパターン Vrs 電源ｒ相とｓ相の間の線間電圧 Vst 電源ｒ相とｔ相の間の線間電圧 V* 出力相電圧指令の絶対値 β ｒ相の電源相電圧の位相 γ ｒ相の入力電流指令の位相 ε 入力力率補償角
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 夏 暁戎 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内 Ｆターム(参考） 5H750 BA06 CC14 CC16 DD01 DD14 DD17 FF05 FF07
Claims (4)
- 【請求項１】 三相交流電源の各相と単相出力の二端子
とを双方向に電流を流せかつ自己導通自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される６個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の制御装置において、 前記三相交流電源電圧を入力して三相交流電源電圧位相
と少なくとも１相分の三相交流電源線間電圧を出力する
電源電圧情報検出部と、 前記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三
相対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電
圧位相を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指
令の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最
小値と中間値との比を入力電流分配率として出力する入
力電流分配率発生部と、 前記入力電流指令の位相における前記各入力電流指令の
絶対値の大小関係といずれか一つの絶対値の符号が判断
できる情報を入力情報として出力する入力情報発生部
と、 単相出力電圧指令の絶対値を入力して前記三相交流電源
線間電圧と前記入力電流指令の位相、前記入力情報と、
前記入力電流分配率とによって、キャリア一周期に一方
の出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間
の入力相、最大の入力相の間の3個の双方向スイッチをO
N/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を
この出力相のスイッチングパターンとして作成して出力
するスイッチングパターン作成部と、 前記単相出力電圧指令の符号と前記入力情報と、前記ス
イッチングパターンによって、前記6個の双方向スイッ
チのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して出力するス
イッチ信号発生部と、 前記6個の双方向スイッチのON/OFF信号によって前記6個
の双方向スイッチを駆動するゲート信号を発生して出力
する双方向スイッチドライブ部とを有すことを特徴とす
る三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 【請求項２】 入力力率補償角を入力し、前記三相交流
電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波
を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記
入力力率補償角を加算して、前記入力電流指令の位相と
して出力する加算部を前記電源電圧情報検出部と前記ス
イッチングパターン作成部との間に設けたことを特徴と
する請求項１記載の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの制御装置。 - 【請求項３】 前記スイッチングパターン作成部から出
力されたスイッチングパターンによってキャリア一周期
の間に特定の期間だけ、前記単相出力電圧指令の符号お
よび前記入力情報の一部だけあるいは全部を出力する情
報更新部を前記スイッチングパターン作成部と前記スイ
ッチ信号発生部との間に設けたことを特徴とする請求項
１記載の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装
置。 - 【請求項４】 入力力率補償角を入力し、前記三相交流
電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波
を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記
入力力率補償角を足して、前記入力電流指令の位相とし
て出力する加算部と、 前記スイッチングパターン作成部から出力されたスイッ
チングパターンによってキャリア一周期の間に特定の期
間だけ、前記単相出力電圧指令の符号および前記入力情
報の一部だけあるいは全部を出力する情報更新部とを設
けたことを特徴とする請求項１記載の三相/単相ＰＷＭ
サイクロコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10471799A JP3509094B2 (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 三相／単相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10471799A JP3509094B2 (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 三相／単相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000299984A true JP2000299984A (ja) | 2000-10-24 |
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Family
ID=14388246
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10471799A Expired - Fee Related JP3509094B2 (ja) | 1999-04-13 | 1999-04-13 | 三相／単相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3509094B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002354815A (ja) * | 2001-05-29 | 2002-12-06 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置 |
| JP2005333783A (ja) * | 2004-05-21 | 2005-12-02 | Toyota Motor Corp | 電力出力装置およびそれを備えた車両 |
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