JP2000308345A - 交流入力電源装置 - Google Patents
交流入力電源装置Info
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 11
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- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005315 distribution function Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 108010017036 dynorphin A-converting enzyme Proteins 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】本発明は入力交流周波数の出力リップル低減を
図り、１次側制御回路のＣＯＮ１の応答速度を高め、エ
ネルギー蓄積コンデンサＣＯ２の容量を小さく、これに
より小型安価な効率電源を提供する。 【解決手段】 電解コンデサレスのと出力側にエネルギ
ー蓄積コンデンサＣＯ２と出力を同一にするＤＣ−ＤＣ
コンバータを配置した交流入力力率改善機能付電源にお
いて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に入力交流
電圧信号を使った信号を入れ、１次側制御回路ＣＯＮ１
出力電流とＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の比率を与
えて、１次側制御回路ＣＯＮ１の応答速度を向上させ
る。
図り、１次側制御回路のＣＯＮ１の応答速度を高め、エ
ネルギー蓄積コンデンサＣＯ２の容量を小さく、これに
より小型安価な効率電源を提供する。 【解決手段】 電解コンデサレスのと出力側にエネルギ
ー蓄積コンデンサＣＯ２と出力を同一にするＤＣ−ＤＣ
コンバータを配置した交流入力力率改善機能付電源にお
いて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に入力交流
電圧信号を使った信号を入れ、１次側制御回路ＣＯＮ１
出力電流とＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の比率を与
えて、１次側制御回路ＣＯＮ１の応答速度を向上させ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流入力電源装置に
関するものであり、特に入力高効率化と出力電圧中の入
力交流周波数リップル低減を図った経済的な電源装置を
提供する。
関するものであり、特に入力高効率化と出力電圧中の入
力交流周波数リップル低減を図った経済的な電源装置を
提供する。
【０００２】
【従来の技術】従来の高力率電源に入力電解コンデンサ
レスのワンコンバータ方式があった。しかし、従来の入
力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式では、出力
電圧中の入力交流周波数のリップル電圧が大きくなると
いう問題点があった。この解決手段として図３に示す回
路が知られている。
レスのワンコンバータ方式があった。しかし、従来の入
力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式では、出力
電圧中の入力交流周波数のリップル電圧が大きくなると
いう問題点があった。この解決手段として図３に示す回
路が知られている。
【０００３】図３においては、ＡＣは交流電源、ＲＥＣ
は整流器、Ｔは出力トランス、ｎ１，ｎ２，ｎ３はその
１次巻線、２次巻線および３次巻線、Ｑ１は該１次巻線
ｎ１と直列に接続されたスイッチング素子（ＭＯＳＦＥ
Ｔ等）、Ｄ１，ＣＯ１は２次巻線ｎ２に接続され主整流
出力部Ａを形成するダイオード及びコンデンサ、Ｄ２，
ＣＯ２は３次巻線ｎ３の両端に接続され、後述するＤＣ
−ＤＣコンバータの入力部を形成するダイオード及び蓄
積コンデンサ、Ｌ，Ｑ２は前記コンデンサＣＯ２と共に
共振型昇圧コンバータを形成するインダクタ及びスイッ
チング素子、Ｄ３は逆流阻止用ダイオード、以上で従出
力部Ｂを形成する。ＣＯＮ２はスイッチング素子Ｑ２の
制御回路である。
は整流器、Ｔは出力トランス、ｎ１，ｎ２，ｎ３はその
１次巻線、２次巻線および３次巻線、Ｑ１は該１次巻線
ｎ１と直列に接続されたスイッチング素子（ＭＯＳＦＥ
Ｔ等）、Ｄ１，ＣＯ１は２次巻線ｎ２に接続され主整流
出力部Ａを形成するダイオード及びコンデンサ、Ｄ２，
ＣＯ２は３次巻線ｎ３の両端に接続され、後述するＤＣ
−ＤＣコンバータの入力部を形成するダイオード及び蓄
積コンデンサ、Ｌ，Ｑ２は前記コンデンサＣＯ２と共に
共振型昇圧コンバータを形成するインダクタ及びスイッ
チング素子、Ｄ３は逆流阻止用ダイオード、以上で従出
力部Ｂを形成する。ＣＯＮ２はスイッチング素子Ｑ２の
制御回路である。
【０００４】図３で制御部ＣＯＮ１は従出力の巻線側の
コンデンサＣＯ２の電圧を一定にする様に制御し、制御
部でＣＯＮ２で、出力電圧Ｖ０を一定にする様に制御し
ていた。しかし１次側にあるワンコンの制御回路ＣＯＮ
１は、入力電流波形を、入力電圧波形と、同位相の正弦
波とし、同時に安定性を確保する事が要求されている。
このため制御回路ＣＯＮ１の応答速度を入力交流周期の
例えば数十倍程度にまで遅らせる手段がとられていた。
このため出力端子に接続される負荷ＲＬが急変した時の
応答遅れを防ぐために、エネルギー蓄積コンデンサＣＯ
２の容量を十分に大きくしなければならいという問題点
があった。
コンデンサＣＯ２の電圧を一定にする様に制御し、制御
部でＣＯＮ２で、出力電圧Ｖ０を一定にする様に制御し
ていた。しかし１次側にあるワンコンの制御回路ＣＯＮ
１は、入力電流波形を、入力電圧波形と、同位相の正弦
波とし、同時に安定性を確保する事が要求されている。
このため制御回路ＣＯＮ１の応答速度を入力交流周期の
例えば数十倍程度にまで遅らせる手段がとられていた。
このため出力端子に接続される負荷ＲＬが急変した時の
応答遅れを防ぐために、エネルギー蓄積コンデンサＣＯ
２の容量を十分に大きくしなければならいという問題点
があった。
【０００５】
【発明が解決使用とする課題】本発明は入力交流周波数
の出力リップルの低減を図り、同時に制御回路ＣＯＮ１
の応答速度を高め、エネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ
Ｏ２を小さく、これによる小型安価な高力率電源を提供
する。
の出力リップルの低減を図り、同時に制御回路ＣＯＮ１
の応答速度を高め、エネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ
Ｏ２を小さく、これによる小型安価な高力率電源を提供
する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め請求項１の発明は、交流入力と前記交流入力を整流す
る整流器と、１次巻線及び２次巻線を備えた出力トラン
スと、前記整流出力間に接続された前記１次巻線とスイ
ッチング素子の直列回路と、前記２次巻線側に接続され
た整流出力部より成るＡＣ−ＤＣコンバータと、前記整
流出力部に出力部が共通接続されたＤＣ−ＤＣコンバー
タを備えた交流入力電源装置において、前記スイッチン
グ素子を制御する１次側制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを制御する２次側制御回路を有し、前記１次側
制御回路および２次側制御回路は、該交流入力の整流出
力電圧波形と出力電圧とを共通制御要素として該ＡＣ−
ＤＣコンバータの出力電流とＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電流を予め設定された配分比で制御するようにしたこ
とを特徴とする交流入力電源装置であり、この構成によ
り制御回路の負荷急変時の応答を速くすると共に蓄積コ
ンデンサの容量の低減と交流入力周波数のリップル低減
を可能にした。
め請求項１の発明は、交流入力と前記交流入力を整流す
る整流器と、１次巻線及び２次巻線を備えた出力トラン
スと、前記整流出力間に接続された前記１次巻線とスイ
ッチング素子の直列回路と、前記２次巻線側に接続され
た整流出力部より成るＡＣ−ＤＣコンバータと、前記整
流出力部に出力部が共通接続されたＤＣ−ＤＣコンバー
タを備えた交流入力電源装置において、前記スイッチン
グ素子を制御する１次側制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを制御する２次側制御回路を有し、前記１次側
制御回路および２次側制御回路は、該交流入力の整流出
力電圧波形と出力電圧とを共通制御要素として該ＡＣ−
ＤＣコンバータの出力電流とＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電流を予め設定された配分比で制御するようにしたこ
とを特徴とする交流入力電源装置であり、この構成によ
り制御回路の負荷急変時の応答を速くすると共に蓄積コ
ンデンサの容量の低減と交流入力周波数のリップル低減
を可能にした。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明は１次側の電源の制御対象
を出力電圧とし、２次側のＤＣ−ＤＣコンバータの制御
対象を、入力交流周波の出力リップル電流補償用とす
る。２次側ＤＣ−ＤＣコンバータの出力の配分を入力電
圧波形を使って決める。
を出力電圧とし、２次側のＤＣ−ＤＣコンバータの制御
対象を、入力交流周波の出力リップル電流補償用とす
る。２次側ＤＣ−ＤＣコンバータの出力の配分を入力電
圧波形を使って決める。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例回路図、図２はその
各部動作波形図で従来例と同一符号は同等部分を示す。
本発明は、入力電圧検出回路（イ）や電流検出回路
（ロ）を明確に示している。制御の特徴は２つある。１
つ目は、入力電圧（イ）からの信号波形を使って出力電
流（主出力Ａ）と、Ｄ／Ｄコン出力電流（従出力Ｂ）の
出力電流配分をあらかじめ決めている点である。２つ目
は、ＡＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御対象は両方とも出力電圧Ｖ０とし、電圧制御用増幅
器ＰＷＭの応答速度は、従来と同一に速くしている点で
ある。
各部動作波形図で従来例と同一符号は同等部分を示す。
本発明は、入力電圧検出回路（イ）や電流検出回路
（ロ）を明確に示している。制御の特徴は２つある。１
つ目は、入力電圧（イ）からの信号波形を使って出力電
流（主出力Ａ）と、Ｄ／Ｄコン出力電流（従出力Ｂ）の
出力電流配分をあらかじめ決めている点である。２つ目
は、ＡＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御対象は両方とも出力電圧Ｖ０とし、電圧制御用増幅
器ＰＷＭの応答速度は、従来と同一に速くしている点で
ある。
【０００９】以下出力電圧Ｖ０を一定に安定化した場合
の電源を考えるので、出力電流を分配関数を使って配分
する方式を説明する。図１において、制御回路ＣＯＮ１
は入力電圧Ｖｉｎに比例した入力電流を流す様に制御し
ているので出力電流ｉ０１は入力電圧の２倍の周波数を
持つ、図２−（Ｃ）のｉ０１の様な波形となる。これに
対し，Ｄ／Ｄコン部で、図３−（Ｃ）のｉ０２に比例し
た電力を出せば出力は安定化される。合計の出力電流Ｉ
０は、
の電源を考えるので、出力電流を分配関数を使って配分
する方式を説明する。図１において、制御回路ＣＯＮ１
は入力電圧Ｖｉｎに比例した入力電流を流す様に制御し
ているので出力電流ｉ０１は入力電圧の２倍の周波数を
持つ、図２−（Ｃ）のｉ０１の様な波形となる。これに
対し，Ｄ／Ｄコン部で、図３−（Ｃ）のｉ０２に比例し
た電力を出せば出力は安定化される。合計の出力電流Ｉ
０は、
【００１０】
【数１】 と表され一定となる。（図２−（Ｃ）のＩ０参照）ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電流ｉ０２との比率を与える関
数ｆ（ｔ）を分配関数と呼ぶと、
−ＤＣコンバータの出力電流ｉ０２との比率を与える関
数ｆ（ｔ）を分配関数と呼ぶと、
【００１１】
【数２】 となる。図１の回路でｉ０１とｉ０２の平均値が同量と
仮定すると、
仮定すると、
【００１２】
【数３】 と表される。ただし、ＶｉｎはＡＣ−ＤＣコンバータの
交流入力電圧ｉｉｎは交流入力電流である。η１はＡＣ
−ＤＣコンバータの効率、η２は２次側ＤＣ−ＤＣコン
バータの効率である良好な力率改善回路であるとして、
交流入力電圧ｉｉｎは交流入力電流である。η１はＡＣ
−ＤＣコンバータの効率、η２は２次側ＤＣ−ＤＣコン
バータの効率である良好な力率改善回路であるとして、
【００１３】
【数４】 を仮定し、
【００１４】
【数５】
【００１５】
【数６】 と仮定する。ただし、η１ｒｍｓ，η２ｒｍｓは、商用
周波１サイクルにおけるη１，η２の実効値。すると数
３は、
周波１サイクルにおけるη１，η２の実効値。すると数
３は、
【００１６】
【数７】 η１Ｎ×η２Ｍ＝１と見なせる時は、
【００１７】
【数８】
【００１８】と表される。この例を図１の回路及び、図
２−（Ｃ）のｉ０２の量に示す。図１において、１次側
制御回路ＣＯＮ１は通常の力率改善形電源の制御回路で
ある。ただし、出力電圧Ｖ０用の誤差増幅器の応答速度
がＤ／Ｄコンのものと同一で、例えばｆＴ＝１ＫＨＺ〜
１０ＫＨＺと速くなっている。
２−（Ｃ）のｉ０２の量に示す。図１において、１次側
制御回路ＣＯＮ１は通常の力率改善形電源の制御回路で
ある。ただし、出力電圧Ｖ０用の誤差増幅器の応答速度
がＤ／Ｄコンのものと同一で、例えばｆＴ＝１ＫＨＺ〜
１０ＫＨＺと速くなっている。
【００１９】このため、出力電流の急変が起こった時、
従来の制御部のＣＯＮ１の応答時間は例えば０．２〜
０．５秒なのに対し、本発明の制御回路ＣＯＮ１の応答
時間は例えば０．１ｍから１ｍｓと、速いため、エネル
ギー蓄積コンデンサＣＯ２の容量は図１の方が大幅に小
さくて済む。例えば１／１０の容量で済む。この分、低
コスト化が可能となる。
従来の制御部のＣＯＮ１の応答時間は例えば０．２〜
０．５秒なのに対し、本発明の制御回路ＣＯＮ１の応答
時間は例えば０．１ｍから１ｍｓと、速いため、エネル
ギー蓄積コンデンサＣＯ２の容量は図１の方が大幅に小
さくて済む。例えば１／１０の容量で済む。この分、低
コスト化が可能となる。
【００２０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よれば、小型、高効率、高力率な交流入力電源装置の良
好な制御回路を提供できる。
よれば、小型、高効率、高力率な交流入力電源装置の良
好な制御回路を提供できる。
【図１】本発明の実施例回路図
【図２】本発明の各部動作波形図
【図３】従来の回路図
ＡＣ 交流電源 ＲＥＣ 整流器 Ｔ 出力トランス Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 ＣＯＮ１，ＣＯＮ２ 制御回路 ＲＬ 負荷
Claims (3)
- 【請求項１】 交流入力と、前記交流入力を整流する整
流器と、１次巻線及び２次巻線を備え出力トランスと、
前記整流出力間に接続された前記１次巻線と、スイッチ
ング素子の直列回路と、前記２次巻線側に接続された整
流出力部より成るＡＣ−ＤＣコンバータと、前記整流出
力部に出力部が共通接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを
備えた交流入力電源装置において、前記スイッチング素
子を制御する１次側制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する２次側制御回路を有し、前記１次側制御
回路および２次側制御回路は、該交流入力の整流出力電
圧波形と出力電圧とを共通制御要素として、該ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電流とＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電流を予め設定された配分比で制御するようにしたこと
を特徴とする交流入力電源装置。 - 【請求項２】 出力トランスに３次巻線を設け該３次巻
線電圧を該ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧としたこと
を特徴とする請求項１の交流入力電源装置。 - 【請求項３】 ＤＣ−ＤＣコンバータの入力部として電
池電圧を用いた請求項１の交流入力電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11106375A JP2000308345A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 交流入力電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11106375A JP2000308345A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 交流入力電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000308345A true JP2000308345A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14431981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11106375A Pending JP2000308345A (ja) | 1999-04-14 | 1999-04-14 | 交流入力電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000308345A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002080345A1 (en) * | 1999-09-21 | 2002-10-10 | Smk Corporation | Switching power supply using partial switching |
| JP2009528812A (ja) * | 2006-02-28 | 2009-08-06 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 誘導結合電力伝達システム用単相電源 |
| US8395915B2 (en) | 2007-11-29 | 2013-03-12 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | DC/DC converter |
| JP2013201829A (ja) * | 2012-03-26 | 2013-10-03 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| CN104394635A (zh) * | 2014-12-04 | 2015-03-04 | 英飞特电子（杭州）股份有限公司 | 一种led驱动器 |
| JP2017221101A (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 力率補正付き電源および出力参照型エネルギー蓄積器 |
-
1999
- 1999-04-14 JP JP11106375A patent/JP2000308345A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002080345A1 (en) * | 1999-09-21 | 2002-10-10 | Smk Corporation | Switching power supply using partial switching |
| GB2381673A (en) * | 1999-09-21 | 2003-05-07 | Smk Kk | Switching power supply using partial switching |
| GB2381673B (en) * | 1999-09-21 | 2005-01-05 | Smk Kk | Switching power supply using partial switching |
| JP2009528812A (ja) * | 2006-02-28 | 2009-08-06 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 誘導結合電力伝達システム用単相電源 |
| US8953340B2 (en) | 2006-02-28 | 2015-02-10 | Auckland Uniservices Limited | Single phase power supply for inductively coupled power transfer systems |
| US8395915B2 (en) | 2007-11-29 | 2013-03-12 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | DC/DC converter |
| JP2013201829A (ja) * | 2012-03-26 | 2013-10-03 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| CN103368402A (zh) * | 2012-03-26 | 2013-10-23 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| US9160234B2 (en) | 2012-03-26 | 2015-10-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
| CN104394635A (zh) * | 2014-12-04 | 2015-03-04 | 英飞特电子（杭州）股份有限公司 | 一种led驱动器 |
| JP2017221101A (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 力率補正付き電源および出力参照型エネルギー蓄積器 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051227 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090212 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090219 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090623 |
|
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