JP2017221101A

JP2017221101A - 力率補正付き電源および出力参照型エネルギー蓄積器

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Publication number: JP2017221101A
Application number: JP2017108928A
Authority: JP
Inventors: ヤコブスヨハネスヴェルナーアントニウス; Jacobus Johannes Werner Antonius; ミッチェルヒューマシューズデイビット; michael hugh matthews David; バラクリシュナンバル; Balu Balakrishnan
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2016-06-10
Filing date: 2017-06-01
Publication date: 2017-12-14
Also published as: US20170358989A1; US10033284B2; CN107493021A; CN107493021B; EP3255768A1; EP3255768B1

Abstract

【課題】ＡＣ入力電圧から比較的高力率で動作するように構成された電源を提供する。【解決手段】ＡＣ−ＤＣ電源５００は、入力に結合されたＤＣ−ＤＣ変換装置を含む。ＡＣ−ＤＣ電源の入力は、ＡＣ入力電圧５０４とＡＣ入力電流５０２とを受信する。ＤＣ−ＤＣ変換装置は、調節対象出力５４６と蓄積器出力５３４とを含む。制御装置５６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信し、検出信号に応答して、ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御して、調節対象出力を調節する。また、制御装置は、ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように、ＡＣ入力電流の波形を制御する。調節器回路５４０は、調節対象出力と蓄積器出力とに結合される。制御装置はさらに、調節器回路を通した蓄積器出力から調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御する。【選択図】図５

Description

本発明は、概して、電源に関し、より具体的には、本発明は、ＡＣ入力電圧から比較的高力率で動作するように構成された電源に関する。

典型的なスイッチング電源用途において、ＡＣ−ＤＣ電源は、商用電源から、公称１００から２７７ボルトＲＭＳ（ｒｏｏｔｍｅａｎｓｑｕａｒｅ）（二乗平均平方根）の間である入力を受信する。世界の様々な地域において、ＡＣ入力電圧は、公称５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数に対応した周期をもつ正弦関数として変化する。電源のスイッチは、典型的にはＡＣ入力電圧の周波数より千倍を越える大きな速度で制御回路によりスイッチオンおよびスイッチオフされて、例えば、照明のための発光ダイオード（ＬＥＤ：ｌｉｇｈｔｅｍｉｔｔｉｎｇｄｉｏｄｅ）負荷に電流を提供するのに適し得る調節対象出力を提供する。本開示において、主にＬＥＤ負荷が例示的な負荷として使用されるが、定電圧と定電流とのいずれか、または、定電圧と定電流との両方の組み合わせの出力特性を要求する多くの他の種類の負荷、例えば、本発明の教示による利益を享受し得るモバイル電子製品の電池などが存在することが理解される。典型的な用途において、負荷、温度、または入力電圧の変化によりもたらされる一定の出力電圧または一定の出力電流における変化は望ましくない。負荷、入力電圧、温度などの変化に対して、調節される電圧または電流が比較的一定に留まるように調節対象出力を提供することが望ましい。ＬＥＤ負荷の場合、ＬＥＤが比較的一定の強度で照明を提供することを確実にするため定電流出力が望ましい。比較的一定の出力電流を使用することで、ＬＥＤ列にかかる電圧が比較的一定となるので、ＡＣ−ＤＣ電源はＬＥＤ負荷に比較的一定の出力電力を提供する。ＡＣ入力電圧は、正弦関数のＡＣライン周期中に、自然に一定の速度でエネルギーを提供するわけではないので、電源が非一定の速度で入力からエネルギーを取り出して、一定の速度でそのエネルギーを出力に伝送することを可能にするエネルギー蓄積能力を、電源がもたなければならない。典型的には、エネルギーは、電力変換段への入力において蓄積コンデンサに、整流された入力電圧として蓄積される。しかし、この構成において、蓄積コンデンサはその電流の大部分を、ＡＣ入力からＡＣ電圧のピークにおいて引き出し、ＲＭＳ入力電流を増やし、多くの用途において望ましくないライン周波数高調波を生成する。

ＬＥＤに調節対象電流を提供するＡＣ−ＤＣ電源は、典型的には、後述のように力率、効率、および場合によってはガルバニック直流絶縁に関する要求を満たさなければならない。設計者は、最小コストで満足のいく解決策を提供するという困難に直面する。

商用電源は、電源コンセントに、大きさ、周波数、および高調波成分の規格に適合する波形をもつＡＣ電圧を提供するが、コンセントから引き出される電流は、ＡＣ電圧を受信する電源の特性により規定される。理想的な電流波形は、コンセントからの電圧の波形に一致し、この２つが、同時にゼロと交差する。言い換えると、理想的な入力電流の波形は、入力電圧の波形に比例する。コンセントから引き出される電流がＡＣ電圧波形にどれだけ近く一致するかという測定基準が力率である。ＡＣ入力電圧の全周期のいずれにおいても、理想的な電流は、コンセントからの平均電力を電圧のＲＭＳ値で割った値に等しいＲＭＳ値をもつ。１００％の力率が理想である。言い換えると、電流が理想的な特性をもつとき、ＲＭＳ電圧とＲＭＳ電流との積は、コンセントからの電力に等しい。ＬＥＤのための電源は、例えば、典型的には、規制上の要求を満たすには力率補正を備えなければならない。力率補正を備えない電源が５０％未満の力率であり得るのに対し、９０％より大きな力率は、典型的には、入力電流に関する規格を満たすことが要求される。

安全に関する機関は、一般に、電源が入力と出力との間でガルバニック直流絶縁を提供することを要求する。ガルバニック直流絶縁は、電源の入力と出力との間でＤＣ電流を防止する。言い換えると、ガルバニック直流絶縁付き電源の入力端子と出力端子との間に印加された高ＤＣ電圧は、電源の入力端子と出力端子との間でＤＣ電流を実質的に生成しない。ガルバニック直流絶縁に関する要求は、電源のコストに寄与する複雑なものである。

ガルバニック直流絶縁付き電源は、入力を出力から電気的に分離する絶縁バリアを維持しなければならない。エネルギーが絶縁バリアをまたいで伝達されて、出力に電力を提供しなければならず、多くの場合、フィードバック信号の形態の情報が絶縁バリアをまたいで伝達されて、出力を調節する。ガルバニック直流絶縁は、典型的には、電磁および電気光学装置を使用して達成される。入力と出力との間でエネルギーを伝達して出力電力を提供するため、変圧器および結合インダクタなどの電磁装置が一般的に使用されるのに対し、電気光学装置または電磁装置は、入力と出力との間におけるエネルギーの伝達を制御するため出力と入力との間で信号を伝達するために使用され得る。

ガルバニック直流絶縁付きＡＣ−ＤＣ電源において高力率を達成するための一般的な解決策は、２つの電力変換段を使用する。その入力において蓄積コンデンサを含まず、およびガルバニック直流絶縁を備えない１段は、高力率を維持するようにＡＣ入力電流を形作るように構成され、蓄積コンデンサにかかる中間出力電圧を提供する。中間出力電圧は、整流されたＡＣ入力電圧より大きなＤＣ電圧である。蓄積コンデンサにおける中間電圧は、何百ボルトかであり得る。中間出力は、ガルバニック直流絶縁を備える第２の電力変換段と、最終出力を調節する制御回路とへの入力である。第１段の出力は、典型的には、蓄積コンデンサに入力からの非一定のエネルギーを蓄積し、次に、出力への一定の速度での伝送のため、第２段にエネルギーを提供する。高電圧エネルギー蓄積を伴う１つを上回る電力変換段の使用は、電源のコストを上げ、複雑さを高める。

以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様な参照符号は、別段の指定がない限り、同様な部分を示す。

本発明の教示に従った、出力にエネルギー蓄積器を含む例示的な力率補正付きＡＣ−ＤＣ電源の機能ブロック図である。本発明の教示に従った、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における、時間の関数としての入力電力を示すグラフである。本発明の教示に従った、蓄積器コンデンサにおける電圧と、調節器回路からの電流と、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源のための入力電力とを描いたタイミング図である。本発明の教示に従った、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の主な特徴を示す概略図である。本発明の教示に従った、制御装置と調節器回路とスイッチとのさらなる詳細を示す、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図である。本発明の教示に従った、複数の出力を含むように図５に示す電源がどのように拡張され得るかを示す概略図である。本発明の教示に従った、複数の出力を含む他の例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図である。本発明の教示に従った、力率補正付き単一段ＡＣ−ＤＣ電源と出力参照型エネルギー蓄積器とから調節対象出力を提供する方法を描いたフロー図である。

図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、必ずしも一定の縮尺で描かれないこととを理解すると考えられる。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするため、他の要素より誇張される場合があり得る。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくなるのを防ぐため、描かれない。

以下の説明では、本発明を十分に理解できるように、多くの特定の詳細事項を記載する。しかし、本発明を実施する際に特定の詳細事項を必ずしも使用する必要がないことが、当業者には明らかだと考えられる。他の例では、よく知られた材料または方法については、本発明が理解しにくくなるのを防ぐため、詳細には説明しない。

本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅｅｘａｍｐｌｅ）」、または「例（ａｎｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎｏｎｅｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎａｎｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、必ずしもすべてが同じ実施形態または例に関するわけではない。さらに、特定の特徴、構造または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、あらゆる適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切な構成要素に含まれ得る。加えて、本明細書と共に提供される図が当業者への説明を目的としていることと、図面が必ずしも一定の縮尺で描かれるわけではないこととが理解される。

図１に示す機能ブロック図は、時間の関数としてグラフにされたとき、ＡＣライン周期である周期Ｔ_Ｌをもつ実質的に正弦関数であるＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ１０４を受信するＡＣ−ＤＣ電源１００の一例を示す。図１に示す例示的な電源は、時間の関数としてグラフにされたとき、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ１０４と実質的に同じ形状をとるＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ１０２をもつ。

図１に示す例示的な電源において、全波ブリッジ整流器１０６は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７により受信されるＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１１２を生成する。整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１１２は、入力戻り１０８に対して正である。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１１２と実質的に同じ形状である整流された入力電流Ｉ_ＲＥＣＴ１０９を含む。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、出力コンデンサＣ_Ｏ１３６において、出力戻り１３２に対して実質的に一定のＤＣ電圧である、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６を生成する。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、負荷１４８において、調節対象負荷電流Ｉ_Ｌ１４４をさらに生成する。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、入力戻り１０８と出力戻り１３２との間にガルバニック直流絶縁を提供する。本発明を実施するためにガルバニック直流絶縁が必要とは限らないことと、ガルバニック直流絶縁が必要とされない用途において、入力戻り１０８と出力戻り１３２とが共通ノードに結合され得ることを当業者が理解すると考えられる。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０において、出力戻り１３２に対して蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４をさらに生成する。入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１１２より低い電圧で、電源の出力における蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０にエネルギーを蓄積することは、より高い電圧でエネルギーが蓄積される場合に必要なエネルギーに比べて、力率補正のために、より少ないエネルギーが蓄積されることを要求する。出力における、より低い電圧は、エネルギー密度のより高いコンデンサ技術の使用を可能にし得る。さらに、構成要素は、より低い電圧で、相互により近く位置し得る。その結果、従来の解決策と比べて、電源が占有する体積がより小さくなり、パッケージの密度が高まると同時に、調節対象出力における変化が、より小さくなる。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７は、当業者に知られた様々なスイッチング電力変換装置のいずれか１つであり得、ガルバニック直流絶縁された、または絶縁されていない出力と、力率補正とを提供する。

図１に示す例示的な電源において、負荷１４８は、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６に対応した、調節対象負荷電流Ｉ_Ｌ１４４を流す。負荷１４８は、例えば、照明のための発光ダイオード（ＬＥＤ）、または他の形態の電気負荷を含み得る。負荷電流Ｉ_Ｌ１４４は、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６からの出力電流Ｉ_Ｏ１４２と、蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４からの調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７を流す調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８との和である。

図１に示す例示的な電源における制御装置１６２は、電源の入力からの信号と出力からの信号とを受信して、入力電流Ｉ_ＡＣ１０２と、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６と、負荷電流Ｉ_Ｌ１４４とを動作の所望の制限内に維持し得る。図１に示す例は、制御装置１６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７から信号バスＵ_{ＳＥＮＳＥ}１６０に含まれる複数のＮ個の検出信号を受信し得ることを示す。制御装置１６２は、必ずしもバス内に含まれるわけではない複数の検出信号を受信する複数のＮ個の検出信号入力を含むように構成され得ることが理解される。制御装置１６２は、出力電圧検出信号Ｕ_{Ｏ＿ＳＥＮＳＥ}１５０と、負荷電流検出信号Ｕ_{ＩＬＳＥＮＳＥ}１６６と、任意選択的な蓄積器電圧検出信号Ｕ_{ＲＥＳ＿ＳＥＮＳＥ}１５２とをさらに受信し得る。

図１に示す例は、制御装置１６２が、信号バスＵ_{Ｃ＿ＤＲＩＶＥ}１５８に含まれる複数のＭ個の駆動信号をＤＣ−ＤＣ変換装置１１７に提供し得ることをさらに示す。制御装置１６２は、必ずしもバス内に含まれるわけではない複数の信号出力からの複数のＭ個の検出信号を提供するように構成され得ることが理解される。制御装置１６２は、蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４を受信する調節器回路１４０に調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}１６４をさらに提供し得る。駆動信号と検出信号とは、電圧または電流であり得る。

調節対象出力と力率補正とを提供する、ＤＣ−ＤＣ変換装置の制御のための技術は、よく知られ、本分野で広く使用される。制御装置１６２は、典型的には、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７内のスイッチのオン期間とオフ期間とを変更して、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６、出力電流Ｉ_Ｏ１４２、負荷電流Ｉ_Ｌ１４４、または出力量の組み合わせを調節する。制御装置１６２は、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７内のスイッチのオン期間とオフ期間とを変更して、ＡＣ−ＤＣ電源への入力が比較的高力率で動作し得るように、整流された電流Ｉ_ＲＥＣＴ１０９を形作り得る。負荷１４８により要求される電力に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供することに対して各半ライン周期内の平均入力電力が十分であるように、制御装置１６２が、整流された入力電流Ｉ_ＲＥＣＴ１０９の大きさを変更しなければならない。制御装置１６２は、蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４から調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７を受信して、負荷１４８に調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８を伝送する調節器回路１４０に、調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}１６４をさらに提供し得る。本開示において後でさらに詳細に説明されるように、調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}１６４は、任意選択的であり、十分に遠く離れた上限と下限との間で出力電圧Ｖ_Ｏ１４６を制御することが許容可能である用途においては、必要とされない場合があり得る。

図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、出力参照型エネルギー蓄積器を使用して、調節対象出力への一定の速度での伝送のため、入力からのエネルギーを蓄積する。図２のグラフ２００は、１ライン周期Ｔ_Ｌの半分を含む期間にわたる、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００の入力において受信される電力とエネルギーとを示す。曲線２４０は、時間の経過に伴って変化する入力電力を示す。横軸は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ１０４のゼロ線交差後の時間を示し、時間は、ゼロ線交差後のライン周期Ｔ_Ｌの分数でマーキングされる。曲線２４０と横軸との間の面積は、例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００により受信されるエネルギーを表す。グラフ２００の縦軸２０５にプロットされた瞬時電力は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ１０４とＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ１０２との積である。全波ブリッジ整流器１０６を通した電圧降下が無視できる程度であると仮定すると、グラフは、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７により受信される、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１１２と整流された入力電流Ｉ_ＲＥＣＴ１０９との積をさらに表す。

図２のグラフ２００は、平均入力電力Ｐ２１５が、ピーク電力２Ｐ２１０の半分であることを示す。（調節器回路１４０を含む）電源に損失がない場合、平均入力電力Ｐ２１５は、負荷１４８に伝送される出力電力でもある。電源に損失がある場合、平均入力電力Ｐ２１５は、負荷に伝送された出力電力に、電源における損失を加えたものである。

図２のグラフ２００は、ライン周期のいくつかの部分中、負荷に電源が伝送する電力より実質的に多くの電力を電源が受信し、ライン周期の他の部分中、負荷に電源が伝送する電力より実質的に少ない電力を、電源が受信することをさらに示す。例えば、ＡＣ入力電圧がゼロである時点（図２に示す時点ゼロと時点Ｔ_Ｌ／２と）において、電源は電力を受信しないが、ライン周期の４分の１後、負荷に電源が伝送する電力の２倍の電力を、電源が受信する。エネルギーに関して、図２に示すハッチング領域Ａ１は、ゼロ線交差後、時点２２０（Ｔ_Ｌ／８）と時点２３０（３Ｔ_Ｌ／８）との間に、ライン周期の４分の１内で、負荷に電源が伝送するエネルギーを上回って電源が受信するエネルギーを表す。領域Ａ１における余剰エネルギーは、その期間中に負荷に伝送されたエネルギーの約６４％（２／π）である。同様に、図２に示す陰影が付けられた領域Ａ２とＡ３とは、電源が入力から受信しないが、所望の出力電圧を維持するため負荷に伝送されなければならないエネルギーを表す。陰影が付けられた領域Ａ２とＡ３とにより示される不足エネルギーの和は、正確に、陰影が付けられた領域Ａ１により示される余剰エネルギーである。

図１に示すＡＣ−ＤＣ電源は、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０を使用して、入力から余剰エネルギーを蓄積し、入力からのエネルギーが負荷の需要を満たすには不十分である期間中、負荷に余剰エネルギーを伝送する。ＡＣ入力電圧１０４のゼロ線交差後、時点２２０（Ｔ_Ｌ／８）から時点２３０（３Ｔ_Ｌ／８）まで、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０は、入力から余剰エネルギーを受信しながら充電する。ＡＣ入力電圧１０４のゼロ線交差の前と後とにおける、ライン周期の８分の１中、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０が調節器回路１４０を通して放電し、負荷１１４に余剰エネルギーを伝送する。

調節器回路１４０は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４からの調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７を流し、出力コンデンサＣ_Ｏ１３６と負荷１４８とに調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８を伝送する線形電力変換装置またはスイッチング電力変換装置を含み得る。線形電力変換装置の場合、調節器回路１４０により受信される調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７は、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８と同じ値である。スイッチング電力変換装置の場合、調節器回路１４０により受信される調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４と調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６との間の差分に応じて、調節器回路からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８より大きいか小さいものであり得る。調節器回路１４０が線形電力変換装置である場合、線形調節器は、そのＤＣ入力電圧より大きなＤＣ出力電圧を生成することができないので、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６以上でなければならない。調節器回路１４０がスイッチング電力変換装置である場合、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４は、調節器回路１４０のために使用されるスイッチング変換装置の種類に応じて、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６より大きいか小さいものであり得る。例えば、調節器回路１４０がバック型変換装置である場合、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６より大きなものでなければならず、調節器回路１４０がブースト型変換装置である場合、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４は、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６未満でなければならない。電力変換装置の動作中、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ１４６より蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４が大きいか小さいことを可能にする、バックモードまたはブーストモードで動作し得る、当業者に知られた他のスイッチング変換装置回路が存在する。調節器回路１４０が、入力電圧と負荷電流との範囲を上回る損失を減らす必要性に応じて、線形電力変換装置またはスイッチング電力変換装置として動作し得ることが本開示において後で示される。

図３は、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源からの３つの量の主な特徴を示すタイミング図３００であり、図１中、調節器回路１４０は、任意選択的なＵ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}信号１６４により制御装置１６２の制御下にある線形調節器である。調節器回路１４０がスイッチング調節器回路である例におけるグラフは同様であり、典型的には、図３に太線で示す平均値の周囲において振幅の比較的小さな高周波のずれを示す。高周波リップルにおけるスイッチング周期は、図３に示すグラフにおける時間スケールでは視認可能ではない。

蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４のグラフ３３０と、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８のグラフ３２０とが、図１に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源１００の入力において受信される瞬時電力Ｐ_ＩＮのグラフ３０５と共に示される。グラフ３０５は、前述の図２に示されるように、半ライン周期毎に、ゼロである最小値と平均入力電力の２倍である最大値との間で瞬時電力Ｐ_ＩＮが変化することを示す。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４のグラフ３３０は、ライン周期の４分の１毎に、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０における電圧が、最小値Ｖ_{ＲＥＳＭＩＮ}３３５と最大値Ｖ_{ＲＥＳＭＡＸ}３４０との間で変化することを示す。瞬時入力電力Ｐ_ＩＮが平均入力電力Ｐ３１５より大きいとき、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０における蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４が増加する。瞬時入力電力が平均入力電力Ｐ３１５未満であるとき、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０における蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４は減少する。調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８のグラフ３２０は、瞬時入力電力Ｐ_ＩＮが平均入力電力Ｐ３１５未満であるとき、調節器回路出力電流が正であり、その他の場合にはゼロであることを示す。瞬時入力電力Ｐ_ＩＮがゼロであるとき、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８は、最大値Ｉ_{ＲＯＭＡＸ}３２５である。

制御装置１６２からの調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}１６４が存在しない例において、調節器回路１４０は、代替的に、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６が最小値Ｖ_ＯＭＩＮ未満に下がったとき、電流を流し、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６が最大値Ｖ_ＯＭＡＸを上回るように上昇したとき、電流を流すことを停止するように構成され得る。線形調節器回路またはスイッチング調節器回路のための、この任意選択的な配置（図３に示されない）を使用すると、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８は、ゼロと最大値との間でパルス振動して、グラフ３２０に沿った平均値をもたらし、出力コンデンサＣ_Ｏ１３６に依存してパルス振動電流をフィルタ処理し、おおまかに調節された対象出力電圧が許容可能であるいくつかの用途で使用され得る制限値Ｖ_ＯＭＩＮと制限値Ｖ_ＯＭＡＸとの間で、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６の比較的滑らかな変化を達成する。制御装置１６２が調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}１６４を使用して、出力電圧Ｖ_Ｏ１４６の比較的厳密な調節を提供するとき、図１に示す構成に後述の式が適用され、瞬時入力電力Ｐ_ＩＮが平均入力電力Ｐ３１５未満であるとき、調節器回路１４０からの調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８が非ゼロである。

電力Ｐ_Ｏと線形調節器である調節器回路１４０とを必要とする負荷１４８の場合、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４が、Ｐ_ＩＮ≦Ｐ、Ｖ_{ＲＥＳＭＩＮ}≧Ｖ_Ｏの条件下において次式で表されることが示され得る。

式中、時間ｔは、図２と図３とに示すようにＡＣ入力電圧のゼロ線交差から測定される。線形調節器回路の場合の最大蓄積器電圧Ｖ_{ＲＥＳＭＡＸＬ}は、次式のように表される。

線形調節器である調節器回路の場合、調節器回路の入力において受信される調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ１３７は、調節器回路により伝送された調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８と同じである。調節器回路は、ＡＣ入力電圧がゼロであるとき、負荷にすべての電流を提供しなければならないので、線形調節器回路からの最大電流Ｉ_{ＲＯＭＡＸ}３２５は、線形調節器により受信される最大電流Ｉ_{ＲＩＭＡＸＬ}でもある。

線形調節器回路において失われる電力Ｐ_{Ｌ＿ＬＯＳＳ}は、次式で表される。

この式から、線形調節器の効率η_Ｌに関する式を導出し得る。

この式は、より大きな値のＶ_{ＲＥＳＭＩＮ}の場合に線形調節器の効率が低下することを示すので、Ｖ_{ＲＥＳＭＩＮ}をＶ_Ｏにできる限り近く設定することが望ましい。効率η_Ｓ（０≦η_Ｓ≦１）をもつスイッチング調節器である調節器回路１４０の場合、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ１３４が、Ｐ_ＩＮ≦Ｐの条件において次式で表されることが示され得る。

式中、時間ｔは、ＡＣ入力電圧のゼロ線交差から測定される。従って、最大蓄積器電圧Ｖ_{ＲＥＳＭＡＸＳ}は、次式により表される。

線形調節器の損失は、典型的には、スイッチング調節器より大きいので、線形調節器回路の場合の最大蓄積器電圧は、典型的には、スイッチング調節器の場合の最大蓄積器電圧より大きい。入力電圧がゼロにあるとき、いずれも同じ電力を提供しなければならないので、スイッチング調節器回路からの最大調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ１３８であるＩ_{ＲＯＭＡＸ}３２５は、線形調節器回路からのものと同じである。スイッチング調節器回路により受信される最大電流Ｉ_ＲＩ１３４であるＩ_{ＲＩＭＡＸＳ}は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ（ｔ）に応じて決まるので、Ｉ_{ＲＩＭＡＸＳ}に関する閉じた形態の式は存在しない。スイッチング調節器回路により受信される最大電流Ｉ_{ＲＩＭＡＸＳ}は、典型的には、線形調節器回路により受信される最大電流Ｉ_{ＲＩＭＡＸＬ}と同じではない。スイッチング調節器が、出力電力に整合するように、入力電圧に応じて、スイッチング調節器の入力電流を調節するのに対し、線形調節器の入力電流は、その出力電流未満にはならないものであり得る。ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７に、調節器回路１４０に関係した損失を除いて損失がない場合、ＤＣ−ＤＣ変換装置１１７の入力において測定されたシステム全体の効率η_ＴＬは、線形調節器の場合のものである。

スイッチング調節器を含むが、他の損失を伴わないシステム全体の効率η_ＴＳは、次式のようになる。

全体的に、ＤＣ−ＤＣ変換装置と調節器回路を含む蓄積器出力とを含むシステムの場合、それぞれの効率がη_ＤＣおよびη_ＲＥＧであり、システム全体の効率が次式で表される。

この式は、スイッチング調節器回路の効率が線形調節器回路の効率より大きい場合、線形調節器の代わりにスイッチング調節器を使用することが有益であり得ることを示す。設計者は、上記の式を使用して、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ１３０に対する値を選択し、最小蓄積器電圧Ｖ_{ＲＥＳＭＩＮ}を設定し、さらに、調節器回路１４０に対する選択を行い得る。

図４は、フライバック変換装置とエネルギー蓄積器を含む出力とを含む、力率補正およびガルバニック直流絶縁付きの例示的なＡＣ−ＤＣ電源４００の主な特徴を示す概略図である。図４に示す例示的な電源は、図１において説明されるＡＣ−ＤＣ電源のさらなる詳細を提供する。

図４に示す例示的な電源は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ４０４と実質的に同じ形状であるＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ４０２を受信する。全波ブリッジ整流器４０６は、フライバック変換装置として当業者に知られたＤＣ−ＤＣ変換装置により受信される、ＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２を生成する。ＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２は、入力戻り４０８に対して正である。図４に示すフライバック変換装置は、変圧器または結合インダクタと呼ばれることもあるエネルギー伝達素子Ｔ１４１８を含む。図４に示すフライバック変換装置におけるエネルギー伝達素子Ｔ１４１８は、入力と出力との間にガルバニック直流絶縁を提供しながら、入力から出力までエネルギーを伝達する。

図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源におけるフライバック変換装置のエネルギー伝達素子Ｔ１４１８は、入力巻線４２０と、第１の出力巻線４２４と、第２の出力巻線４２２とを含む。入力巻線４２０は、一次巻線と呼ばれることもある。入力巻線４２０の一端部は、ＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２を受信するように結合される。入力スイッチＳ１４１６は、入力巻線４２０の他端部と入力戻り４０８との間に結合される。入力スイッチＳ１４１６は、一次スイッチと呼ばれることもある。入力スイッチＳ１４１６が閉じたとき、入力巻線４２０は、電流を流し得る。入力スイッチＳ１４１６が開いたとき、入力巻線４２０は、電流を流すことができない。制御装置４６２からの駆動信号Ｕ_{Ｓ１＿ＤＲＩＶＥ}４５８は、入力スイッチＳ１４１６を開閉して、スイッチング周期である周期Ｔ_Ｓでパルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１４１４を入力巻線４２０が流すことを可能にする。スイッチング周期Ｔ_Ｓは、ＡＣライン周期Ｔ_Ｌよりはるかに小さい。スイッチング周期Ｔ_Ｓは、スイッチング周波数の逆数であり、ＡＣライン周期Ｔ_Ｌは、ＡＣライン周波数の逆数である。一例において、スイッチング周期Ｔ_Ｓは、約１５マイクロ秒であるのに対し、ＡＣライン周期Ｔ_Ｌは、約２０ミリ秒である。言い換えると、ＡＣライン周期Ｔ_Ｌは、典型的には、スイッチング周期Ｔ_Ｓより１０００倍を越えるような大きさであり、それにより、１つのＡＣライン周期内に、典型的に、１０００を上回るスイッチング周期が存在する。一例において、スイッチング周期Ｔ_Ｓは、負荷４４８により要求される平均電力の関数として、経時的に変化し得ることが理解される。

図４に示す例示的な電源において、全波ブリッジ整流器４０６からの整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２間に結合されたコンデンサＣ_ＩＮ４１０は、ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１４１４のパルスのための低インピーダンス供給源を提供する。コンデンサＣ_ＩＮ４１０は、あらゆる瞬間におけるＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ４０２の大きさが、ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１４１４の実質的に平均となるように、パルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１４１４の高周波成分をフィルタ処理し、平均は、スイッチング周期Ｔ_Ｓにわたって取得される。コンデンサＣ_ＩＮ４１０は、ＡＣライン周期Ｔ_Ｌ毎に２回、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２が実質的にゼロになることを可能にする程度に十分小さい。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における制御装置４６２は、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ４１２と、入力スイッチＳ１４１６におけるＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１４１４を、それぞれ、入力電圧検出信号Ｕ_{ＶＩＮ＿ＳＥＮＳＥ}４５６および入力電流検出信号Ｕ_{Ｉ＿ＳＥＮＳＥ}４６０として検出する。様々な例において、入力電圧検出信号Ｕ_{ＶＩＮ＿ＳＥＮＳＥ}４５６と入力電流検出信号Ｕ_{Ｉ＿ＳＥＮＳＥ}４６０とは、電圧または電流であり得る。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源における制御装置４６２は、駆動信号Ｕ_{Ｓ１＿ＤＲＩＶＥ}４５８を提供して、入力スイッチＳ１４１６を開閉する。駆動信号Ｕ_{Ｓ１＿ＤＲＩＶＥ}４５８は、電圧または電流であり得る。

図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力巻線４２４に結合された出力スイッチＳ２４２８は、制御装置４６２からの出力スイッチドライブ信号Ｕ_{Ｓ２＿ＤＲＩＶＥ}４５４に応答して、開閉し、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ４４６を負荷４４８に提供する。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力電圧Ｖ_Ｏ４４６は、エネルギー伝達素子Ｔ１４１８により入力戻り４０８からガルバニック直流絶縁された出力戻り４３２に対して正である。出力スイッチドライブ信号Ｕ_{Ｓ２＿ＤＲＩＶＥ}４５４は、電圧または電流であり得、入力スイッチＳ１４１６が閉じたときに出力スイッチＳ２４２８が開くように、入力スイッチドライブ信号Ｕ_{Ｓ１＿ＤＲＩＶＥ}４５８に関係する。入力スイッチＳ１４１６が開いている間、出力スイッチＳ２４２８は、開いているか、または閉じている状態であり得る。

図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、制御装置４６２は、ＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ４０２が、半ライン周期にわたって実質的に固定された係数で、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ４０４に比例するように、スイッチＳ１をスイッチングする。一例において、制御装置４６２は、出力電圧Ｖ_Ｏ４４６と所望の値との間の差分に応じて、各半ライン周期において比例係数を調節し得る。他の一例において、制御装置４６２は、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ４３０における電圧Ｖ_ＲＥＳ４３４に応じて、比例係数を調節し得る。比例係数は、平均入力電力を、負荷４４８の需要に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供するのに十分なものとするように調節される。ライン周期のうち、瞬時入力電力が負荷の需要に損失を加えたものを上回る期間中、制御装置４６２は、スイッチング周期Ｔ_Ｓに対して必要とされるように、出力スイッチＳ２４２８をスイッチングして、出力電圧Ｖ_Ｏがその所望の値を上回ることを防ぐ。出力巻線４２４における出力スイッチＳ２４２８が開いているとき、出力からの余剰エネルギーが、蓄積器出力巻線４２２と整流器Ｄ１４２６とにおける電流を生成して、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ４３４まで充電する蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ４３０に余剰エネルギーを蓄積する。他の例において、整流器Ｄ１４２６は、制御装置４６２により駆動されるスイッチであり得る。図４に示す、出力巻線４２４と４２２とは、電気ノード４３２に電気的に結合された分離した巻線として示される。他の例において、巻線４２２は、当業者に理解されるように、巻線４２４に積み重ねられたＡＣまたはＤＣであり得ることが理解される。図４に示す例において、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ４３４は、出力戻り４３２に対して正である。ライン周期のうち、瞬時入力電力が、負荷の需要に電力変換回路における損失を加えたもの未満である期間中、調節器回路４４０は、蓄積器電圧４３４から調節器回路入力電流Ｉ_ＲＩ４３７を受信して、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ４３８を伝送し、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ４３８は出力電流Ｉ_Ｏ４４２と加算されて、負荷４４８により要求される負荷電流Ｉ_Ｌ４４４を形成する。図４に示す例において、制御装置４６２は、負荷電流Ｉ_Ｌ４４４を調節するために使用され得る負荷電流検出信号Ｕ_{ＩＬ＿ＳＥＮＳＥ}４６６を受信する。

制御装置４６２は、出力電圧検出信号Ｕ_{Ｏ＿ＳＥＮＳＥ}４５０と任意選択的な蓄積器電圧検出信号Ｕ_{ＲＥＳ＿ＳＥＮＳＥ}４５２とを受信する。制御装置４６２は、任意選択的な調節器回路駆動信号Ｕ_{Ｒ＿ＤＲＩＶＥ}４６４を提供する。図４に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、制御装置４６２は、調節器回路４４０と入力スイッチＳ１４１６とを動作させて、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ４３０における最小蓄積器電圧Ｖ_{ＲＥＳＭＩＮ}を維持し得る。さらに、制御装置４６２は、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ４３０における電圧が最大値より大きいか、または最小値未満であるとき、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ４４６または調節対象負荷電流Ｉ_Ｌ４４４を提供し続けながら、力率補正を中断するモードで入力スイッチＳ１４１６を一時的に動作させ得る。例えば、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ４０４における高電圧サージなど、または、例えば、出力電流における突然の変化などの過渡状態は、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ４３０における過剰電圧または電圧不足を防ぐため、力率補正機能の一時的なオーバーライドを必要とし得る。

図５は、制御装置と調節器回路とスイッチと検出回路とのさらなる詳細を示す、フライバック変換装置を含む例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図５００である。図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、図４に示す例と同じ特徴と構成要素との多くを含む。

図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、全波ブリッジ整流器５０６は、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ５０４を受信して、入力戻り５０８に対して、入力コンデンサＣ_ＩＮ５１０におけるＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ５１２を生成する。図４に示す例と同様に、コンデンサＣ_ＩＮ５１０は、ＡＣライン周期毎に２回、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ５１２が実質的にゼロになることを可能にする程度に十分小さい。エネルギー伝達素子Ｔ１５１８は、入力巻線５２０と第１の出力巻線５２４と第２の出力巻線５２２とを含むフライバック変換装置であるＤＣ−ＤＣ変換装置のためのガルバニック直流絶縁を提供し得る。

第２の出力巻線５２２からの電流は、ダイオードＤ１５２６により整流されて、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ５３０における蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４を生成する。他の例において、ダイオードＤ１５２６は、制御装置５６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ１を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４は、出力戻り５３２に対して正である。トランジスタスイッチＳ２５２８は、第１の出力巻線５２４からの電流を流して、出力コンデンサＣ_Ｏ５３６における調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ５４６を生成する。さらに、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ５４６は、出力戻り５３２に対して正である。出力巻線５２２と出力巻線５２４との各々が、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４が調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ５４６以上であることを保証する配置で共通ノードに結合された一端部を含む。

調節器回路５４０は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４を受信して、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ５３８を生成する。負荷５４８は、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ５３８と調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ５４６からの出力電流Ｉ_Ｏ５４２との和である負荷電流Ｉ_Ｌ５４４を受信する。

制御装置５６２は、入力制御装置５６３と出力制御装置５６６とを含む。入力制御装置５６３は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器５６７により、出力制御装置５６６からガルバニック直流絶縁される。ガルバニック直流絶縁器５６７は、光結合、磁気結合、または容量結合を利用して、入力制御装置５６３と出力制御装置５６６との間で、ガルバニック直流絶縁された通信を達成し得る。一例において、制御装置５６２は、磁性材料を使用せずに集積回路内で絶縁バリアをまたいで通信する、ＰｏｗｅｒＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ（カリフォルニア州サンノゼ）製のＦｌｕｘＬｉｎｋ（商標）通信技術を含み得る。

図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置５６３は、入力電圧検出端子Ｖ５８０において抵抗器５７８を通る電流として、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ５１２を検出する。一例において、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ５１２のこの検出は、ＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ５０２の波形がＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ５０４の波形と実質的に同じ形状であるように、制御装置５６３によるスイッチＳ１５１６のスイッチングに影響を与えるために使用され得る。他の一例において、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、入力電圧５０４が過度に高い値に達したとき、制御装置５６３を停止するなどの保護モードを提供するために、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ５１２の検出が使用され得る。入力制御装置５６３は、トランジスタスイッチＳ１５１６をオンとオフとにスイッチングして、制御装置５６２のドレイン端子Ｄ５７６におけるパルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１５１４を流す。入力コンデンサＣ_ＩＮ５１０は、あらゆる瞬間におけるＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ５０４の大きさが、パルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１５１４の実質的に平均であるように、パルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１５１４の高周波成分をフィルタ処理し、平均が、スイッチング周期にわたって取得される。入力制御装置５６３は、ＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ５０２の波形が、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ５０４の波形と実質的に同じ形状であるように、および、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ５０４からの平均電力が、負荷５４８の需要に、電力変換回路において失われる電力を加えたものを提供するのに十分であるように、半導体スイッチＳ１５１６をスイッチングする。言い換えると、ＡＣ入力電流Ｉ_ＡＣ５０２は、電源が比較的高力率で動作するように、ＡＣ入力電圧Ｖ_ＡＣ５０４に比例する。

図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第１のフィードバック端子ＦＢ１５８８において、抵抗器５７２における電流として、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ５４６を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第２のフィードバック端子ＦＢ２５９０において、抵抗器５７４における電流として、蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における負荷戻り端子ＲＴＮ５６９とグランドＧＮＤ端子５９４との間の抵抗器５６８における電圧として、負荷電流Ｉ_Ｌ５４４を検出する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２におけるフォワード端子ＦＷＤ５８４において、抵抗器５８２における電流として、ダイオードＤ３５２７のカソードにおける電圧を検出する。スイッチＳ１５１６が入力電流Ｉ_Ｓ１５１４を流しているとき、ダイオードＤ３５２７のカソードにおける電圧は、グランド端子ＧＮＤ５９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３５２７は、制御装置５６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３５２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。トランジスタスイッチＳ１５１６が入力電流Ｉ_Ｓ１５１４を流しているとき、出力巻線５２４がフォワード端子ＦＷ５８４に電流を流すことを、トランジスタスイッチＳ２５２８をまたぐダイオードＤ２５７０が可能にする。いくつかの例において、ダイオードＤ２５７０は、トランジスタ５２８の内部寄生ダイオードであり得る。他の例において、ダイオードＤ２５７０は、独立したダイオードであり得る。

図５に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第１の駆動端子ＤＲ１５８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２５２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧Ｖ_Ｏ５４６または負荷電流Ｉ_Ｌ５４４を調節する。出力制御装置５６６は、制御装置５６２における第２の駆動端子ＤＲ２５９２から駆動信号を提供して、調節器回路５４０を動作させる。図５に示す例における調節器回路５４０は、バック型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、バック型変換装置への入力における電圧（Ｖ_ＲＥＳ５３４）は、バック型変換装置の出力における電圧（Ｖ_Ｏ５４６）より大きい。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ５３４が出力電圧Ｖ_Ｏ５４６未満である他の例において、調節器回路５４０は、ブースト型変換装置と呼ばれる他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。さらなる他の例において、調節器回路５４０は、入力電圧より大きいか小さいそれらの出力電圧をもち得る、当業者に知られた他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。

図５に示す調節器回路５４０におけるバック型変換装置は、スイッチングモードまたは線形モードで動作され得る。駆動端子ＤＲ２５９２からの駆動信号は、スイッチングモードでの動作のため、調節器トランジスタ５４１をオンとオフとに切り替えるスイッチング信号であり得る。代替的に、駆動端子ＤＲ２５９２からの駆動信号は、調節器トランジスタ５４１を線形モードで動作させる非スイッチングアナログ信号であり得る。言い換えると、図５に示す例における調節器回路５４０は、駆動端子ＤＲ２５９２からの駆動信号に応じて、スイッチング調節器または線形調節器として動作し得る。制御装置５６２は、入力電圧および出力負荷状態に応答して、線形モードにおける動作とスイッチングモードにおける動作との間で選択して、最高システム効率における動作を提供し得る。

図６は、図５に示す電源が複数の出力を含むようにどのようにして拡張され得るかの一例を示す、フライバック電源の概略図６００である。エネルギー伝達素子Ｔ１６１８の入力巻線６２０は、入力戻り６０８に対して正である、整流されたＡＣ入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ６１２を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１６１８の入力巻線６２０は、スイッチＳ１を通る電流Ｉ_Ｓ１６１４を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１６１８は、第１の出力巻線６２４と第２の出力巻線６２２と第３の出力巻線６２５とを含む。本発明の教示に従った原理は、複数の蓄積器出力と複数の調節器回路とにより補われ得る複数の調節対象出力を提供するようにさらに拡張され得ることが理解される。

図５に示す例と同様に、出力制御装置６６６は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器６６７により、入力制御装置６６３からガルバニック直流絶縁される。図６に示す例において、入力制御装置は、一次戻り端子ＰＲＴＮ６７９において電源の入力側を参照する。トランジスタスイッチＳ１６１６と、入力制御装置６６３と、出力制御装置６６６とは、単一のパッケージまたは複数のパッケージにおける、集積回路と独立した装置との組み合わせのいずれかであり得る。

トランジスタスイッチ６１６のドレイン端子６７６は、図５に示す例と同様に、パルス振動ＤＣスイッチ電流Ｉ_Ｓ１６１４を受信する。入力制御装置６６３は、入力電流検出端子６６５においてトランジスタスイッチ電流信号６６５を受信し得る。

第２の出力巻線６２２からの電流は、ダイオードＤ１６２６により整流されて、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ６３０における蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４を生成する。他の例において、ダイオードＤ１６２６は、出力制御装置６６６により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ１を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４は、出力戻り６３２に対して正である。トランジスタスイッチＳ２６２８は、第１の出力巻線６２４からの電流を流して、出力コンデンサＣ_Ｏ６３６における調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６を生成する。さらに、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６は、出力戻り６３２に対して正である。出力巻線６２２と出力巻線６２４との各々は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４が調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６以上であることを保証する配置で、共通ノードに結合された一端部を含む。

調節器回路６４０は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４を受信して、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ６３８を生成する。負荷６４８は、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ６３８と調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６からの出力電流Ｉ_Ｏ６４２との和である負荷電流Ｉ_Ｌ６４４を受信する。

トランジスタスイッチＳ３６２９は、第３の出力巻線６２５からの電流を流して、補助出力コンデンサＣ_Ａ６３７における補助調節対象出力電圧Ｖ_Ａ６４７を生成する。補助調節対象出力電圧Ｖ_Ａ６４７は、出力戻り６３２に対して正である。出力巻線６２４と出力巻線６２５との各々は、出力電圧Ｖ_Ｏ６４６が補助調節対象出力電圧Ｖ_Ａ６４７以上であることを保証する配置で、共通ノードに結合された一端部を含む

図６に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置６６３は、入力電圧検出端子Ｖ６８０において、抵抗器６７８を通る電流として、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ６１２を検出する。一例において、整流された入力電圧６１２のこの検出は、制御装置６６３によるスイッチＳ１６１６のスイッチングに影響を与えて、比較的高力率を達成するために使用され得る。他の一例において、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、入力されて整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ６１２が過度に高い値に達したとき、制御装置６６３を停止するなどの保護モードを提供するために、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ６１２の検出が使用され得る。

図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、第１のフィードバック端子ＦＢ１６８８において、抵抗器６７２における電流として、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６を検出する。出力制御装置６６６は、第２のフィードバック端子ＦＢ２６９０において、抵抗器６７４における電流として、蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４を検出する。出力制御装置５６６は、負荷戻り端子ＲＴＮ６６９とグランドＧＮＤ端子６９４との間の抵抗器６６８における電圧として、負荷電流Ｉ_Ｌ６４４を検出する。出力制御装置６６６は、フォワード端子ＦＷＤ６８４において、抵抗器６８２における電流として、ダイオードＤ３６２７のカソードにおける電圧を検出する。ダイオードＤ３６２７のカソードにおける電圧は、スイッチＳ１６１６が入力電流Ｉ_Ｓ１６１４を流しているとき、グランド端子ＧＮＤ６９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３６２７は、出力制御装置６６６により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３６２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。トランジスタスイッチＳ２６２８をまたぐダイオードＤ２６７０は、トランジスタ６２８の内部寄生ダイオードを表す。ダイオードＤ５６７３は、寄生ダイオードＤ２６７０を通した出力コンデンサＣ_Ｏ６３６の放電を防ぐ。

図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、第３のフィードバック端子ＶＡＯ６９３において、調節対象補助出力電圧Ｖ_Ａ６４７を検出する。図６に示す例において、補助出力電圧Ｖ_Ａ６４７は、出力制御装置６６６による直接検出を可能にする程度に十分低い（例えば、約５ボルト以下）のに対し、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ６４６と蓄積器出力電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４とは、典型的には、５０ボルトより大きなものであり得る。出力制御装置６６６は、低電圧集積回路内に含まれ得る。

図６に示す例示的な電源において、出力制御装置６６６は、出力制御装置６６６における第１の駆動端子ＤＲ１６８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２６２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧Ｖ_Ｏ６４６または負荷電流Ｉ_Ｌ６４４を調節する。出力制御装置６６６は、第２の駆動端子ＤＲ２６９２から駆動信号を提供して、調節器回路６４０を動作させる。図６に示す例における調節器回路６４０は、バック型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、バック型変換装置への入力における電圧（Ｖ_ＲＥＳ６３４）は、バック型変換装置の出力における電圧（Ｖ_Ｏ６４６）より大きい。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ６３４が出力電圧Ｖ_Ｏ６４６未満である他の例において、調節器回路６４０は、ブースト型変換装置と呼ばれる他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。さらなる他の例において、調節器回路６４０は、入力電圧より大きいか小さいそれらの出力電圧をもち得る、当業者に知られた他の種類のスイッチング変換装置として構成され得る。出力制御装置６６６は、第３の駆動端子ＤＲ３６８７からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ３６２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、調節対象補助出力電圧Ｖ_Ａ６４７を調節する。

トランジスタスイッチＳ３６２９をまたぐダイオードＤ４６７１は、トランジスタスイッチＳ１６１６が入力電流Ｉ_Ｓ１６１４を流しているとき、出力巻線６２５がフォワード端子ＦＷ６８４に電流を流すことを可能にする。いくつかの例において、ダイオードＤ４６７１は、トランジスタ６２９の内部寄生ダイオードであり得る。他の例において、ダイオードＤ４６７１は、独立したダイオードであり得る。

図７は、制御装置と調節器回路とスイッチと検出回路とＬＥＤ負荷との詳細を示す、フライバック変換装置を含む他の例示的なＡＣ−ＤＣ電源の概略図７００である。図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源は、図５と図６とに示す例と同じ特徴と構成要素との多くを含む。

図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、エネルギー伝達素子Ｔ１７１８の入力巻線７２０は、入力戻り７０８に対して正である、ＤＣ整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ７１２を受信する。エネルギー伝達素子Ｔ１７１８は、第１の出力巻線７２３と第２の出力巻線７２５とをさらに含む。図７に示す例において、エネルギー伝達素子Ｔ１７１８は、入力戻り７０８と出力戻り７３２との間にガルバニック直流絶縁を提供する。

ダイオードＤ２７７４とトランジスタスイッチＳ２７２８とは、第１の出力巻線７２３からの整流された出力電流Ｉ_Ｏ７４２を流して、ＬＥＤ負荷７４８が調節対象負荷電流Ｉ_Ｌ７４４を流すために十分な、実質的にＤＣ出力電圧Ｖ_Ｏ７４６まで出力コンデンサＣ_Ｏ７３６を充電する。出力電圧Ｖ_Ｏ７４６は、出力戻り７３２に対して正である。

ダイオードＤ１７２６は、第２の出力巻線７２５からの電流を整流して、蓄積器コンデンサＣ_ＲＥＳ７３０における蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４を生成する。蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４は、出力戻り７３２に対して正である。図７に示す例において、出力巻線７２３および７２５は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４より大きな出力電圧Ｖ_Ｏ７４６を生成するように構成される。調節器回路７４０は、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４を受信して、調節器回路出力電流Ｉ_ＲＯ７３８を生成する。図７に示す例において、調節器回路７４０は、調節器回路７４０の出力電流Ｉ_ＲＯ７３８を、調節器回路７４０の入力電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４より大きな出力電圧Ｖ_Ｏ７４６に伝送するブースト型変換装置として構成される。

トランジスタスイッチ７２９は、第２の出力巻線７２５からの電流を流して、補助出力コンデンサＣ_Ａ７３７における調節対象補助出力電圧Ｖ_Ａ７４７を生成する。調節対象補助電圧Ｖ_Ａ７４７は、出力戻り７３２に対して正である。一例において、調節対象補助電圧Ｖ_Ａ７４７は、約５ボルトであり得、出力電圧Ｖ_Ｏ７４６は、約５０ボルトであり得、および、蓄積器電圧Ｖ_ＲＥＳ７３４は、約１０ボルトと約４０ボルトとの間で変化し得る。

制御装置７６２は、入力制御装置７６３と出力制御装置７６６とを含む。入力制御装置７６３は、１方向通信または２方向通信を提供し得るガルバニック直流絶縁器７６７により、出力制御装置７６６からガルバニック直流絶縁される。ガルバニック直流絶縁器７６７は、光結合、磁気結合、または容量結合を利用して、入力制御装置７６３と出力制御装置７６６との間でガルバニック直流絶縁された通信を達成し得る。一例において、制御装置７６２は、磁性材料を使用せずに集積回路内で絶縁バリアをまたいで通信する、ＰｏｗｅｒＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ（カリフォルニア州サンノゼ）製のＦｌｕｘＬｉｎｋ（商標）通信技術を含み得る。

図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、入力制御装置７６３は、入力電圧検出端子Ｖ７８０において、抵抗器７７８を通る電流として、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ７１２を検出する。一例において、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ７１２のこの検出は、制御装置７６３によるスイッチＳ１７１６のスイッチングに影響を与えて、図７に示されない、電源へのＡＣ入力において比較的高力率を達成するために使用され得る。他の一例において、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ７１２の検出は、例えば、商用電源レールに雷が落ちている間、整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ７１２が過度に高い値に達したとき、制御装置７６３を停止するなどの保護モードを提供するために使用され得る。入力制御装置７６３は、トランジスタスイッチＳ１７１６をオンとオフとにスイッチングして、制御装置７６２のドレイン端子Ｄ７７６におけるパルス振動ＤＣ入力電流Ｉ_Ｓ１７１４を流す。クランプ回路７１３は、トランジスタスイッチＳ１７１６がオフに切り替わるとき、エネルギー伝達素子Ｔ１７１８の入力巻線７２０に現れ得る損傷のおそれのある電圧からトランジスタスイッチＳ１７１６を保護する。入力制御装置７６３は、電源が比較的高力率で動作するように、トランジスタスイッチＳ１７１６をスイッチングする。

図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置７６６は、分圧器抵抗器７７０および７７１を使用して、制御装置７６２における第１のフィードバック端子ＦＢ１７８８において、補助出力電圧Ｖ_Ａ７４７を検出する。出力制御装置７６６は、分圧器抵抗器７７２および７７３を使用して、制御装置７６２における第２のフィードバック端子ＦＢ２７９０において、調節対象出力電圧Ｖ_Ｏ７４６を検出する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２における負荷戻り端子ＲＴＮ７６９とグランドＧＮＤ端子７９４との間の抵抗器７６８における電圧として、負荷電流Ｉ_Ｌ７４４を検出する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２におけるフォワード端子ＦＷＤ７８４において、抵抗器７８２における電流として、ダイオードＤ３７２７のカソードにおける電圧を検出する。トランジスタスイッチＳ１７１６が入力電流Ｉ_Ｓ１７１４を流しているとき、ダイオードＤ３７２７のカソードにおける電圧は、グランド端子ＧＮＤ７９４に対して正である。他の例において、ダイオードＤ３７２７は、制御装置７６２により駆動されるスイッチにより置換され得る。ダイオードＤ３７２７を置換するトランジスタスイッチは、同期整流器として構成され得る。

図７に示す例示的なＡＣ−ＤＣ電源において、出力制御装置７６６は、制御装置７６２における第１の駆動端子ＤＲ１７８６からの駆動信号を使用して、トランジスタスイッチＳ２７２８をオンとオフとにスイッチングすることにより、出力電圧Ｖ_Ｏ７４６または負荷電流Ｉ_Ｌ７４４を調節する。出力制御装置７６６は、制御装置７６２における第２の駆動端子ＤＲ２７９２からの駆動信号を提供して、調節器回路７４０におけるトランジスタスイッチ７４１を動作させる。図７に示す例における調節器回路７４０は、ブースト型変換装置として当業者に知られたスイッチング変換装置として構成される。動作時、ブースト型変換装置への入力における電圧（Ｖ_ＲＥＳ７３４）は、ブースト型変換装置の出力における電圧（Ｖ_Ｏ７４６）未満である。図７において、スイッチＳ２７２８は、ｐチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｆｉｅｌｄｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として示されるが、他の例において、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴが使用され得ることと、要求される駆動電圧を提供するチャージポンプまたは補助変圧器巻線の使用を含む様々な方法で制御装置７６６により駆動されることとが当業者により理解されると考えられる。

図８は、力率補正付き単一段ＡＣ−ＤＣ電源と出力参照型エネルギー蓄積器とから調節対象出力を提供する方法を説明するフロー図８００である。

ステップ８０５で開始した後、電源は、ＡＣ入力電圧を受信する。次に、ステップ８１５において、電源は、ＡＣ入力電流の形状を制御して、高力率で電源が動作し得るようにＡＣ入力電圧の形状に近づける。力率補正付き電源において、入力電流の大きさは、要求された出力電力を提供するように調節されなければならない。

次に、ステップ８２０において、電源は、ＡＣ入力電圧の半周期中、調節対象出力により要求される平均電力を提供するため、ＡＣ入力電流とＡＣ入力電圧との間の比を設定する。比は、典型的には、ＡＣ入力電流がＡＣ入力電圧の形状に近づくように、少なくともＡＣ入力電圧の１半周期の期間にわたって、実質的に固定されたまま留まる。入力電力は、ＡＣ入力電圧の１半周期にわたって一定ではないので、平均負荷電力より大きな電力は、調節対象出力から分離されなければならず、平均負荷電力未満の電力は、補われなければならない。電源は、負荷により要求される平均電力とは異なる入力電力に関係したエネルギーを蓄積および放出する蓄積器出力を含む。

ステップ８２５において、電源は、ＡＣ入力電圧の各半周期中、入力において受信されたエネルギーを、調節対象出力と蓄積器出力とに伝送する。ステップ８３０において、電源は、入力エネルギーがどのように配分されるかを決定する。入力エネルギーが調節対象出力を提供するには十分大きい場合、フローは、調節対象出力により要求されるエネルギーが調節対象出力に伝送されるステップ８５０に進み、次に、余剰エネルギーが蓄積器出力に伝送されるステップ８４５に進む。入力エネルギー調節対象出力を提供するには十分大きいとはいえない場合、フローは、入力からの全エネルギーが、調節対象出力に伝送されるステップ８３５に進み、ステップ８４０において、エネルギーが蓄積器出力から伝達されて、調節対象出力を調節する。ブロック８４０および８４５から、処理が、ステップ８１０に戻り、継続する。

本発明に関して示される例についての上記の説明は、要約で説明している事項を含め、網羅的であることも、開示される形態そのものへの限定であることも意図されない。本発明の特定の実施形態および例が、本明細書において例示を目的として説明されるが、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、説明のために具体的で例示的な電圧、電流、周波数、出力範囲値、時間などが提示されることと、本発明の教示に従った他の実施形態および例において他の値も使用し得ることとが理解される。

Claims

ＡＣ−ＤＣ電源であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力に結合されたＤＣ−ＤＣ変換装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力が、ＡＣ入力電圧とＡＣ入力電流とを受信するように結合され、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、調節対象出力と蓄積器出力とを含む、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信するように結合された制御装置であって、
前記制御装置が、前記検出信号に応答して、前記調節対象出力を調節するように前記ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御するように結合され、
前記制御装置が、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形を制御するようにさらに結合された、
前記制御装置と、
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とに結合された調節器回路であって、
前記制御装置が、前記調節器回路を通した前記蓄積器出力から前記調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御するように前記調節器回路に結合された、
前記調節器回路と、
を備える、
ＡＣ−ＤＣ電源。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力と前記ＤＣ−ＤＣ変換装置とに結合された整流器をさらに備え、
前記整流器が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置にＤＣ入力電圧とＤＣ入力電流とを提供するように結合された、
請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からガルバニック直流絶縁された、請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節器回路が、線形調節器である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節器回路が、スイッチング調節器である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、フライバック変換装置である、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節器回路が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信するように結合された、請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記制御装置が、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置のエネルギー伝達素子の一次巻線に結合された入力スイッチに第１のドライブ信号を提供するように結合された入力制御装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置の前記エネルギー伝達素子の出力巻線に結合された出力スイッチに第２のドライブ信号を提供するように結合された出力制御装置と、
を備える、
請求項３に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記入力制御装置が、前記出力制御装置からガルバニック直流絶縁された、請求項８に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節器回路が、バック型変換装置である、請求項５に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節器回路が、ブースト型変換装置である、請求項５に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記調節対象出力が、負荷に電力を提供するように結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源が、前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサをさらに備え、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された瞬時電力が前記負荷により受信された電力より大きいとき、前記蓄積器コンデンサを充電するように結合され、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された前記瞬時電力が前記負荷により受信された電力未満であるとき、前記蓄積器コンデンサを放電するように結合された、
請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記バック型変換装置が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信して、スイッチング調節器として動作するように結合された、請求項１０に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記バック型変換装置が、前記制御装置から調節器回路駆動信号を受信して、線形調節器として動作するように結合された、請求項１０に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記制御装置により受信される前記検出信号は、出力電圧検出信号と、蓄積器電圧検出信号と、入力電圧検出信号と、入力電流検出信号とを含む、請求項１に記載のＡＣ−ＤＣ電源。
ＡＣ−ＤＣ電源の調節対象出力を提供する方法であって、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力においてＡＣ入力電圧を受信することと、
ＡＣ入力電流の形状を制御して、ＡＣ入力電圧の形状に近づけることと、
前記ＡＣ入力電流の大きさを制御して、前記ＡＣ入力電圧の半周期中に調節対象出力により要求される平均電力を提供することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーを、前記ＡＣ入力電圧の前記半周期中、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力と前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器出力とに伝送することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの十分なエネルギーを伝送して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することと、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーが前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供するには十分である場合、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの余剰エネルギーを伝送することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力にエネルギーを伝送することと、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力において受信されたエネルギーが前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供するには十分ではない場合、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力からのエネルギーを伝達して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することと、
を含む、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を提供する方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力における前記ＡＣ入力電圧を整流することをさらに含む、請求項１６に記載の方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器電圧を検出することと、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電圧を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力電流を検出することと、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の蓄積器電圧を検出することと、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力と前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力とから前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力をガルバニック直流絶縁すること、
をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの前記余剰エネルギーを伝送することが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からの前記余剰エネルギーを使用して、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサを充電することを含む、請求項１６に記載の方法。
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力からのエネルギーを伝達して前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記調節対象出力を調節することは、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサを前記ＡＣ−ＤＣ電源の出力に放電して、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記出力を調節することを含む、
請求項１６に記載の方法。
ＡＣ−ＤＣ電源において使用される制御装置であって、
ＤＣ−ＤＣ変換装置から検出信号を受信するように結合された検出信号入力であって、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、前記ＡＣ−ＤＣ電源の入力に結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力が、ＡＣ入力電圧とＡＣ入力電流とを受信するように結合され、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、調節対象出力と蓄積器出力とを含む、
前記検出信号入力と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置に結合された駆動信号出力であって、
前記駆動信号出力が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置を制御して、前記検出信号に応答して、前記調節対象出力を調節するように結合され、
前記駆動信号出力が、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形を制御するようにさらに結合された、
前記駆動信号出力と、
を備える、
ＡＣ−ＤＣ電源において使用される制御装置。
整流器が、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力と前記ＤＣ−ＤＣ変換装置とに結合され、
前記整流器が、前記ＤＣ−ＤＣ変換装置にＤＣ入力電圧とＤＣ入力電流とを提供するように結合された、
請求項２３に記載の制御装置。
前記調節対象出力と前記蓄積器出力とが、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力からガルバニック直流絶縁された、
請求項２３に記載の制御装置。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置が、フライバック変換装置である、
請求項２５に記載の制御装置。
前記制御装置が、調節器回路に結合された調節器回路駆動信号出力を含み、
前記調節器回路が、前記調節対象出力と前記蓄積器出力とに結合され、
前記調節器回路駆動信号出力が、前記調節器回路を通した前記蓄積器出力から前記調節対象出力へのエネルギーの伝達を制御するように結合された、
請求項２５に記載の制御装置。
前記調節器回路が、線形調節器である、請求項２７に記載の制御装置。
前記調節器回路が、スイッチング調節器である、請求項２７に記載の制御装置。
前記調節器回路が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信するように結合された、請求項２７に記載の制御装置。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置のエネルギー伝達素子の一次巻線に結合された入力スイッチに、前記駆動信号出力を通して第１のドライブ信号を提供するように結合された入力制御装置と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置の前記エネルギー伝達素子の出力巻線に結合された出力スイッチに、前記駆動信号出力を通して第２のドライブ信号を提供するように結合された出力制御装置と、
をさらに備える、請求項２５に記載の制御装置。
前記入力制御装置が、前記出力制御装置からガルバニック直流絶縁された、請求項３１に記載の制御装置。
前記調節器回路が、ブースト型変換装置である、請求項２９に記載の制御装置。
前記調節器回路が、バック型変換装置である、請求項２９に記載の制御装置。
前記バック型変換装置が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信して、スイッチング調節器として動作するように結合された、請求項３４に記載の制御装置。
前記バック型変換装置が、前記調節器回路駆動信号出力から調節器回路駆動信号を受信して、線形調節器として動作するように結合された、請求項３４に記載の制御装置。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記検出信号入力により受信された前記検出信号が、複数の検出信号入力において受信された複数の検出信号の１つであり、
前記検出信号が、出力電圧検出信号と蓄積器電圧検出信号と入力電圧検出信号と入力電流検出信号とを含む、
請求項２３に記載の制御装置。
前記ＤＣ−ＤＣ変換装置から前記検出信号入力により受信された前記検出信号が、複数の検出信号入力において受信された複数の検出信号の１つであり、
前記検出信号が、出力電流検出信号と蓄積器電圧検出信号と入力電圧検出信号と入力電流検出信号とを含む、
請求項２３に記載の制御装置。
前記調節対象出力が、負荷に電力を提供するように結合され、
前記ＡＣ−ＤＣ電源が、前記蓄積器出力に結合された蓄積器コンデンサをさらに備え、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された瞬時電力が前記負荷により受信された電力より大きいとき、前記蓄積器コンデンサを充電するように結合され、
前記蓄積器出力は、前記ＡＣ−ＤＣ電源の前記入力から受信された前記瞬時電力が前記負荷により受信された電力未満であるとき、前記蓄積器コンデンサを放電するように結合された、
請求項２３に記載の制御装置。
前記制御装置は、前記蓄積器コンデンサにおける電圧が最大値を上回ったとき、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように前記ＡＣ入力電流の波形の制御を一時的に中断するように結合された、
請求項３９に記載の制御装置。
前記制御装置は、前記蓄積器コンデンサにおける電圧が最小値未満であるとき、前記ＡＣ入力電圧の波形と実質的に同じ形状をもつように、前記ＡＣ入力電流の波形の制御を一時的に中断するように結合された、
請求項３９に記載の制御装置。