JP2000324019A

JP2000324019A - Ｃｄｍａ伝送方式およびその伝送方式を用いた無線機

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Publication number: JP2000324019A
Application number: JP13189699A
Authority: JP
Inventors: Michio Shamoto; 道雄社本; Seishichi Kishi; 政七岸
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-05-12
Filing date: 1999-05-12
Publication date: 2000-11-24
Anticipated expiration: 2019-05-12
Also published as: JP4051818B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＣＤＭＡ伝送方式において、チップ区間端に
おける拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数
帯域幅の増大を防止し、通信品質の向上を図る。【解決手段】送信側において、拡散符号値が隣接チッ
プ区間で異なる場合に遷移区間で拡散符号値を連続的に
変化させ、遷移区間での拡散符号値の急激な変動を排除
して、周波数帯域幅の増大を防止し、受信側において、
チップ中心付近の歪みの少ない区間を復調区間とし、そ
の復調区間における受信信号値を用いて逆拡散を行い、
復調を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Access）伝送方式およびその伝送
方式を用いた無線機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、自動車電話や携帯電話等の移動通
信の分野において、ＣＤＭＡ伝送方式を用いたものが実
用化されている。図１０に、一般的なＣＤＭＡ送信機の
概要構成を示す。図中、入力端子１００からパイロット
信号に用いる既知なる値、ならびにｎ個の情報入力端子
１０１〜１０ｎから情報値が、それぞれ対応する位相変
調回路（ＭＯＤ）１１０ならびに１１１〜１１ｎに入力
される。入力情報の個数ｎは、同時多元接続する通信数
を意味する。

【０００３】各々の位相変調回路は、入力される情報に
対応して、キャリア信号を位相変調して、入力端子１０
０〜１０ｎからの信号に対応するｎ＋１個の１次変調波
を生成する。拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎは、それ
ぞれ、対応する１次変調波と、拡散符号発生回路（Ｃ
Ｇ）１３０〜１３ｎから印加される拡散符号列との積
を、拡散符号列の時間期間（チップ期間）において同期
して求め、求めた積を拡散符号として出力する。なお、
拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎが生成する拡
散符号列は、それぞれ直交している。また、拡散符号発
生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎは、符号長Ｎがｎ＋１以
上のＷａｌｓｈ関数の各行に対応する拡散符号系列を１
シンボル期間内で、それぞれセグメント数だけ繰り返し
発生する。

【０００４】ｎ＋１個の拡散信号ならびに、各種の制御
信号は、次いで総和回路（ＳＵＭ）１４０において、総
和される。総和回路（ＳＵＭ）１４０の出力は、帯域制
限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限され、送信回路
（ＴＸ）１４２において必要に応じて周波数変換し電力
増幅して送信される。ここで、図１０における位相変調
回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの動作を、以下に詳細に
説明する。位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそ
れぞれは、図１１に示す１次変調波とシンボル構造のよ
うに、一定時間Ｔでキャリア信号を分割し、各期間の位
相を図１２に示すＱＰＳＫのビット配置あるいは、図１
３に示すオフセットＱＰＳＫのビット配置に従い、１期
間で伝送するシンボル値００、０１、１０、１１に１対
１に対応するようにキャリア信号の位相を変調して１次
変調波を生成する。

【０００５】ここに、１次変調波は、ＱＰＳＫ、オフセ
ットＱＰＳＫなどの位相変調した信号の総称とする。さ
らに、１次変調波として、上記のようにＱＰＳＫが用い
られる場合、ＱＰＳＫ波の位相は、０、９０、１８０、
２７０度（あるいは、０、±９０、１８０度）の４種の
値をとり、また、オフセットＱＰＳＫが用いられる場
合、ＱＰＳＫ波の位相情報は、４５、１３５、２２５、
３１５度（あるいは、±４５、±１３５度）の４種の値
をとるものとする。位相差は、３６０度の剰余値であ
り、ＱＰＳＫとオフセットＱＰＳＫ波の位相は、全位相
空間を最大に分割するように設定されており、例えば基
準位相をＱＰＳＫでは０度、オフセットＱＰＳＫでは４
５度と考えれば、全ての位相は互いに９０度ずつ離れて
いる。１次変調波の４種の位相を状態００、０１、１
０、１１と対応させれば、送信ビット系列を２ビットず
つ纏めたダイビットに対応させることができ、１シンボ
ルで２ビットずつ送信できる。

【０００６】一方、シンボル期間Ｔは、シンボルレート
の逆数で定義される量であり、シンボルレートが３２ｋ
シンボル／秒（以降、シンボル／秒をｓｐｓと記述す
る）の場合には、Ｔ＝３１．２５μ秒となる。従って、
シンボルレートが３２ｋｓｐｓの場合、ＱＰＳＫの伝送
速度は、６４ｋビット／秒（以降、ビット／秒をｂｐｓ
と記述する）となる。

【０００７】次に、図１０の拡散回路（ＳＳ）１２０〜
１２０ｎの動作を説明する。上記のように、ＱＰＳＫあ
るいはオフセットＱＰＳＫの各４種の位相を表現するに
は、シンボル期間Ｔ内のキャリアの波形として互いに９
０度ずつ異なる各４種の波形が必要であり、これら各４
種の波形を記述するためには最小でもシンボル期間あた
り４以上のサンプル数が必要となる。ここでは、シンボ
ル期間あたりのサンプル数を４として説明する。

【０００８】今、図１４に示すように、１次変調波の各
シンボル期間を、互いに等しい時間区間のセグメント０
からセグメント３までの４個のセグメント区間に分割す
る。ここで、セグメントとは、各シンボル期間内におけ
る単一の拡散符号列における最初の符号から最後の符号
までの期間を意味する。さらに、各セグメント区間を、
図１５に示すように、拡散符号列の符号数に等しい数の
チップ区間に分割する。また、チップ値は、各チップ区
間における１次変調波と拡散符号値との積で与えられる
ものとする。１次変調波が時間関数であるので、チップ
値の時間分解能は、チップ期間τとなる。しかし、ＣＤ
ＭＡ伝送においては、拡散操作と、後で説明する受信側
での拡散操作を施すため、伝送する情報の時間分解能
は、セグメント期間τＮとなる。ここに、Ｎは符号長で
ある。

【０００９】図１５に示す拡散信号の波形は、拡散符号
列として、符号長３２のＷａｌｓｈ関数の第１の符号列
を用いた場合を示している。拡散符号列としては、必ず
しもＷａｌｓｈ関数を用いる必要はないが、互いに直交
していることが必要である。ここに、符号列の内積がゼ
ロになる場合に、その符号列が直交しているという。以
下、符号長として３２のＷａｌｓｈ符号列について説明
する。

【００１０】まず、第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を例
にとって、その直交性について説明する。第０〜第２の
Ｗａｌｓｈ符号列は、それぞれ次のように与えられる。第０の符号列：（−１、−１、−１、−１、…、−１、
−１、−１、−１）第１の符号列：（−１、１、−１、１、…、−１、
１、−１、１）第２の符号列：（−１、−１、１、１、…、−１、
−１、１、１）第０と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、１）、第１
と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（１、２）、第０と第
２のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、２）は、次のように
計算できる。すなわち、内積（０、１）＝１−１＋１−１＋…＋１−１＋１−１
＝０内積（１、２）＝１−１−１＋１＋…＋１−１−１＋１
＝０内積（０、２）＝１＋１−１−１＋…＋１＋１−１−１
＝０となる。これら内積が全て０となることから、Ｗａｌｓ
ｈ関数の符号列が互いに直交していることが明らかにな
る。

【００１１】一方、Ｗａｌｓｈ符号列自信の内積は、次
のように計算できる。すなわち、内積（０、０）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２内積（１、１）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２内積（２、２）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２となり、符号長３２で正規化した、全ての符号列自身の
内積は、常に単位１となる。これは、符号列としてＷａ
ｌｓｈ符号列を用いる場合には、拡散符号列と逆拡散符
号列として、互いに同じＷａｌｓｈ符号列を用いること
ができることを意味している。

【００１２】今、あるセグメント期間において、上記に
示す第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を用いて３個の情報
を多重伝送する場合を想定する。第０のＷａｌｓｈ符号
列を用いて値ａを、第１のＷａｌｓｈ符号列を用いて値
ｂを、第３のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｃを伝送して
いるものとすれば、総和回路（ＳＵＭ）１４０へ入力さ
れる情報（総和信号（０、１、２））を、チップ対応に
記述すれば、次のようになる。総和信号（０、１、２）＝ａ（−１、−１、−１、−１、…、−１、−１、−１、−１）＋ｂ（−１、１、−１、１、…、−１、１、−１、１）＋ｃ（−１、−１、１、１、…、−１、−１、１、１）受信側で、総和信号が正しく受信できるものとすれば、
受信した総和信号に拡散符号列を乗じて、対応するセグ
メントの１次変調信号の値が、次に示すように求まる。

【００１３】すなわち、第０のＷａｌｓｈ符号列に対応
する値は、総和信号（０、１、２）と第０のＷａｌｓｈ
符号列の内積で次のように与えられる。総和信号（０、１、２）・第０のＷａｌｓｈ符号列＝−（−ａ−ｂ−ｃ）−（−ａ＋ｂ−ｃ）−（−ａ−ｂ＋ｃ）…−（−ａ−ｂ −ｃ）−（−ａ＋ｂ−ｃ）−（−ａ−ｂ＋ｃ）−（−ａ＋ｂ＋ｃ）＝３２ａとなる。従って、総和信号（０、１、２）・第０のＷａ
ｌｓｈ符号列との内積を符号長３２で正規化すれば、値
ａが正しく受信され、値ｂと値ｃは完全に抑圧され混信
することなく正しく受信できることが明らかになる。

【００１４】同様に、第１のＷａｌｓｈ符号列に対応す
る値は、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符
号列の内積で与えられ、その値は３２ｂとなり、第２の
Ｗａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、
２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その
値は３２ｃとなる。従って、総和信号（０、１、２）と
第１のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化す
れば、値ｂが正しく受信され、総和信号（０、１、２）
と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化
すれば、値ｃが正しく受信される。

【００１５】このように、拡散符号列が互いに直交する
限り、拡散符号列の数だけ多元接続でき、かつ拡散符号
列が一致する場合だけ通信することができる。なお、図
１５におけるシンボル区間１のセグメント０における１
次変調波は、０〜１の正なる値であり、セグメント１に
おける１次変調波は、０〜−１の負なる値であるので、
同図における対応するシンボル区間１のセグメント０の
チップ値の符号は負、正の交番に、セグメント１のチッ
プ値の符号は正、負の交番に変化する。

【００１６】拡散信号のチップレートは、符号長が３２
の場合には、３２ｋｓｐｓ・４セグメント・３２チップ
／セグメント＝４．０９６Ｍチップ／秒となる（以降、
チップ／秒をｃｐｓと記述する）。全ての拡散信号は、
各チップ区間において同期して変化するので、チップ値
の総和をチップ区間における信号値とする総和信号は、
チップ区間内では一定値を示す波形となる。従って、３
２チャネルを同時通信する２Ｍｂｐｓの最大情報速度の
場合でも、１チャネルの６４ｋｂｐｓの最小情報速度で
伝送している場合でも、伝送情報速度には関係なく、チ
ップレートは常に一定の４．０９６Ｍｃｐｓとなる。

【００１７】このようにして、情報信号ならびに必要な
制御信号に対応する複数個の拡散信号を、図１０に示す
ように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３０ｎか
ら出力される互いに直交する拡散符号列を用いて、拡散
回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎで生成し、次いで複数個の
拡散符号の総和を総和回路（ＳＵＭ）１４０で求め、求
めた総和信号を必要に応じて送信回路（ＴＸ）において
周波数変換と電力増幅して、ＣＤＭＡ信号として送信す
る。

【００１８】なお、ＣＤＭＡ信号の矩形波を正確に伝送
するためには、チップレートの数倍の周波数帯が必要に
なるが、図１０に示すように、帯域制限回路（ＢＰＦ）
１４１の機能としてバンドパスフィルタ操作が実施さ
れ、チップレート程度に周波数帯域幅が制限される。こ
こで、上記のように送信回路（ＴＸ）から送信された電
波が、理想的な電波伝播路を経て通信されることは、一
般的に、ほとんどない。自動車電話や携帯電話等の移動
通信では、送信機自体が移動するのでドップラーシフト
が生じ、キャリア周波数が偏移する。あるいは、複数の
電波伝播路を経て受信されることにより、受信波の位相
や振幅が時間とともに変化するフェーディング現象が生
じたりする。

【００１９】そこで、受信側において、ＣＤＭＡ受信機
は、受信、同期検波、受信制御、復調、逆拡散、位相補
正、判断等の主要回路で構成される。図１６において、
受信制御回路（ＣＮＴ）２０４は、受信信号から受信機
の制御に必要な各種制御信号を検出し、ならびに受信に
必要な複数個の逆拡散符号列を出力する。同期検出回路
（ＳＹＮＣ）２０３は、受信信号から、キャリア再生
波、チップ同期信号、セグメント同期信号、ならびにシ
ンボル同期信号等を出力する。

【００２０】復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、図１７
に示す構成を有している。同図において、受信回路（Ｒ
Ｘ）２００と接続される入力端子２０１０に印加される
受信波は、乗算器２０１１、２０１２に入力される。こ
こで、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、同期検波方式
を一般に用いており、キャリア再生波２０２と受信波と
の積を乗算器２０１１で求め、続いてキャリア周期毎に
アキュムレータ２０１４で累積したキャリア周期毎の内
積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０
１６で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチ
レジスタ（ＲＥＧ）２０１６で保持した値を１次変調波
の復調信号の同相成分ｉ（ｔ）としてキャリア周期毎に
出力する。同時に、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、
キャリア再生波２０２を移相器２０１３で９０度移相し
た直交キャリア信号と受信波との積を乗算器２０１２で
求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１５
で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積を
ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で取り込み、キャリ
ア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０
１７で保持した値を１次変調波の復調信号の直交成分ｑ
（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。アキュムレー
タ２０１４、２０１５に入力される信号Ｒは、制御端子
２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット
信号であり、この累積リセット信号Ｒの前縁で、アキュ
ムレータ２０１６、２０１７は入力値を保持する。

【００２１】復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１からの復調
信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）は、図１６
に示すように、ｎ＋１個の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１
０〜２１ｎに入力される。図１８に、この拡散回路（ｄ
ｅＳＳ）２１０〜２１ｎの１つの構成例を示す。入力端
子２１００、２１０１に復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、
復調信号の直交成分ｑ（ｔ）がそれぞれ入力される。乗
算器２１０２、２１０３は、チップ同期信号に従い、そ
れぞれ復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成
分ｑ（ｔ）と、端子２２ｉから入力される第ｉ番の逆拡
散符号列との積を求め、セグメント同期信号に従い積の
累積をセグメント毎に求める。

【００２２】ここで、ｉはｉ番目のチャネルであること
を示す、また、第ｉ番の逆拡散符号列とは、送信側で用
いた第ｉ番の拡散符号列に対応する逆拡散符号列をい
い、Ｗａｌｓｈ関数を用いる場合には逆拡散符号列と拡
散符号列は互いに等しくなっている。なお、図１６に示
すように、逆拡散回路２０１〜２０ｎのそれぞれの端子
２２０〜２２ｎには、対応する逆拡散符号列が入力され
る。

【００２３】続いて、図１８において、乗算器２１０
２、２１０３の出力は、アキュムレータ２０１４、２０
１５で累積される。アキュムレータ２１０４、２１０５
には、端子２１１０から累積リセット信号Ｒがセグメン
ト毎に入力される。アキュムレータ２１０４、２１０５
の出力は、それぞれ符号長で正規化され、ラッチレジス
タ（ＲＥＧ）２１０６、２１０７でセグメント区間保持
される逆拡散信号の同相成分Ｉ_i' （ｔ）ならびに逆拡
散信号の直交成分Ｑ_i' （ｔ）として出力端子２１０
８、２１０９から出力される。

【００２４】なお、拡散符号列は互いに直交しているの
で、逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致する場合に
は、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、有限な値を出
力し、正しく受信できる。逆拡散符号列が送信の拡散符
号列に一致しない場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎ
の出力は、常にゼロとなり、受信信号を結果的に出力し
ない。

【００２５】同時多元接続のｎ個の情報チャネルに関す
る逆拡散信号の同相成分Ｉ_i' （ｔ）と逆拡散信号の直
交成分Ｑ_i' （ｔ）は、逆拡散回路２１１〜２１ｎから
それぞれ出力される。また、これらｎチャネルに共通な
パイロット信号に関する逆拡散信号の同相成分Ｉ₀'
（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑ₀' （ｔ）は、
逆拡散回路２１０から出力される。

【００２６】これらの逆拡散信号は、それぞれ伝播中
に、位相差や振幅ひずみ、遅延などの撹乱を受ける。既
知の値、例えば、”０”の位相情報の１次変調を拡散し
たパイロット拡散信号を送信し、受信側で検知する位相
差と既知の値との誤差を測定することで伝播中に生じた
撹乱の位相誤差を概略知ることができる。従って、図１
６に示すように、ｎチャネルの情報に対して、既知なる
値を伝送するパイロット信号を１チャネル付加して、伝
播中の撹乱を概略補正するパイロット方式が用いられる
ことが多い。

【００２７】このため、ｎ情報チャネルに対して１パイ
ロットチャネルを付加する場合について説明するが、１
情報チャネルに１パイロットチャネルを付加する場合
も、あるいは各拡散信号における１次変調波の同相成分
を情報に、直交成分をパイロット信号に割り当てる場合
も同様である。図１６において、逆拡散回路（ｄｅＳ
Ｓ）２１１〜２１ｎの各出力ならびに逆拡散回路（ｄｅ
ＳＳ）の出力は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３
ｎに導かれる。図１９に、この位相補正回路（ＣＭＰ）
２３１〜２３ｎの１つの構成を示す。

【００２８】入力端子２３００と２３０１に、逆拡散回
路（ｄｅＳＳ）２１ｉから情報チャネルｉの同相成分Ｉ
_i' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑ_i' （ｔ）が、そ
れぞれ入力される。また、入力端子２３０２と２３０３
に、逆拡散回路２１０からパイロットチャネルの同相成
分Ｉ₀' （ｔ）と直交成分Ｑ₀' （ｔ）が、それぞれ入
力される。続いて、情報チャネルｉの同相成分Ｉ_i'
（ｔ）は乗算器２３１０と２３１１に、情報チャネルｉ
の直交成分Ｑ_i' （ｔ）は乗算器２３１２と２３１３に
入力され、パイロットチャネルの同相成分Ｉ₀' （ｔ）
は乗算器２３１０と２３１２に、パイロットチャネルの
直交成分Ｑ₀' （ｔ）は乗算器２３１３と２３１１に入
力される。加算器２３２０は、乗算器２３１０と２３１
３の出力の和を位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）とし
て端子２３４０に出力する。さらに、加算器２３２１
は、乗算器２３１２の出力と乗算器２３１１の出力の差
を位相補正信号の直交成分Ｑ_i（ｔ）として端子２３４
１に出力する。

【００２９】位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの
出力は、図１６に示すように、判断回路（ＤＥＣ）２４
１〜２４ｎに導かれる。判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２
４ｎは、位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）、直交成分
Ｑ_i（ｔ）から位相角を求めるマッピングを行い、この
マッピングで得られた位相角により象限判定を行って情
報シンボルとしての受信シンボルＳ_i（ｔ）を端子２５
１〜２５ｎに出力する。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】従来のＣＤＭＡ伝送方
式において、１次変調波のＰＳＫ波に、Ｗａｌｓｈ符号
列などの拡散符号列を乗じ、スペクトラムを拡散した拡
散信号を生成する。チップ１〜チップ３における拡散符
号列の時間応答波形を示す図２において、破線は従来の
拡散符号列波形の１例を示している。チップ区間１なら
びにチップ区間２では符号値１を、チップ区間３では符
号値−１を、チップ区間４では符号値１の場合を示して
いるが、他の場合も同様である。チップ区間１とチップ
区間２のように隣接するチップ区間で拡散符号値が互い
に等しい場合には、隣接するチップ区間での拡散信号の
波形に不連続性は生じない。

【００３１】一方、チップ区間２とチップ区間３の間、
あるいはチップ区間３とチップ区間４の間などのよう
に、拡散符号値が互いに異なる場合には、チップ区間端
で激しい波形の変化が拡散信号に現れる。全てのチップ
区間でチップ区間端まで符号値を保持した場合には、図
２の破線で示すような激しい波形の変動がチップ区間端
で生じ、拡散信号の周波数帯域幅が極端に増大する。そ
の結果、通信品質が劣化するという問題がある。

【００３２】そこで、本発明は、チップ区間端における
拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅
の増大を防止し、通信品質を向上させることを目的とす
る。

【００３３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、例えば、図２の実線の波形で示すよう
に、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区
間で連続的に変化させ、遷移区間での拡散符号値の急激
な変動を排除するようにしている。ここで、遷移区間と
は、各チップ区間端近傍に隣接チップ区間に跨って設置
した区間をいう。例えば、図２の場合、チップ区間１と
チップ区間２の間が遷移区間２、チップ区間２とチップ
区間３との間が遷移区間３、チップ区間３とチップ区間
４の間が遷移区間４となる。なお、全ての遷移区間は同
じ時間長Ｒとしている。

【００３４】このように、拡散符号値が隣接チップ区間
で異なる場合に遷移区間での拡散符号値の急激な変動を
排除することにより、チップ区間端における拡散符号列
波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の増大を防
止することができる。しかしながら、チップ区間端にお
いて拡散符号列波形を変化させ歪ませると、伝播すべき
情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信
機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまうという
問題が生じる。

【００３５】そこで、本発明では、復調の際に、全ての
チップ区間でチップ区間端まで受信信号を使用するので
はなく、チップ中心付近の歪みの少ない区間の受信信号
を有効領域とし、復調に使用する復調区間とすることに
より、遷移区間周辺の不安定な値を除去し、安定な復調
動作を行うことができるようにしている。すなわち、本
発明の特徴は、特許請求の範囲に記載した通りのもので
あって、請求項１に記載の発明では、送信側に、情報に
対応してキャリア信号を位相変調して、１次変調波を生
成する手段と、チップ区間の端部領域における拡散符号
の値の急激な変動が排除された拡散符号列を発生する手
段と、この手段によって発生された拡散符号列を前記１
次変調波に乗じてスペクトラム拡散した拡散信号を生成
し、その生成された拡散信号を送信する手段とを備え、
受信側に、受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号
の値の急激な変動が排除された遷移区間を除く復調区間
の受信信号を選択する手段と、この手段によって選択さ
れた受信信号に対し逆拡散符号列を用いて逆拡散を行い
情報を復元する手段とを備えたＣＤＭＡ伝送方式を特徴
としている。

【００３６】このように、受信信号の中から、少なくと
も拡散符号の値の急激な変動が排除された遷移区間を除
いた復調区間の受信信号を選択し、この選択された受信
信号を用いて逆拡散を行っているから、送信側において
チップ区間端における拡散符号列を急激な変動を排除す
るように変化させても、安定した復調動作を行うことが
できる。

【００３７】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機を特徴とし
ている。なお、受信信号を選択する手段としては、請求
項３に記載の発明のように、受信信号を復調する復調手
段と、逆拡散を行う手段との間にあって、復調手段によ
って復調された受信信号の中から復調区間の受信信号を
選択するようにすることができる。

【００３８】また、受信信号を選択する手段は、請求項
４に記載の発明のように、各チップ区間毎に、受信信号
の中から復調区間の受信信号を選択するもの、あるいは
請求項５に記載の発明のように、逆拡散符号の値が隣接
するチップ区間で異なる場合にのみ、受信信号の中から
復調区間の受信信号を選択するものとすることができ
る。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。この実施形態における送信機は、図
１に示すように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１
３ｎと拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの間に拡散符号
列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎが
挿入された構成となっている。なお、この送信機におい
て、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）１５
０〜１５ｎ以外の構成は、図１０に示すものと同様であ
る。この拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）
１５０〜１５ｎを設けることにより、図２に示すよう
に、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合にのみ、
遷移区間で拡散符号値を緩やかに変化させることができ
る。

【００４０】図３に、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯ
ＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎの１つの構成を示す。図に
おいて、入力端子３００には、対応する拡散符号発生回
路（ＣＧ）１３ｉからの拡散符号列が入力され、そのま
ま加算器３０１に入力される。出力端子３０６の出力
は、クロック端子（ＣＬＫ）３０７に印加されるクロッ
ク信号の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に取
り込まれ保持される。加算器３０１は、入力端子３００
に入力される拡散符号値とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３
０５に保持されている値との差を出力する。この加算器
３０１の出力値は、スムーサ（ＳＭＯ）３０３から出力
される値と乗算器３０２において掛け算される。この乗
算器３０２の出力は、加算器３０４において、ラッチレ
ジスタ３０５の出力値と加算され、その加算値が出力端
子３０６から出力される。

【００４１】ここで、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は、図
４に示すように、出力（ｔ）が各遷移区間において０か
ら１まで連続的に変化する値、例えば数式１で表わされ
る値を出力する。スムーサ出力（ｔ）は、チップ区間τ
に関して周期的に値を出力するので、ＲＯＭに１チップ
区間分の出力値を格納しておき、その出力値を順次読み
出すことにより、図４に示す値を周期的に出力すること
ができる。

【００４２】

【数１】

【００４３】次に、上記した拡散符号列波形連続化回路
（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の動作を説明する。その動作は、チ
ップ区間に対して周期的であるので、時刻ｔ＝Ｒ／２か
ら時刻ｔ＝２τ＋Ｒ／２までについて説明するが、他の
チップ区間も同様である。遷移区間の後縁ｔ＝Ｒ／２
で、クロック端子（ＣＬＫ）３０７にクロックが印加さ
れ、かつ次のチップ区間の拡散符号値が確定するものと
する。図２に示すように、時刻ｔ＝Ｒ／２において、出
力端子３０６の出力が１になっているので、ラッチレジ
スタ（ＲＥＧ）３０５には１が取り込まれ保持される。
かつ、入力端子３００にはチップ区間２の拡散符号値１
が印加される。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の出力
と入力端子３００の入力が等しいので、加算器３０１の
出力は０となる。従って、スムーサ（ＳＭＯ）３０３の
出力値に係わりなく乗算器３０２の出力は、遷移区間２
の全域において０となり、加算器３０４の出力は１のま
ま変化せず、出力端子３０５には値１が継続して出力さ
れる。さらに、遷移区間２の後縁ｔ＝τ＋Ｒ／２におい
て、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５は、出力値１を取
り込んで保持し、入力端子３００には次のチップ区間３
の拡散符号値−１が印加される。

【００４４】このため、加算器３０１の出力は−２とな
るが、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は遷移区間３の前縁ま
で出力は０であるので、乗算器３０２は値０を継続して
出力する。しかし、出力端子３０６には、乗算器３０４
とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の和が出力されるの
で、ラッチレジスタ３０５に保持されている値１が、遷
移区間３の前縁まで継続して出力される。遷移区間３に
おいて、スムーサ３０３の出力は前縁で値０から立ち上
がり、終縁で値１まで連続して増大する。従って、乗算
器３０２の出力は０〜−２に変化する。これにより、乗
算器３０４の出力とラッチレジスタ３０５の保持値との
和は、１〜−１に変化しながら出力端子３０６に現れ
る。このため、遷移区間３の拡散符号値は、図２に示す
ように滑らかに変化する波形に整形される。さらに、遷
移区間３の終縁で、出力端子の値−１がラッチレジスタ
３０５に取り込まれ、次の動作に移行し、上記と同様な
動作が行われる。

【００４５】このように拡散符号列波形連続化回路（Ｃ
ＯＤＥ−ＣＳ）１５０〜１５ｎを設けることにより、拡
散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移区間で拡
散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端における拡
散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数帯域幅の
増大を防止することができる。しかしながら、チップ区
間端における拡散符号列波形を歪ませると、伝播すべき
情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式の受信
機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまう。

【００４６】また、所定の帯域幅で通信を行うために、
送信波の周波数帯域を帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１に
より帯域制限しているが、その場合、上記のように位相
を連続化させると、遷移区間における歪んだ波形が、前
後の区間に干渉として影響を与え、通信品質を劣化させ
てしまう。すなわち、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１と
して、図６に示すように、ｋ個の遅延器１４０１〜１４
０ｋと、これらの遅延器１４０１〜１４０ｋによって遅
延された信号にタップ係数Ｗ₁〜Ｗ_kを乗じる乗算器１
４１１〜１４１ｋと、乗算器１４１１〜１４１ｋからの
信号を総和する総和回路（ＳＵＭ）１４２０からなるト
ランスバーサルフィルタを用いた場合、遷移区間におい
て歪んだ波形に対応する信号がこのフィルタに入力され
ると、フィルタの出力は、遷移区間の前後の区間におい
てその影響を受けることになり、出力される所望の周波
数帯域に対して異なる周波数成分が混入してしまい、こ
のことが通信品質を劣化させる。

【００４７】そこで、この実施形態における受信機にお
いては、図６に示すように、各チップ区間における遷移
区間を除いた区間内で復調区間を設定し、この復調区間
における受信信号値を用いて逆拡散を行うようにしてい
る。このため、受信機においては、図７に示すように、
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１と逆拡散回路（ｄｅＳ
Ｓ）２１０〜２１ｎの間に、選択回路（スイッチ回路）
２５１、２５２を設け、タイミング制御回路２５３から
タイミング信号が出力されているときにのみ、復調回路
２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の
直交成分ｑ（ｔ）を、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜
２１ｎに出力するようにしている。なお、この受信機に
おいて、選択回路２５１、２５２、タイミング制御回路
２５３を設けた点以外は、図１６に示すものと同様であ
る。

【００４８】ここで、タイミング制御回路２５３は、チ
ップ毎に出力される信号、例えばチップ同期信号に基づ
き、各チップ区間内の復調区間において上記したタイミ
ング信号を出力する。この復調区間は、チップ中心付近
の歪みの少ない区間に設定され、その開始タイミングは
Ｒ／２以後、終了タイミングはτ−Ｒ／２以前となって
いる。この場合、例えば、この受信機のシステムクロッ
クによるサンプリングにて復調期間を設定するときに
は、図８に示すように、チップ区間のサンプル数がｎで
復調区間のサンプル数がｍのとき、サンプル数がｍ／２
になるとタイミング信号を出力し、ｎ−ｍ／２−１にな
るとタイミング信号の出力を停止するようにすれば、上
記した復調区間においてのみタイミング信号を出力させ
ることができる。なお、サンプル数がｍ／２になるま
で、およびサンプル数がｎ−ｍ／２−１を超えてｎ−１
になるまでは、受信信号値を用いない破棄区間となって
いる。

【００４９】また、復調回路２０１の出力をＡ／Ｄ変換
器にてＡ／Ｄ変換し、その変換値に基づいて逆拡散を行
うように構成されている場合には、Ａ／Ｄ変換のタイミ
ングで上記したサンプリングを行うようにしてもよい。
さらに、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同じ場合は、
不連続点が存在しないため、チップ区間の全てにおいて
上記したタイミング信号を出力させるようにしてもよ
い。この場合、図９に示すように、上記した選択回路２
５１、２５２、タイミング制御回路２５３と同構成の選
択回路２１１２、２１１３、タイミング制御回路２１１
１を逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎのそれぞれ
に設け、その逆拡散回路（ｄｅＳＳ）における逆拡散符
号列を基に、タイミング制御回路２１１１が、逆拡散符
号値が隣接チップ区間と同じあるか否かを判定して、逆
拡散符号値が隣接チップ区間と異なる場合のみ上記した
タイミング信号を出力するようにすればよい。このよう
にすることにより、逆拡散符号値が隣接チップ区間と同
じ場合に、遷移区間における復調信号の同相成分ｉ
（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）も逆拡散処理に用いることが
できるので、復調の精度を向上させることができる。

【００５０】従って、この実施形態によれば、送信機側
にて、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合に遷移
区間で拡散符号値を緩やかに変化させ、チップ区間端に
おける拡散符号列波形の激しい変動を排除して、周波数
帯域幅の増大を防止するとともに、受信機側にて、各チ
ップ区間内の復調期間における受信信号値を用いて逆拡
散を行うようにしているから、遷移区間での波形の歪み
に影響されずに、精度よく復調を行うことができ、通信
品質を向上させることができる。

【００５１】また、上記した実施形態で示した各回路
は、それぞれの機能を実現する手段として把握されるも
のである。なお、上記した通信は、移動局と基地局との
間で行われるものであるため、移動局、基地局とも、上
記した送信機および受信機を備えている。従って、移動
局を携帯電話のような無線機とした場合には、その無線
機に上記した送信機および受信機が備えられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ送信機の構
成を示す図である。

【図２】チップ区間１〜４における拡散符号列波形を示
す図である。

【図３】拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）
の構成を示す図である。

【図４】スムーサ（ＳＭＯ）の出力特性を示す図であ
る。

【図５】帯域制限回路（ＢＰＦ）の構成を示す図であ
る。

【図６】各チップ区間における遷移区間と復調区間を説
明するための図である。

【図７】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ受信機にお
いて、復調回路（ｄｅＭＯＤ）と逆拡散回路の間に、選
択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図であ
る。

【図８】サンプル数に基づいて復調期間を設定する場合
の説明図である。

【図９】逆拡散回路（ｄｅＳＳ）に、選択回路とタイミ
ング制御回路を設けた構成を示す図である。

【図１０】従来のＣＤＭＡ送信機の構成を示す図であ
る。

【図１１】図１０に示すＣＤＭＡ送信機の１次変調波
の、シンボル０ならびにシンボル１区間における波形を
示す図である。

【図１２】ＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレー
ション）例を示す図である。

【図１３】オフセットＱＰＳＫのビット配置（ビットコ
ンステレーション）例を示す図である。

【図１４】１次変調波のシンボル区間におけるセグメン
ト構成例を示す図である。

【図１５】セグメント区間におけるチップ構成例を示す
図である。

【図１６】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図であ
る。

【図１７】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の復調回路
（ｄｅＭＯＤ）の構成例を示す図である。

【図１８】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の逆拡散回路
（ｄｅＳＳ）の構成例を示す図である。

【図１９】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の位相補正回
路（ＣＭＰ）の構成例を示す図である。

【符号の説明】

１００〜１０ｎ…情報入力端子、１１０〜１１ｎ…位相変調回路（ＭＯＤ）、１２０〜１２ｎ…拡散回路（ＳＳ）、１３０〜１３ｎ…拡散符号発生回路（ＣＧ）、１４０…総和回路（ＳＵＭ）、１４１…帯域制限回路（ＢＰＦ）、１４２…送信回路（ＴＸ）、１５１〜１５ｎ…拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ
−ＣＳ）、２０１…復調回路（ｄｅＭＯＤ）、２０２…キャリア再生波、２０３…同期検出回路（ＳＹＮＣ）、２０４…受信制御回路（ＣＮＴ）、２１０〜２１ｎ…逆拡散回路（ｄｅＳＳ）、２３１〜２３ｎ…位相補正回路（ＣＭＰ）、２４１〜２４ｎ…判断回路（ＤＥＣ）、２５１〜２５ｎ…出力端子、２５３、２１１１…タイミング制御回路、２５１、２５２、２１１２、２１１３…選択回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FF00 FF05 5K022 EE02 EE25 5K067 AA11 AA23 BB03 BB04 CC00 CC10 GG01 GG11 HH21

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側に、情報に対応してキャリア信号
を位相変調して、１次変調波を生成する手段と、チップ
区間の端部領域における拡散符号の値の急激な変動が排
除された拡散符号列を発生する手段と、この手段によっ
て発生された拡散符号列を前記１次変調波に乗じてスペ
クトラム拡散した拡散信号を生成し、その生成された拡
散信号を送信する手段とを備え、受信側に、受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号
の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区
間の受信信号を選択する手段と、この手段によって選択
された受信信号に対し逆拡散符号列を用いて逆拡散を行
い情報を復元する手段とを備えたことを特徴とするＣＤ
ＭＡ伝送方式。
【請求項２】情報に対応してキャリア信号を位相変調
して、１次変調波を生成する手段と、チップ区間の端部領域における拡散符号の値の急激な変
動が排除された拡散符号列を発生する手段と、この手段によって発生された拡散符号列を前記１次変調
波に乗じてスペクトラム拡散した拡散信号を生成し、そ
の生成された拡散信号を送信する手段と、受信信号の中から、少なくとも前記拡散符号の値の急激
な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信
号を選択する手段と、この手段によって選択された受信信号に対し逆拡散符号
列を用いて逆拡散を行い情報を復元する手段とを備えた
ことを特徴とするＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
【請求項３】前記送信された拡散信号を受信して復調
する手段を備え、前記受信信号を選択する手段は、前記
復調された受信信号の中から前記復調区間の受信信号を
選択するものであることを特徴とする請求項２に記載の
ＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
【請求項４】前記受信信号を選択する手段は、各チッ
プ区間毎に、前記受信信号の中から前記復調区間の受信
信号を選択するものであることを特徴とする請求項２又
は３に記載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
【請求項５】前記受信信号を選択する手段は、前記逆
拡散符号列に基づき逆拡散符号の値が隣接するチップ区
間で異なる場合にのみ、前記受信信号の中から前記復調
区間の受信信号を選択するものであることを特徴とする
請求項２又は３に記載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線
機。