JP2000324813A - 電源装置及びスイッチング制御方法 - Google Patents
電源装置及びスイッチング制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ
＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合でも、常に共
振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷点でスイッ
チ素子をオンすることにより、スイッチング損失を低減
すると共に高効率化及び低ノイズ化を実現した電源装置
及びスイッチング制御方法を提供する。 【解決手段】 直流電源Ｖｉに直列接続された主スイッ
チ素子Ｑ１と、チョークコイルＬ１と、チョークコイル
出力の両端電圧を整流する整流ダイオードＤ２と、整流
ダイオード出力を平滑する第２のコンデンサＣ２と、主
スイッチ素子Ｑ１或いは整流ダイオードＤ２或いはチョ
ークコイルＬ１に並列接続された第１のコンデンサＣ１
と、主スイッチ素子Ｑ１に並列接続された第１のダイオ
ードＤ１と、整流ダイオードＤ２に並列接続された副ス
イッチ素子Ｑ２とを有する。
＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合でも、常に共
振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷点でスイッ
チ素子をオンすることにより、スイッチング損失を低減
すると共に高効率化及び低ノイズ化を実現した電源装置
及びスイッチング制御方法を提供する。 【解決手段】 直流電源Ｖｉに直列接続された主スイッ
チ素子Ｑ１と、チョークコイルＬ１と、チョークコイル
出力の両端電圧を整流する整流ダイオードＤ２と、整流
ダイオード出力を平滑する第２のコンデンサＣ２と、主
スイッチ素子Ｑ１或いは整流ダイオードＤ２或いはチョ
ークコイルＬ１に並列接続された第１のコンデンサＣ１
と、主スイッチ素子Ｑ１に並列接続された第１のダイオ
ードＤ１と、整流ダイオードＤ２に並列接続された副ス
イッチ素子Ｑ２とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置及びスイ
ッチング制御方法に係り、更に詳しくは、スイッチング
損失及びノイズの低減を図る場合に好適な電源装置及び
スイッチング制御方法に関する。
ッチング制御方法に係り、更に詳しくは、スイッチング
損失及びノイズの低減を図る場合に好適な電源装置及び
スイッチング制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、直流電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコ
ンバータが存在する。図４は特開平５−２６０７３０号
公報に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回
路図、図５は上記図４のＤＣ−ＤＣコンバータの代表的
な動作波形を示す波形図、図６は上記図４のＤＣ−ＤＣ
コンバータの各動作モードにおける等価回路図である。
ンバータが存在する。図４は特開平５−２６０７３０号
公報に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回
路図、図５は上記図４のＤＣ−ＤＣコンバータの代表的
な動作波形を示す波形図、図６は上記図４のＤＣ−ＤＣ
コンバータの各動作モードにおける等価回路図である。
【０００３】Ｑ１は主スイッチ素子、Ｖｉは直流電源、
Ｌ１はチョークコイル、Ｄ２は整流ダイオード、Ｃ１は
主スイッチ素子Ｑ１の寄生コンデンサまたは外部に設け
た第１のコンデンサ、Ｃ２は平滑用の第２のコンデン
サ、Ｄ１は主スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードまたは
外部に設けた第１のダイオード、ＲＬは負荷抵抗、Ｖｏ
は出力電圧である。
Ｌ１はチョークコイル、Ｄ２は整流ダイオード、Ｃ１は
主スイッチ素子Ｑ１の寄生コンデンサまたは外部に設け
た第１のコンデンサ、Ｃ２は平滑用の第２のコンデン
サ、Ｄ１は主スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードまたは
外部に設けた第１のダイオード、ＲＬは負荷抵抗、Ｖｏ
は出力電圧である。
【０００４】主スイッチ素子Ｑ１のゲートには図５
（１）の信号Ｑ１ＶＧＳが入力される。図５において、
（１）は主スイッチ素子Ｑ１のゲート入力電圧Ｑ１ＶＧ
Ｓ、（２）はチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１、
（３）は実線が主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース
間電圧ＶＤＳ、破線が主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電
流ＩＱ、（４）は主スイッチ素子Ｑ１と並列接続されて
いる第１のコンデンサＣ１に流れる放電電流ＩＣ１、
（５）は主スイッチ素子Ｑ１に並列接続されている第１
のダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１を示す。ｔ０−ｔ
５は図４の回路動作を説明する上で重要な代表的な時間
を示している。
（１）の信号Ｑ１ＶＧＳが入力される。図５において、
（１）は主スイッチ素子Ｑ１のゲート入力電圧Ｑ１ＶＧ
Ｓ、（２）はチョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１、
（３）は実線が主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース
間電圧ＶＤＳ、破線が主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電
流ＩＱ、（４）は主スイッチ素子Ｑ１と並列接続されて
いる第１のコンデンサＣ１に流れる放電電流ＩＣ１、
（５）は主スイッチ素子Ｑ１に並列接続されている第１
のダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１を示す。ｔ０−ｔ
５は図４の回路動作を説明する上で重要な代表的な時間
を示している。
【０００５】次に、図６の説明を行う。図６の（ａ）−
（ｅ）、即ちＭＯＤＥ１−ＭＯＤＥ５は図４を各時間毎
に等価回路により示したものである。図６でＶｏは図４
の負荷抵抗ＲＬ及び平滑用の第２のコンデンサＣ２の両
端電圧、即ち出力電圧を示し、Ｖｉは直流電源、Ｌ１は
チョークコイル、Ｃ１は第１のコンデンサ、Ｄ２は整流
ダイオード、Ｄ１は主スイッチ素子Ｑ１に接続されてい
る第１のダイオードを表している。
（ｅ）、即ちＭＯＤＥ１−ＭＯＤＥ５は図４を各時間毎
に等価回路により示したものである。図６でＶｏは図４
の負荷抵抗ＲＬ及び平滑用の第２のコンデンサＣ２の両
端電圧、即ち出力電圧を示し、Ｖｉは直流電源、Ｌ１は
チョークコイル、Ｃ１は第１のコンデンサ、Ｄ２は整流
ダイオード、Ｄ１は主スイッチ素子Ｑ１に接続されてい
る第１のダイオードを表している。
【０００６】また、上記出力電圧Ｖｏと直流電源Ｖｉと
の関係が共振動作を行わせるために、Ｖｏ＞２Ｖｉに制
御されていることが必要条件である。以下に従来例のバ
ック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の詳細動作を図４、図
５、図６を用いて説明する。
の関係が共振動作を行わせるために、Ｖｏ＞２Ｖｉに制
御されていることが必要条件である。以下に従来例のバ
ック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の詳細動作を図４、図
５、図６を用いて説明する。
【０００７】始めに、図６（ａ）のＭＯＤＥ１について
説明する。この期間は図５のｔ０−ｔ１期間に相当し、
主スイッチ素子Ｑ１は導通状態にある。このため主スイ
ッチ素子Ｑ１には図５（３）に示した電流ＩＱが流れ、
またチョークコイルＬ１にも同等の電流ＩＬ１が流れ、
チョークコイルＬ１にエネルギが蓄積される。この時、
チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１（ｔ）は次式に
より求めることができる。
説明する。この期間は図５のｔ０−ｔ１期間に相当し、
主スイッチ素子Ｑ１は導通状態にある。このため主スイ
ッチ素子Ｑ１には図５（３）に示した電流ＩＱが流れ、
またチョークコイルＬ１にも同等の電流ＩＬ１が流れ、
チョークコイルＬ１にエネルギが蓄積される。この時、
チョークコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１（ｔ）は次式に
より求めることができる。
【０００８】ＩＬ１（ｔ）＝Ｖｉ／Ｌ１・（ｔ−ｔ０） 従って、この期間の電流ＩＬ１の最終値ＩＬ１（ｔ１）
は次のようになる。
は次のようになる。
【０００９】ＩＬ１（ｔ１）＝Ｖｉ／Ｌ１・ＴＯＮ 但し、ＴＯＮ＝ｔ１−ｔ０′で求めることができる。
【００１０】次に、図６（ｂ）のＭＯＤＥ２について説
明する。この期間は図５のｔ１−ｔ２期間に相当し、主
スイッチ素子Ｑ１は時間ｔ１で遮断する。このため、上
記主スイッチ素子Ｑ１と並列接続されたコンデンサＣ１
の電圧、即ち主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間
電圧ＶＤＳは、直流入力電圧Ｖｉ及びｔ０−ｔ１期間チ
ョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギにより徐々に上
昇する。主スイッチ素子Ｑ１の電圧がＶＤＳ＝Ｖｉの時
点、即ち時間ｔ１′においてチョークコイルＬ１の電流
ＩＬ１は最大値に達し、その後もチョークコイルＬ１と
上記コンデンサＣ１と共振作用により、主スイッチ素子
Ｑ１の電圧ＶＤＳはＶＤＳ＝Ｖｉ＋Ｖｏまで上昇し続け
る。
明する。この期間は図５のｔ１−ｔ２期間に相当し、主
スイッチ素子Ｑ１は時間ｔ１で遮断する。このため、上
記主スイッチ素子Ｑ１と並列接続されたコンデンサＣ１
の電圧、即ち主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間
電圧ＶＤＳは、直流入力電圧Ｖｉ及びｔ０−ｔ１期間チ
ョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギにより徐々に上
昇する。主スイッチ素子Ｑ１の電圧がＶＤＳ＝Ｖｉの時
点、即ち時間ｔ１′においてチョークコイルＬ１の電流
ＩＬ１は最大値に達し、その後もチョークコイルＬ１と
上記コンデンサＣ１と共振作用により、主スイッチ素子
Ｑ１の電圧ＶＤＳはＶＤＳ＝Ｖｉ＋Ｖｏまで上昇し続け
る。
【００１１】また、コンデンサＣ１の両端の電圧、即ち
主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは
次式で表すことができる。
主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは
次式で表すことができる。
【００１２】ＶＤＳ（ｔ）＝ＩＬ１（ｔ１）・Ｃ１／ｔ または ＶＤＳ（ｔ）＝Ｖｉ（１−ｃｏｓωｔ）＋√Ｌ１／Ｃ１
＊ＩＬ１（ｔ１）ｓｉｎωｔ 但し、ω＝１／√Ｌ１Ｃ１（角周波数） また、時間ｔ２において、主スイッチ素子Ｑ１の電圧Ｖ
ＤＳ（ｔ２）＝Ｖｉ＋Ｖｏにクランプされるため、ｔ２
−ｔ１＝ｔに要する時間ｔは次式となる。
＊ＩＬ１（ｔ１）ｓｉｎωｔ 但し、ω＝１／√Ｌ１Ｃ１（角周波数） また、時間ｔ２において、主スイッチ素子Ｑ１の電圧Ｖ
ＤＳ（ｔ２）＝Ｖｉ＋Ｖｏにクランプされるため、ｔ２
−ｔ１＝ｔに要する時間ｔは次式となる。
【００１３】ｔ＝（Ｖｉ＋Ｖｏ）／ＩＬ１（ｔ１）・Ｃ 次に、図６（ｃ）のＭＯＤＥ３について説明する。ＭＯ
ＤＥ３は図５のｔ２−ｔ３に相当し、主スイッチ素子Ｑ
１の電圧ＶＤＳがＶｉ＋Ｖｏに達するとダイオードＤ２
が導通し、チョークコイルＬ１のエネルギは出力電圧Ｖ
ｉ＋Ｖｏにクランプされた状態で出力の平滑コンデンサ
ＣＬに充電する方向にエネルギを放出し続ける。このた
め、整流ダイオードＤ２に流れる電流（５）ＩＤ１は上
記図５のモード２の斜線で示した電流が流れ、ｔ３でチ
ョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが全て放出され
る。この期間の時間ｔ３−ｔ２は次式により求めること
ができる。
ＤＥ３は図５のｔ２−ｔ３に相当し、主スイッチ素子Ｑ
１の電圧ＶＤＳがＶｉ＋Ｖｏに達するとダイオードＤ２
が導通し、チョークコイルＬ１のエネルギは出力電圧Ｖ
ｉ＋Ｖｏにクランプされた状態で出力の平滑コンデンサ
ＣＬに充電する方向にエネルギを放出し続ける。このた
め、整流ダイオードＤ２に流れる電流（５）ＩＤ１は上
記図５のモード２の斜線で示した電流が流れ、ｔ３でチ
ョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが全て放出され
る。この期間の時間ｔ３−ｔ２は次式により求めること
ができる。
【００１４】ｔ３−ｔ２＝ｔ≒Ｌ１ＩＬ１（ｔ）／Ｖｏ 時間ｔ３でチョークコイルＬ１の電流ＩＬ１はゼロにな
る。
る。
【００１５】次に、図６（ｄ）のＭＯＤＥ４について説
明する。このＭＯＤＥ４は図５の時間ｔ３−ｔ４に相当
する。時間ｔ３において、チョークコイルＬ１のエネル
ギが全て放出されるため、主スイッチ素子Ｑ１に並列接
続されたコンデンサＣ１に充電されていた電圧ＶＤＳ＝
Ｖｉ＋Ｖｏは、直流電源Ｖｉ及びチョークコイルＬ１を
通して共振動作を行いながら放電する。
明する。このＭＯＤＥ４は図５の時間ｔ３−ｔ４に相当
する。時間ｔ３において、チョークコイルＬ１のエネル
ギが全て放出されるため、主スイッチ素子Ｑ１に並列接
続されたコンデンサＣ１に充電されていた電圧ＶＤＳ＝
Ｖｉ＋Ｖｏは、直流電源Ｖｉ及びチョークコイルＬ１を
通して共振動作を行いながら放電する。
【００１６】コンデンサＣ１の電圧がゼロボルトになる
までに要する時間及びチョークコイルＬ１に流れる電流
ＩＬ１は次式により求められる。
までに要する時間及びチョークコイルＬ１に流れる電流
ＩＬ１は次式により求められる。
【００１７】ｔ４−ｔ３＝π・√Ｌ１Ｃ１／２ ＩＬ１（ｔ４）＝（ＶＤＳ−Ｖｉ）／√（Ｌ１／Ｃ１）
・ｓｉｎωｔ＋ＩＬ１（ｔ１）・ｃｏｓωｔ また、ＶＤＳの値が０以下になるための関係式は次のよ
うに表すことができる。
・ｓｉｎωｔ＋ＩＬ１（ｔ１）・ｃｏｓωｔ また、ＶＤＳの値が０以下になるための関係式は次のよ
うに表すことができる。
【００１８】１／２・Ｃ１・（ＶＤＳ−Ｖｉ）・（ＶＤ
Ｓ−Ｖｉ）＝１／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ ＶＤＳ＜０ 別の関係式に変形すると、 （Ｖｉ＋Ｖｏ−ＶＣ１（ｔ１））・（Ｖｉ−Ｖｏ−ＶＣ
１（ｔ））＝０ ＶＤＳ＜０ 従って、Ｖｏ＞Ｖｉにしなければならない。
Ｓ−Ｖｉ）＝１／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ ＶＤＳ＜０ 別の関係式に変形すると、 （Ｖｉ＋Ｖｏ−ＶＣ１（ｔ１））・（Ｖｉ−Ｖｏ−ＶＣ
１（ｔ））＝０ ＶＤＳ＜０ 従って、Ｖｏ＞Ｖｉにしなければならない。
【００１９】また、チョークコイルＬ１に流れる電流Ｉ
Ｌ１及びコンデンサＣ１の電流ＩＣ１は、図５の
（２）、（４）の如く（−）側に流れる。
Ｌ１及びコンデンサＣ１の電流ＩＣ１は、図５の
（２）、（４）の如く（−）側に流れる。
【００２０】次に、図６（ｅ）のＭＯＤＥ５について説
明する。このＭＯＤＥ５は図５のｔ４−ｔ５に相当す
る。時間ｔ４において、コンデンサＣ１の電圧はゼロボ
ルトまで下がると更に時間ｔ４以降共振作用によりコン
デンサ電圧ＶＤＳを下げようと働くが、主スイッチ素子
Ｑ１と並列に入っているダイオードＤ１が導通するた
め、共振動作は行わなくなると共にチョークコイルＬ１
に逆向きに流れていた電流ＩＬ１が上記ダイオードＤ
２、直流電源Ｖｉを通して回生される。また、この時の
要する時間ｔ５−ｔ４は次式により求めることができ
る。
明する。このＭＯＤＥ５は図５のｔ４−ｔ５に相当す
る。時間ｔ４において、コンデンサＣ１の電圧はゼロボ
ルトまで下がると更に時間ｔ４以降共振作用によりコン
デンサ電圧ＶＤＳを下げようと働くが、主スイッチ素子
Ｑ１と並列に入っているダイオードＤ１が導通するた
め、共振動作は行わなくなると共にチョークコイルＬ１
に逆向きに流れていた電流ＩＬ１が上記ダイオードＤ
２、直流電源Ｖｉを通して回生される。また、この時の
要する時間ｔ５−ｔ４は次式により求めることができ
る。
【００２１】 ｔ＝ｔ５−ｔ４≒Ｖｉ／Ｌ１・ＩＬ１（ｔ４） 図５において時間ｔ５以降については上記で述べた如く
同様な繰り返しを行うことにより、スイッチング時の損
失を低減するゼロ電圧スイッチ動作を行わせるための制
御方法は、上記で述べた各モードの説明により主スイッ
チ素子Ｑ１の導通時間と、周波数制御で行うことができ
る。
同様な繰り返しを行うことにより、スイッチング時の損
失を低減するゼロ電圧スイッチ動作を行わせるための制
御方法は、上記で述べた各モードの説明により主スイッ
チ素子Ｑ１の導通時間と、周波数制御で行うことができ
る。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来例においては下記のような問題があった。即ち、
従来例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、直流電源Ｖ
ｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＞２Ｖｉにしか設定で
きない。即ち、Ｖｏ＜２Ｖｉの出力電圧を得ようとする
と、ゼロ電圧スイッチングができなくなるという問題が
あった。
た従来例においては下記のような問題があった。即ち、
従来例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、直流電源Ｖ
ｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＞２Ｖｉにしか設定で
きない。即ち、Ｖｏ＜２Ｖｉの出力電圧を得ようとする
と、ゼロ電圧スイッチングができなくなるという問題が
あった。
【００２３】本発明は、上述した点に鑑みなされたもの
であり、直流電源（入力電圧）Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの
関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合で
も、常に共振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷
点でスイッチ素子をオンすることにより、スイッチング
損失を低減すると共に高効率化及び低ノイズ化を実現し
た電源装置及びスイッチング制御方法を提供することを
目的とする。
であり、直流電源（入力電圧）Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの
関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合で
も、常に共振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷
点でスイッチ素子をオンすることにより、スイッチング
損失を低減すると共に高効率化及び低ノイズ化を実現し
た電源装置及びスイッチング制御方法を提供することを
目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の本発明は、直流電源に直列接続され
たスイッチ手段と、前記直流電源に並列接続されたチョ
ークコイルと、該チョークコイルの出力の両端電圧を整
流する整流ダイオードと、該整流ダイオードの出力を平
滑する平滑用コンデンサとを有する電圧共振型の電源装
置であって、共振用コンデンサと、前記スイッチ手段に
並列接続された逆方向ダイオードと、前記整流ダイオー
ドに並列接続された第二のスイッチ手段とを有すること
を特徴とする。
に、請求項１記載の本発明は、直流電源に直列接続され
たスイッチ手段と、前記直流電源に並列接続されたチョ
ークコイルと、該チョークコイルの出力の両端電圧を整
流する整流ダイオードと、該整流ダイオードの出力を平
滑する平滑用コンデンサとを有する電圧共振型の電源装
置であって、共振用コンデンサと、前記スイッチ手段に
並列接続された逆方向ダイオードと、前記整流ダイオー
ドに並列接続された第二のスイッチ手段とを有すること
を特徴とする。
【００２５】上記目的を達成するために、請求項２記載
の本発明は、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手
段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイル
に並列接続されていることを特徴とする。
の本発明は、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手
段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイル
に並列接続されていることを特徴とする。
【００２６】上記目的を達成するために、請求項３記載
の本発明は、前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ手
段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードであ
り、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄生
コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであることを
特徴とする。
の本発明は、前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ手
段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードであ
り、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄生
コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであることを
特徴とする。
【００２７】上記目的を達成するために、請求項４記載
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る。
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る。
【００２８】上記目的を達成するために、請求項５記載
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であることを特
徴とする。
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であることを特
徴とする。
【００２９】上記目的を達成するために、請求項６記載
の本発明は、直流電源に直列接続されたスイッチ手段
と、前記直流電源に並列接続されたチョークコイルと、
該チョークコイルの出力の両端電圧を整流する整流ダイ
オードと、該整流ダイオードの出力を平滑する平滑用コ
ンデンサとを有する電圧共振型の電源装置に適用される
スイッチング制御方法であって、共振用コンデンサと、
前記スイッチ手段に並列接続された逆方向ダイオード
と、前記整流ダイオードに並列接続された第二のスイッ
チ手段とを有し、常に前記共振用コンデンサの電圧が最
小になる共振の谷で前記スイッチ手段がオンするように
制御することを特徴とする。
の本発明は、直流電源に直列接続されたスイッチ手段
と、前記直流電源に並列接続されたチョークコイルと、
該チョークコイルの出力の両端電圧を整流する整流ダイ
オードと、該整流ダイオードの出力を平滑する平滑用コ
ンデンサとを有する電圧共振型の電源装置に適用される
スイッチング制御方法であって、共振用コンデンサと、
前記スイッチ手段に並列接続された逆方向ダイオード
と、前記整流ダイオードに並列接続された第二のスイッ
チ手段とを有し、常に前記共振用コンデンサの電圧が最
小になる共振の谷で前記スイッチ手段がオンするように
制御することを特徴とする。
【００３０】上記目的を達成するために、請求項７記載
の本発明は、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手
段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイル
に並列接続されていることを特徴とする。
の本発明は、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手
段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイル
に並列接続されていることを特徴とする。
【００３１】上記目的を達成するために、請求項８記載
の本発明は、前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ手
段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードであ
り、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄生
コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであることを
特徴とする。
の本発明は、前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ手
段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードであ
り、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄生
コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであることを
特徴とする。
【００３２】上記目的を達成するために、請求項９記載
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る。
の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッチ
手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る。
【００３３】上記目的を達成するために、請求項１０記
載の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であることを
特徴とする。
載の本発明は、前記スイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であることを
特徴とする。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。
に基づいて詳細に説明する。
【００３５】図１は本発明の実施の形態に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施
の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、バックブースト
型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、直流電源Ｖｉ、主ス
イッチ素子Ｑ１、副スイッチ素子Ｑ２、チョークコイル
Ｌ１、共振用の第１のコンデンサＣ１、平滑用の第２の
コンデンサＣ２、整流ダイオードＤ２、第１のダイオー
ドＤ１、負荷抵抗ＲＬを備えている。図中Ｖｏは出力電
圧である。
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施
の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、バックブースト
型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、直流電源Ｖｉ、主ス
イッチ素子Ｑ１、副スイッチ素子Ｑ２、チョークコイル
Ｌ１、共振用の第１のコンデンサＣ１、平滑用の第２の
コンデンサＣ２、整流ダイオードＤ２、第１のダイオー
ドＤ１、負荷抵抗ＲＬを備えている。図中Ｖｏは出力電
圧である。
【００３６】上記構成を詳述すると、直流電源Ｖｉに
は、主スイッチ素子Ｑ１が直列接続されると共に、主ス
イッチ素子Ｑ１には、第１のダイオードＤ１が並列接続
されており、第１のダイオードＤ１には、第１のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。また、主スイッチ素子
Ｑ１には、整流ダイオードＤ２が直列接続されており、
整流ダイオードＤ２には、負荷抵抗ＲＬが直列接続され
ると共に、副スイッチ素子Ｑ２が並列接続されている。
また、直流電源Ｖｉには、チョークコイルＬ１、第２の
コンデンサＣ２が並列接続されている。
は、主スイッチ素子Ｑ１が直列接続されると共に、主ス
イッチ素子Ｑ１には、第１のダイオードＤ１が並列接続
されており、第１のダイオードＤ１には、第１のコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。また、主スイッチ素子
Ｑ１には、整流ダイオードＤ２が直列接続されており、
整流ダイオードＤ２には、負荷抵抗ＲＬが直列接続され
ると共に、副スイッチ素子Ｑ２が並列接続されている。
また、直流電源Ｖｉには、チョークコイルＬ１、第２の
コンデンサＣ２が並列接続されている。
【００３７】第１のダイオードＤ１は、主スイッチ素子
Ｑ１の寄生ダイオードまたは外部に設けたダイオードで
あり、第１のコンデンサＣ１は、主スイッチ素子Ｑ１の
寄生コンデンサまたは外部に設けたコンデンサである。
整流ダイオードＤ２は、チョークコイルＬ１の出力の両
端電圧を整流する。第２のコンデンサＣ２は、整流ダイ
オードＤ２の整流出力を平滑する。上記の主スイッチ素
子Ｑ１及び副スイッチ素子Ｑ２は、例えばＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）として構成されている。
Ｑ１の寄生ダイオードまたは外部に設けたダイオードで
あり、第１のコンデンサＣ１は、主スイッチ素子Ｑ１の
寄生コンデンサまたは外部に設けたコンデンサである。
整流ダイオードＤ２は、チョークコイルＬ１の出力の両
端電圧を整流する。第２のコンデンサＣ２は、整流ダイ
オードＤ２の整流出力を平滑する。上記の主スイッチ素
子Ｑ１及び副スイッチ素子Ｑ２は、例えばＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）として構成されている。
【００３８】尚、本発明の特許請求の範囲における各構
成要件と、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部との対応関係は下記の通りである。スイッチ
手段は主スイッチ素子Ｑ１に対応し、第二のスイッチ手
段は副スイッチ素子Ｑ２に対応し、チョークコイルはチ
ョークコイルＬ１に対応し、整流ダイオードは整流ダイ
オードＤ２に対応し、平滑用コンデンサは第２のコンデ
ンサＣ２に対応し、共振用コンデンサは第１のコンデン
サＣ１に対応し、逆方向ダイオードは第１のダイオード
Ｄ１に対応する。
成要件と、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部との対応関係は下記の通りである。スイッチ
手段は主スイッチ素子Ｑ１に対応し、第二のスイッチ手
段は副スイッチ素子Ｑ２に対応し、チョークコイルはチ
ョークコイルＬ１に対応し、整流ダイオードは整流ダイ
オードＤ２に対応し、平滑用コンデンサは第２のコンデ
ンサＣ２に対応し、共振用コンデンサは第１のコンデン
サＣ１に対応し、逆方向ダイオードは第１のダイオード
Ｄ１に対応する。
【００３９】図２は本発明の実施の形態に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの主要部分の動作波形を示す波形図であ
る。図２において、上記図５に示した従来例との違いだ
けを説明する。副スイッチ素子Ｑ２のゲートには図２
（６）の信号Ｑ２ＶＧＳが入力される。図２（７）は副
スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流Ｑ２ＩＤを示す。ｔ０
−ｔ５は図１の回路動作を説明する上で重要な代表的な
時間を表し、本発明の実施形態において、特にｔ２−ｔ
２′−ｔ３が重要な時間を表している。
Ｃコンバータの主要部分の動作波形を示す波形図であ
る。図２において、上記図５に示した従来例との違いだ
けを説明する。副スイッチ素子Ｑ２のゲートには図２
（６）の信号Ｑ２ＶＧＳが入力される。図２（７）は副
スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流Ｑ２ＩＤを示す。ｔ０
−ｔ５は図１の回路動作を説明する上で重要な代表的な
時間を表し、本発明の実施形態において、特にｔ２−ｔ
２′−ｔ３が重要な時間を表している。
【００４０】図３は本発明の実施の形態に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの各動作モードにおける等価回路の構成を
示す回路図であり、（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回
路図、（ｂ）はＭＯＤＥ２における等価回路図、（ｃ）
はＭＯＤＥ３における等価回路図、（ｃ′）はＭＯＤＥ
３−２における等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４におけ
る等価回路図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図
である。
Ｃコンバータの各動作モードにおける等価回路の構成を
示す回路図であり、（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回
路図、（ｂ）はＭＯＤＥ２における等価回路図、（ｃ）
はＭＯＤＥ３における等価回路図、（ｃ′）はＭＯＤＥ
３−２における等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４におけ
る等価回路図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図
である。
【００４１】図３（ａ）〜（ｅ）、即ちＭＯＤＥ１〜Ｍ
ＯＤＥ５は図１を各時間毎に等価回路により示したもの
である。図３ではＶｏは図１の負荷抵抗ＲＬ及び平滑用
の第２のコンデンサＣ２の両端電圧、即ち出力電圧を示
し、Ｖｉは直流電源、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１は第
１のコンデンサ、Ｄ２はフライホイールダイオード、Ｄ
１は主スイッチ素子Ｑ１に接続されている第１のダイオ
ードを表している。
ＯＤＥ５は図１を各時間毎に等価回路により示したもの
である。図３ではＶｏは図１の負荷抵抗ＲＬ及び平滑用
の第２のコンデンサＣ２の両端電圧、即ち出力電圧を示
し、Ｖｉは直流電源、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１は第
１のコンデンサ、Ｄ２はフライホイールダイオード、Ｄ
１は主スイッチ素子Ｑ１に接続されている第１のダイオ
ードを表している。
【００４２】次に、上記の如く構成された本発明の実施
の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの詳細動作を図１〜
図３に基づいて説明する。
の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの詳細動作を図１〜
図３に基づいて説明する。
【００４３】始めに、図３の等価回路で示す（ａ）のＭ
ＯＤＥ１、（ｂ）のＭＯＤＥ２については従来回路と同
様の動作を行う。次に、図３（ｃ）のＭＯＤＥ３につい
て説明する。ＭＯＤＥ３は図２のｔ２−ｔ２′に相当
し、整流ダイオードＤ２を通して回生されている間に、
スイッチ素子Ｑ２のゲートに信号が入力されること以外
は、従来回路と同様の動作を行う。
ＯＤＥ１、（ｂ）のＭＯＤＥ２については従来回路と同
様の動作を行う。次に、図３（ｃ）のＭＯＤＥ３につい
て説明する。ＭＯＤＥ３は図２のｔ２−ｔ２′に相当
し、整流ダイオードＤ２を通して回生されている間に、
スイッチ素子Ｑ２のゲートに信号が入力されること以外
は、従来回路と同様の動作を行う。
【００４４】次に、図３（ｃ′）のＭＯＤＥ３−２につ
いて説明する。ＭＯＤＥ３−２は図２の時間ｔ２′−ｔ
３に相当する。図２の時間ｔ２′で副スイッチ素子Ｑ２
に印加されている駆動信号（６）Ｑ２ＤＧＳにより副ス
イッチ素子Ｑ２は導通し、チョークコイルＬ１出力電圧
Ｖｏ、即ち第２のコンデンサＣ２を通して上記副スイッ
チ素子Ｑ２には図２（７）のＱ２ＩＤ、チョークコイル
Ｌ１には図２（２）の電流ＩＬ１が流れ、チョークコイ
ルＬ１にはエネルギが蓄積される。
いて説明する。ＭＯＤＥ３−２は図２の時間ｔ２′−ｔ
３に相当する。図２の時間ｔ２′で副スイッチ素子Ｑ２
に印加されている駆動信号（６）Ｑ２ＤＧＳにより副ス
イッチ素子Ｑ２は導通し、チョークコイルＬ１出力電圧
Ｖｏ、即ち第２のコンデンサＣ２を通して上記副スイッ
チ素子Ｑ２には図２（７）のＱ２ＩＤ、チョークコイル
Ｌ１には図２（２）の電流ＩＬ１が流れ、チョークコイ
ルＬ１にはエネルギが蓄積される。
【００４５】この時、副スイッチ素子Ｑ２及びチョーク
コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は次式により求めること
ができる。
コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は次式により求めること
ができる。
【００４６】ＩＬ１（ｔ）＝−Ｖｏ／Ｌ１・ｔ 従って、この期間の電流ＩＬ１の最終値ＩＬ１（ｔ３）
は次のようになる。
は次のようになる。
【００４７】 ＩＬ１（ｔ３）＝−Ｖｏ／Ｌ１・（ｔ３−ｔ２′） また、この期間では整流ダイオードＤ２は副スイッチ素
子Ｑ２でショート状態にある。即ち、時間ｔ３における
各エネルギは、先ずチョークコイルＬ１のエネルギが、 １／２・Ｌ１・ＩＬ（ｔ３）・ＩＬ（ｔ３） で、第１のコンデンサＣ１に蓄えられていたエネルギ
が、 １／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ である。
子Ｑ２でショート状態にある。即ち、時間ｔ３における
各エネルギは、先ずチョークコイルＬ１のエネルギが、 １／２・Ｌ１・ＩＬ（ｔ３）・ＩＬ（ｔ３） で、第１のコンデンサＣ１に蓄えられていたエネルギ
が、 １／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ である。
【００４８】次に、図３（ｄ）のＭＯＤＥ４について説
明する。このＭＯＤＥ４は図２の時間ｔ３−ｔ４に相当
する。時間ｔ３において、副スイッチ素子Ｑ２のゲート
信号により副スイッチ素子Ｑ２はオフされ、即ち電圧Ｖ
ｉが電源になりチョークコイルＬ１、第１のコンデンサ
Ｃ１により共振作用を起こし、上記チョークコイルＬ１
に流れる電流ＩＬ１は逆方向に流れ、上記第１のコンデ
ンサＣ１には図２（４）の放電電流ＩＣ１が流れ、主ス
イッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは直流
電源（Ｖｉ＋Ｖｏ）からゆくっり下降する。
明する。このＭＯＤＥ４は図２の時間ｔ３−ｔ４に相当
する。時間ｔ３において、副スイッチ素子Ｑ２のゲート
信号により副スイッチ素子Ｑ２はオフされ、即ち電圧Ｖ
ｉが電源になりチョークコイルＬ１、第１のコンデンサ
Ｃ１により共振作用を起こし、上記チョークコイルＬ１
に流れる電流ＩＬ１は逆方向に流れ、上記第１のコンデ
ンサＣ１には図２（４）の放電電流ＩＣ１が流れ、主ス
イッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは直流
電源（Ｖｉ＋Ｖｏ）からゆくっり下降する。
【００４９】この時、ＶＣ１（ｔ）の値が最大値になる
時間ｔにおける関係式は次のように表すことができる。
時間ｔにおける関係式は次のように表すことができる。
【００５０】１／２・Ｃ１・（ＶＣ１（ｔ）−Ｖｉ）・
（ＶＣ１（ｔ）−Ｖｉ）＝１／２・Ｌ１・ＩＬ（ｔ３）
・ＩＬ（ｔ３）＋１／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ 別の関係式に変形すると、 Ｌ１／Ｃ１・ＩＬ（ｔ３）・ＩＬ（ｔ３）＝（Ｖｉ＋Ｖ
ｏ−ＶＣ１（ｔ））・（Ｖｉ−Ｖｏ−ＶＣ１（ｔ）） 従って、従来例のようにＩＬ（ｔ３）＝０の時、ＶＣ１
（ｔ）を負にするためには、Ｖｏ＞Ｖｉにしなければな
らない。しかしながら、本発明の実施形態のように、Ｉ
Ｌ（ｔ３）を正にすることにより、Ｖｏ＜ＶｉでもＶＣ
１（ｔ）を負にすることができる。
（ＶＣ１（ｔ）−Ｖｉ）＝１／２・Ｌ１・ＩＬ（ｔ３）
・ＩＬ（ｔ３）＋１／２・Ｃ１・Ｖｏ・Ｖｏ 別の関係式に変形すると、 Ｌ１／Ｃ１・ＩＬ（ｔ３）・ＩＬ（ｔ３）＝（Ｖｉ＋Ｖ
ｏ−ＶＣ１（ｔ））・（Ｖｉ−Ｖｏ−ＶＣ１（ｔ）） 従って、従来例のようにＩＬ（ｔ３）＝０の時、ＶＣ１
（ｔ）を負にするためには、Ｖｏ＞Ｖｉにしなければな
らない。しかしながら、本発明の実施形態のように、Ｉ
Ｌ（ｔ３）を正にすることにより、Ｖｏ＜ＶｉでもＶＣ
１（ｔ）を負にすることができる。
【００５１】次に、図３（ｅ）のＭＯＤＥ５について説
明する。このＭＯＤＥ５は従来例と同様に動作を行う。
従って、この期間（ｔ４−ｔ５）に主スイッチ素子Ｑ１
に図２（１）の如く駆動信号を印加することによりゼロ
電圧スイッチングが可能になる。
明する。このＭＯＤＥ５は従来例と同様に動作を行う。
従って、この期間（ｔ４−ｔ５）に主スイッチ素子Ｑ１
に図２（１）の如く駆動信号を印加することによりゼロ
電圧スイッチングが可能になる。
【００５２】図２において時間ｔ５以降については上記
で述べた如く同様な繰り返しを行うことにより、スイッ
チング時の損失を低減するゼロ電圧スイッチ動作を行わ
せるための制御方法は、上記で述べた各モードの説明に
より、主スイッチ素子Ｑ１の導通期間及び副スイッチ素
子Ｑ２の導通期間と、周波数制御で行うことができるこ
とは容易に推察できる。
で述べた如く同様な繰り返しを行うことにより、スイッ
チング時の損失を低減するゼロ電圧スイッチ動作を行わ
せるための制御方法は、上記で述べた各モードの説明に
より、主スイッチ素子Ｑ１の導通期間及び副スイッチ素
子Ｑ２の導通期間と、周波数制御で行うことができるこ
とは容易に推察できる。
【００５３】尚、本発明の実施形態では、主スイッチ素
子Ｑ１及び副スイッチ素子Ｑ２をＦＥＴとして構成した
場合の例で説明を行ったが、主スイッチ素子Ｑ１及び副
スイッチ素子Ｑ２をトランジスタなどの他のスイッチ素
子として構成した場合でも上記と同様の動作ができるこ
とは明白である。また、共振用の第１のコンデンサＣ１
は整流ダイオードＤ２に並列接続するだけでなく、主ス
イッチ素子Ｑ１またはチョークコイルＬ１に並列接続し
た場合でも上記と同様の動作ができることは明白であ
る。また、主スイッチ素子Ｑ１の寄生コンデンサＣｏｓ
ｓを共振用コンデンサとして使用した場合でも上記と同
様の動作ができることは明白である。
子Ｑ１及び副スイッチ素子Ｑ２をＦＥＴとして構成した
場合の例で説明を行ったが、主スイッチ素子Ｑ１及び副
スイッチ素子Ｑ２をトランジスタなどの他のスイッチ素
子として構成した場合でも上記と同様の動作ができるこ
とは明白である。また、共振用の第１のコンデンサＣ１
は整流ダイオードＤ２に並列接続するだけでなく、主ス
イッチ素子Ｑ１またはチョークコイルＬ１に並列接続し
た場合でも上記と同様の動作ができることは明白であ
る。また、主スイッチ素子Ｑ１の寄生コンデンサＣｏｓ
ｓを共振用コンデンサとして使用した場合でも上記と同
様の動作ができることは明白である。
【００５４】以上説明したように、本発明の実施の形態
に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、直流電源Ｖｉに
直列接続された主スイッチ素子Ｑ１と、直流電源Ｖｉに
並列接続されたチョークコイルＬ１と、チョークコイル
出力の両端電圧を整流する整流ダイオードＤ２と、整流
ダイオード出力を平滑する第２のコンデンサＣ２と、主
スイッチ素子Ｑ１或いは整流ダイオードＤ２或いはチョ
ークコイルＬ１に並列接続された第１のコンデンサＣ１
と、主スイッチ素子Ｑ１に並列接続された第１のダイオ
ードＤ１と、整流ダイオードＤ２に並列接続された副ス
イッチ素子Ｑ２とを有するため、下記のような作用及び
効果を奏する。
に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、直流電源Ｖｉに
直列接続された主スイッチ素子Ｑ１と、直流電源Ｖｉに
並列接続されたチョークコイルＬ１と、チョークコイル
出力の両端電圧を整流する整流ダイオードＤ２と、整流
ダイオード出力を平滑する第２のコンデンサＣ２と、主
スイッチ素子Ｑ１或いは整流ダイオードＤ２或いはチョ
ークコイルＬ１に並列接続された第１のコンデンサＣ１
と、主スイッチ素子Ｑ１に並列接続された第１のダイオ
ードＤ１と、整流ダイオードＤ２に並列接続された副ス
イッチ素子Ｑ２とを有するため、下記のような作用及び
効果を奏する。
【００５５】上記構成において、直流電源（入力電圧）
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるよう
な出力電圧を得る場合でも、常に共振用の第１のコンデ
ンサＣ１の電圧が最小になる共振の谷である谷点で主ス
イッチ素子Ｑ１がオンするため、スイッチング損失を低
減することができると共に高効率化及び低ノイズ化を実
現することができるという効果がある。
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるよう
な出力電圧を得る場合でも、常に共振用の第１のコンデ
ンサＣ１の電圧が最小になる共振の谷である谷点で主ス
イッチ素子Ｑ１がオンするため、スイッチング損失を低
減することができると共に高効率化及び低ノイズ化を実
現することができるという効果がある。
【００５６】尚、本発明は、複数の機器から構成される
システムに適用しても、１つの機器からなる装置に適用
してもよい。
システムに適用しても、１つの機器からなる装置に適用
してもよい。
【００５７】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１乃至５記
載の電源装置によれば、電圧共振型の電源装置におい
て、直流電源（入力電圧）Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係
がＶｏ＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合でも、
常に共振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷であ
る谷点でスイッチ手段がオンするため、スイッチング損
失を低減することができると共に高効率化及び低ノイズ
化を実現することができるという効果がある。
載の電源装置によれば、電圧共振型の電源装置におい
て、直流電源（入力電圧）Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係
がＶｏ＜２Ｖｉとなるような出力電圧を得る場合でも、
常に共振用コンデンサの電圧が最小になる共振の谷であ
る谷点でスイッチ手段がオンするため、スイッチング損
失を低減することができると共に高効率化及び低ノイズ
化を実現することができるという効果がある。
【００５８】また、請求項６乃至１０記載のスイッチン
グ制御方法によれば、電圧共振型の電源装置にスイッチ
ング制御方法を適用することで、直流電源（入力電圧）
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるよう
な出力電圧を得る場合でも、常に共振用コンデンサの電
圧が最小になる共振の谷である谷点でスイッチ手段がオ
ンするため、スイッチング損失を低減することができる
と共に高効率化及び低ノイズ化を実現することができる
という効果がある。
グ制御方法によれば、電圧共振型の電源装置にスイッチ
ング制御方法を適用することで、直流電源（入力電圧）
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの関係がＶｏ＜２Ｖｉとなるよう
な出力電圧を得る場合でも、常に共振用コンデンサの電
圧が最小になる共振の谷である谷点でスイッチ手段がオ
ンするため、スイッチング損失を低減することができる
と共に高効率化及び低ノイズ化を実現することができる
という効果がある。
【図１】本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タの構成を示す回路図である。
タの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タの主要部分の動作波形を示す波形図である。
タの主要部分の動作波形を示す波形図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タの各動作モードにおける等価回路の構成を示す回路図
であり、（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回路図、
（ｂ）はＭＯＤＥ２における等価回路図、（ｃ）はＭＯ
ＤＥ３における等価回路図、（ｃ′）はＭＯＤＥ３−２
における等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４における等価
回路図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図であ
る。
タの各動作モードにおける等価回路の構成を示す回路図
であり、（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回路図、
（ｂ）はＭＯＤＥ２における等価回路図、（ｃ）はＭＯ
ＤＥ３における等価回路図、（ｃ′）はＭＯＤＥ３−２
における等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４における等価
回路図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図であ
る。
【図４】従来例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図５】従来例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの主要部分
の動作波形を示す波形図である。
の動作波形を示す波形図である。
【図６】従来例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各動作モ
ードにおける等価回路の構成を示す回路図であり、
（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回路図、（ｂ）はＭＯ
ＤＥ２における等価回路図、（ｃ）はＭＯＤＥ３におけ
る等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４における等価回路
図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図である。
ードにおける等価回路の構成を示す回路図であり、
（ａ）はＭＯＤＥ１における等価回路図、（ｂ）はＭＯ
ＤＥ２における等価回路図、（ｃ）はＭＯＤＥ３におけ
る等価回路図、（ｄ）はＭＯＤＥ４における等価回路
図、（ｅ）はＭＯＤＥ５における等価回路図である。
Ｖｉ 直流電源 Ｑ１ 主スイッチ素子 Ｑ２ 副スイッチ素子 Ｌ１ チョークコイル Ｃ１ 第１のコンデンサ Ｃ２ 第２のコンデンサ Ｄ１ 第１のダイオード Ｄ２ 整流ダイオード ＲＬ 負荷抵抗 Ｖｏ 出力電圧
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源に直列接続されたスイッチ手段
と、前記直流電源に並列接続されたチョークコイルと、
該チョークコイルの出力の両端電圧を整流する整流ダイ
オードと、該整流ダイオードの出力を平滑する平滑用コ
ンデンサとを有する電圧共振型の電源装置であって、 共振用コンデンサと、前記スイッチ手段に並列接続され
た逆方向ダイオードと、前記整流ダイオードに並列接続
された第二のスイッチ手段とを有することを特徴とする
電源装置。 - 【請求項２】 前記共振用コンデンサは、前記スイッチ
手段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイ
ルに並列接続されていることを特徴とする請求項１記載
の電源装置。 - 【請求項３】 前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ
手段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードで
あり、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄
生コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであること
を特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記スイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る請求項１乃至３の何れかに記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記スイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であることを
特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の電源装置。 - 【請求項６】 直流電源に直列接続されたスイッチ手段
と、前記直流電源に並列接続されたチョークコイルと、
該チョークコイルの出力の両端電圧を整流する整流ダイ
オードと、該整流ダイオードの出力を平滑する平滑用コ
ンデンサとを有する電圧共振型の電源装置に適用される
スイッチング制御方法であって、 共振用コンデンサと、前記スイッチ手段に並列接続され
た逆方向ダイオードと、前記整流ダイオードに並列接続
された第二のスイッチ手段とを有し、常に前記共振用コ
ンデンサの電圧が最小になる共振の谷で前記スイッチ手
段がオンするように制御することを特徴とするスイッチ
ング制御方法。 - 【請求項７】 前記共振用コンデンサは、前記スイッチ
手段或いは前記整流ダイオード或いは前記チョークコイ
ルに並列接続されていることを特徴とする請求項６記載
のスイッチング制御方法。 - 【請求項８】 前記逆方向ダイオードは、前記スイッチ
手段の寄生ダイオード或いは外部に設けたダイオードで
あり、前記共振用コンデンサは、前記スイッチ手段の寄
生コンデンサ或いは外部に設けたコンデンサであること
を特徴とする請求項６又は７記載のスイッチング制御方
法。 - 【請求項９】 前記スイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とす
る請求項６乃至８の何れかに記載のスイッチング制御方
法。 - 【請求項１０】 前記スイッチ手段及び前記第二のスイ
ッチ手段は、トランジスタ等のスイッチ素子であること
を特徴とする請求項６乃至８の何れかに記載のスイッチ
ング制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11126867A JP2000324813A (ja) | 1999-05-07 | 1999-05-07 | 電源装置及びスイッチング制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11126867A JP2000324813A (ja) | 1999-05-07 | 1999-05-07 | 電源装置及びスイッチング制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324813A true JP2000324813A (ja) | 2000-11-24 |
Family
ID=14945808
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11126867A Withdrawn JP2000324813A (ja) | 1999-05-07 | 1999-05-07 | 電源装置及びスイッチング制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000324813A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112368925A (zh) * | 2018-07-03 | 2021-02-12 | 国立大学法人千叶大学 | 电力转换装置和电力转换装置的控制方法 |
-
1999
- 1999-05-07 JP JP11126867A patent/JP2000324813A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112368925A (zh) * | 2018-07-03 | 2021-02-12 | 国立大学法人千叶大学 | 电力转换装置和电力转换装置的控制方法 |
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