JP2000324892A - インバータ駆動モータ - Google Patents
インバータ駆動モータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズフィルタを設けることなく高周波漏洩
電流の発生を抑制することができるインバータ駆動モー
タ回路を提供する。 【解決手段】 回転磁界を発生するステータ、このステ
ータの回転磁界により回転して機械的動力を発生するロ
ータ及びステータに電力を供給する複数系統の巻線を有
し、インバータ３の複数の並列のスイッチング回路３
Ａ，３Ｂそれぞれのスイッチング動作によって複数系統
の巻線それぞれに供給される電流を制御してステータに
回転磁界を発生させるインバータ駆動モータ４に対し
て、複数系統の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一
定になるようにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，
３Ｂを制御し、又は複数系統の巻線を結線することによ
り、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏
洩電流の発生を抑制する。
電流の発生を抑制することができるインバータ駆動モー
タ回路を提供する。 【解決手段】 回転磁界を発生するステータ、このステ
ータの回転磁界により回転して機械的動力を発生するロ
ータ及びステータに電力を供給する複数系統の巻線を有
し、インバータ３の複数の並列のスイッチング回路３
Ａ，３Ｂそれぞれのスイッチング動作によって複数系統
の巻線それぞれに供給される電流を制御してステータに
回転磁界を発生させるインバータ駆動モータ４に対し
て、複数系統の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一
定になるようにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，
３Ｂを制御し、又は複数系統の巻線を結線することによ
り、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏
洩電流の発生を抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの出力
する交流電力を電力源とするインバータ駆動モータに関
する。
する交流電力を電力源とするインバータ駆動モータに関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、バッテリーのような直流電源をイ
ンバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に変換
し、あるいは、交流電源をコンバータ又は整流回路によ
って直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバー
タによって所定の周波数、電圧の交流電力に再変換し、
モータ電源とするインバータ駆動モータとして、図１５
に示す構成のものが知られている。
ンバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に変換
し、あるいは、交流電源をコンバータ又は整流回路によ
って直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバー
タによって所定の周波数、電圧の交流電力に再変換し、
モータ電源とするインバータ駆動モータとして、図１５
に示す構成のものが知られている。
【０００３】この従来のインバータ駆動モータは、直流
電源であるバッテリー１からの直流電力をリップル電流
低減のための電解コンデンサー２を介してインバータ３
に供給し、このインバータ３のスイッチング制御によ
り、所定の周波数、電圧のＵＶＷ３相の交流電力に変換
し、３相交流モータ４のステータのＵＶＷ各相の巻線に
給電する構成である。
電源であるバッテリー１からの直流電力をリップル電流
低減のための電解コンデンサー２を介してインバータ３
に供給し、このインバータ３のスイッチング制御によ
り、所定の周波数、電圧のＵＶＷ３相の交流電力に変換
し、３相交流モータ４のステータのＵＶＷ各相の巻線に
給電する構成である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来のインバータ駆動モータでは、次のような問題点が
あった。図１６は、インバータ３の各スイッチング素子
ＳＷ１〜ＳＷ６を矩形波駆動させた場合のスイッチング
状態を示しているが、交流モータ４のＵＶＷ３相各相の
巻線の中性点Ｎの電圧は、各相のスイッチング素子のス
イッチングタイミングにより変動する。この結果、高周
波漏洩電流が発生し、当該交流モータを車両駆動に利用
する場合、車載ラジオ等の車載電気機器にノイズが発生
する。
従来のインバータ駆動モータでは、次のような問題点が
あった。図１６は、インバータ３の各スイッチング素子
ＳＷ１〜ＳＷ６を矩形波駆動させた場合のスイッチング
状態を示しているが、交流モータ４のＵＶＷ３相各相の
巻線の中性点Ｎの電圧は、各相のスイッチング素子のス
イッチングタイミングにより変動する。この結果、高周
波漏洩電流が発生し、当該交流モータを車両駆動に利用
する場合、車載ラジオ等の車載電気機器にノイズが発生
する。
【０００５】この問題点を解決するために、図１７に示
すように、インバータ３の直流側、交流側にコモンモー
ドリアクトルで成るノイズフィルタ５，６を直列に挿入
することにより、高周波漏洩電流を低減することがあ
る。
すように、インバータ３の直流側、交流側にコモンモー
ドリアクトルで成るノイズフィルタ５，６を直列に挿入
することにより、高周波漏洩電流を低減することがあ
る。
【０００６】しかしながら、このようなコモンモードリ
アクトルを採用しても高周波漏洩電流の低減に十分な効
果が得られない問題点があり、また、リアクトルの容積
が大きく、重量もあるので、インバータ３のケース容量
が大きくなり、重量も重くなり、結果的に、車両への搭
載性が悪くなる問題点があった。加えて、リアクトルが
高価であるために、インバータの価格も高くなる問題点
もあった。
アクトルを採用しても高周波漏洩電流の低減に十分な効
果が得られない問題点があり、また、リアクトルの容積
が大きく、重量もあるので、インバータ３のケース容量
が大きくなり、重量も重くなり、結果的に、車両への搭
載性が悪くなる問題点があった。加えて、リアクトルが
高価であるために、インバータの価格も高くなる問題点
もあった。
【０００７】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、ノイズフィルタを設けることなく高
周波漏洩電流の発生を抑制することができ、インバータ
のケース容積も重量も大きくせず、コスト的にも高騰さ
せることのないインバータ駆動モータを提供することを
目的とする。
てなされたもので、ノイズフィルタを設けることなく高
周波漏洩電流の発生を抑制することができ、インバータ
のケース容積も重量も大きくせず、コスト的にも高騰さ
せることのないインバータ駆動モータを提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、回転
磁界を発生するステータ、前記ステータの前記回転磁界
により回転して機械的動力を発生するロータ及び前記ス
テータに電力を供給する複数系統の巻線を有し、インバ
ータの複数の並列のスイッチング回路それぞれに当該複
数系統の巻線それぞれを接続し、当該複数のスイッチン
グ回路それぞれのスイッチング動作によって前記複数系
統の巻線それぞれに供給される電流を制御して前記ステ
ータに前記回転磁界を発生させるインバータ駆動モータ
において、前記複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ
一定になるような前記インバータの前記複数のスイッチ
ング回路それぞれのスイッチング動作を制御し、又は前
記複数系統の巻線を結線したものである。
磁界を発生するステータ、前記ステータの前記回転磁界
により回転して機械的動力を発生するロータ及び前記ス
テータに電力を供給する複数系統の巻線を有し、インバ
ータの複数の並列のスイッチング回路それぞれに当該複
数系統の巻線それぞれを接続し、当該複数のスイッチン
グ回路それぞれのスイッチング動作によって前記複数系
統の巻線それぞれに供給される電流を制御して前記ステ
ータに前記回転磁界を発生させるインバータ駆動モータ
において、前記複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ
一定になるような前記インバータの前記複数のスイッチ
ング回路それぞれのスイッチング動作を制御し、又は前
記複数系統の巻線を結線したものである。
【０００９】請求項１の発明のインバータ駆動モータで
は、ステータの複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ
一定になるようにインバータの複数のスイッチング回路
のスイッチング動作を制御し、又はステータの複数系統
の巻線を結線することにより、インバータの直流側の電
圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
は、ステータの複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ
一定になるようにインバータの複数のスイッチング回路
のスイッチング動作を制御し、又はステータの複数系統
の巻線を結線することにより、インバータの直流側の電
圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
【００１０】請求項２の発明のインバータ駆動モータ
は、請求項１において、前記複数系統の巻線を同じスロ
ットに２つ以上の並列に巻き、それぞれの系統の巻線の
それぞれに前記インバータの２つの前記スイッチング回
路それぞれを接続し、端子電圧の総和が時間とともにほ
ぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチング
タイミングを制御するものであり、各相の巻線の端子電
圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直
流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制
する。さらに、複数系統の巻線を並列に巻くことによ
り、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効
率を改善する。
は、請求項１において、前記複数系統の巻線を同じスロ
ットに２つ以上の並列に巻き、それぞれの系統の巻線の
それぞれに前記インバータの２つの前記スイッチング回
路それぞれを接続し、端子電圧の総和が時間とともにほ
ぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチング
タイミングを制御するものであり、各相の巻線の端子電
圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直
流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制
する。さらに、複数系統の巻線を並列に巻くことによ
り、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効
率を改善する。
【００１１】請求項３の発明のインバータ駆動モータ
は、請求項１において、１相当たり４つ以上のスロット
を持ち、１相当たり２系統以上の巻線のそれぞれに前記
インバータの２つ以上の前記スイッチング回路それぞれ
から電力を供給し、端子電圧の総和が時間とともに変動
しないようにしたものであり、各相の巻線の端子電圧の
総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側
の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制す
る。さらに、巻線を複数系統の並列巻きとすることによ
り、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効
率を改善する。
は、請求項１において、１相当たり４つ以上のスロット
を持ち、１相当たり２系統以上の巻線のそれぞれに前記
インバータの２つ以上の前記スイッチング回路それぞれ
から電力を供給し、端子電圧の総和が時間とともに変動
しないようにしたものであり、各相の巻線の端子電圧の
総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側
の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制す
る。さらに、巻線を複数系統の並列巻きとすることによ
り、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効
率を改善する。
【００１２】請求項４の発明は、回転磁界を発生するス
テータ、前記ステータの前記回転磁界により回転して機
械的動力を発生するロータ及び前記ステータに３相交流
電力を供給する３相各相ごとに巻線を有し、インバータ
の３つの並列のスイッチング回路それぞれに当該３相各
相の巻線を接続し、当該３つのスイッチング回路それぞ
れのスイッチング動作によって前記３相各相の巻線に供
給される電流を制御して前記ステータに前記回転磁界を
発生させるインバータ駆動モータにおいて、前記３相各
相の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一定になるよ
うに前記インバータの前記３つのスイッチング回路それ
ぞれのスイッチング動作を制御するものである。
テータ、前記ステータの前記回転磁界により回転して機
械的動力を発生するロータ及び前記ステータに３相交流
電力を供給する３相各相ごとに巻線を有し、インバータ
の３つの並列のスイッチング回路それぞれに当該３相各
相の巻線を接続し、当該３つのスイッチング回路それぞ
れのスイッチング動作によって前記３相各相の巻線に供
給される電流を制御して前記ステータに前記回転磁界を
発生させるインバータ駆動モータにおいて、前記３相各
相の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一定になるよ
うに前記インバータの前記３つのスイッチング回路それ
ぞれのスイッチング動作を制御するものである。
【００１３】請求項４の発明のインバータ駆動モータで
は、インバータに３相各相の巻線ごとに独立したスイッ
チング回路を設け、３相各相の巻線の端子電圧の総和が
時間的にほぼ一定になるようにインバータのスイッチン
グ回路を制御することにより、インバータの直流側の電
圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
は、インバータに３相各相の巻線ごとに独立したスイッ
チング回路を設け、３相各相の巻線の端子電圧の総和が
時間的にほぼ一定になるようにインバータのスイッチン
グ回路を制御することにより、インバータの直流側の電
圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
【００１４】請求項５の発明のインバータ駆動モータ
は、請求項１〜４において、前記インバータの直流側に
電解コンデンサーを設けないようにしたものであり、電
解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積
を小さくし、コスト的にも低廉化する。
は、請求項１〜４において、前記インバータの直流側に
電解コンデンサーを設けないようにしたものであり、電
解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積
を小さくし、コスト的にも低廉化する。
【００１５】請求項６の発明のインバータ駆動モータ
は、請求項１〜５において、当該モータのケース内に前
記インバータを収容したものであり、車両駆動用のモー
タとして使用する場合、エンジンルームのような他部品
が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイ
アウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
は、請求項１〜５において、当該モータのケース内に前
記インバータを収容したものであり、車両駆動用のモー
タとして使用する場合、エンジンルームのような他部品
が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイ
アウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００１６】
【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
ステータの複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ一定
になるようにインバータの複数のスイッチング回路のス
イッチング動作を制御し、又はステータの複数系統の巻
線を結線したので、インバータの直流側の電圧変動をな
くし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。
ステータの複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ一定
になるようにインバータの複数のスイッチング回路のス
イッチング動作を制御し、又はステータの複数系統の巻
線を結線したので、インバータの直流側の電圧変動をな
くし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。
【００１７】請求項２の発明によれば、複数系統の巻線
を同じスロットに２つ以上の並列に巻き、それぞれの系
統の巻線のそれぞれにインバータの２つのスイッチング
回路それぞれを接続し、端子電圧の総和が時間とともに
ほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチン
グタイミングを制御するので、各相の巻線の端子電圧の
総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側
の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する
ことができる。さらに、複数系統の巻線を並列に巻くこ
とにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モ
ータ効率を改善できる。
を同じスロットに２つ以上の並列に巻き、それぞれの系
統の巻線のそれぞれにインバータの２つのスイッチング
回路それぞれを接続し、端子電圧の総和が時間とともに
ほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチン
グタイミングを制御するので、各相の巻線の端子電圧の
総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側
の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する
ことができる。さらに、複数系統の巻線を並列に巻くこ
とにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モ
ータ効率を改善できる。
【００１８】請求項３の発明によれば、このインバータ
駆動モータは、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、
１相当たり２系統以上の巻線のそれぞれにインバータの
２つ以上のスイッチング回路それぞれから電力を供給
し、端子電圧の総和が時間とともに変動しないようにし
たので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周
波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、巻
線を複数系統で並列に巻いたので、表皮効果による巻線
電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
駆動モータは、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、
１相当たり２系統以上の巻線のそれぞれにインバータの
２つ以上のスイッチング回路それぞれから電力を供給
し、端子電圧の総和が時間とともに変動しないようにし
たので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周
波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、巻
線を複数系統で並列に巻いたので、表皮効果による巻線
電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００１９】請求項４の発明によれば、インバータに３
相各相の巻線ごとに独立したスイッチング回路を設け、
３相各相の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一定に
なるようにインバータのスイッチング回路を制御するの
で、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏
洩電流の発生を抑制することができる。
相各相の巻線ごとに独立したスイッチング回路を設け、
３相各相の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一定に
なるようにインバータのスイッチング回路を制御するの
で、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏
洩電流の発生を抑制することができる。
【００２０】請求項５の発明によれば、電解コンデンサ
ーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、
コスト的にも低廉化できる。
ーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、
コスト的にも低廉化できる。
【００２１】請求項６の発明によれば、モータのケース
内にインバータを収容したので、車両駆動用のモータと
して使用する場合、エンジンルームのような他部品が多
く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウ
ト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
内にインバータを収容したので、車両駆動用のモータと
して使用する場合、エンジンルームのような他部品が多
く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウ
ト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の
回路構成を示している。３相交流モータ４のステータに
は、巻線Ａと巻線ＢがＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ並列
に巻かれていて、巻線Ａ、巻線Ｂそれぞれがインバータ
３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂから３相交流電力を受
けるように接続してある。
基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の
回路構成を示している。３相交流モータ４のステータに
は、巻線Ａと巻線ＢがＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ並列
に巻かれていて、巻線Ａ、巻線Ｂそれぞれがインバータ
３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂから３相交流電力を受
けるように接続してある。
【００２３】インバータ３のＡ，Ｂ２系統のスイッチン
グ回路３Ａ，３Ｂは並列に構成してあり、スイッチング
回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、スイ
ッチング回路３Ｂには、スイッチング素子ＳＷ７〜ＳＷ
１２がブリッジに組み込んである。また、インバータ３
のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ
駆動のためにコントロールユニット１０が備えられてい
る。
グ回路３Ａ，３Ｂは並列に構成してあり、スイッチング
回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、スイ
ッチング回路３Ｂには、スイッチング素子ＳＷ７〜ＳＷ
１２がブリッジに組み込んである。また、インバータ３
のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ
駆動のためにコントロールユニット１０が備えられてい
る。
【００２４】このコントロールユニット１０は、モータ
４のステータ巻線Ａと巻線Ｂそれぞれに電流を供給する
インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでスイッチ
ングを正反対に行わせるために、例えばＵ相においては
スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ８、ま
たスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ７と
を同じ信号で駆動するようにしてある。そしてコントロ
ールユニット１０は、図２（ａ），（ｂ）に示すように
両スイッチング回路３Ａ，３Ｂのスイッチング素子ＳＷ
１〜ＳＷ１２を６０°間隔でオン／オフ状態を切り替え
る制御をする。以下、説明を簡明にするために各スイッ
チング素子を矩形波駆動するものとして説明する。
４のステータ巻線Ａと巻線Ｂそれぞれに電流を供給する
インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでスイッチ
ングを正反対に行わせるために、例えばＵ相においては
スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ８、ま
たスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ７と
を同じ信号で駆動するようにしてある。そしてコントロ
ールユニット１０は、図２（ａ），（ｂ）に示すように
両スイッチング回路３Ａ，３Ｂのスイッチング素子ＳＷ
１〜ＳＷ１２を６０°間隔でオン／オフ状態を切り替え
る制御をする。以下、説明を簡明にするために各スイッ
チング素子を矩形波駆動するものとして説明する。
【００２５】図２（ａ）はスイッチング回路３Ａのスイ
ッチング動作によるモータ巻線Ａ側の電流状態を示して
いる。ここで、“Ｈ”はスイッチングがオン状態、
“Ｌ”はスイッチングがオフ状態を示すものとする。ス
イッチングは、６０°間隔で“Ｈ”，“Ｌ”を切り替え
ることにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流
れができ、モータが回転する。
ッチング動作によるモータ巻線Ａ側の電流状態を示して
いる。ここで、“Ｈ”はスイッチングがオン状態、
“Ｌ”はスイッチングがオフ状態を示すものとする。ス
イッチングは、６０°間隔で“Ｈ”，“Ｌ”を切り替え
ることにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流
れができ、モータが回転する。
【００２６】このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＡの電
圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、１／
３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。
圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、１／
３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。
【００２７】これに対して、スイッチング回路３Ｂのス
イッチング動作によるモータ巻線Ｂ側の電流状態は図２
（ｂ）に示したように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相での“Ｈ”，
“Ｌ”のスイッチング動作を正反対に行なう。これによ
り、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、
このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＢの電圧は、インバ
ータ３の入力電圧をＥｄとした場合、やはり１／３Ｅｄ
から２／３Ｅｄの間で変動する。しかしながら、例え
ば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチ
ング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が
“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”という
ように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチン
グ回路３Ａ，３Ｂで正反対に行うので、スイッチングタ
イミングに対する電圧値は巻線Ａに対するものとは異な
る。
イッチング動作によるモータ巻線Ｂ側の電流状態は図２
（ｂ）に示したように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相での“Ｈ”，
“Ｌ”のスイッチング動作を正反対に行なう。これによ
り、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、
このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＢの電圧は、インバ
ータ３の入力電圧をＥｄとした場合、やはり１／３Ｅｄ
から２／３Ｅｄの間で変動する。しかしながら、例え
ば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチ
ング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が
“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”という
ように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチン
グ回路３Ａ，３Ｂで正反対に行うので、スイッチングタ
イミングに対する電圧値は巻線Ａに対するものとは異な
る。
【００２８】モータ４の端子電圧の総和は、巻線Ａと巻
線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であ
り、図２（ｃ）に示すようになる。この結果、モータ４
の端子電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず
常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波
電流が漏洩するのを抑えることができる。
線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であ
り、図２（ｃ）に示すようになる。この結果、モータ４
の端子電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず
常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波
電流が漏洩するのを抑えることができる。
【００２９】しかしながら、この状態ではまだ、交流モ
ータ４の巻線Ａ，Ｂの接続状態は図３に示した状態であ
る。いま、位相角６０°の状態で巻線Ａに流れる電流
は、Ｕ相からＶ相，Ｗ相に同時に流れ出す。そして、巻
線Ｂに流れる電流は、Ｖ相，Ｗ相からＵ相に同時に流れ
込む。したがって、巻線Ａ，ＢでＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流
の流れる方向がちょうど逆向きになって、誘起される磁
束が互いに打ち消し合うことになり、モータを回転駆動
することができない。
ータ４の巻線Ａ，Ｂの接続状態は図３に示した状態であ
る。いま、位相角６０°の状態で巻線Ａに流れる電流
は、Ｕ相からＶ相，Ｗ相に同時に流れ出す。そして、巻
線Ｂに流れる電流は、Ｖ相，Ｗ相からＵ相に同時に流れ
込む。したがって、巻線Ａ，ＢでＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流
の流れる方向がちょうど逆向きになって、誘起される磁
束が互いに打ち消し合うことになり、モータを回転駆動
することができない。
【００３０】そこで、この実施の形態の場合、図１にお
いてモータ４の部分に示しているように、スイッチング
回路３Ｂと巻線Ｂにおける中性点ＮＢとの接続を、スイ
ッチング回路３Ａと巻線Ａにおける中性点ＮＡとの接続
の場合とは逆向きにし、巻線Ｂには図２（ｄ）に示した
ように巻線Ａと同じ向きの電流が流れるように接続し、
この結果として、モータ４を正常に駆動できるようにし
ている。
いてモータ４の部分に示しているように、スイッチング
回路３Ｂと巻線Ｂにおける中性点ＮＢとの接続を、スイ
ッチング回路３Ａと巻線Ａにおける中性点ＮＡとの接続
の場合とは逆向きにし、巻線Ｂには図２（ｄ）に示した
ように巻線Ａと同じ向きの電流が流れるように接続し、
この結果として、モータ４を正常に駆動できるようにし
ている。
【００３１】これにより、上述したように巻線Ａ、巻線
Ｂの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の端
子電圧の総和を一定にして、高周波電流が発生しない回
路にして、モータのインバータ駆動が可能となる。
Ｂの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の端
子電圧の総和を一定にして、高周波電流が発生しない回
路にして、モータのインバータ駆動が可能となる。
【００３２】なお、上記では、インバータ３のスイッチ
ング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御に図４
（ａ）に示したような矩形波信号を用いたが、これに限
定されるわけではなく、駆動波形は同図（ｂ）に示した
ようなＰＷＭによる正弦波駆動であってもよい。そして
このＰＷＭによる駆動の場合には、図５（ａ），（ｂ）
に示したように、各スイッチングＳＷ１〜ＳＷ１２それ
ぞれにおける“Ｈ”，“Ｌ”の切替タイミングがきわめ
て速くなるが、制御原理的には上記の実施の形態の場合
と同様であり、各タイミングにおいて、例えば、スイッ
チング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子Ｓ
Ｗ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時に
はスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ、
３Ｂで正反対に行う。
ング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御に図４
（ａ）に示したような矩形波信号を用いたが、これに限
定されるわけではなく、駆動波形は同図（ｂ）に示した
ようなＰＷＭによる正弦波駆動であってもよい。そして
このＰＷＭによる駆動の場合には、図５（ａ），（ｂ）
に示したように、各スイッチングＳＷ１〜ＳＷ１２それ
ぞれにおける“Ｈ”，“Ｌ”の切替タイミングがきわめ
て速くなるが、制御原理的には上記の実施の形態の場合
と同様であり、各タイミングにおいて、例えば、スイッ
チング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子Ｓ
Ｗ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時に
はスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ、
３Ｂで正反対に行う。
【００３３】これにより、同図（ｃ）に示したように、
巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の
合計であるモータ４の端子電圧の総和は、スイッチング
タイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ
３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることがで
きる。
巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の
合計であるモータ４の端子電圧の総和は、スイッチング
タイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ
３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることがで
きる。
【００３４】次に、ステータ巻線Ａ，Ｂの巻き方を図６
〜図９に基づいて説明する。従来は図１８に示したよう
に、各相の複数のスロットごとに順次コイルを巻き、各
相のコイルの最終端を１点に接続して中性点とした巻線
構造である。
〜図９に基づいて説明する。従来は図１８に示したよう
に、各相の複数のスロットごとに順次コイルを巻き、各
相のコイルの最終端を１点に接続して中性点とした巻線
構造である。
【００３５】これに対して、本発明の場合、図６及び図
７に示したように、従来の半分の線径のコイルを用い、
従来と同様、各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ａを
構成するとともに、これに並列に、同じ線径のコイルを
同様に各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ｂを構成
し、インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂに図１
に示したように接続する。
７に示したように、従来の半分の線径のコイルを用い、
従来と同様、各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ａを
構成するとともに、これに並列に、同じ線径のコイルを
同様に各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ｂを構成
し、インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂに図１
に示したように接続する。
【００３６】また、巻線構造は図８及び図９に示したも
のにすることもできる。図８及び図９は、１相当たり４
つ以上のスロットを持つ（ここでは、合計２４個のスロ
ットを持つ）場合の巻線構造を示している。この場合、
各相の巻線が２個以上できるので、各相の巻線を二分
し、それぞれにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，
３Ｂを接続する。
のにすることもできる。図８及び図９は、１相当たり４
つ以上のスロットを持つ（ここでは、合計２４個のスロ
ットを持つ）場合の巻線構造を示している。この場合、
各相の巻線が２個以上できるので、各相の巻線を二分
し、それぞれにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，
３Ｂを接続する。
【００３７】次に、本発明の第２の実施の形態を、図１
０に基づいて説明する。第２の実施の形態のインバータ
駆動モータの特徴は、インバータ回路３の直流側に電解
コンデンサーを設けないようにした点にある。すなわ
ち、図１に示した回路では、インバータ３の直流側にリ
ップル電流を除去するための電解コンデンサー２を設け
ているが、図１０に示す第２の実施の形態の回路では、
電解コンデンサーを省略している。
０に基づいて説明する。第２の実施の形態のインバータ
駆動モータの特徴は、インバータ回路３の直流側に電解
コンデンサーを設けないようにした点にある。すなわ
ち、図１に示した回路では、インバータ３の直流側にリ
ップル電流を除去するための電解コンデンサー２を設け
ているが、図１０に示す第２の実施の形態の回路では、
電解コンデンサーを省略している。
【００３８】このように電解コンデンサーを省略するこ
とができる理由を以下に説明する。図１０（ａ）に示し
たような回路構成（図１に示した構成と同じ）のインバ
ータとインバータ駆動モータ４を採用することにより、
ＵＶＷの各相ごとに２系統以上巻かれた巻線それぞれに
交流電力を供給するインバータ３のスイッチング回路３
Ａ，３Ｂでは、各相のスイッチング素子のオン／オフ制
御を正反対に行う。そのため、同図（ｂ），（ｃ）に示
したように、スイッチング回路３Ａ，３Ｂに流れる電流
波形はちょうど逆位相となる。この結果、バッテリー１
に流れる電流は同図（ｄ）に示したようにこれらの電流
波形の合成波形でほぼ一定となる。また、スイッチング
回路３Ａ，３Ｂの間でその一方のスイッチング素子が
“Ｌ”になるタイミングで発生するサージ電圧も他方の
スイッチング素子が“Ｈ”となることで打ち消し合うこ
とができる。この結果、電解コンデンサーを設けずと
も、リップル電流を除去することができ、インバータ３
の容積を小さくして車載性を改善し、またコスト低減が
図れる。
とができる理由を以下に説明する。図１０（ａ）に示し
たような回路構成（図１に示した構成と同じ）のインバ
ータとインバータ駆動モータ４を採用することにより、
ＵＶＷの各相ごとに２系統以上巻かれた巻線それぞれに
交流電力を供給するインバータ３のスイッチング回路３
Ａ，３Ｂでは、各相のスイッチング素子のオン／オフ制
御を正反対に行う。そのため、同図（ｂ），（ｃ）に示
したように、スイッチング回路３Ａ，３Ｂに流れる電流
波形はちょうど逆位相となる。この結果、バッテリー１
に流れる電流は同図（ｄ）に示したようにこれらの電流
波形の合成波形でほぼ一定となる。また、スイッチング
回路３Ａ，３Ｂの間でその一方のスイッチング素子が
“Ｌ”になるタイミングで発生するサージ電圧も他方の
スイッチング素子が“Ｈ”となることで打ち消し合うこ
とができる。この結果、電解コンデンサーを設けずと
も、リップル電流を除去することができ、インバータ３
の容積を小さくして車載性を改善し、またコスト低減が
図れる。
【００３９】次に、本発明の第３の実施の形態を、図１
１及び図１２に基づいて説明する。第３の実施の形態
は、インバータ３に３相それぞれ独立にスイッチング動
作するスイッチング回路３Ｉ〜３III を設け、交流モー
タ４の３相Ｉ〜III それぞれのコイルをこれらのスイッ
チング回路３Ｉ〜３III それぞれによって個別に駆動す
る構成を特徴としている。なお、スイッチング回路３Ｉ
はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のブリッジで構成さ
れ、スイッチング回路３IIはスイッチング素子ＳＷ５〜
ＳＷ８のブリッジで構成され、スイッチング回路３III
はスイッチング素子ＳＷ９〜ＳＷ１２のブリッジで構成
されている。
１及び図１２に基づいて説明する。第３の実施の形態
は、インバータ３に３相それぞれ独立にスイッチング動
作するスイッチング回路３Ｉ〜３III を設け、交流モー
タ４の３相Ｉ〜III それぞれのコイルをこれらのスイッ
チング回路３Ｉ〜３III それぞれによって個別に駆動す
る構成を特徴としている。なお、スイッチング回路３Ｉ
はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のブリッジで構成さ
れ、スイッチング回路３IIはスイッチング素子ＳＷ５〜
ＳＷ８のブリッジで構成され、スイッチング回路３III
はスイッチング素子ＳＷ９〜ＳＷ１２のブリッジで構成
されている。
【００４０】そして、スイッチング回路３Ｉ〜３III そ
れぞれは、図１２に示すスイッチング制御によって、図
１に示した第１の実施の形態と同様、モータ４の端子電
圧の総和が時間的にほぼ一定となる電流の流れを作り出
す設定である。例えば、６０°のタイミングでは、スイ
ッチング回路３Ｉ；３II；３III それぞれにおけるスイ
ッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ５，ＳＷ８；ＳＷ
９，ＳＷ１２を“Ｈ”にすることによって実線矢印に示
したようにＩ相巻線からII相巻線とIII 相巻線に電流が
流れる態様とする。次の１２０°のタイミングでは、ス
イッチング回路３Ｉ；３III におけるスイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ９，ＳＷ１２は“Ｈ”を維持し、
スイッチング回路３IIにおけるスイッチング素子ＳＷ
５，ＳＷ８は“Ｌ”にして、逆にスイッチング素子ＳＷ
６，ＳＷ７を“Ｈ”にすることによって、鎖線矢印に示
したようにＩ相巻線とII相巻線からIII 相巻線に電流が
流れる態様とする。以下、順次、スイッチング素子の
“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、第１の実施の
形態の電流の流れと同等の態様の電流の流れを作り出
す。
れぞれは、図１２に示すスイッチング制御によって、図
１に示した第１の実施の形態と同様、モータ４の端子電
圧の総和が時間的にほぼ一定となる電流の流れを作り出
す設定である。例えば、６０°のタイミングでは、スイ
ッチング回路３Ｉ；３II；３III それぞれにおけるスイ
ッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ５，ＳＷ８；ＳＷ
９，ＳＷ１２を“Ｈ”にすることによって実線矢印に示
したようにＩ相巻線からII相巻線とIII 相巻線に電流が
流れる態様とする。次の１２０°のタイミングでは、ス
イッチング回路３Ｉ；３III におけるスイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ９，ＳＷ１２は“Ｈ”を維持し、
スイッチング回路３IIにおけるスイッチング素子ＳＷ
５，ＳＷ８は“Ｌ”にして、逆にスイッチング素子ＳＷ
６，ＳＷ７を“Ｈ”にすることによって、鎖線矢印に示
したようにＩ相巻線とII相巻線からIII 相巻線に電流が
流れる態様とする。以下、順次、スイッチング素子の
“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、第１の実施の
形態の電流の流れと同等の態様の電流の流れを作り出
す。
【００４１】これにより、図１２に示したようにモータ
４のＩ〜III 相の中性点ＮＩ，ＮII，ＮIII の電圧の合
計はインバータ３の電圧Ｅｄに対して１／２Ｅｄとな
り、モータの端子電圧の総和が時間的にほぼ一定にな
る。
４のＩ〜III 相の中性点ＮＩ，ＮII，ＮIII の電圧の合
計はインバータ３の電圧Ｅｄに対して１／２Ｅｄとな
り、モータの端子電圧の総和が時間的にほぼ一定にな
る。
【００４２】なお、この実施の形態においても、電解コ
ンデンサー２を省略することができる。
ンデンサー２を省略することができる。
【００４３】次に、本発明の第４の実施の形態を、図１
３に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示
した第１の実施の形態の回路構成を備えたインバータ駆
動モータにあって、モータ４のケース１１内にインバー
タ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモー
タ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造
を特徴とする。
３に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示
した第１の実施の形態の回路構成を備えたインバータ駆
動モータにあって、モータ４のケース１１内にインバー
タ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモー
タ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造
を特徴とする。
【００４４】これにより、配線数が増加した本発明のイ
ンバータ駆動モータの全体をコンパクトにして、車載性
を向上させることができる。
ンバータ駆動モータの全体をコンパクトにして、車載性
を向上させることができる。
【００４５】なお、図１４に示したように、図１１に示
した第３の実施の形態の回路構成のインバータ駆動モー
タにおいても、同様にモータ４のケース１１内にインバ
ータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモ
ータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構
造とすることができる。
した第３の実施の形態の回路構成のインバータ駆動モー
タにおいても、同様にモータ４のケース１１内にインバ
ータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモ
ータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構
造とすることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】上記の実施の形態における交流モータの各相の
巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を
示す説明図。
巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を
示す説明図。
【図３】交流モータの端子電圧の総和を時間的に一定に
するインバータと交流モータの巻線の接続関係を示す回
路（ただし、モータトルクを発生させることはできない
回路）の回路図。
するインバータと交流モータの巻線の接続関係を示す回
路（ただし、モータトルクを発生させることはできない
回路）の回路図。
【図４】上記の実施の形態におけるインバータの矩形波
駆動時、ＰＷＭ駆動時それぞれの各相のスイッチング駆
動波形を示す波形図。
駆動時、ＰＷＭ駆動時それぞれの各相のスイッチング駆
動波形を示す波形図。
【図５】上記の実施の形態のＰＷＭ駆動時の交流モータ
の各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角によ
る変動を示す説明図。
の各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角によ
る変動を示す説明図。
【図６】上記の実施の形態における１つの巻き方で巻い
たモータ巻線を示す説明図。
たモータ巻線を示す説明図。
【図７】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の
１つの巻き方を示す説明図。
１つの巻き方を示す説明図。
【図８】上記の実施の形態における他の巻き方で巻いた
モータ巻線を示す説明図。
モータ巻線を示す説明図。
【図９】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の
他の巻き方を示す説明図。
他の巻き方を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の回路図及び各部
の電流波形図。
の電流波形図。
【図１１】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図１２】上記の実施の形態における交流モータの各相
の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動
を示す説明図。
の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動
を示す説明図。
【図１３】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図１４】上記の実施の形態の変形例の回路図。
【図１５】従来例の回路図。
【図１６】上記の従来例における交流モータの各相の巻
線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示
す説明図。
線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示
す説明図。
【図１７】他の従来例の回路図。
【図１８】従来例におけるモータ巻線を示す説明図。
１ バッテリ ２ 電解コンデンサー ３ インバータ ３Ａ，３Ｂ スイッチング回路 ３Ｉ，３II，３III スイッチング回路 ４ 交流モータ ＳＷ１〜ＳＷ１２ スイッチング素子 ＮＡ，ＮＢ 中性点 ＮＩ，ＮII，ＮIII 中性点
Claims (6)
- 【請求項１】 回転磁界を発生するステータ、前記ステ
ータの前記回転磁界により回転して機械的動力を発生す
るロータ及び前記ステータに電力を供給する複数系統の
巻線を有し、インバータの複数の並列のスイッチング回
路それぞれに当該複数系統の巻線それぞれを接続し、当
該複数のスイッチング回路それぞれのスイッチング動作
によって前記複数系統の巻線それぞれに供給される電流
を制御して前記ステータに前記回転磁界を発生させるイ
ンバータ駆動モータにおいて、 前記複数系統の巻線の端子電圧の総和がほぼ一定になる
ような前記インバータの前記複数のスイッチング回路そ
れぞれのスイッチング動作を制御し、又は前記複数系統
の巻線を結線したことを特徴とするインバータ駆動モー
タ。 - 【請求項２】 前記複数系統の巻線を同じスロットに２
つ以上の並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれ
に前記インバータの２つの前記スイッチング回路それぞ
れを接続し、端子電圧の総和が時間とともにほぼ一定と
なるように各スイッチング回路のスイッチングタイミン
グを制御することを特徴とする請求項１に記載のインバ
ータ駆動モータ。 - 【請求項３】 １相当たり４つ以上のスロットを持ち、
１相当たり２系統以上の巻線のそれぞれに前記インバー
タの２つ以上の前記スイッチング回路それぞれから電力
を供給し、端子電圧の総和が時間とともに変動しないよ
うにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ
駆動モータ。 - 【請求項４】 回転磁界を発生するステータ、前記ステ
ータの前記回転磁界により回転して機械的動力を発生す
るロータ及び前記ステータに３相交流電力を供給する３
相各相ごとに巻線を有し、インバータの３つの並列のス
イッチング回路それぞれに当該３相各相の巻線を接続
し、当該３つのスイッチング回路それぞれのスイッチン
グ動作によって前記３相各相の巻線に供給される電流を
制御して前記ステータに前記回転磁界を発生させるイン
バータ駆動モータにおいて、 前記３相各相の巻線の端子電圧の総和が時間的にほぼ一
定になるように前記インバータの前記３つのスイッチン
グ回路それぞれのスイッチング動作を制御することを特
徴とするインバータ駆動モータ。 - 【請求項５】 前記インバータの直流側に電解コンデン
サーを設けないことを特徴とする請求項１〜４のいずれ
かに記載のインバータ駆動モータ。 - 【請求項６】 当該モータのケース内に前記インバータ
を収容したことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに
記載のインバータ駆動モータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13473099A JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
| EP00109913.4A EP1052769B1 (en) | 1999-05-14 | 2000-05-10 | Inverter and motor |
| US09/570,283 US6236583B1 (en) | 1999-05-14 | 2000-05-12 | Inverter and motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13473099A JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324892A true JP2000324892A (ja) | 2000-11-24 |
| JP4269408B2 JP4269408B2 (ja) | 2009-05-27 |
Family
ID=15135263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13473099A Expired - Fee Related JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4269408B2 (ja) |
Cited By (10)
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|---|---|---|---|---|
| JP2008099401A (ja) * | 2006-10-10 | 2008-04-24 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| FR2939983A1 (fr) * | 2008-12-11 | 2010-06-18 | Liebherr Aerospace Toulouse Sa | Dispositif a machine electrique polyphasee et machine electrique associee |
| JP2011135692A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 電動機駆動装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP2012100459A (ja) * | 2010-11-04 | 2012-05-24 | Toyota Motor Corp | 負荷駆動装置および車両 |
| CN103684124A (zh) * | 2012-09-19 | 2014-03-26 | 株式会社东芝 | 电磁设备驱动系统以及电动机驱动车辆 |
| JP2014150718A (ja) * | 2006-01-09 | 2014-08-21 | General Electric Co <Ge> | 電気またはハイブリッド自動車用のエネルギー蓄積システム |
| WO2014207858A1 (ja) * | 2013-06-27 | 2014-12-31 | 株式会社日立製作所 | 回転機および回転機ドライブシステム |
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| JP2025526379A (ja) * | 2022-07-26 | 2025-08-13 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 機械システムおよび機械システムを動作させる方法 |
-
1999
- 1999-05-14 JP JP13473099A patent/JP4269408B2/ja not_active Expired - Fee Related
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