JP2000332647A - 電磁トランスポンダシステムの全二重伝送方法 - Google Patents

電磁トランスポンダシステムの全二重伝送方法

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JP2000332647A JP2000104892A JP2000104892A JP2000332647A JP 2000332647 A JP2000332647 A JP 2000332647A JP 2000104892 A JP2000104892 A JP 2000104892A JP 2000104892 A JP2000104892 A JP 2000104892A JP 2000332647 A JP2000332647 A JP 2000332647A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電磁トランスポンダシステムについて、端末
（４０）とトランスポンダ（１０）との間に全二重伝送
方法を提供する。 【解決手段】 端末（４０）とトランスポンダ（１０）
との各々は、発振回路（２４）、変調手段及び復調手段
を含み、端子からトランスポンダへ送信された信号の振
幅変調伝送と、端末の位相復調に従うべく適合されたト
ランスポンダから端末への信号の伝送とを同時に行い、
振幅変調レートは１００％よりも小さいことを特徴とす
る方法である。また、端末は、それぞれのクリップ手段
（４２、４３）によってクリップされた送信信号と受信
信号とを比較するための手段（４４）を含み、トランス
ポンダは、戻し変調手段によってもたらされる減衰に従
う大きさにされた振幅復調手段を含むものである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁トランスポン
ダを用いるシステムに関する。電磁トランスポンダは、
読み出し／書き込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）
装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることがで
きる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細
には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダ
に関する。このようなトランスポンダは、それらに含ま
れる電子回路が必要とする電源を、読み出し／書き込み
端末のアンテナから放射された高周波電磁界から取り出
す。本発明は、トランスポンダ・データの読み出し専用
端末と共に動作するように適合された読み出し専用トラ
ンスポンダ、又は端末によって修正可能なデータを含む
読み出し／書き込みトランスポンダに適用される。
【０００２】
【従来の技術】電磁トランスポンダは、トランスポンダ
側及び読み出し／書き込み端末側にあって、アンテナを
形成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの
回路は、トランスポンダが読み出し／書き込み端末の電
磁界の中に入ったとき、密な(close)電磁界によって結
合される。トランスポンダ・システムの範囲、即ちトラ
ンスポンダがアクチベートされる端末から最も遠い地点
までの距離は、特に、トランスポンダのアンテナ・サイ
ズ、電磁界を発生させている発振回路のコイルの励振周
波数、この励振の強さ、及びトランスポンダの電力消費
によって決まる。
【０００３】図１は、読み出し／書き込み端末１（ＳＴ
Ａ）とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）との間でデータを
交換する従来型のデータ交換システムの一例を、機能的
かつ極めて概略的に示している。
【０００４】通常、装置１は、実質的に、増幅器即ちア
ンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準電位
（一般にグランド）の端子２ｍとの間にあって、コンデ
ンサＣ１及び抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタン
スＬ１からなる発振回路から形成される。増幅器３は、
変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波送信信号Ｔｘを受
信する。この変調器は、例えば水晶発振器５からの基準
周波数を受信し、更に必要に応じて送信すべきデータ信
号を受信する。端末１からトランスポンダ１０へのデー
タ伝送が行われない場合、信号Ｔｘは、トランスポンダ
が電磁界の中に入った場合に、トランスポンダを単にア
クチベートさせる電源として用いられる。送信すべきデ
ータは、一般にデジタル方式の電子システム、例えばマ
イクロプロセッサ６（μＰ）から出力される。
【０００５】図１に示した例では、コンデンサＣ１とイ
ンダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から
受信され、復調器７（ＤＥＭ）へ送るデータ信号Ｒｘを
サンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、ト
ランスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば
復号器（ＤＥＣ）８を介して）読み出し／書き込み端末
１のマイクロプロセッサ６へ伝達する。復調器７は、通
常、発振器５から、位相復調用のクロック即ち基準信号
を受信する。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではな
く、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との間でサンプリングし
た信号から行われてもよい。マイクロプロセッサ６は、
（バスＥＸＴを介して）種々の入出力回路（キーボー
ド、スクリーン、プロバイダへの送信手段など）及び／
又は処理回路と通信する。読み出し／書き込み端末の回
路は、動作に必要な電力を、例えば給電システムに接続
された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出す。
【０００６】トランスポンダ１０側では、コンデンサＣ
２と並列に接続されたインダクタンスＬ２が、端末１の
直列発振回路Ｌ１及びＣ１によって生成された電磁界を
捕捉するための並列発振回路（受信共振回路と称され
る）を形成する。トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２
及びＣ２）は、端末１の発振回路（Ｌ１及びＣ１）の周
波数と同調される。
【０００７】コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路
Ｌ２及びＣ２の端子１１及び１２は、例えば４つのダイ
オードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４から形成された整流ブ
リッジ１３の２つの交流入力端子に接続される。図１の
表示では、ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ
３のカソードが、端子１１に接続されている。ダイオー
ドＤ２のアノード及びダイオードＤ４のカソードは、端
子１２に接続される。ダイオードＤ１及びＤ２のカソー
ドは、正の整流出力端子１４を形成する。ダイオードＤ
３及びＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形
成する。コンデンサＣａが、ブリッジ１３の整流出力端
子１４及び１５に接続され、ブリッジによって供給され
た電力を蓄積し、整流された電圧を平滑化する。このダ
イオード・ブリッジの代わりに、単半波整流アセンブリ
を使用してもよいことに留意されたい。
【０００８】トランスポンダ１０が端末１の電磁界の中
にあるとき、共振回路Ｌ２及びＣ２の両端に高周波電圧
が発生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流さ
れ、コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器
１６（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電
源電圧を供給する。通常、このような回路は、実質上、
（図示されていないメモリに結合された）マイクロプロ
セッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復調器
１８（ＤＥＭ）、及び端末１に情報を送信する変調器１
９（ＭＯＤ）を含む。トランスポンダは、通常、コンデ
ンサＣ２の両端で整流前に回復された高周波信号からク
ロック２０によって取り出されたクロック（ＣＬＫ）を
用いて同期がとられる。多くの場合、トランスポンダ１
０の全ての電子回路は同じチップに集積化される。
【０００９】トランスポンダ１０から装置１にデータを
送信するために、変調器１９が、共振回路Ｌ２及びＣ２
の変調（戻し変調(back modulation)）段を制御する。
この変調段は、通常、端子１４及び１５の間で直列に接
続された、電子スイッチ（例えばトランジスタＴ）と抵
抗Ｒとからなる。トランジスタＴは、端末１の発振回路
の励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりも
はるかに低い（通常、少なくとも１／１０）、いわゆる
副搬送周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御され
る。スイッチＴが閉じているとき、トランスポンダの発
振回路には、回路１６、１７、１８、１９及び２０から
なる負荷と比較して更なる制動(damping)にさらされ、
そのため、トランスポンダは、高周波電磁界からより多
くの電力を引き出す。端末１側では、増幅器３が、高周
波励振信号の振幅を一定に維持している。従って、トラ
ンスポンダの電力変動は、アンテナＬ１を流れる電流の
振幅及び位相の変動に変換される。この変換は、位相復
調器又は振幅復調器である端末１の復調器７によって検
出される。例えば位相復調の場合、トランスポンダのス
イッチＴが閉じている副搬送波の半周期の間に、復調器
が、基準信号に対する信号Ｒｘの搬送波のわずかな位相
シフト（数度、又は１度未満）を検出する。復調器７の
出力（通常、副搬送周波数を中心周波数とする帯域フィ
ルタの出力）は、スイッチＴの制御信号のイメージ信号
を供給する。この信号を（復号器８によって、又は直接
にマイクロプロセッサ６によって）復号して元の２進デ
ータを復元することができる。
【００１０】図２Ａ及び図２Ｂは、端末１からトランス
ポンダ１０へのデータ転送の従来の一例を描いている。
図２Ａは、コード１０１１の伝送のためのアンテナＬ１
の励起信号の形状の一例を表している。現在用いられて
いる変調は、発振器５から出る搬送波（約７４ｎｓの周
期）の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもかなり
小さい、１０６ｋｂｉｔ／ｓレート（１ビットは約９．
５μｓで伝送される）の振幅変調である。振幅変調は、
あるか無いか、又はトランスポンダ１０の供給に必要な
ものの１００％よりも小さい変調レート（２状態（０及
び１）の間のピーク振幅の差によって規定され、これら
の振幅の和によって分割される）で行われる。
【００１１】図２Ａ及び図２Ｂの例によれば、１３．５
６ＭＨｚの搬送波は、１０６ｋｂｉｔ／ｓレートで、例
えば１０％の変調レートｔｍの振幅で変調される。その
とき、図２Ａ及び図２Ｂの時間尺度を比較することによ
って十分に理解されるように、端末１からトランスポン
ダ１０への１ビット伝送は、このような速度で、搬送波
の６４半波を必要とする。図２Ｂは、１３．５６ＭＨｚ
で搬送波の８半波を表す。
【００１２】図３Ａ及び図３Ｂは、トランスポンダ１０
から端末１へのデータ伝送の従来の一例を描いている。
図３Ａは、コード０１１０を伝送するために、変調器１
９によって提供される、トランジスタＴの制御信号の形
状の一例を描いている。トランスポンダ側において、戻
し変調は、例えば８４７．５ｋＨｚ（約１．１８μｓの
周期）の一般的な逆タイプの搬送波（副搬送波と称す）
である。戻し変調は、例えば、副搬送波周波数よりも非
常に小さい、１０６ｋｂｉｔ／ｓのオーダのレートのＢ
ＰＳＫ型（２進位相シフトキーイング）符号化に基づい
ている。
【００１３】図３Ｂは、図２Ｂ（１３．５６ＭＨｚの搬
送波の８半波）と同じ長さ、即ち１つの１つの副搬送波
周期に対応する実質的に１．１８μｓの、時間間隔で副
搬送波の変化を描いている。
【００１４】用いられる変調又は戻し変調のタイプ（例
えば振幅、位相、周波数）はいずれも、及びデータ符号
化のタイプ（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ、ＡＳ
Ｋ、ＢＰＳＫ等）はいずれも、この変調又は戻し変調
は、２つのバイナリレベルの間の飛び越しによって、デ
ジタル的に行われることに注目すべきである。
【００１５】端末は、トランスポンダから何かを受信し
たときデータを送信しないことにも注目すべきであり、
データ伝送は、他の方法（半二重）の場合、一方向に交
互に発生する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】実際に、前述された従
来の伝送方法は、トランスポンダから端子へ、及び端子
からトランスポンダへの同時伝送は不可能である。この
ような双方向方法によって挙げられた問題の中で、特
に、端末又はトランスポンダのシステム要素の一方か
ら、トランスポンダ又は端末の他方への伝送に対して、
他方の要素から受信されたデータの復号を妨害するリス
クがある。
【００１７】本発明の目的は、双方向（全二重方法）で
ある新規な伝送方法を提供することである。
【００１８】本発明の目的は、また、従来の方法（半二
重）及び双方向方法（全二重）を実現するために使用で
きる読み出し／書き込み端末を提供することである。
【００１９】本発明の目的は、更に、従来の伝送方法及
び双方向方法を実現するに適したトランスポンダを提供
することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】これら又は他の目的を達
成するために、本発明は、端末からトランスポンダへ選
択された２つの要素の間の伝送方法を提供する。各要素
は、発振回路、変調手段及び復調手段を含み、第１の要
素から第２の要素へ送信された信号の振幅変調の伝送
と、第１の要素の位相復調に従うべく適合された第２の
要素から第１の要素への信号の伝送とを同時に行う段階
を含み、振幅変調レートは１００％よりも小さいもので
ある。
【００２１】本発明の一実施形態によれば、変調レート
は５０％よりも小さい。
【００２２】本発明の一実施形態によれば、その方法
は、第１の要素の側で、復調前に受信信号をクリップす
ることを含む。
【００２３】本発明の一実施形態によれば、その方法
は、第１の要素の側で、位相復調の基準信号をクリップ
する。
【００２４】本発明の一実施形態によれば、第１の要素
はトランスポンダであり、第２の要素は端末である。
【００２５】本発明の一実施形態によれば、第１の要素
は端末であり、第２の要素はトランスポンダである。
【００２６】本発明は、また、それぞれのクリップ手段
によってクリップされた送信信号と受信信号とを比較す
るための手段を含む端末を提供する。
【００２７】本発明の一実施形態によれば、その端末
は、基準値に対する発振回路の信号位相を調整するため
の手段を含んでおり、位相調整の応答時間は、振幅変調
周期よりも短く、位相復調されなければならないであろ
う信号の周期よりも長い。
【００２８】本発明は、また、戻し変調手段によっても
たらされる減衰による大きさにされた振幅復調手段を含
むトランスポンダを提供する。
【００２９】本発明の一実施形態によれば、そのトラン
スポンダは、振幅復調手段を含んでおり、その結果は、
戻し変調手段の出力信号の２つの１状態出力の間のみを
考慮する。
【００３０】本発明の前述した目的、特徴及び効果は、
添付図面に関連して、以下において何ら限定しない特定
の実施形態の詳細な説明の中で説明していく。
【００３１】
【発明の実施の形態】同一要素は、種々の図面の中で同
一参照符号で示されており、図面は同一縮尺で描かれて
いない。明確にするために、本発明の理解に必要な要素
のみが、図面の中に表され、以下で説明される。特に、
トランスポンダの構成と、読み出し端末側におけるデジ
タルデータ処理要素の構成とは、詳細に表されていな
い。更に、図２Ａから図４Ｅのタイミング図は、同一縮
尺ではない。
【００３２】本発明の方法は、トランスポンダシステム
に用途がある。詳細には、本発明は、端末又はトランス
ポンダの第１の要素から、トランスポンダ又は端末の第
２の要素への伝送が、位相又は振幅の第１のタイプの変
調により行われ、第２の要素から第１の要素への伝送の
復調が、第１の要素からの別の第２のタイプの変調によ
り行われるようなシステムに適用する。更に、振幅変調
は、１００％よりも小さい変調レートとなる。
【００３３】本発明の有利な点は、同時伝送を可能にす
るために第１のタイプの変調と第２のタイプの変調との
違いの効果を得ることである。
【００３４】双方向方法の実現によって挙げられる問題
の１つは、各要素（トランスポンダ又は端末）が、他方
の要素（端末又はトランスポンダ）から受信した信号の
復号化を、それ自身の伝送と区別するということであ
る。
【００３５】以下で想定されるように、何ら限定しない
一例として、図２Ａから図３Ｂに関連して予め説明され
たものと同様に、端末からトランスポンダへの伝送は、
搬送波の振幅変調によって行われ、トランスポンダから
端末への伝送は、副搬送波の位相シフトの符号化によっ
て行われ、搬送波の位相復調に基づいて検出される。
【００３６】一例として、戻し変調が抵抗手段を用いて
行われる図１に関連して予め説明された場合を検討す
る。
【００３７】従って、前述したように、トランスポンダ
は、その動作に必要な電力を、端末によって変調された
搬送波から取り出す。この電力は、特に、一方は、マイ
クロプロセッサμＰ１７によってスイッチＴの制御のた
めに必要な電力であり、他方は、同時伝送を行うことに
よって、回路の抵抗Ｒの付加によってスイッチＴが閉じ
た周期の間で損失した電力である。このような図面で
は、結果として、特にスイッチＴが閉じた周期の間に、
トランスポンダによる読み出しを誤る。実際に、端末の
発振回路（Ｌ１及びＣ１）に対するトランスポンダの発
振回路（Ｌ２及びＣ２）の対応する負荷の増加は、復調
を変更する受信信号の減衰を生じる。実際に、初期時間
ｔ０において、トランスポンダは、図２Ａの例のシーケ
ンス１０１１を受信し始め、最初のビット（１）の伝送
中において、トランスポンダは、スイッチＴのＯＮへの
切り替えを生じ、最初の受信ビット（１）の減衰が観測
される。このような減衰は、減衰したデータ「１」に対
応する信号のレベルと、それに続くデータ「０」を送信
するために端末レベルの振幅を自発的に減衰させた信号
のレベルとの差を変更するリスクを生じる。
【００３８】端末側によれば、端末自身が送信する信号
によって、トランスポンダから受信される信号の復号の
起こりうる異常(perversion)と同じ現象を観測できる。
復調は、この例の中では位相復調であることに注目すべ
きであり、その位相復調は、受信信号Ｒｘと、好ましく
は発振器５によって提供される基準信号Ｒｅｆとを比較
することによって復調器７で行われる。
【００３９】詳細には、復調器７は、基準信号を二重に
する周波数のパルス幅変調信号（ＰＷＭ）を発生するこ
とによる復調を行い、そのデューティ比は位相シフトに
依存する。基準信号及び（復調すべき）受信信号が、低
電圧論理回路とコンパチブルな復調器の入力で実質的に
減衰されることに注目すべきである。また、復調器は、
位相シフト、即ちその絶対値を測定するためのものでは
ないが、そのとき復号される副搬送波周波数での信号を
復元するために、位相変動の存在を検出するためだけの
ものである。復調器７は、例えばＸ−ＯＲ論理ゲートで
ある。
【００４０】図４Ａ〜図４Ｅは、例えばＸ−ＯＲゲート
を用いて、端末による、トランスポンダから受信された
データの復調の一実施形態を描いている。トランスポン
ダ回路の追加の抵抗負荷Ｒにおける種々の信号の形状
は、図面の左側にはなく、図面の右側にある。言い換え
れば、図４Ａ〜図４Ｅの左側部分は、スイッチＴが開い
た周期に対応し、それらの右側部分は、スイッチＴが閉
じた周期に対応する。
【００４１】図４Ａは、基準信号Ｒｅｆの一例を表す。
その基準信号Ｒｅｆは、好ましくは、発振器５の基準で
サンプルされ、Ｘ−ＯＲゲートの第１の入力を形成す
る、１３．５６ＭＨｚ周波数の正弦波である。もちろ
ん、このような信号は、抵抗戻し変調手段の制御によっ
て変更されない。従って、図４Ａの左側部分及び右側部
分は同じである。図４Ｂは、トランスポンダから端末に
よって受信された信号Ｒｘ１の第１の例を描いている。
信号Ｒｘ１は、搬送波からトランスポンダによって戻し
変調され、振幅が減衰しない信号である。Ｘ−ＯＲゲー
トの入力で、図４Ｂに描いているように、信号Ｒｘ１
は、スイッチＴが開いているとき５０％のデューティ比
（信号周期に対する高状態周期の比）を得るために、回
路部品の大きさによる基準信号Ｒｅｆに対して９０°位
相シフトされる。
【００４２】スイッチＴが閉じられたとき、図４Ｂの左
側部分及び右側部分を比較することによってより理解さ
れるように、戻し変調手段によって副搬送波にもたらさ
れる位相変調に対応する位相シフトΔφは、信号Ｒｅｆ
に対して信号Ｒｘ１の基本の９０°位相シフトを加え
る。位相シフトΔφは、少なくとも半副搬送波周期に存
続する。スイッチＴが閉じた周期の間に、更に、信号Ｒ
ｘ１は、もたらされた追加の抵抗負荷によって減衰され
ることに注目すべきである。
【００４３】この減衰のために、及びその周期が一定に
維持されるために、信号Ｒｘ１は、スイッチＴが開いて
いるか又は閉じているかによって、零交差で異なる傾き
を明らかにしていることに注目すべきである。非常に高
いレベルであるために、１０ボルトから３０ボルトの間
で、論理ゲートの入力で最大５ボルトレベルで互換性が
なく、信号Ｒｅｆ及びＲｘ１が減衰される。そのとき、
傾斜の効果が高められる。
【００４４】図４Ｃは、Ｘ−ＯＲゲートの出力信号Ｖφ
１の一例を描いている。信号Ｖφ１は、このようなゲー
トの真テーブルに基づいて、及び図４Ａ及び図４Ｂに描
かれたような比較信号Ｒｅｆ及びＲｘ１によって、プロ
ットされている。
【００４５】図の左側のように、スイッチＴが開かれて
いるとき、信号Ｖφ１は、５０％デューティ比のパルス
幅変調信号である。図４Ａ〜図４Ｃを比較して明らかな
ように、信号Ｖφ１の上りエッジは信号Ｒｅｆの零交差
によって制御され、下りエッジは信号Ｒｘ１の零交差に
よって制御される。従って、２つの上りエッジは、発振
器５によって出力された搬送波の半周期（約３７ｎｓ）
に対応する時間間隔ｔ１によって分離される。上りエッ
ジと下りエッジとを分離する時間間隔ｔ２は、信号Ｒｅ
ｆ及びＲｘ１の２つの零交差、即ち９０゜、即ち１／４
周期（約１３．５ｎｓ）の間の位相シフトに対応する。
【００４６】図の右側のように、スイッチＴが閉じられ
るとき、信号Ｖφ１は、前述した通常の形状を維持す
る。それは、信号Ｒｅｆの零交差の上りエッジと、信号
Ｒｘ１の零交差の下りエッジとを有する。しかしなが
ら、位相シフトΔφのために、信号のデューティ比が変
更される。
【００４７】抵抗負荷をもたらすために信号Ｒｘ１の減
衰効果もまた、デューティ比のこの変更の中に介在す
る。実際に、Ｘ−ＯＲゲートは、スイッチングスレッシ
ョルドを有する。実際に、弁別装置のように、それは、
検出ヒステリシスと、図４Ａ、４Ｂ及び４Ｄの破線に表
された上側スレッショルドＴｈ１及び下側スレッショル
ドＴｈ２とを有する。スレッショルドＴｈ２を越えて通
った後だけに、Ｘ−ＯＲゲートは信号Ｒｘ１の減少する
零交差を検出し、スレッショルドＴｈ１を越えて通った
後だけに、同一ゲートは信号Ｒｘ１の増加する零交差を
検出する。信号Ｒｅｆ及びＲｘ１の周期は同じであり、
このようなヒステリシス効果は、減衰なくそれらの各々
で同じである。しかしながら、実際に、図４Ｂの右側部
分に描かれたようにスイッチＴが閉じられたとき、信号
Ｒｘ１が減衰されるために、スレッショルドＴｈ１及び
Ｔｈ２は、従来の動作の検出を可能にするためにこの減
衰を考慮しなければならない。実際に、スイッチＴが開
いているときよりも後で、信号Ｒｘ１が増加又は減少す
るときに、信号Ｒｘ１はスレッショルドＴｈ１及びＴｈ
２を交差する。
【００４８】このようなヒステリシス現象は、結果とし
て、図４Ｄ及び図４Ｅに関連して以下に説明されるよう
に、誤った位相シフト検出（即ち、誤りデータの読み出
し）となる。
【００４９】図４Ｄは、端末によって受信された信号Ｒ
ｘ２の第２の例を描いている。信号Ｒｘ２は減衰した搬
送波から戻し変調された信号である。トランスポンダへ
データを伝送する端末が、１００％以下の変調比で振幅
変調を行うということに実際に注目すべきである。その
とき、図４Ｄに描かれたように、図面の左側のようにト
ランジスタＴがオフのとき、信号Ｒｘ２は、基準信号
（図４Ａ）に対して変形曲線を有する。更に、この効果
は、図４Ｄの右側部分のように、スイッチＴが抵抗負荷
に起因して更なる減衰効果の下で閉じられたときに、エ
ンハンスされる。前述したように、スイッチＴが開いて
いるとき、信号Ｒｘ２は、基準信号に対して９０°位相
シフトされ、スイッチＴが閉じられたとき、戻し変調の
イメージである更なる位相変調が現れる。
【００５０】図４Ｅは、図４Ａ及び図４Ｄの信号を組み
合わせることによって得られた弁別器の出力信号Ｖφ２
を描いている。得られたパルス列の周期、即ち、２つの
上りエッジ又は２つの下りエッジを分離する間隔は、基
準信号の半周期ｔ１である。しかしながら、信号のデュ
ーティ比は、スイッチＴが閉じられているか又は開かれ
ているかによって５０％の差がある。
【００５１】スイッチＴが開かれているとき、端末から
トランスポンダへのデータ伝送のために振幅減衰の弁別
器の入力でエンハンス効果があるならば、信号Ｒｘ２が
増加及び減少するとき、信号Ｒｘ２は、それぞれスレッ
ショルドＴｈ１及びＴｈ２を通って移行し、図４Ｂの左
側部分に描かれたように、同じ非減衰信号に対して遅延
される。従って、弁別器は、信号Ｒｘ２の零交差の遅延
された検出を行い、従って５０％でないデューテイ比を
有する出力信号Ｖφ２を発生する。
【００５２】図面の左側のようにスイッチＴが閉じられ
たとき、更に、出力信号Ｖφ２のデューティ比は、位相
シフトと、抵抗負荷によってもたらされた追加の減衰と
のために変更される。
【００５３】弁別器は、左側のように図４Ｅに関して説
明された、デューティ比の変更を区別することができ
ず、図４Ｂ又は図４Ｄの右側部分に関して説明されたよ
うに戻し変調された受信信号から受信信号の振幅減衰に
対応するだけである。
【００５４】更に、スレッショルドＴｈ１及びＴｈ２を
対称とする必要がないことにより、全てのこれら現象は
増加される。
【００５５】基準信号が発振器５のレベルで直接サンプ
ルされることを予め仮定することに注目すべきである。
しかしながら、信号が変調器の後でサンプルされたなら
ば、即ち端末から送信された信号Ｔｘのイメージが考慮
されたならば、誤り検出もまた、このトランスポンダが
信号を戻し変調することに起因してもよい。この信号
は、トランスポンダへデータを送信するために、端末自
身の振幅をその端末が減衰するときの時間で振幅が減衰
されない。この場合、弁別器は、受信信号が、基準信号
に対して、及びその出力信号に従って、先に零を介して
移行することを検出する。
【００５６】弁別器レベルにおける、これら組み合わせ
られた減衰ヒステリシスの影響を克服するために、本発
明は、図５に関連してここに説明された解決策を提案す
る。
【００５７】図５は、トランスポンダ１０と協働する、
本発明による端末４０の一部分を、ブロック図の形式で
部分的に描いている。本発明による端末４０は、前述し
たように、巻線Ｌ１及び容量性要素２４から形成される
共振回路の周りに構成される。受信信号は、回路４１
（例えば電流変換器）を用いて、回路Ｌ１及び２４の出
力でサンプルされる。従って、得られた信号Ｒｘは、第
１のクリップ回路４２の入力に送られる。第２のクリッ
プ回路４３は、例えば発振器５又は発生器３によって出
力された信号に対応する基準信号（位相シフトの点で）
を受信する。クリップ回路４２及び４３のそれぞれの出
力は、例えばＸ−ＯＲゲートである位相弁別器（又は比
較器）４４（ＣＯＭＰ）へ与えられる。その出力は、位
相シフト及び戻し変調の情報を含む信号Ｖφを戻して与
える。弁別器４４の出力は、通常、低域通過フィルタ４
５（又は副搬送波周波数の中心に置かれたバイパスフィ
ルタ）へ送られ、それに続いて復調データを復元するレ
ベル増幅器４６に送られる。
【００５８】信号Ｒｘ及びＲｅｆは、比較器４４の最大
入力値にクリップされ、これら信号の減衰につながる誤
り検出は除去される。実際に、減衰と逆に、クリッピン
グは、曲線の形状を変更せず、同時に入力レベルの限定
を満足する。従って、図４Ａから図４Ｅに関連して前述
された誤り検出のリスクがなくなる。
【００５９】最大信号振幅から、振幅変調レートが小さ
くなるほど、クリッピングスレッショルドに近づけるこ
とができ、位相復調が端末側でより容易になる。しかし
ながら、変調レートは、トランスポンダ側において振幅
復調器の効率と、遠隔供給に対する必要性との互換性が
なければならない。実際に、このレートは、５０％に制
限され、好ましくは１０％である。
【００６０】端末４０の共振回路の容量性要素２４が可
変であるのが好ましいことにも注目すべきである。更
に、この要素は、位相及び搬送波のサーボ制御のシステ
ムによって制御される。更に、拡張された動作範囲は、
システムに対して有利に維持される。
【００６１】端末４０とつながるトランスポンダ１０
は、図５に部分的に描かれたように公知のものであり、
例えば図１に関連して前述したようなトランスポンダ１
０と同様である。
【００６２】しかしながら、注意する点としては、抵抗
性戻し変調が、端末４０で受信された信号の、トランス
ポンダ１０による振幅復調を妨げないようにすることで
ある。
【００６３】第１の実施形態によれば、戻し変調手段の
抵抗Ｒの値と、トランスポンダ振幅復調器のスレッショ
ルドとは、非減衰搬送波信号における抵抗Ｒの導入につ
ながる減衰が、スイッチＴがオフとなると同時に受信さ
れた端末によって減衰された信号に対して誤ることを避
けるように適合されてもよい。この例によれば、抵抗性
戻し変調の影響、即ち復調器（１８、図１）と並列に接
続された抵抗Ｒを置くスイッチＴの周期が閉じている周
期に生じた減衰は、考慮される避けるための復調スレッ
ショルドよりも小さくしなければならない。
【００６４】第２の好ましい実施形態によれば、マイク
ロプロセッサ（μＰ１７、図１）は、スイッチＴの開周
期（又は閉周期）の間の受信信号を復調するだけのため
に指定される。それによって、前述されたように、回路
の抵抗Ｒの挿入によって生じた減衰につながる誤り検出
の更なるリスクが、除去される。このような同期は、同
一マイクロプロセッサが、受信信号の復調と、送信信号
の変調とを制御するために、容易に実現することができ
ることに注目すべきである。副搬送波周期が、端末から
トランスポンダへの１ビットの送信間隔よりもより短い
ために、このような制御が可能となる。
【００６５】本発明の有利な点は、同時伝送方法（全二
重）を実現することが可能とすることである。
【００６６】本発明の他の有利な点は、端末又はトラン
スポンダである要素の各々が、必要ならば半二重方法を
実現するために用いることができるということである。
【００６７】代替としては、トランスポンダ側の共振回
路Ｌ２及びＣ２のキャパシタンスＣ２の変更によって発
振回路のわずかな同調ずれを生じる容量手段による戻し
変調が、提供されてもよい。このような代替の有利な点
は、端末において感度が低い検出器の使用を可能にする
ことである。これは、戻し変調が、減衰と一緒になるこ
となく、位相を直接表すためである。
【００６８】図６は、本発明によるクリップ回路で提供
される端末１’の実施形態の詳細な構成図である。図６
において、端末の全ての要素の構成は表されていない。
特に、デジタルデータ処理回路（マイクロプロセッサ
６、図１）は、表されていない。更に、図６は、図１及
び図５に描かれたブロックの一実施形態を詳細に説明し
ている。しかしながら、実際の実施形態では、これらブ
ロックのいくつかは、１つ以上の他のブロックの共通部
品で重畳され又は共有される。
【００６９】図６の例において、全体の回路は、直流電
圧Ｖｃｃ（例えば１２ボルト）で供給されることを想定
しており、電源システム又は他の電源からこの電圧Ｖｃ
ｃを得るための手段は表されていない。電圧レギュレー
タ９’は、電圧Ｖｃｃよりも小さい電圧、即ち（例えば
５ボルトのオーダの）電圧Ｖｃｃ’を提供しようとされ
る。レギュレータ９’の入力端子ＩＮは電圧Ｖｃｃに接
続され、出力端子ＯＵＴは電圧Ｖｃｃ’を出力し、レギ
ュレータ９’のグランドＧＮＤは、組立体のグランド線
に接続される。
【００７０】図１に表された発振器５及び変調器４は、
図６の例において、参照符号４及び５と同じである、前
段増幅器につながるタイムベース回路内で混在されてい
る。この回路は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２
の使用に基づいており、そのエミッタはグランドに接続
され、そのコレクタは抵抗Ｒ７を介して電圧Ｖｃｃに接
続される。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ４を介
して水晶発振器Ｙ１（例えば１３．５６ＭＨｚ）の一方
の端子に接続され、その他方の端子は接地される。抵抗
Ｒ５は、トランジスタＱ２のベースとグランドとの間に
接続される。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４は、
そのコレクタが電圧Ｖｃｃに接続され、そのベースは、
トランジスタＱ２のコレクタと、２つの直列接続された
ダイオードＤ１３及びＤ１４を介してトランジスタＱ４
のエミッタとに接続される。ダイオードＤ１３及びＤ１
４のそれぞれのアノードは、トランジスタＱ４のエミッ
タ側にある。このエミッタは、増幅すべき信号Ｔｘを提
供するアセンブリノードを形成し、トランスポンダの遠
隔電源の搬送波を変調なしに形成する。変調回路は、ト
ランジスタＱ２のコレクタとグランドとの間のトランジ
スタＱ１（例えばＭＯＳトランジスタ）に直列に接続さ
れた抵抗Ｒ７’から形成される。トランジスタＱ１のゲ
ートは、送信すべきデータのデジタル信号を受信する。
抵抗Ｒ７とＲ７’との比は、システムの振幅変調レート
を決定する。従って、図２に描かれたような１０％の変
調レートに対して、抵抗Ｒ７は抵抗Ｒ７’よりも１０倍
大きくなる。
【００７１】図６に描かれたような前段増幅器につなが
るタイムベースの動作は、完全に従来のものである。信
号Ｔｘが抵抗Ｒ２４を介して増幅器３の入力に送信さ
れ、コンデンサＣ４はこの入力とグランドとの間に接続
される。付加的な回路Ｒ２４−Ｃ４は、早すぎる信号Ｔ
ｘの電圧変動に起因することになる外乱を、減少するか
又は最少化する。
【００７２】図１及び図５に描かれたように、増幅器３
の出力は、抵抗Ｒ１を介して、端末アンテナとして用い
られるインダクタンスＬ１を動作させる。
【００７３】図６に表された例において、発振回路の容
量性要素は、例えばダイオードから形成される可変キャ
パシタンス２４と直列に接続された固定値のコンデンサ
Ｃ３から形成される。ダイオード２４のキャパシタンス
の値は、この両端に渡る電圧によって決定される。この
電圧は、ＭＯＳトランジスタＱ３によって制御され、そ
のドレインは抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ３とダイオ
ード２４との結合点に接続される。トランジスタＱ３の
ソースは、電圧Ｖｃｃ’とグランドとの間の抵抗分割ブ
リッジの中間点に接続され、このブリッジは、ポテンシ
ョメータＲ１１とそれに直列に接続された抵抗Ｒ１０と
から形成される。トランジスタＱ３のゲートは、位相調
整信号ＣＴＲＬを受信する。
【００７４】トランジスタＱ３のドレインの電位は、電
圧Ｖｃｃよりも大きい（例えば３２ボルトのオーダの）
電圧を発生しようとする補助電源回路９”によって決定
される。回路９”は、図６に表された例において、ツェ
ナーダイオードＤ６から形成され、そのアノードは接地
され、そのカソードは抵抗Ｒ８の第１の端子に接続され
る。該抵抗Ｒ８の第２の端子は、トランジスタＱ３のド
レインに接続され、電圧分割ブリッジと共に形成する。
該ブリッジの中間点は、抵抗Ｒ６を介して要素２４をバ
イアスする。ツェナーダイオードＤ６のカソードは、ま
た、コンデンサＣ１５と直列に接続された抵抗Ｒ３を介
して接地される。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１５との結合
点は、ダイオードＤ１６のカソードに接続される。該ダ
イオードＤ１６のアノードは、コンデンサＣ６と直列に
接続されたダイオードＤ１５を介して電圧Ｖｃｃに接続
され、ダイオードＤ１５のアノードはコンデンサＣ６に
接続される。ダイオードＤ１６のアノードは、また、第
２の反転されたブランチによって接続される。即ち、コ
ンデンサＣ２１とダイオードＤ７から形成されるブラン
チはＶｃｃと直列に接続される。ダイオードＤ７のカソ
ードは、ここでコンデンサＣ２１に接続される。ダイオ
ードＤ５は、ダイオードＤ７のカソードをダイオードＤ
１５のアノードに接続し、ダイオードＤ５のアノード
は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、デカップリ
ングコンデンサＣ５を介して信号Ｔｘを受信する。回路
９”は、信号Ｔｘのそれぞれの端によって制御された補
助電源回路を形成する。即ち、遠隔電源信号Ｔｘが提供
されたとき、記憶コンデンサＣ１５のみが電力を受信す
る。
【００７５】ここで、発振回路の電流測定の要素２３
は、例えば電流変換器Ｔ１から形成される。その一次巻
線は、ダイオード２４のアノードとグランドとの間に接
続される。変換器Ｔ１の二次巻線は、グランドに直接接
続された一方の端子を有し、その他方の端子は、電流電
圧変換抵抗Ｒ１４を介して接続される。抵抗Ｒ１４を有
する変換器Ｔ１の二次巻線の結合点は、位相復調器７に
属するＸ−ＯＲ論理ゲート３６の第１の入力に、デカッ
プリングコンデンサＣ１０とそれに直列に接続された抵
抗Ｒ１６とを介して接続される。
【００７６】ゲート３６の第２の入力は、デカップリン
グコンデンサＣ８とそれに直列に接続された抵抗Ｒ９と
を介して、基準信号を形成する信号Ｔｘを受信する。ゲ
ート３６の第１の入力は、端子Ｖｃｃ’とグランドとの
間の抵抗Ｒ１２及びＲ１７の結合点に接続され、測定さ
れた信号の共通モード電圧（例えば、Ｒ１２＝Ｒ１７な
らば値Ｖｃｃ’／２）を設定するための分割ブリッジを
形成する。
【００７７】復調器７のゲート３６は、クリップ回路
（４２、４３、図５）に結合される。これら回路は、電
圧Ｖｃｃ’とグランドとの間で直列に２つずつ結合され
た、２つのダイオードＤ９、Ｄ１０、Ｄ１１及びＤ１２
からそれぞれ形成される。ダイオードＤ９及びダイオー
ドＤ１１の結合点は、ゲート３６の第２の入力に接続さ
れる。ダイオードＤ１０及びダイオードＤ１２の結合点
は、電流変換器によって測定された電圧を受信するゲー
ト３６の第１の入力に接続される。クリップ回路は、前
述されたように誤り検出を避けることが可能となり、ゲ
ート３６のいずれの入力も５ボルトよりも大きい電圧を
受信すること避ける。
【００７８】ゲート３６の出力は、搬送波周波数を２倍
の矩形信号を出力し、そのデューティ比は信号ＭＥＳと
Ｔｘとの間の位相シフトに依存する。この出力は、抵抗
Ｒ１３を介してトランジスタＱ３のゲートに接続され
る。セルＲ１３−Ｃ９は、位相調整制御信号ＣＴＲＬを
出力する積分器を形成する。この制御は、結果としてダ
イオード２４、及び従ってその結合キャパシタンスの両
端における電圧を変化させる。セルＲ１３−Ｃ９は、搬
送波周波数に対してゲート３６の出力信号を積分し、そ
の時間定数は、位相調整ループの応答時間を（セルＲ６
−２４で）調整する。
【００７９】有利な点として、更に復調を改良又は最適
にするために、位相調整ループから得られる。このため
に、位相調整ループの応答時間は、振幅変調（１０６ｋ
ｂｉｔ／ｓ）によってデータ伝送レートと比較して早く
なるように選択され、副搬送波周期（８４７．５ｋＨ
ｚ）と比較して及び搬送波周期（１３．５６ＭＨｚ）と
比較して遅くなるように選択される。従って、戻し変調
のために搬送波の位相変動と副搬送波の位相シフトと
は、調整ループを考慮して早くなりすぎ、従って復号さ
れる。しかしながら、振幅変動のレートで生じる振幅変
調にために寄生位相変動が考慮され、調整ループは、信
号Ｒｘと基本値（９０゜）の基準信号との間で（静的）
位相シフトを復元する。
【００８０】改良は、この場合、位相ループ利得に依存
する。この利得が大きいほど、より寄生位相シフトが減
衰されることになる。しかしながら、更なる発振をもた
らすことを避けるために、安定性のあるループと互換性
のある利得を選択することを確認する。例えば、要因１
０によって振幅変調のために減衰外乱を可能にする１０
のオーダの利得が選択される。
【００８１】ゲート３６の第１の入力は、図６の例のよ
れば、トランスポンダによって受信された戻し変調信号
Ｒｘを形成する測定信号ＭＥＳを受信する。従って、位
相復調器７は、図４の比較器２１に属し、従って位相調
整システムに属する。
【００８２】ゲート３６の出力は、図６の例によれば、
例えば（例えば８４７．５ｋＨｚの）戻し変調周波数の
中心にある帯域通過フィルタのようなフィルタの入力に
も送られる。このフィルタは、グランドと抵抗Ｒ１５の
一方の端子との間で、可変コンデンサＣ１１とインダク
タンスＬ１１とに並列に接続された２つのコンデンサＣ
１２及びＣ１３から形成される。抵抗Ｒ１５の他方の端
子は、デカップリングコンデンサＣ１６を介して、ゲー
ト３６の出力に接続される。帯域通過フィルタは、ゲー
ト３６の出力信号を積分し、トランスポンダ側でトラン
ジスタＴの制御信号のイメージである信号を提供する。
フィルタ出力（端子Ｅ）は、デカップリングコンデンサ
Ｃ１４を介して、電圧Ｖｃｃによって供給された増幅器
３７の非反転入力に接続される。この非反転入力はま
た、抵抗Ｒ２０によって接地される。増幅器３７の反転
入力は、グランドと増幅器３７の出力との間で、抵抗Ｒ
１８及び抵抗Ｒ２１の結合点に接続される。増幅器３７
のこの出力は、更に、デカップリングコンデンサＣ１７
を介して、同様に組み立てられた増幅器３８の非反転入
力に接続される。即ち、その非反転入力は、抵抗Ｒ２２
を介して接地され、その反転入力は、グランドと増幅器
３８の出力との間で、抵抗Ｒ１９及びＲ２３の結合点に
接続される。この出力は、コンデンサＣ１８を介して、
副搬送波周波数（８４７．５ｋＨｚ）で受信されるデー
タ信号を出力する。この信号は、データを復元するため
に、（復号器８によって、又は直接マイクロプロセッサ
６によって）復号される。
【００８３】代替として、副搬送波周波数よりもわずか
に大きいカットオフ周波数を有する低域通過フィルタ
は、また、戻し変調のイメージを復元するために、ゲー
ト３６の出力信号を積分する効果を有する。しかしなが
ら、帯域通過フィルタの使用は、起こりうる低寄生周波
数を除去する。
【００８４】セルＲ１３−Ｒ１９及びＲ６−２４のそれ
ぞれの値は、ループの時間定数が、が、戻し変調のレー
ト（８４７．５ｋＨｚ）と比較して大きく、端末範囲の
トランスポンダの区別速度と比較して小さくなるように
選択するのが好ましい。他の実施形態によれば、副搬送
波周波数に近い値が選択されてもよい。この場合、抵抗
Ｒ１３は、復調帯域通過フィルタ内に加わってもよく、
端子Ｅは、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ９との間に接続さ
れ、抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ１６が除かれる。
【００８５】図６の２つの調節可能な部品、即ち抵抗Ｒ
１１及びコンデンサＣ１１は、８４７．５ｋＨｚ周波数
で復調器７の帯域通過フィルタの位相及び中心について
選択された位置を決定するためにそれぞれ用いられる。
【００８６】特別な実施形態として、図６に描かれたよ
うな回路は、抵抗及びコンデンサについて以下の値で形
成されるのが好ましい。
【００８７】Ｒ１＝１８オーム／１ワット Ｒ３＝Ｒ２０＝１０キロオーム Ｒ４＝１１０オーム Ｒ５＝３３オーム Ｒ６＝Ｒ８＝１００キロオーム Ｒ７＝Ｒ２１＝Ｒ２３＝４７０オーム Ｒ９＝Ｒ１３＝Ｒ１６＝１キロオーム Ｒ１０＝Ｒ１４＝Ｒ１５＝Ｒ２２＝２．２キロオーム Ｒ１１は５キロオームのポテンショメータ Ｒ１２＝Ｒ１７＝１５キロオーム Ｒ１８＝Ｒ１９＝４．７キロオーム Ｒ２４＝２２０オーム Ｒ７’＝４７オーム Ｃ３＝１ナノファラッド Ｃ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝Ｃ１５＝Ｃ１６＝Ｃ１７＝Ｃ１８＝
Ｃ２１＝２２ピコファラッド Ｃ８＝Ｃ１０＝Ｃ１３＝１００ピコファラッド Ｃ９＝２７ピコファラッド Ｃ１２＝２２０ピコファラッド Ｃ１１は５〜６０ピコファラッドの可変キャパシタンス Ｌ１＝１００マイクロヘンリー
【００８８】もちろん、本発明は、当業者のよれば容易
にできる種々の変更、修正及び改良ができる。特に、本
発明によれば端末を形成する部品の値の大きさは、用途
及び所望の範囲によれば当業者の能力の中にある。発振
信号が含まれるために、発振回路の位相情報がその電流
及び電圧で読み出されてもよいことに注目すべきであ
る。
【００８９】更に、他の電流検出手段を用いてもよい。
従って、位相復調器（例えば単なる抵抗又はシャント）
における電圧に、発振回路の電流を変換することを可能
にする要素は、電流変換器の代わりに用いることもでき
る。
【００９０】更に、本発明は、戻し変調の位相を復調す
るための端末と、遠隔電源搬送波の振幅を復調しようと
するトランスポンダとの関係について前述してきたけれ
ども、端末が振幅復調を行い、トランスポンダが位相復
調を行うという逆の場合にも適用される。
【００９１】本発明は、他の技術分野の中で、非接触チ
ップカード（例えば、アクセス制御用の認証カード、電
子財布カード、カードホルダに対する情報を記録するカ
ード、顧客フィデリティカード、料金テレビカード等）
の読み取り器（例えば、アクセス制御端末又はポーチ
コ、自動販売機、コンピュータ端末、電話端末、テレビ
又は衛星復号器等）に適用できる。
【００９２】このような変更、修正及び改良は、この開
示の部分でしようとするものであり、本発明の技術的思
想及び見地の中でしようとするものである。従って、前
述の説明は、例としてのみであって、何ら限定しようと
するものではない。本発明は、特許請求の範囲及びそれ
らの均等物で規定されるものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の端末に関係する従来の電磁トランスポン
ダの回路構成図である。
【図２Ａ】端末からトランスポンダへのデータ伝送の一
例を示す第１のタイミング図である。
【図２Ｂ】端末からトランスポンダへのデータ伝送の一
例を示す第２のタイミング図である。
【図３Ａ】トランスポンダから端末へのデータ伝送の一
例を示す第１のタイミング図である。
【図３Ｂ】トランスポンダから端末へのデータ伝送の一
例を示す第２のタイミング図である。
【図４】全二重方法の位相復調によって挙げられた問題
を示すタイミング図である。
【図５】本発明による端末のブロック図である。
【図６】本発明による端末の回路図である。
【符号の説明】
１ 読み出し／書き込み端末（ＳＴＡ） ２ｐ、２ｍ 出力端子 ３ アンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）、増幅器 ４ 変調器（ＭＯＤ） ５ 水晶発振器 ６ マイクロプロセッサ（μＰ） ７ 復調器（ＤＥＭ） ８ 復号器（ＤＥＣ） ９ 電源回路（ＡＬＩＭ） ９’ 電圧レギュレータ ９” 補助電源回路 １０ トランスポンダ（ＣＡＲ） １１、１２ 共振回路Ｌ２及びＣ２の端子 １３ 整流ブリッジ １４ 正の整流出力端子 １５ 整流電圧の基準端子 １６ 電圧調整器（ＲＥＧ） １７ マイクロプロセッサ（μＰ） １８ 復調器（ＤＥＭ） １９ 変調器（ＭＯＤ） ２０ クロック ２１ 比較器 ２３ 電流測定要素 ２４ 発振回路 ３６ Ｘ−ＯＲ論理ゲート ３７、３８ 増幅器 ４０ 端末 ４２、４３ クリップ回路 ４４ 位相弁別器 ４５ 低域通過フィルタ ４６ レベル増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャン−ピエール アングン フランス国， 13119 サン サヴウルニ ン， ラ ヴァランティン， プラース ドゥ ラ リベラスィオン， ６番地

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 端末（４０、１´）とトランスポンダ
    （１０）との間の伝送方法であって、各々は、発振回路
    （Ｌ１及びＣ１、２４、Ｌ２及びＣ２）、変調手段
    （４、１９）及び復調手段（７、１８）を含み、前記端
    子から前記トランスポンダへ送信された信号（Ｔｘ）の
    振幅変調伝送と、前記端末の位相復調に従うべく適合さ
    れた前記トランスポンダから前記端末への信号（Ｒｘ）
    の伝送とを同時に行い、振幅変調レート（ｔｍ）は１０
    ０％よりも小さいことを特徴とする、電磁トランスポン
    ダシステムの全二重伝送方法。
  2. 【請求項２】 前記端末側（４０、１´）で、復調前に
    受信信号（Ｒｘ）をクリップすることを特徴とする請求
    項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記変調レート（ｔｍ）は５０％よりも
    小さいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記端末側（４０、１´）で、位相復調
    の基準信号をクリップすることを特徴とする請求項１に
    記載の方法。
  5. 【請求項５】 それぞれのクリップ手段（４２、４３）
    によってクリップされた送信信号と受信信号とを比較す
    るための手段（４４）を含むことを特徴とする、請求項
    １の方法を実現する端末（４０、１´）。
  6. 【請求項６】 基準値に対する発振回路の信号位相を調
    整するための手段を含んでおり、位相調整の応答時間
    は、振幅変調周期よりも短く、位相復調されなければな
    らないであろう信号の周期よりも長いことを特徴とする
    請求項５に記載に端末。
  7. 【請求項７】 戻し変調手段（Ｒ、Ｔ）によってもたら
    される減衰に従う大きさにされた振幅復調手段（１８）
    を含むことを特徴とする請求項１の方法を実現するため
    のトランスポンダ。
  8. 【請求項８】 振幅復調手段（１８）を含んでおり、そ
    の結果は、戻し変調手段の出力信号の２つの１状態出力
    のみを考慮することを特徴とする請求項１の方法を実現
    するためのトランスポンダ。
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