JP2000333455A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
双方向ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP2000333455A JP2000333455A JP11142055A JP14205599A JP2000333455A JP 2000333455 A JP2000333455 A JP 2000333455A JP 11142055 A JP11142055 A JP 11142055A JP 14205599 A JP14205599 A JP 14205599A JP 2000333455 A JP2000333455 A JP 2000333455A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 エネルギ回生可能な高効率双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータを提供する。 【解決手段】 バッテリ１と負荷７との間に設けられる
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、バッテリ１に並
列接続されるトランス２の一次巻線３と第１ＦＥＴ４と
の第１直列回路と、トランス２の一次巻線３と逆位相の
電圧が誘起されるように、負荷７に並列接続される、ト
ランス２の二次巻線５と第２ＦＥＴ６との第２直列回路
と、バッテリ１のエネルギを負荷７に供給し、かつ負荷
７に並列接続されたコンデンサ８に蓄えられたエネルギ
をバッテリ１に回生するように、第１ＦＥＴ４と第２Ｆ
ＥＴ６の各ゲートを制御する制御手段９、９ａ、９ｂを
備える。
コンバータを提供する。 【解決手段】 バッテリ１と負荷７との間に設けられる
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、バッテリ１に並
列接続されるトランス２の一次巻線３と第１ＦＥＴ４と
の第１直列回路と、トランス２の一次巻線３と逆位相の
電圧が誘起されるように、負荷７に並列接続される、ト
ランス２の二次巻線５と第２ＦＥＴ６との第２直列回路
と、バッテリ１のエネルギを負荷７に供給し、かつ負荷
７に並列接続されたコンデンサ８に蓄えられたエネルギ
をバッテリ１に回生するように、第１ＦＥＴ４と第２Ｆ
ＥＴ６の各ゲートを制御する制御手段９、９ａ、９ｂを
備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タに関し、特に、エネルギ回生可能な高効率の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに関する。
タに関し、特に、エネルギ回生可能な高効率の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは、通常、直流電
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図５は従来技術によるフライ
バック型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路
の一例を示す図である。バッテリ１の電源にトランス２
の１次巻線３とＦＥＴ４との直列回路が並列に接続され
ており、トランス２の２次巻線５にはダイオード１１と
負荷７の直列回路が並列に接続されている。また負荷７
にはコンデンサ８が並列に接続されている。２次巻線５
の負荷７に対する接続は１次巻線３と逆位相の電圧が誘
起されるように行われる。ＦＥＴ４はｎチャンネルＭＯ
Ｓ型を使用しており、ＦＥＴ４のソースはバッテリ１の
グランド端子および２次巻線５の一端に接続され、ＦＥ
Ｔ４のドレインは１次巻線３の一端に接続されている。
１次巻線３の他端はバッテリ１の正電位端子に接続さ
れ、２次巻線５の他端はダイオード１１のアノードに接
続されている。
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図５は従来技術によるフライ
バック型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路
の一例を示す図である。バッテリ１の電源にトランス２
の１次巻線３とＦＥＴ４との直列回路が並列に接続され
ており、トランス２の２次巻線５にはダイオード１１と
負荷７の直列回路が並列に接続されている。また負荷７
にはコンデンサ８が並列に接続されている。２次巻線５
の負荷７に対する接続は１次巻線３と逆位相の電圧が誘
起されるように行われる。ＦＥＴ４はｎチャンネルＭＯ
Ｓ型を使用しており、ＦＥＴ４のソースはバッテリ１の
グランド端子および２次巻線５の一端に接続され、ＦＥ
Ｔ４のドレインは１次巻線３の一端に接続されている。
１次巻線３の他端はバッテリ１の正電位端子に接続さ
れ、２次巻線５の他端はダイオード１１のアノードに接
続されている。
【０００３】ＦＥＴ４のゲートには制御回路１９から所
定の周期でＦＥＴ４をオンオフする矩形波の信号が入力
される。制御回路１９には負荷の両端電圧を検出する電
圧検出器１９ａとＦＥＴ４を流れる電流を検出する電流
検出器１９ｂが接続されており、制御回路１９はこれら
の検出器の信号に応じて負荷７の両端電圧が一定になる
ようにＦＥＴ４のゲートへの信号を制御する。
定の周期でＦＥＴ４をオンオフする矩形波の信号が入力
される。制御回路１９には負荷の両端電圧を検出する電
圧検出器１９ａとＦＥＴ４を流れる電流を検出する電流
検出器１９ｂが接続されており、制御回路１９はこれら
の検出器の信号に応じて負荷７の両端電圧が一定になる
ようにＦＥＴ４のゲートへの信号を制御する。
【０００４】しかしながら、図５に示す従来技術による
直流電源回路は逆流防止用のダイオード１１で下式によ
うにエネルギが消費され効率が悪いという問題がある。 ＰＤｉ＝ＩＦ×ＶＦ ここで、ＰＤｉはダイオード１１による順方向電圧損
失、ＩＦは順方向接合電流、ＶＦは順方向接合電圧を示
す。
直流電源回路は逆流防止用のダイオード１１で下式によ
うにエネルギが消費され効率が悪いという問題がある。 ＰＤｉ＝ＩＦ×ＶＦ ここで、ＰＤｉはダイオード１１による順方向電圧損
失、ＩＦは順方向接合電流、ＶＦは順方向接合電圧を示
す。
【０００５】また、上記直流電源回路はコンデンサ８に
蓄えられたエネルギをバッテリ１に回生することができ
ない回路構成となっている。上記ダイオード１１による
順方向電圧損失を削減するため、整流ダイオードをＭＯ
ＳＦＥＴに置き換えた同期整流回路が知られている。と
ころがＭＯＳＦＥＴのオンオフはトランスの２次側のイ
ンダクタンスＬ（２次巻線）に発生する電圧により制御
されるためゲート容量ＣとＬＣ共振が生じ回路効率を低
下させる。このためゲートに直列抵抗を接続してＬＣ共
振対策が行われるが、ＭＯＳＦＥＴのスイッチングが遅
延し回路効率が低下する。
蓄えられたエネルギをバッテリ１に回生することができ
ない回路構成となっている。上記ダイオード１１による
順方向電圧損失を削減するため、整流ダイオードをＭＯ
ＳＦＥＴに置き換えた同期整流回路が知られている。と
ころがＭＯＳＦＥＴのオンオフはトランスの２次側のイ
ンダクタンスＬ（２次巻線）に発生する電圧により制御
されるためゲート容量ＣとＬＣ共振が生じ回路効率を低
下させる。このためゲートに直列抵抗を接続してＬＣ共
振対策が行われるが、ＭＯＳＦＥＴのスイッチングが遅
延し回路効率が低下する。
【０００６】特開平６−９８５４０号公報に開示された
ＤＣ−ＤＣコンバータは、回路効率の高いＭＯＳＦＥＴ
同期整流回路を実現したものである。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、回路効率の高いＭＯＳＦＥＴ
同期整流回路を実現したものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開平６−９８５４０号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコン
バータは、負荷側で過剰となったエネルギを電源側に回
生する回路が考慮されていない。それゆえ、本発明は上
記問題を解決し、エネルギ回生可能な高効率の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
開平６−９８５４０号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコン
バータは、負荷側で過剰となったエネルギを電源側に回
生する回路が考慮されていない。それゆえ、本発明は上
記問題を解決し、エネルギ回生可能な高効率の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決する本発
明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、
コンデンサを含む負荷と、の間に設けられる双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータであって、前記直流電源に並列接続さ
れる、トランスの一次巻線と第１ＦＥＴとの第１直列回
路と、前記トランスの一次巻線と逆位相の電圧が誘起さ
れるように、前記負荷に並列接続される、該トランスの
二次巻線と第２ＦＥＴとの第２直列回路と、前記直流電
源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記コンデンサ
に蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生するよう
に、前記第１ＦＥＴと前記第２ＦＥＴの各ゲートを制御
する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
明による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、
コンデンサを含む負荷と、の間に設けられる双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータであって、前記直流電源に並列接続さ
れる、トランスの一次巻線と第１ＦＥＴとの第１直列回
路と、前記トランスの一次巻線と逆位相の電圧が誘起さ
れるように、前記負荷に並列接続される、該トランスの
二次巻線と第２ＦＥＴとの第２直列回路と、前記直流電
源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記コンデンサ
に蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生するよう
に、前記第１ＦＥＴと前記第２ＦＥＴの各ゲートを制御
する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【０００９】上記制御手段により、第２ＦＥＴをオフに
し第１ＦＥＴをオンにし、次いで第１ＦＥＴをオフにし
て第２ＦＥＴをオンにすることにより、直流電源から供
給され一次巻線に一時蓄えられたエネルギを負荷に供給
し、第２ＦＥＴをオンにし、次いで第２ＦＥＴをオフに
して第１ＦＥＴをオンにすることにより、コンデンサか
ら供給され二次巻線に一時蓄えられたエネルギを直流電
源に回生する。この結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
が実現され、かつ第１ＦＥＴおよび第２ＦＥＴの順方向
電圧降下が低いので損失の少ない高効率の送電が実現さ
れる。
し第１ＦＥＴをオンにし、次いで第１ＦＥＴをオフにし
て第２ＦＥＴをオンにすることにより、直流電源から供
給され一次巻線に一時蓄えられたエネルギを負荷に供給
し、第２ＦＥＴをオンにし、次いで第２ＦＥＴをオフに
して第１ＦＥＴをオンにすることにより、コンデンサか
ら供給され二次巻線に一時蓄えられたエネルギを直流電
源に回生する。この結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
が実現され、かつ第１ＦＥＴおよび第２ＦＥＴの順方向
電圧降下が低いので損失の少ない高効率の送電が実現さ
れる。
【００１０】本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記制御手段は、前記コンデンサの電圧を所定の
電圧に制御する。
いて、前記制御手段は、前記コンデンサの電圧を所定の
電圧に制御する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明
のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路の第１実
施形態を示す図である。以下の図面において、同一のも
のを同一参照番号で示す。バッテリ１の電源にトランス
２の１次巻線３とＦＥＴ４との直列回路が並列に接続さ
れている。この直列回路と対称的にトランス２の２次巻
線５とＦＥＴ６との直列回路が設けられ、この直列回路
に負荷７およびコンデンサ８が並列に接続されている。
２次巻線５の負荷７に対する接続は１次巻線３と逆位相
の電圧が誘起されるように行われる。ＦＥＴ４およびＦ
ＥＴ６はｎチャンネルＭＯＳ型を使用しており、ＦＥＴ
４およびＦＥＴ６の各ソースはバッテリ１のグランド端
子に接続され、ＦＥＴ４のドレインは１次巻線３の一端
に接続されている。１次巻線３の他端はバッテリ１の正
電位端子に接続されている。ＦＥＴ６のドレインは２次
巻線５の一端に接続されている。２次巻線５の他端はコ
ンデンサ８の正電位側に接続されている。ＦＥＴ４およ
びＦＥＴ６の各ゲートには後述するように制御回路９か
ら所定の周期でＦＥＴ４およびＦＥＴ６をオンオフする
矩形波の信号が入力される。制御回路９には負荷の両端
電圧を検出する電圧検出器９ａとＦＥＴ４およびＦＥＴ
６を流れる各電流を検出する電流検出器９ｂが接続され
ており、制御回路９はこれらの検出器の信号に応じて負
荷７の両端電圧が一定になるようにＦＥＴ４およびＦＥ
Ｔ６のゲートへの信号を制御する。
明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明
のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路の第１実
施形態を示す図である。以下の図面において、同一のも
のを同一参照番号で示す。バッテリ１の電源にトランス
２の１次巻線３とＦＥＴ４との直列回路が並列に接続さ
れている。この直列回路と対称的にトランス２の２次巻
線５とＦＥＴ６との直列回路が設けられ、この直列回路
に負荷７およびコンデンサ８が並列に接続されている。
２次巻線５の負荷７に対する接続は１次巻線３と逆位相
の電圧が誘起されるように行われる。ＦＥＴ４およびＦ
ＥＴ６はｎチャンネルＭＯＳ型を使用しており、ＦＥＴ
４およびＦＥＴ６の各ソースはバッテリ１のグランド端
子に接続され、ＦＥＴ４のドレインは１次巻線３の一端
に接続されている。１次巻線３の他端はバッテリ１の正
電位端子に接続されている。ＦＥＴ６のドレインは２次
巻線５の一端に接続されている。２次巻線５の他端はコ
ンデンサ８の正電位側に接続されている。ＦＥＴ４およ
びＦＥＴ６の各ゲートには後述するように制御回路９か
ら所定の周期でＦＥＴ４およびＦＥＴ６をオンオフする
矩形波の信号が入力される。制御回路９には負荷の両端
電圧を検出する電圧検出器９ａとＦＥＴ４およびＦＥＴ
６を流れる各電流を検出する電流検出器９ｂが接続され
ており、制御回路９はこれらの検出器の信号に応じて負
荷７の両端電圧が一定になるようにＦＥＴ４およびＦＥ
Ｔ６のゲートへの信号を制御する。
【００１２】図１に示す直流電源回路を車両に用いた場
合、バッテリ１の負荷としてはエアコンが、コンデンサ
８の負荷７としてはスタータモータが使用される。この
ように、図１に示す本発明による直流電源回路は逆流防
止用のダイオードの代わりにＦＥＴ４およびＦＥＴ６を
用いている。それゆえ、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵
ダイオードの順方向電圧損失は通常使用されるダイオー
ドの順方向電圧損失より極めて小さいので、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの送電効率が向上する。この内蔵ダイオード
はボディダイオードとも呼ばれている。
合、バッテリ１の負荷としてはエアコンが、コンデンサ
８の負荷７としてはスタータモータが使用される。この
ように、図１に示す本発明による直流電源回路は逆流防
止用のダイオードの代わりにＦＥＴ４およびＦＥＴ６を
用いている。それゆえ、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵
ダイオードの順方向電圧損失は通常使用されるダイオー
ドの順方向電圧損失より極めて小さいので、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの送電効率が向上する。この内蔵ダイオード
はボディダイオードとも呼ばれている。
【００１３】図２は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用
いた直流電源回路の第２実施形態を示す図である。図１
に示す第１実施形態とは、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６のソ
ースとドレインとの間に外付けダイオード１２および１
３がそれぞれ接続されている点のみ異なる。外付けダイ
オード１２および１３は、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内
蔵ダイオードと比してスイッチング速度が速く、ＤＣ−
ＤＣコンバータの送電時の応答性が向上する。
いた直流電源回路の第２実施形態を示す図である。図１
に示す第１実施形態とは、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６のソ
ースとドレインとの間に外付けダイオード１２および１
３がそれぞれ接続されている点のみ異なる。外付けダイ
オード１２および１３は、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内
蔵ダイオードと比してスイッチング速度が速く、ＤＣ−
ＤＣコンバータの送電時の応答性が向上する。
【００１４】次に、図２および図３に示す本発明による
直流電源回路の動作を説明する。図３は図２および図３
に示す各ＦＥＴへのゲート信号のタイムチャートであ
る。このゲート信号φ１、φ２は、制御回路９、電圧検
出器９ａおよび電流検出器９ｂからなる制御手段によ
り、バッテリ１のエネルギを負荷７に供給し、コンデン
サ８に蓄えられたエネルギをバッテリ１に回生するよ
う、ＦＥＴ４とＦＥＴ６の各ゲートに供給される。図３
において、横軸は時間、縦軸はＦＥＴ４のソースとゲー
ト間に印加される電圧を上段に、ＦＥＴ６のソースとゲ
ート間に印加される電圧を下段に示す。ゲート信号φ
１、φ２は、約１０〜５０ＫＨｚの周期を有する。
直流電源回路の動作を説明する。図３は図２および図３
に示す各ＦＥＴへのゲート信号のタイムチャートであ
る。このゲート信号φ１、φ２は、制御回路９、電圧検
出器９ａおよび電流検出器９ｂからなる制御手段によ
り、バッテリ１のエネルギを負荷７に供給し、コンデン
サ８に蓄えられたエネルギをバッテリ１に回生するよ
う、ＦＥＴ４とＦＥＴ６の各ゲートに供給される。図３
において、横軸は時間、縦軸はＦＥＴ４のソースとゲー
ト間に印加される電圧を上段に、ＦＥＴ６のソースとゲ
ート間に印加される電圧を下段に示す。ゲート信号φ
１、φ２は、約１０〜５０ＫＨｚの周期を有する。
【００１５】バッテリ１から負荷７に送電する第１モー
ドにおいて、ＦＥＴ４のソースとゲート間には所定の周
期で、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ１０〜ｔ１１間に電圧が印加
され、ＦＥＴ６のソースとゲート間には所定の周期で、
時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ１１〜ｔ１１間に電圧が印加され
る。したがって、ＦＥＴ４は所定の周期毎にオンとなり
ＦＥＴ６はＦＥＴ４がオンからオフに切換わった直後に
オンとなる。
ドにおいて、ＦＥＴ４のソースとゲート間には所定の周
期で、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ１０〜ｔ１１間に電圧が印加
され、ＦＥＴ６のソースとゲート間には所定の周期で、
時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ１１〜ｔ１１間に電圧が印加され
る。したがって、ＦＥＴ４は所定の周期毎にオンとなり
ＦＥＴ６はＦＥＴ４がオンからオフに切換わった直後に
オンとなる。
【００１６】このように第１モードにおいて、バッテリ
１から負荷７に送電するときは、制御回路９により、Ｆ
ＥＴ４およびＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥＴ４の
スイッチング動作において、ＦＥＴ４がオン、ＦＥＴ６
がオフのときは１次巻線３にエネルギが蓄えられ、ＦＥ
Ｔ４がオフ、ＦＥＴ６がオンのときは１次巻線３に蓄え
られたエネルギがコンデンサ８に充電され、このときＦ
ＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオードを通って充電電
流が流れる。
１から負荷７に送電するときは、制御回路９により、Ｆ
ＥＴ４およびＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥＴ４の
スイッチング動作において、ＦＥＴ４がオン、ＦＥＴ６
がオフのときは１次巻線３にエネルギが蓄えられ、ＦＥ
Ｔ４がオフ、ＦＥＴ６がオンのときは１次巻線３に蓄え
られたエネルギがコンデンサ８に充電され、このときＦ
ＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオードを通って充電電
流が流れる。
【００１７】コンデンサ８からバッテリ１に回生する第
２モードにおいて、ＦＥＴ６のソースとゲート間には所
定の周期で、時刻ｔ１００〜ｔ１０１、ｔ１１０〜ｔ１
１１間に電圧が印加され、ＦＥＴ４のソースとゲート間
には所定の周期で、時刻ｔ１０１〜ｔ１０２、ｔ１１１
〜ｔ１１２間に電圧が印加される。したがって、ＦＥＴ
６は所定の周期毎にオンとなりＦＥＴ４はＦＥＴ６がオ
ンからオフに切換わった直後にオンとなる。
２モードにおいて、ＦＥＴ６のソースとゲート間には所
定の周期で、時刻ｔ１００〜ｔ１０１、ｔ１１０〜ｔ１
１１間に電圧が印加され、ＦＥＴ４のソースとゲート間
には所定の周期で、時刻ｔ１０１〜ｔ１０２、ｔ１１１
〜ｔ１１２間に電圧が印加される。したがって、ＦＥＴ
６は所定の周期毎にオンとなりＦＥＴ４はＦＥＴ６がオ
ンからオフに切換わった直後にオンとなる。
【００１８】このように第２モードにおいて、コンデン
サ８からバッテリ１に回生するときは、制御回路９によ
り、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥ
Ｔ６のスイッチング動作において、ＦＥＴ６がオン、Ｆ
ＥＴ４がオフのときは２次巻線５にエネルギが蓄えら
れ、ＦＥＴ６がオフ、ＦＥＴ４がオンのときは２次巻線
５に蓄えられたエネルギがバッテリ１に回生され、この
ときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオードを通って
充電電流が流れる。
サ８からバッテリ１に回生するときは、制御回路９によ
り、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥ
Ｔ６のスイッチング動作において、ＦＥＴ６がオン、Ｆ
ＥＴ４がオフのときは２次巻線５にエネルギが蓄えら
れ、ＦＥＴ６がオフ、ＦＥＴ４がオンのときは２次巻線
５に蓄えられたエネルギがバッテリ１に回生され、この
ときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオードを通って
充電電流が流れる。
【００１９】また、バッテリ１からコンデンサ８への電
圧の昇圧／降圧は、トランス２の１次巻線３と２次巻線
５の巻数比で決定されるだけでなく、ＦＥＴ４およびＦ
ＥＴ６のゲート信号のデューティ比でも決定される。デ
ューティ比大、すなわち、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６のゲ
ート信号のオン時間が長い程、コンデンサ８の電圧は大
となる。制御回路９は、コンデンサ８の電圧が所定の電
圧となるように、検出電圧が所定電圧より大のときはＦ
ＥＴ４およびＦＥＴ６のスイッチングを中止する。
圧の昇圧／降圧は、トランス２の１次巻線３と２次巻線
５の巻数比で決定されるだけでなく、ＦＥＴ４およびＦ
ＥＴ６のゲート信号のデューティ比でも決定される。デ
ューティ比大、すなわち、ＦＥＴ４およびＦＥＴ６のゲ
ート信号のオン時間が長い程、コンデンサ８の電圧は大
となる。制御回路９は、コンデンサ８の電圧が所定の電
圧となるように、検出電圧が所定電圧より大のときはＦ
ＥＴ４およびＦＥＴ６のスイッチングを中止する。
【００２０】電流検出回路９ｂはＦＥＴ４を流れる電流
を検出し、制御回路９は、過大な電流が負荷７に供給さ
れないように、検出電流が所定電流より大のときはＦＥ
Ｔ４およびＦＥＴ６のスイッチングを中止する。また、
所定の電流になるようにデューティ比をフィードバック
制御してもよい。上記第１モードおよび第２モードは、
電圧検出器９ａにより検出されたコンデンサ８の電圧が
所定電圧以内のとき第１モードに、所定電圧を越えたと
き第２モードに切換えられる。すなわち、コンデンサ８
が十分充電されたとき第１モードから第２モードに切換
えてコンデンサ８からバッテリ１への回生を行う。
を検出し、制御回路９は、過大な電流が負荷７に供給さ
れないように、検出電流が所定電流より大のときはＦＥ
Ｔ４およびＦＥＴ６のスイッチングを中止する。また、
所定の電流になるようにデューティ比をフィードバック
制御してもよい。上記第１モードおよび第２モードは、
電圧検出器９ａにより検出されたコンデンサ８の電圧が
所定電圧以内のとき第１モードに、所定電圧を越えたと
き第２モードに切換えられる。すなわち、コンデンサ８
が十分充電されたとき第１モードから第２モードに切換
えてコンデンサ８からバッテリ１への回生を行う。
【００２１】次に、本発明の他の実施形態について説明
する。図４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直
流電源回路の第３実施形態を示す図である。図１に示す
第１実施形態とは、ＦＥＴ１４がバッテリ１の正電位端
子と第１巻線３との間に、ＦＥＴ１５が第２巻線と負荷
との間に、それぞれ配設され、かつ、ＦＥＴ１４および
ＦＥＴ１５のソースとドレインとの間に外付けダイオー
ド１６および１７がそれぞれ接続され、さらにＦＥＴ１
４およびＦＥＴ１５のゲートにＦＥＴ４およびＦＥＴ６
のゲートへの信号に同期した信号を送る昇圧手段１８が
設けられている点のみ異なる。
する。図４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直
流電源回路の第３実施形態を示す図である。図１に示す
第１実施形態とは、ＦＥＴ１４がバッテリ１の正電位端
子と第１巻線３との間に、ＦＥＴ１５が第２巻線と負荷
との間に、それぞれ配設され、かつ、ＦＥＴ１４および
ＦＥＴ１５のソースとドレインとの間に外付けダイオー
ド１６および１７がそれぞれ接続され、さらにＦＥＴ１
４およびＦＥＴ１５のゲートにＦＥＴ４およびＦＥＴ６
のゲートへの信号に同期した信号を送る昇圧手段１８が
設けられている点のみ異なる。
【００２２】バッテリ１から負荷７に送電するときは、
制御回路９、電圧検出器９ａおよび電流検出器９ｂから
なる制御手段および昇圧手段１８により、ＦＥＴ１４を
オン、ＦＥＴ１５をオフ、ＦＥＴ６をオンにし、ＦＥＴ
４をスイッチングする。ＦＥＴ４のスイッチング動作に
おいて、ＦＥＴ４がオンのときは１次巻線３にエネルギ
が蓄えられ、ＦＥＴ４がオフのときは１次巻線３に蓄え
られたエネルギがコンデンサ８に充電される。このＦＥ
Ｔ４がオフのときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオ
ードを通って充電電流が流れる。
制御回路９、電圧検出器９ａおよび電流検出器９ｂから
なる制御手段および昇圧手段１８により、ＦＥＴ１４を
オン、ＦＥＴ１５をオフ、ＦＥＴ６をオンにし、ＦＥＴ
４をスイッチングする。ＦＥＴ４のスイッチング動作に
おいて、ＦＥＴ４がオンのときは１次巻線３にエネルギ
が蓄えられ、ＦＥＴ４がオフのときは１次巻線３に蓄え
られたエネルギがコンデンサ８に充電される。このＦＥ
Ｔ４がオフのときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダイオ
ードを通って充電電流が流れる。
【００２３】コンデンサ８からバッテリ１に回生すると
きは、制御回路９、電圧検出器９ａおよび電流検出器９
ｂからなる制御手段および昇圧手段１８により、ＦＥＴ
１４をオフ、ＦＥＴ１５をオン、ＦＥＴ４をオンにし、
ＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥＴ６のスイッチング
動作において、ＦＥＴ６がオンのときは２次巻線５にエ
ネルギが蓄えられ、ＦＥＴ６がオフのときは２次巻線５
に蓄えられたエネルギがバッテリ１に充電される。この
ＦＥＴ６がオフのときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダ
イオードを通って充電電流が流れる。
きは、制御回路９、電圧検出器９ａおよび電流検出器９
ｂからなる制御手段および昇圧手段１８により、ＦＥＴ
１４をオフ、ＦＥＴ１５をオン、ＦＥＴ４をオンにし、
ＦＥＴ６をスイッチングする。ＦＥＴ６のスイッチング
動作において、ＦＥＴ６がオンのときは２次巻線５にエ
ネルギが蓄えられ、ＦＥＴ６がオフのときは２次巻線５
に蓄えられたエネルギがバッテリ１に充電される。この
ＦＥＴ６がオフのときＦＥＴ４およびＦＥＴ６の内蔵ダ
イオードを通って充電電流が流れる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によればエ
ネルギ回生可能な高効率の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することができる。
ネルギ回生可能な高効率の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することができる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路の第１実施形態を示す図である。
源回路の第１実施形態を示す図である。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路の第２実施形態を示す図である。
源回路の第２実施形態を示す図である。
【図３】図２および図３に示す各ＦＥＴへのゲート信号
のタイムチャートである。
のタイムチャートである。
【図４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路の第３実施形態を示す図である。
源回路の第３実施形態を示す図である。
【図５】従来技術によるフライバック型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図である。
ンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図である。
１…バッテリ（直流電源） ２…トランス ３…第１巻線 ４、６、１４、１５…ＦＥＴ ５…第２巻線 ７…負荷 ８…コンデンサ ９…制御回路 １１、１２、１３、１６、１７…ダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、コンデンサを含む負荷と、
の間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、 前記直流電源に並列接続される、トランスの一次巻線と
第１ＦＥＴとの第１直列回路と、 前記トランスの一次巻線と逆位相の電圧が誘起されるよ
うに、前記負荷に並列接続される、該トランスの二次巻
線と第２ＦＥＴとの第２直列回路と、 前記直流電源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記
コンデンサに蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生
するように、前記第１ＦＥＴと前記第２ＦＥＴの各ゲー
トを制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする双
方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記コンデンサの電圧
を所定の電圧に制御する、請求項１に記載の双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11142055A JP2000333455A (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11142055A JP2000333455A (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000333455A true JP2000333455A (ja) | 2000-11-30 |
Family
ID=15306375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11142055A Pending JP2000333455A (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000333455A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT412435B (de) * | 2001-06-12 | 2005-02-25 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltwandler |
| JP2009219227A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | 直流双方向コンバータと直流双方向コンバータの制御方法 |
| US7613015B2 (en) | 2003-08-20 | 2009-11-03 | Siemens Ag Osterreich | Voltage converter |
| CN111262445A (zh) * | 2020-03-11 | 2020-06-09 | 南京奥云德电子科技有限公司 | 一种隔离型双向直流-直流变换器 |
-
1999
- 1999-05-21 JP JP11142055A patent/JP2000333455A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT412435B (de) * | 2001-06-12 | 2005-02-25 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltwandler |
| US7613015B2 (en) | 2003-08-20 | 2009-11-03 | Siemens Ag Osterreich | Voltage converter |
| JP2009219227A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | 直流双方向コンバータと直流双方向コンバータの制御方法 |
| CN111262445A (zh) * | 2020-03-11 | 2020-06-09 | 南京奥云德电子科技有限公司 | 一种隔离型双向直流-直流变换器 |
| CN111262445B (zh) * | 2020-03-11 | 2022-12-20 | 南京奥云德电子科技有限公司 | 一种隔离型双向直流-直流变换器 |
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