JP2000508868A

JP2000508868A - トランジスタ化した２ポート可変コンダクタンスネットワーク

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Publication number: JP2000508868A
Application number: JP10529183A
Authority: JP
Inventors: エデュアルドフェルディナンドスティクフォールト
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-02-07
Filing date: 1998-01-15
Publication date: 2000-07-11
Also published as: EP0897612A2; US5994966A; WO1998035438A2; WO1998035438A3; KR20000064908A

Abstract

(57)【要約】抵抗をフィルタをチューニングするための可変のゲート電圧を有するＭＯＳトランジスタとして形成するタイプのチューナブル平衡型ＲＣフィルタ回路に関する。ＭＯＳトランジスタは、各々が同一直流バイアスをゲートに有するＭＯＳトランジスタ（Ｔ１−１，Ｔ１−２，．．．，Ｔ１−Ｎ；Ｔ２−１，Ｔ２−２，．．．，Ｔ２−Ｎ）の直列配置の形態をとる。直列配置のＭＯＳトランジスタの各々のゲートは、バッファ（Ｂ１，Ｂ２）を通じて入力端子（ＩＴ１，ＩＴ２）に接続した抵抗段（Ｒ１−１，Ｒ１−２，．．．，Ｒ１−Ｎ；Ｒ２−１，Ｒ２−２，．．．，Ｒ２−Ｎ）によって２ポートネットワークの入力端子（ＩＴ１，ＩＴ２）の入力信号の直流成分の一部も受信する。入力信号の直流成分は、直列配置のトランジスタ間で分割される。このようにして、比較的大きな入力電圧で小さいゲート電圧の揺れを有するＭＯＳトランジスタを用いることかできる。

Description

【発明の詳細な説明】トランジスタ化した２ポート可変コンダクタンスネットワーク本発明は、入力電圧を受信する入力端子の対と出力端子の対との間に可変コンダクタンスを有する２ポートネットワークを具える電子回路であって、この２ポートネットワークが、前記入力端子の対の第１入力端子と前記出力端子の対の第１出力端子との間に接続した導通チャネル及び導通チャネルの導通を制御するために制御電圧を受信するために配置した制御電極を有する第１トランジスタと、前記入力端子の対の第２入力端子と前記出力端子の対の第２出力端子との間に接続した導通チャネル及び導通チャネルの導通を制御するために制御電圧を受信するために配置した制御電極を有する第２トランジスタと、前記第１トランジスタの制御電極及び前記第２トランジスタの制御電極に電圧を供給する手段とを具える、電子回路に関するものである。このような電子回路は米国特許出願明細書第４，５０９，０１９号から既知であり、これは、対に配置したフィルタ抵抗及びフィルタキャパシタに接続した平衡型増幅器を具える能動ＲＣフィルタ回路を示す。フィルタ回路を同調しうるようにするために、フィルタ抵抗を、チャネル抵抗をＭＯＳトランジスタの制御電極の可変電圧によって調整可能なＭＯＳトランジスタによって形成する。ＭＯＳトランジスタを２ポートネットワークで対に配置し、一方のＭＯＳトランジスタを、２ポートネットワークの入力端子の一方と出力端子の一方との間に接続し、他方のＭＯＳトランジスタを、他方の入力端子と他方の出力端子との間に接統する。２ポートネットワークを、差入力部及び出力部を有する一つ以上の差動増幅器に組み合わせる。その使用に依存して、２ポートネットワークは、平衡型信号源と差動増幅器の差動入力部との間の可変抵抗又は差動増幅器の差動入力部と出力部との間の可変帰還抵抗として作用する。したがって、能動チューナブル高次ＲＣフィルタ回路を、複数の差動増幅器、２ポートネットワーク及び対に配置したキャパシタによって実現することができる。ＭＯＳトランジスタ及び平衡信号入力部の対配置は、ＭＯＳトランジスタ間の不整合及びＭＯＳトランジスタのチャネル電流及びゲート電圧間の非線形関係のために歪みを大幅に減少させる。トランジスタの導通チャネルの抵抗がトランジスタの制御電極すなわちゲート上の電圧によって制御されるので、ＭＯＳトランジスタは、電圧−電流変換特性の非飽和領域で作動される。技術の進歩によって、著しく薄いゲート酸化膜を有するＭＯＳトランジスタが設計者によって利用できるようになっている。その直接的な結果は、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧とチャネル導通がもはや著しく増大しない電圧との間のゲート電圧の揺れが従来よりも著しく小さくなることである。この場合、このようなＭＯＳトランジスタを上記平衡型能動ＲＣフィルタ回路の制御可能なコンダクタンスとして用いる場合、問題が生じる。ＭＯＳトランジスタをこのようなＲＣフィルタ回路の制御可能なコンダクタンスとして用いることができる電圧範囲は、ゲート電圧の揺れにリンクされる。ゲート電圧の揺れが減少する結果、信号レベルが同一のままであるとき歪みが比較的急速に増大し、その結果、上記タイプの能動ＲＣフィルタ回路の有用性が減少する。本発明の目的は、このタイプのフィルタ回路の有用性を向上させることであり、このために、本発明は、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタがそれぞれ、導通チャネルを第１入力端子と第１出力端子との間及び第２入力端子と第２出力端子との間にそれぞれ直列に配置するとともに前記制御電圧を受信するために配置した制御電極をそれぞれ有する少なくとも二つのトランジスタの直列配置を具え、前記制御電圧を供給する手段手段が、前記入力電圧に比例する信号電圧を前記トランジスタの各制御電極に対する制御電圧に付加する手段を更に有することを特徴とするものである。２ポートネットワークのＭＯＳトランジスタの各々を、複数のＭＯＳトランジスタの直列配置に置換する。直列配置のＭＯＳトランジスタの制御電極は、フィルタ回路のチューニングのために同一又はほぼ同一の制御可能な直流電圧を受信する。入力信号の交流成分の一部はこの直流電圧に重ね合わされ、その結果、直列接続したＭＯＳトランジスタの各々のソース、ドレイン及びゲート間の交流電圧は、全交流入力電圧の一部のみに制限される。したがって、各ＭＯＳトランジスタは、より小さい交流電圧を「感知し」、その結果、歪みが減少する。入力電圧の一部が重ね合わされた制御電圧を発生させる必要がある。このために、本発明による電子回路は、前記制御電圧を供給する手段が、前記第１入力端子に接続した入力部及び出力部を有する第１信号ホロワと、前記第２入力端子に接続した入力部及び出力部を有する第２信号ホロワと、前記第１信号ホロワの出力部と前記第２信号ホロワとの間に接続され、直列接続したトランジスタの各制御電極に接続した連続的な抵抗間にそれぞれノードを有する抵抗段と、前記抵抗段の第１ノードに接続した第１の制御可能な電流源及び前記抵抗段の第１２−ドに接続した第２の制御可能な電流源とを具えることを特徴とするものである。第１及び第２信号ホロワは、平衡な入力信号を緩衝し、この信号が不必要にロードされるのを防止する。抵抗段のノードは、入力電圧に比例する交流電圧を搬送する。したがって、連続的な抵抗のノードに接続した制御電極は、交流入力電圧の一部を受信する。第１の制御可能な電流源及び第２の制御可能な電流源は、抵抗段の二つの端部に必要な可変直流電圧を発生させ、好適には、前記第１の制御可能な電流源及び第２の制御可能な電流源をほぼ同一のものとし、これらを、前記第１入力端子及び第２入力端子から数えた前記第１抵抗段の第１ノードに接続したことを特徴とする。直列接続したトランジスタの制御電極間の交流入力電圧の均一な分割のために、電子回路は、好適には、前記抵抗段の連続的な抵抗がほぼ同一の抵抗値を有することを特徴とする。信号ホロワは、２ポートネットワークの入力端子の信号電圧を緩衝する役割を果たす。このために、本発明による電子回路は、前記第１信号ホロワ及び第２信号ホロワを、前記第１入力端子及び第２入力端子にそれぞれ接続した制御電極並びに主電流導通電極を有するトランジスタとし、その主電流導通電極のうちの一方を前記抵抗段に接続したことを特徴とする。トランジスタとして、ＭＯＳトランジスタとバイポーラトランジスタのいずれかを用いることができ、それをソースホロワ又はエミッタホロワとして配置することができる。結果的に得られる直流レベルシフトは、直列接続したＭＯＳトランジスタのゲートと導通チャネルとの間の必要な直流電圧の揺れを自動的に発生させる。歪みを更に減少させるために、第１の追加のＭＯＳトランジスタを、２ポートネットワークの第１入力端子と第２出力端子との間に接続するとともに、第２の追加のＭＯＳトランジスタを、第２入力端子と第１出力端子との間に接続することができる。追加のＭＯＳトランジスタを交差接続し、この際、入力端子と出力端子との間の抵抗は、追加のＭＯＳトランジスタと元のＭＯＳトランジスタとの間の制御電圧間の差に依存する。この技術は、米国特許出願明細書第4,710,726 号及び１９８６年７月に刊行されたIEEE Transactions on Circuits and System s，Vol.CAS-33,No.7の714〜716頁に記載された文献“Modification of Banu-Tsi vidis Continuous-Time Integrator Structure”からそれ自体既知である。追加のＭＯＳトランジスタを、直列接続したＭＯＳトランジスタの配置によって形成することもできる。このために、電子回路の一例は、前記２ポートネットワークが、導通チャネルを直列に配置した少なくとも二つのトランジスタの他の二つの直列配置を具え、これら他の二つの直列配置のうちの一方を、前記第１入力端子と第２出力端子との間に接続し、前記他の二つの直列配置のうちの他方を、前記第２入力端子と第１出力端子との間に接続し、前記制御電圧を供給する手段が、前記入力電圧に比例する信号電圧を前記他の二つの直列配置のトランジスタの各制御電極に対する制御電圧に付加する手段を更に有することを特徴とするものである。本発明による電子回路、特に２ポートネットワークは、能動平衡型連続時間フィルタ構造で用いるのに非常に好適である。これらフィルタ構造の用途、動作及び理論については、上記米国特許出願、文献及びそれに引用された参考文献を参照すればよい。本発明のこれら及び他の態様を、添付図面を参照して詳細に説明する。図１は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える従来の電子フィルタ回路を示す。図２は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える他の従来の電子フィルタ回路を示す。図３は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える本発明による電子フィルタ回路を示す。図４は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える本発明による電子フィルタ回路の実施の形態を示す。図５は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える従来の電子フィルタ回路を示す。図６は、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える本発明による電子フィルタ回路の実施の形態を示す。図面中、同一パーツに同一参照符号を付すものとする。図１は、上記米国特許出願明細書第４，５０９，０１９号から既知のような２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える電子フィルタ回路を示す。２ポートネットワークは、第１入力端子ＩＴ１と、第２入力端子ＩＴ２と、第１出力端子ＯＴ１と、第２出力端子ＯＴ２と、第１入力端子ＩＴ１と第１出力端子ＯＴ１との間に接続した導通チャネルを有するとともに制御電圧端子ＣＴに接続した制御電極すなわちゲートを有する第１ＭＯＳトランジスタＴ１と、第２入力端子ＩＴ２と第２出力端子ＯＴ２との間に接続した導通チャネルを有するとともに制御電圧端子ＣＴに接続した制御電極すなわちゲートを有する第２ＭＯＳトランジスタＴ２とを具える。。２ポートネットワークの第１出力端子ＯＴ１を平衡型増幅器Ａの非反転入力部１に接続するとともに、第２出力端子ＯＴ２を増幅器Ａの反転入力部２に接続する。増幅器Ａは、第１フィルタ出力端子ＯＴＡに結合した反転出力部３と、第２フィルタ出力端子ＯＴＢに結合した非反転出力部４とを有する。第１キャパシタＣ１を、反転出力部３と非反転入力部１との間に接続し、第２キャパシタＣ２を、非反転出力部４と反転出力部２との間に接続する。第１入力端子ＩＴ１を第１フィルタ入力端子ＩＴＡに結合するとともに、第２入力端子ＩＴ２を第２フィルタ入力端子ＩＴＢに結合する。図１に示した形態は、制御電圧端子ＣＴの制御電圧によって変えることができる伝達関数を有する積分器として作動する。ＭＯＳトランジスタの導通チャネルの抵抗が、印加されるゲート電圧の関数として変動するので、ＭＯＳトランジスタＴ１及びＴ２は可変抵抗として機能するとともに電圧−電流変換特性の非飽和領域で作動する。平衡な入力信号、すなわち、同一の大きさで互いに逆位相の二つの信号が、フィルタ入力端子ＩＴＡ及びＩＴＢに供給される。形態の対称の結果、上記米国特許出願明細書に記載されているように、ＭＯＳトランジスタの非線形電圧−電流特性によって生じた顕著な第２級歪みが非常に抑制されるようになる。図２は、米国特許出願明細書４，５０９，０１９号からも既知である変形を示す。２ポートネットワークのトランジスタＴ１及びＴ２及びキャパシタＣ１及びＣ２の配置を変更している。フィルタ回路は、この場合、制御可能な伝達関数を有する微分器として作動する。特許は、高次のフィルタ回路を実現するために多数の変形を開示している。しかしながら、全ての変形は、図１に示したようなタイプの一つ以上の２ポートネットワークを利用する。技術の進歩の結果、著しく薄いゲート酸化膜を有するＭＯＳトランジスタを設計者によって利用できる。これの直接的な結果としては、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧とチャネル導通がもはや著しく増大しない、すなわち、飽和の瞬時の電圧との間で揺れるゲート電圧が従来よりも著しく小さくなる。「線形」領域が更に小さくなる。この場合、このようなＭＯＳトランジスタを上記平衡型フィルタ下位なすで制御可能なコンダクタンスとして用いる場合に問題が生じる。このようなＲＣフィルタ回路上で利用できる電圧範囲はゲート電圧の揺れにリンクされる。ゲート電圧の揺れが減少した結果、信号レベルが同一のままであるとき歪みが比較的急速に増大して、このタイプのフィルタ回路の有用性が減少する。図３は、２ポートネットワークがゲート電圧の揺れの減少の影響を軽減させる手段と協同する、本発明によるフィルタ回路を示す。図示したフィルタ回路は、図１に示したものとほぼ同一である。しかしながら、Ｎを１より大きい整数とした場合、第１ＭＯＳトランジスタＴ１を、複数Ｎの直列接続したトランジスタＴ１−１，Ｔ１−２，．．．，Ｔ１−Ｎで構成する。ＭＯＳトランジスタＴ２についても同様に行う。このトランジスタを、同数のＮの直列接続したトランジスタＴ２−１，Ｔ２−２，．．．，Ｔ２−Ｎで構成する。直列接続したトランジスタＴ１−１，Ｔ１−２，．．．，Ｔ１−Ｎを、図３に示したように直列接続した抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，．．．，Ｒ１−Ｎのの各ノードＮ１−１，Ｎ１−２，．．．，Ｎ１−Ｎに接続する。トランジスタＴ１−１のゲートを、抵抗Ｒ１−１とＲ２−２との間のノードＮ１−１に接続し、トランジスタＴ１−２のゲートを、抵抗Ｒ１−２とＲ２−３との間のノードＮ１−１に接続する、等々。最後の抵抗Ｒ１−Ｎ及びＲ２−Ｎを互いに直接接続し、その結果、ノードＮ１−１及びＮ２ −Ｎは一致する。しかしながら、所望の場合には、追加の抵抗をノードＮ１−ＮとＮ２−Ｎとの間に含めることができる。抵抗Ｒ１−ｉ（ｉ＝１．．．Ｎ）は互いに抵抗段を形成し、その先端の抵抗Ｒ１−１及びＲ２−１を二つの信号の出力部に続く部分すなわちバッファＢ１及びＢ２に接続する。バッファＢ１は、第１入力端子ＩＴ１に接続した入力部を有し、バッファＢ２は、第２入力端子ＩＴ２に接続した入力部を有する。さらに、ノードＮ１−１に接続した電流源ＩＡ１によって、制御可能なバイアス電圧が抵抗Ｒ１−１に流れる。同様なソースＩＡ２をノードＮ２−１に接続する。入力端子ＩＴ１及びＩＴ２上に直流電圧差がなく、かつ、電流源ＩＡ１及びＩＡ２が同一であると仮定すると、ノードＮ１−１及びＮ２−１の直流電圧は互いに等しくなる。これは、全てのＭＯＳトランジスタのゲートが同一の直流電圧を受信することを意味する。この直流電圧は、図１に示した回路の制御電圧端子ＣＴ上の制御電圧に対応し、電流源ＩＡ１及びＩＡ２によって調整可能である。抵抗段のノード上で重ね合わされた直流電圧は、ノードの連続数ｉが増大するに従って振幅が減少する信号電圧となる。重ね合わされた信号電圧は、入力端子ＩＴ１とＩＴ２との間の瞬時の入力電圧に比例する。したがって、ＭＯＳトランジスタの各々のソース、ゲート及びドレイン感の交流電圧は、交流入力電圧の一部に制限される。この場合、ゲート電圧の揺れが減少したにもかかわらず、ＭＯＳトランジスタは飽和状態にされない。ＭＯＳトランジスタ間の交流電圧を均一に分割するに妻子、抵抗段の全ての抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，．．．，Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１，Ｒ２−２，．．．，Ｒ２−Ｎは同一の値を有する。図４は、バッファＢ１及びＢ２がソーフホロワとして配置したＭＯＳトランジスタＴＡ及びＴＢを具える実施の形態を示す。しかしながら、トランジスタＴＡ及びＴＢを、エミッタホロワとして配置したバイポーラトランジスタとすることもできる。図５は、米国特許出願明細書第4,710,726号及び１９８６年７月に刊行された IEEE Transactions on Circuits and Systems，Vol.CAS-33,No.7の714〜716頁に記載された文献“Modification of Banu-Tsividis Continuous-Time Integrator Structure”からそれ自体既知である２ポートネットワークの変形を示す。第３ＭＯＳトランジスタＴ３の導通チャネルを、第1入力端子ＩＴ1と第２出力端子Ｏ２との間に接続し、第４ＭＯＳトランジスタの導通チャネルを、第２入力端子ＩＴ２と第４出力端子ＯＴ1との間に接続する。トランジスタＴ１及びＴ２は、第１制御電圧端子ＣＴ１に接続したゲートを有し、トランジスタＴ３及びＴ４は、第２制御電圧端子ＣＴ２に接続したゲートを有する。このように変更された２ポートネットワークの相互インピーダンスは、制御電圧端子ＣＴ１とＣＴ２との間の電圧差に比例する。米国特許出願明細書第4,710,726号及び上記文献で説明されているように、この変形によって歪みが更に減少する。図６は、四つ全てのＭＯＳトランジスタＴ１〜Ｔ４を関連の抵抗段とともに直列接続したトランジスタによって形成した図５の回路を示す。ＭＯＳトランジスタＴ１及びＴ２に関する限り、回路は図４のものに等しい。同様に、ＭＯＳトランジスタＴ３及びＴ４を、直列接続されたトランジスタＴ３−１．．Ｔ３−Ｎ及びＴ４−１．．Ｔ４−Ｎによって形成し、そのゲートを、各抵抗チェーンＲ３− １．．Ｒ３−Ｎ及びＲ４−１．．Ｒ４−ＮのノードＮ３−１．．Ｎ３−Ｎ及びＮ４−１．．Ｎ４−Ｎに接続する。ノードＮ３−１及びＮ４−１を、制御可能な電流源ＩＢ１及びＩＢ２にそれぞれ接続し、それら電流源の機能は、図５の制御電圧端子の制御電圧のものに相当する。２ポートネットワークの抵抗は、電流源ＩＡ１及びＩＡ２並びに電流源ＩＢ１及びＩＢ２から発生した電流の差に比例する。対称のために、四つの基本トランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３及びＴ４をそれどれ同数のトランジスタによって構成する。ソーフホロワトランジスタＴＡ及びＴＢは二つの信号段に信号を供給する。しかしながら、二つの抵抗段の各々に対して、個別のバッファ、ソースホロワ又はエミッタホロワによってエネルギーを供給することができる。全ての例は、図１及び５に示したタイプのフィルタ回路に基づくものである。本発明はこれらに限定されるものではなく、２ポートネットワーク及び平衡型増幅器を具える他の形態、例えば、図２に示した形態が可能であることは明らかである。図３，４及び６の例のＭＯＳトランジスタの導電型も例示として選択しただけである。エンハンスメント型又はデプレッション型のＰＭＯＳ又はＮＭＯＳを、設計に対して適切なものとして、直列接続したトランジスタに対して任意に選択することができる。例示すると、チューナブル平衡型ＲＣフィルタ回路を、抵抗が２ポートネットワークに含まれるタイプのものとして説明し、それを、フィルタをチューニングする可変ゲート電圧を有するＭＯＳトランジスタによって実現する。ＭＯＳトランジスタは、各々がゲート上に同一直流バイアスを有する個々のＭＯＳトランジスタＴ１−１，Ｔ１−２，．．．，Ｔ１−Ｎ；Ｔ２−１，Ｔ２−２，．．．，Ｔ２−Ｎの直列配置の形態をとる。直列配置の個々のＭＯＳトランジスタの各々のゲートは、バッファＢ１，Ｂ２を通じて入力端子ＩＴ１，ＩＴ２に接続した抵抗段Ｒ１−１，Ｒ１−２，．．．，Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１，Ｒ２−２，．．．，Ｒ２ −Ｎによって２ポートネットワークの入力端子ＩＴ１，ＩＴ２の入力信号の交流成分の一部も受信する。したがって、入力信号の交流成分は、直列配置の個々のトランジスタ間で分割される。このようにして、比較的高い入力電圧で小さいゲート電圧の揺れを有するＭＯＳトランジスタを用いることができる。この技術を、二つの追加のＭＯＳトランジスタＴ３，Ｔ４が２ポートネットワークの入力端子ＩＴ１，ＩＴ２と出力端子ＯＴ１，ＯＴ２との間で交差気結合した２ポートネットワークの変形で用いることもできる。

Claims

【特許請求の範囲】１．入力電圧を受信する入力端子（ＩＴ１，ＩＴ２）の対と出力端子（ＯＴ１，ＯＴ２）の対との間に可変コンダクタンスを有する２ポートネットワークを具える電子回路であって、この２ポートネットワークが、前記入力端子の対の第１入力端子（ＩＴ１）と前記出力端子の対の第１出力端子（ＯＴ１）との間に接続した導通チャネル及び導通チャネルの導通を制御するために制御電圧を受信するために配置した制御電極を有する第１トランジスタ（Ｔ１）と、前記入力端子の対の第２入力端子（ＩＴ２）と前記出力端子の対の第２出力端子（ＯＴ２）との間に接続した導通チャネル及び導通チャネルの導通を制御するために制御電圧を受信するために配置した制御電極を有する第２トランジスタ（Ｔ２）と、前記第１トランジスタ（Ｔ１）の制御電極及び前記第２トランジスタ（Ｔ２）の制御電極に電圧を供給する手段とを具える、電子回路において、前記第１トランジスタ（Ｔ１）及び第２トランジスタ（Ｔ２）がそれぞれ、導通チャネルを第１入力端子（ＩＴ１）と第１出力端子（ＯＴ１）との間及び第２入力端子（ＩＴ２）と第２出力端子（ＯＴ２）との間にそれぞれ直列に配置するとともに前記制御電圧を受信するために配置した制御電極をそれぞれ有する少なくとも二つのトランジスタ（Ｔ１−１．．Ｔ１−Ｎ；Ｔ２ −１．．Ｔ２−Ｎ）の直列配置を具え、前記制御電圧を供給する手段手段が、前記入力電圧に比例する信号電圧を前記トランジスタ（Ｔ１−１．．Ｔ１ −Ｎ；Ｔ２−１．．Ｔ２−Ｎ）の各制御電極に対する制御電圧に付加する手段（Ｂ１，Ｂ２，Ｒ１−１．．Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１．．Ｒ２−Ｎ）を更に有することを特徴とする電子回路。２．前記制御電圧を供給する手段が、前記第１入力端子（Ｔ１）に接続した入力部及び出力部を有する第１信号ホロワ（Ｂ１）と、前記第２入力端子（Ｔ２）に接続した入力部及び出力部を有する第２信号ホロワ（Ｂ２）と、前記第１信号ホロワ（Ｂ１）の出力部と前記第２信号ホロワ（Ｂ２）との間に接続され、直列接続したトランジスタ（Ｔ１−１．．Ｔ１−Ｎ；Ｔ２− １．．Ｔ２−Ｎ）の各制御電極に接続した連続的な抵抗（Ｒ１−１．．Ｒ１ −Ｎ，Ｒ２−１．．Ｒ２−Ｎ）間にそれぞれノード（Ｎ−１．．Ｎ１−Ｎ，Ｎ−２．．Ｎ２−Ｎ）を有する抵抗段（Ｒ１−１．．Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１．．Ｒ２−Ｎ）と、前記抵抗段の第１ノード（Ｎ１−１）に接続した第１の制御可能な電流源（ＩＡ１）及び前記抵抗段の第１２−ド（Ｎ２−１）に接続した第２の制御可能な電流源（ＩＡ２）とを具えることを特徴とする請求の範囲１記載の電子回路。３．前記第１の制御可能な電流源（ＩＡ１）及び第２の制御可能な電流源（ＩＡ２）をほぼ同一のものとし、これらを、前記第１入力端子（ＩＴ１）及び第２入力端子（ＩＴ２）から数えた前記第１抵抗段の第１ノード（Ｎ１−１；Ｎ２−１）に接続したことを特徴とする請求の範囲２記載の電子回路。４．前記抵抗段の連続的な抵抗（Ｒ１−１．．Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１．．Ｒ２− Ｎ）がほぼ同一の抵抗値を有することを特徴とする請求の範囲２又は３記載の電子回路。５．前記第１信号ホロワ（Ｂ１）及び第２信号ホロワ（Ｂ２）を、前記第１入力端子（ＩＴ１）及び第２入力端子（ＩＴ２）にそれぞれ接続した制御電極並びに主電流導通電極を有するトランジスタ（ＴＡ，ＴＢ）とし、その主電流導通電極のうちの一方を前記抵抗段（Ｒ１−１．．Ｒ１−Ｎ，Ｒ２−１．．Ｒ２−Ｎ）に接続したことを特徴とする請求の範囲２，３又は４記載の電子回路。６．前記２ポートネットワークが、導通チャネルを直列に配置した少なくとも二つのトランジスタの他の二つの直列配置（Ｔ３−１．．Ｔ３−Ｎ；Ｔ４− １．．Ｔ４−Ｎ）を具え、これら他の二つの直列配置のうちの一方（Ｔ３− １．．Ｔ３−Ｎ）を、前記第１入力端子（ＩＴ１）と第２出力端子（ＯＴ２）との間に接続し、前記他の二つの直列配置のうちの他方（Ｔ４−１．．Ｔ４−Ｎ）を、前記第２入力端子（ＩＴ２）と第１出力端子（ＯＴ１）との間に接続し、前記制御電圧を供給する手段が、前記入力電圧に比例する信号電圧を前記他の二つの直列配置のトランジスタ（Ｔ３−１．．Ｔ３−Ｎ；Ｔ４ −１．．Ｔ４−Ｎ）の各制御電極に対する制御電圧に付加する手段（ＴＡ，ＴＢ，Ｒ３−１．．Ｒ３−Ｎ，Ｒ４−１．．Ｒ４−Ｎ）を更に有することを特徴とする請求の範囲２，３，４又は５記載の電子回路。７．前記制御電圧を供給する手段が、前記第１信号ホロワの出力部と第２信号ホロワ（ＴＢ）の出力部との間に接続され、前記他の二つの直列配置の直列接続したトランジスタ（Ｔ３−１．．Ｔ３−Ｎ；Ｔ４−１．．Ｔ４−Ｎ）の各制御電極に接続した連続的な抵抗（Ｒ３−１．．Ｒ３−Ｎ；Ｒ４−１．．Ｒ４−Ｎ）間にノード（Ｎ３−１．．Ｎ３−Ｎ；Ｎ４−１．．Ｎ４−Ｎ）を有する他の抵抗段（Ｒ３−１．．Ｒ３−Ｎ；Ｒ４−１．．Ｒ４−Ｎ）と、前記他の抵抗段の第１ノード（Ｎ３−１）に接続した第３の制御可能な電流源（ＩＢ１）と、前記他の抵抗段の第２ノード（Ｎ４−１）に接続した第３の制御可能な電流源（ＩＢ２）とを更に有することを特徴とする請求の範囲６記載の電子回路。８．前記第３の制御可能な電流源（ＩＢ１）及び第４の制御可能な電流源（ＩＢ２）をほぼ同一のものとし、これらを、前記第１入力端子（ＩＴ１）及び第２入力端子（ＩＴ２）から数えた前記他の抵抗段の第１ノード（Ｎ３−１；Ｎ４−１）に接続したことを特徴とする請求の範囲７記載の電子回路。９．前記第１（ＩＡ１）及び第２（ＩＡ２）の制御可能な電流源から発生した電流並びに前記第３（ＩＢ１）及び第４（ＩＢ２）の制御可能な電流源から発生した電流の和をほぼ同一にしたことを特徴とする請求の範囲８記載の電子回路。１０．前記電子回路が、反転入力部（２）及び非反転入力部（１）を有する増幅器（Ａ）を更に有し、一方の入力部を前記２ポートネットワークの第１出力端子（ＯＴ１）に接続し、他方の入力部を前記２ポートネットワークの第２出力端子（ＯＴ２）に接続したことを特徴とする請求の範囲１から９のうちのいずれかに記載の電子回路。