JP2000512449A - Ｃｄｍａ無線通信システムのための加入者ユニット - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 直交波形周期により少数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交副チャンネル符号（Ｗ１）の使用を経由して１組の別々に利得調整される加入者チャンネルが形成される高いレートのＣＤＭＡ無線通信のための方法および装置。送信チャンネルの１個を経由して送信されるデータは符号化された低い符号レート誤り補正（１３４）および副チャンネル符号の１個で変調し、利得調整し（１５２、１５４、１５６、１５８）、他の副チャンネル符号で変調したデータと総計する（１６０）前に繰り返されるシーケンスである。その総計したデータはユーザー長コードおよび擬似ランダム拡散符号（ＰＮ符号）で変調し、送信のためにアップコンバータで変換する。

Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤＭＡ無線通信システムのための加入者ユニット 発明の背景 Ｉ．発明の技術分野 この発明は通信に関する。特に、データ・レートの高いＣＤＭＡ無線通信のた めの新規な、改良した方法に関する。 II．関連技術の記載 セルラ、衛星および２点間通信を含む無線通信システムは２個のシステム間の データを送信する変調した無線周波数（ＲＦ）信号を備える無線リンクを使用す る。無線リンクの使用は、有線通信システムと比較すると移動度が増し、構造基 盤の要求が減少するなどのさまざまな理由で、望まれる。無線リンクを使うこと の１つの不利益が利用できるRF帯域幅に制限があることによる通信容量の制限で ある。この制限のある通信容量は、有線接続を追加して設置することで容量を追 加することのできる有線による通信システムと、対照的である。 ＲＦ帯域幅の制限を認め、無線通信システムが利用できるＲＦ帯域幅を利用す る効率を増加するために、さまざまな信号処理技術が開発されてきた。このよう な帯域幅効率の良い信号処理技術が広く受け入れられている１例は放送インター フェースのＩＳ−９５と遠隔通信工業協会（ＴＩＡ）に公布されて、セルラ遠隔 通信システムで主に使われるＩＳ−９５Ａ（これ以後ＩＳ−９５としてまとめて 参照する）のようなその派生物である。ＩＳ−９５標準は符号分割多重アクセス （ＣＤＭＡ）信号変調技術を具体化して、同じＲＦ帯域幅で同時に多重通信を処 理する。広範囲の電力制御を併用したときに、同じ帯域幅での多重通信の処理は 、他の物事の間で、周波数の再使用を他の無線遠隔通信技術と比較して増加する ことで、総呼数と１個の無線通信システムで処理できる他の通信を増加する。多 元接続通信システムにＣＤＭＡ技術を使用することは衛星または地上のリピータ を使用するスペ クトル拡散通信システム（ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡ ＴＩＯＮ ＳＹＳＴＥＭ ＵＳＩＮＧ ＳＡＴＥＬＬＩＴＥ ＯＲＴＥＲＲＥＳＴＲ ＩＡＬ ＲＥＰＥＡＴＥＲＳ）と称する米国特許第４，９０１，３０７号および セルラ電話システムの信号波形を発生するシステムと方法（ＳＹＳＴＥＭ ＡＮ Ｄ ＭＥＴＨＯＤＦＯＲ ＧＥＮＥＲＡＴＩＮＧ ＳＩＧＮＡＬＷＡＶＥＦＯＲＭ ＳＩＮ Ａ ＣＤＭＡ ＣＥＬＬＵＬＡＲ ＴＥＬＥＰＨＯＮＥ ＳＹＳＴＥＭ）と 称する米国特許第５，１０３，４５９号に開示され、双方共この発明の譲渡人に 譲渡され、参照としてここに組み込まれている。 図１はＩＳ−９５標準を使用して形成したセルラ電話システムの極めて簡単に した図である。動作中に、１組の加入者ユニット１０ａ〜ｄはＣＤＭＡ変調した ＲＦ信号を使って、１局以上の基地局１２ａ〜ｄの有する１個以上のＲＦインタ ーフェースを設置して、無線通信を処理する。基地局１２と加入者ユニット１０ の間の各ＲＦインターフェースは基地局１２から送信される順方向リンク信号と 加入者ユニットから送信される逆方向リンク信号を備える。これらのＲＦインタ ーフェースを使って、もう１人のユーザーとの通信は、一般に移動電話交換局（ ＭＴＳＯ）１４と公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１６で処理される。基地局１２、 ＭＴＳＯ １４およびＰＳＴＮ １６の間のリンクは、追加のＲＦまたはマイクロ 波リンクの使用も知られているが、通常有線接続を経由して形成される。 ＩＳ-９５標準にしたがって、各加入者ユニット１０は単一チャンネル、非コ ヒーレント、１組のレート・セットからレート・セットを選んだことによる最大 データ・レート９.６〜１４.１ｋｂｉｔ／秒の逆方向リンク信号を経由してユー ザー・データを送信する。非コヒーレント・リンクは、位相情報が受信したシス テムで利用されないリンクである。コヒーレント・リンクは受信機が処理中に搬 送波信号の位相の情報を活用するリンクである。位相情報は一般的にパイロット 信号の形を取るが、送信されるデータから予測することもできる。ＩＳ -９５は順方向リンクに使用する各６４チップを備える６４ウォルシュ符号の１ 組を要求する。 ＩＳ-９５で規定しているように単一チャンネル、非コヒーレント、最大デー タ・レート９.６〜１４.１ｋｂｉｔ／秒の逆方向リンク信号を使うと、代表的な 通信にはデジタル音声やファクシミリのような低いレートのデジタル・データを 含む、無線セルラ電話システムによく適合する。非コヒーレント逆方向リンクが 選ばれたが、その理由は、８０個以下の加入者ユニット１０が基地局１２とそれ ぞれ割り当てられた１２，２８８ＭＨｚの帯域幅で通信することのある１システ ムで、各加入者ユニット１０からの送信に必要なパイロット・データを備えるこ とは、１個の加入者ユニットが互いに干渉する程度を十分増加することである。 またデータ・レート９.６〜１４.１ｋｂｉｔ／秒でのユーザー・データに対する パイロット・データの送信電力の比は重要なので、相互加入者ユニット干渉も増 加するだろう。一時に一形式のみに働かせることは有線電話、現行の無線セルラ 通信が基づいている有線電話の使用と矛盾していないので、単一チャンネル逆方 向リンク信号の使用を選んだ。また、単一チャンネルの処理の複雑さは多重チャ ンネルの処理の複雑さよりも少ない。 デジタル通信の進展に伴い、相互ファイル閲覧やビデオ遠隔会議のような応用 のための無線データ送信の要求が十分増えることが予想されている。この増加が 無線通信システムの使用方法と関連するＲＦインターフェースが処理する条件を 変えるだろう。特に、データはより高い最大レートに、可能なレートでより大き くさまざまに送信されるだろう。また、データ送信中の誤りはオーディオ情報の 送信の誤りよりも許されないのでもっと信頼できる送信が必要になるかも知れな い。さらに、データ方式の増加はデータの多重形式を同時に送信する需要を作る だろう。たとえば、オーディオまたはビデオ・インターフェースを維持している 間に、データファイルを交換することが必要になるかも知れない。加入者ユニッ トからの送信のレートが増加すると、 より高いデータ送信レートは、基地局のデータ処理容量がより少ない加入者ユニ ット１０に届けることにするので、ＲＦ帯域の大きさにより基地局１２と通信す る加入者ユニット１０の数が減少する。一部の例で現行のＩＳ−９５逆方向リン クはこれらの変化すべてに理想的に適合しないかも知れない。そのため、この発 明はより高いデータレート、帯域幅効率、多重形式の通信を行えるＣＤＭＡイン ターフェースの具備に関する。 発明の概要 高いレートのＣＤＭＡ無線通信のための新規で改良した方法と装置を記述する 。この発明の一実施の態様にしたがって、個々に利得調整する加入者チャンネル の１組は直交波形周期による少数のＰＮ拡散チップを有する直交副チャンネル符 号の１個を使って形成する。送信チャンネルの１つを経由して送信されるデータ は、符号化した低い符号レート・誤り補正で、副チャンネル符号の１個で変調し 、利得調整し、他の副チャンネル符号を使用して変調したデータと合計する前に 繰り返されるシーケンスである。総和したデータはユーザーの長コードと擬似ラ ンダム拡散符号（ＰＮ符号）を使って変調し、送信のためにアップコンバートさ れる。短い直交符号の使用は、大規模な誤り補正符号化と時間多様性のための繰 り返しができるようにして、地上無線システムで一般に経験しているレイレイ・ フェージングに耐えられるので、干渉抑圧を具備している。具備しているこの発 明の典型的な例で副チャンネルのセットは、継続時間で残りのセットと４個のチ ップにそれぞれ直交である４個のウォルシュ符号を備える。より短い直交符号を 使用することは可能だが、より大量のチャンネルとそれによる、より長コードは この発明と矛盾しないので、４個の副チャンネルの使用が望ましい。 この発明の望ましい典型的な一実施の態様で、パイロットデータは送信チャン ネルの第１を経由して、電力制御データは第３の送信チャ ンネルを経由して送信する。残りの２個の送信チャンネルはユーザー・データま たは制御信号データまたは、その双方を含む明記しないデジタルの送信に使用す る。典型的な実施の態様で、２個の明記しない送信チャンネルの１個は直交チャ ンネルのＢＰＳＫ変調と送信用に形成される。 図面の簡単な説明 この発明の特徴、対象、利益は図と共に、図の該当する参照文字を全部で考慮 すると、下記の詳細な記述からもっと明白になり、この中で 図１はセルラ電話システムのブロック構成図であり、 図２はこの発明の典型的な実施の態様により形成する加入者ユニットおよび基 地局のブロック構成図であり、 図３はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル符号 器およびＱＰＳＫチャンネル符号器のブロック構成図であり、 図４はこの発明の典型的な実施の態様により形成する送信信号処理システムの ブロック構成図であり、 図５はこの発明の典型的な実施の態様により形成する受信処理システムのブロ ック構成図であり、 図６はこの発明の一実施の態様により形成するフィンガ処理システムのブロッ ク構成図であり、 第７図はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル複 号器およびＱＰＳＫチャンネル複号器のブロック構成図であり、 図８はこの発明の第２の典型的な一実施の態様により形成する送信信号処理シ ステムのブロック構成図であり、 図９はこの発明の一実施の態様により形成するフィンガ処理システムのブロッ ク構成図である。 好ましい実施態様の詳細な説明 高いデータ・レートのＣＤＭＡ無線通信用の新規な、改良した方法をセルラ遠 隔通信システムの逆方向リンク送信部の状況の中で記述する。この発明は特にセ ルラ電話システムの多点間逆方向リンク送信の中で使用するのに適用するので、 この発明は順方向リンク送信に同じように利用できる。さらに、無線通信システ ムによる衛星、２点間無線通信システムおよび同軸や他の広い帯域ケーブルを使 う無線周波数信号を送信するシステムを含む多くの他の無線通信システムはこの 発明を取り入れることで利益になる。 図２はこの発明の一実施の態様による加入者ユニット１００および基地局１２０ として形成される受信と送信のシステムのブロック図である。データ（ＢＰＳＫ ）の第１セットはＢＰＳＫチャンネル符号器１０３で受信し、変調器１０４で受 信するＢＰＳＫ変調を実現するように形成した符号シンボル・ストリームを発生 する。データ（ＱＰＳＫ）の第２セットはＱＰＳＫチャンネル符号器１０２が受 信し、変調器１０４で受信するＱＰＳＫ変調を実現するように形成した符号シン ボル・ストリームを発生する。変調器１０４は電力制御データとパイロット・デ ータも受信し、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫお よびＱＰＳＫ符号化データで変調され、ＲＦ処理システム１０６で受信する変調 シンボル１組を発生する。ＲＦ処理システムはフィルタに掛け、変調シンボルの セットをアンテナ１０８で基地局１２０に送信するために伝送波周波数にアップ コンバータで変換する。１つの加入者ユニットだけを示しているが、基地局１２ ０と通信する多重加入者ユニットは望ましい実施の態様の中で基地局１２０と通 信する。 基地局１２０の中で、ＲＦ処理システム１２２はアンテナ１２１によって送信 されたＲＦ信号を受信し、帯域通過フィルタを通し、ベースバンドへダウンコン バータで変換し、デジタル化する。復調器１２ ４はデジタル化した信号を受信し、ＣＤＭＡ技術によって復調を行い、電力制御 、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫ、ソフト決定データを生成する。ＢＰＳＫチャンネル 復号器１２８は復調器１２４から受信したソフト決定データを復号し、データの 最良の予測を生成し、ＱＰＳＫチャンネル復号器１２６は復調器１２４で受信し たＱＰＳＫソフト決定データを復号し、ＱＰＳＫデータの最良の予測を生成する 。第１と第２セットのデータの最良の予測はさらに処理するか、次の行き先に送 りおよび直接または復号の後で使う受信した電力制御データに利用し、加入者ユ ニット１００への送信データに使用する順方向リンクチャンネルの送信電力を調 整する。 図３はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル符号 器１０３とＱＰＳＫチャンネル符号器１０２のブロック図である。ＢＰＳＫチャ ンネル符号器１０３内でＢＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器１３０で受 け、データの第１のセットの各２０ｍｓフレームに対してチェックサムを発生す る。ＣＲＣチェックサムに加えてデータのフレームは末尾ビット発生器１３２で 受け、各フレームの終わりに８個のロジック・ゼロを備える末尾ビットを追加し 、復号処理の終わりに既知の状態を１個供給する。符号末尾ビットとＣＲＣチェ ックサムを含むフレームは畳み込み符号器１３４で受け、畳み込み符号器は制約 長（Ｋ）９、レート（Ｒ）１／４、畳み込み符号化を行い、それによって符号器 入力レート（ＥＲ）の４倍のレートで符号シンボルを発生する。この発明の別の 実施の態様で、１／２を含む他の符号化レートを実現するが、複雑さの出来具合 の特性が最適なので１／４を使用することが望まれる。ブロックインターリーバ １３６は符号シンボルにビット・インターリーブを行い、高速フェージング環境 のもっと信頼できる送信のための時間多様性を備える。インターリーブされた信 号は可変スタートポイントリピータ１３８で受け、そのリピータはインターリー ブしたシンボル列を十分な数ＮＲ繰り返して、一定数のシンボルを有する出力フ レームに相当する一定レート ・シンボル・ストリームを作る。シンボル列を繰り返すとデータの時間多様性も 増加し、フェージングに耐えられる。典型的な実施の態様でシンボルの定数はシ ンボル・レート３０７.２ｋシンボル／秒を作る各フレームの６，１４４シンボ ルに等しい。またリピータ１３８は異なる開始点を使って、各シンボル列の繰り 返しを始める。フレーム当たり６，１４４シンボル発生するのに必要なＮＲの値 が整数でないときに、最後の繰り返しはシンボル列の一部分のみとなる。繰り返 されたシンボルはＢＰＳＫ写像器１３９で受け、写像器は＋１と−１の値のＢＰ ＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＢＰＳＫ）を発生し、ＢＰＳＫ変調を行う。こ の発明の別の実施の態様で、リピータ１３８はブロックインターリーバ１３６の 前に置き、ブロックインターリーバ１３６が各フレームで同じ数のシンボルを受 けるようにする。 ＱＰＳＫチャンネル符号器１０２の中でＣＲＣチェックサム発生器１４０がＱ ＰＳＫデータを受け、各２０ｍｓフレームのチェックサムを発生する。ＣＲＣチ ェックサムを含むフレームを符号末尾ビット発生器１４２が受け、フレームの終 わりにロジック・ゼロの８個の末尾ビット１組を追加する。符号末尾ビットとＣ ＲＣチェックサムを含んでいるフレームを畳み込み符号器１４４で受け、Ｋ＝９ 、Ｒ＝１／４符号器入力レート（ＥＲ）を実現する。ブロックインターリーバ１ ４６がシンボルにビットインターリーブを行い、インタリーブしたシンボルを可 変スタートポイントリピータ１４８で受ける。可変スタートポイントリピータ１ ４８はインタリーブシンボル列を十分な倍数ＮＲ、各繰り返しのシンボル列の範 囲内の異なる開始点を使って繰り返し、符号シンボル列６１４．４ｋシンボル／ 秒（ｋｂｐｓ）を作る各フレーム用１２，２８８シンボルを発生する。ＮＲの値 が整数でないときに、最後の繰り返しはシンボル列の一部分のみとなる。繰り返 されたシンボルはＱＰＳＫ写像器１４９で受け、ＱＰＳＫ写像器は＋１と−１の 同相ＱＰＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＱＰＳＫ１）および＋１と−１の直交 位相ＱＰＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＱＰＳＫ Ｑ）を備えるＱＰＳＫ変調を行うために形成するＱＰＳＫ符号シンボル・ストリ ームを発生する。この発明の別の実施の態様てリピータ１４８はブロックインタ ーリーバ１４６の前に置き、ブロックインターリーバ１４６が各フレームで同じ 数のシンボルを受けるようにする。 第４図はこの発明の典型的な実施の態様として形成する第２図の変調器１０４ のブロック構成図である。ＢＰＳＫチャンネル符号器１０３からのＢＰＳＫシン ボルはウォルシュ符号Ｗ２によってそれぞれ、マルチプライヤ１５０ｂで変調さ れ、ＱＰＳＫチャンネル符号器１０２からのＱＰＳＫ１とＱＰＳＫＱシンボルは マルチプライヤ１５０ｃおよび１５０ｄでそれぞれウォルシュ符号Ｗ３によって 変調される。電力制御データ（ＰＣ）はマルチプライヤ１５０ａでウォルシュ符 号Ｗ１によって変調する。利得調整１５２は、この発明の望ましい実施の態様で 正電圧と関連するロジック・レベルであるパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受 信し、利得調整係数Ａ０により振幅を調整する。ＰＩＬＯＴ信号はユーザーデー タ無しを供給するが、それよりも位相と振幅情報基地局に供給し、残っている副 チャンネルで搬送されるデータをコヒーレントに復調し、結合のためのソフト決 定出力値をスケール合わせできるようにする。利得調整１５４は利得調整係数Ａ １によるウォルシュ符号Ｗ１変調された電力制御データの振幅を調整し、利得調 整１５６は増幅変数Ａ２によりウォルシュ符号Ｗ２変調されたＢＰＳＫチャンネ ル・データの振幅を調整する。利得調整１５８ａおよびｂは利得調整係数Ａ３に より同相および直交位相ウォルシュ符号Ｗ３変調されたＱＰＳＫシンボルそれぞ れの振幅を調整する。この発明の望ましい実施の態様で使用するウォルシュ符号 を第Ｉ表に示す。 第Ｉ表 Ｗ０符号が変調にまったく有効でなく、示されているパイロット・データの処 理に矛盾しないことは１つの熟達技術で明らかになる。電力制御データはＷ１符 号で、ＢＰＳＫデータはＷ２符号で、ＱＰＳＫデータはＷ３符号で変調する。一 度適当なウォルシュ符号で変調し、パイロット、電力制御データおよびＢＰＳＫ データをＢＰＳＫ技術で送信し、ＱＰＳＫ技術でＱＰＳＫデータ（ＱＰＳＫ１お よびＱＰＳＫＱ）で下記のように送信する。どの直交チャンネルを使用すること も必要でなく、１個だけのユーザー・チャンネルを備えているので４個のウォル シュ符号の３個だけをこの発明の別の一実施の態様で使うことを理解すべきであ る。 短い直交符号を使うとシンボル当たり、より少ないチップを発生するので、よ り長いウォルシュ符号の使用を組み込んでいろシステムに比較すると、もっと大 規模の符号化と繰り返しを見込める。このもっと大規模の符号化と繰り返しで地 上通信システムの主な誤り源であるレイレイフェージングに対する保護を備える 。他の数の符号と符号長を使っても差し支えないが長いウォルシュ符号のより長 いセットを使うとフェージングに対する強化された保護が減る。４チャンネルは 短い符号長も維持しているので、下図のようにさまざまな形式のデータの送信に 対して、十分柔軟性が高いので、４チップ符号を使用するのが最適であると考え られる。 総和器１６０は利得調整１５２、１５４、１５６および１５８ａからの振幅調 整変調シンボルを総計し、総計した変調シンボル１６１を発生する。ＰＮ拡散符 号ＰＮＩおよびＰＮＱをマルチプライヤ１６２ ａおよびｂで長コード１８０と掛け算して拡散する。マルチプライヤ１６２ａお よび１６２ｂで生成した擬似乱数符号を使って、マルチプライヤ１６４ａ〜ｄと 総和器１６６ａおよびｂで複合掛け算を行い、総計した変調シンボル１６１およ び利得調整直交位相シンボルＱＰＳＫＱ１６３を変調する。その結果の同位相の 期間Ｘ１と直交位相の期間ＸＱをフィルタを通し（フィルタ処理は示していない ）、マルチプライヤ１６８および同位相と直交位相の正弦曲線を使った極めて簡 単な形で示しているＲＦ処理システム１０６内で搬送波周波数にアップコンバー タで変換すろ。オフセットＱＰＳＫのアップコンバータでの変換もこの発明の別 の一実施の態様で使用することができる。その結果の同位相と直交位相のアップ コンバータで変換した信号は総和器１７０で総計し、主利得調整ＡＭにより主増 幅器１７２で増幅し、基地局１２０に送信する信号（ｓｔ）を発生する。この発 明の望ましい実施の態様で、１．２２８８ＭＨｚ帯域幅に拡散し、フィルタに掛 け、既存のＣＤＭＡチャンネルの帯域幅と互換性を維持している。 データが送信されることのある多重直交チャンネルを備え、ならびに高い入力 データレートに応答して達成される繰り返し量ＮＲを減らす可変レートリピータ を使用して、上記の送信信号処理の方法とシステムは単一の加入者ユニットまた は他の送信システムがさまざまなデータレートでデータを送信するのを可能にす る。特に、第３図の可変スタートポイントリピータ１３８または１４８で達成さ れる繰り返しレートを減少して、増大するより高い符号器入力レートＥＲを維持 することができる。この発明の別の一実施の態様でレートｌ／２畳み込み符号化 を２倍に増加した繰り返しレートＮＲで実現できる。さまざまなレートの繰り返 しＮＲおよび符号化レートＲでサポートされる１組の典型的な符号器レートＥＲ はＢＰＳＫチャンネルおよびＱＰＳＫチャンネルに対して１／４および１／２に 等しく、それぞれを第II表および第III表に示す。第II表ＢＰＳＫチャンネル 第III表ＱＰＳＫチャンネル 第II表および第III表はシーケンス繰り返し数ＮＲを調整して、データ送信レ ート・マイナスＣＲＣ、符号末尾ビットおよび他の任意のオーバーヘッド情報の 送信に必要な定数に相当する符号器入力レートＥＲのような広くさまざまなデー タレートをサポートできることを示す。第II表および第III表に示してもいるよ うに、ＱＰＳＫ変調はデータ送信レートを増加するために使用することもある。 一般に使用されると予想するレートは「高速レート-７２」および「高速レート- ３２」のようにラベルで表している。「高速レート-７２」、「高速レート-６４ 」および「高速レート-７２」と記載しているこれらのレートは それぞれ７２、６４および３２ｋｂｐｓのトラフィックレートを有し、この発明 の典型的な実施の態様で、それぞれ３．６、５．２および５．２ｋｂｐｓのレー トで制御信号および他の制御データに多重化される。レートＲＳ１-フルレート およびＲＳ２-フルレートはＩＳ-９５に従う通信システムに使用するレートに相 当し、したがって互換の目的のために十分な使用を受けるとも予想される。空欄 のレートは単一ビットの送信で、標準の一部にもあるフレーム消去を指示するの に使用する。 データ送信レートは繰り返しレートＮＲの減少による送信レートの増加に追加 して、または代わりに達成する２個以上の多重直交データの同時送信で、増加す るかも知れない。たとえば、マルチプレクサ（示していない）は多重データ副チ ャンネルで送信するために単一データ源を多重データ源に分割することができる 。このように、総送信レートは、受信システムの信号処理能力が超過し、誤りレ ートを許容できなくなるか、送信システム電力の最大送信電力に達するまで、よ り高いレートで特定のチャンネルで送信するか、多重チャンネルで同時に実現す る多重通信あるいはその双方で、増加することができる。 多重チャンネルを備えることも異なる形式のデータの送信の柔軟性を強化する 。たとえばＢＰＳＫチャンネルは音声情報に指定し、ＱＰＳＫチャンネルはデジ タルデータの送信に指定することがある。この実施の態様は低いデータレートの 音声のように時間に敏感なデータの送信に１チャンネルを指定し、デジタル・フ ァイルのような時間にあまり敏感でないデータの送信に他のチャンネルを指定し てもっと一般化できる。この実施の態様で、インターリーブは時間の多様性を増 加するために時間にあまり敏感でないデータのためにより大きいブロックで行え る。この発明の別の一実施の態様ではＢＰＳＫチャンネルでデータの最初の送信 を行い、ＱＰＳＫチャンネルでオーバーフロー送信を行う。直交ウォルシュ符号 の使用は加入者ユニットから送信されるチャンネルのセット間の干渉を除去する か十分に減少して、基地局 での受信の継続に必要な送信エネルギを最少にする。 受信システムでの処理能力を増加し、それにより加入者ユニットのより高い送 信能力を利用するように範囲を増加するために、パイロットデータも直交チャン ネルの１個を経由して送信される。パイロットデータを使って、逆方向リンク信 号の位相オフセットを決定し、取り除いて、コヒーレント処理を受信システムで 実現できる。またパイロット・データはレイク受信機に結合する前に、異なる時 間遅延で受信した最適に重み付けしたマルチパス信号に使用することができる。 一度位相オフセットを取り除き、マルチパス信号に適当に重み付けすれば、マル チパス信号は逆方向リンク信号が適当な処理のために受信しなければならない電 力を減少して、結合できる。必要な受信電力のこの減少で、より大きい送信レー トを継続して処理するか、逆に減少する逆方向リンク信号の１セット間の干渉を 減少することが可能になる。パイロット信号の送信には多少の送信電力の追加が 必要になるので、より高い送信レートの状況下で、総逆方向リンク信号電力に対 するパイロットチャンネル電力の比率は低いデータレートデジタル音声データ送 信セルラシステムに関連するそれよりも十分に低い。このように高いデータレー トのＣＤＭＡシステムで、コヒーレント逆方向リンクの使用で実現するＥｂ／Ｎ ０利得は各加入者からのバイロットデータの送信に必要な追加電力より重要であ る。 利得調整１５２〜１５８ならびに主増幅器１７２を使用することは、送信シス テムがいろいろな無線チャンネル条件、送信レートおよびデータ方式に適用でき るようにして、上記システムの高い送信能力を利用できる程度を増加する。特に 、適当な受信に必要なチャンネルの送信電力は他の直交チャンネルに依存しない 方法の中で、時間および条件の変化で変わるかも知れない。たとえば、逆方向リ ンク信号の初期捕捉の間、基地局で検出と同期を容易にするために、パイロット チャンネルの電力は増加することが必要になるかも知れない。しかし、逆方向リ ンク信号を一度捕捉すると、パイロットチャンネルに必要な 送信電力は十分に減少し、加入者ユニットの移動の速度を含むいろいろな要因で 変わる。したがって、利得調整係数Ａ０の値は信号捕捉の間増加し、通信が進ん でいる間減少する。別の１例で、誤りがもっと許される情報が順方向リンクで送 信されるか、順方向リンク送信が行われる環境が消滅状況になりがちでないとき に、低い誤りレートで電力制御データを送信する必要が減るので、利得調整係数 Ａ１は減少する。この発明の別の一実施の態様で電力制御調整が必要でなければ 、利得調整係数Ａ１はゼロに減衰する。 この発明の別の一実施の態様で、各直交チャンネルまたは全逆方向リンク信号 の利得調整する能力は、基地局１２０または、順方向リンク信号で送信する電力 制御コマンドを使用して、他の受信システムが１チャンネルまたは全逆方向リン ク信号の利得調整を変えられるようにすることで、さらに活用される。特に基地 局は、調整する特定のチャンネルまたは全逆方向リンク信号の送信電力を要求す る電力制御情報を送信する。デジタル化音声やデジタル・データのように誤りに 異なった感度を有する２方式のデータをＢＰＳＫおよびＱＰＳＫチャンネルで送 信するときを含む多くの例で利点がある。この場合、基地局１２０は２個の関連 するチャンネルの異なる目標誤りレートを確立する。実際の誤りレートが目標誤 りレートを超える場合に基地局は加入者ユニットにそのチャンネルの利得調整を 、実際の誤りレートが目標の誤りレートになるまで減らすことを指示する。 これは、明らかに一方のチャンネルが、他方のチャンネルに対して、増加される 利得調整係数となる。これがもっと誤りに敏感なデータに関連する利得調整係数 は、あまり敏感でないデータに関連する利得調整係数に対して増加することであ る。他の例で、全逆方向リンクの送信電力は加入者ユニット１００の消滅状況ま たは移動により調整が必要になる場合がある。これらの例で基地局１２０は単一 の電力制御コマンドを送信して、そのようにできる。 このように４個の直交チャンネルの利得を別々に、互いに調整でき るようにして、逆方向リンク信号の総送信電力を必要最少に維持して、パイロッ トデータ、電力制御データ、信号制御データまたはユーザーデータの別の形式の どれかの各データ形式の継続送信に必要な最少値に維持することができる。さら に継続送信は各データ形式で変えて定義できる。必要最少量の電力で送信すると 、基地局に送信するデータの最大量が加入者ユニットに与えられた送信電力能力 の限界にでき、加入者ユニット間の干渉も低減する。干渉のこの低減で全ＣＤＭ Ａ無線セルラシステムの総通信容量が増加する。 逆方向リンク信号に使用する電力制御チャンネルは、加入者ユニットが電力制 御情報を基地局に８００電力制御ビット／秒のレートを含むさまざまなレートで 送信することを可能にする。この発明の望ましい実施の態様で、電力制御ビット は加入者に情報を送信するのに使用する順方向リンク・トラフィック・チャンネ ルの送信電力の増加または減少を指示する。ＣＤＭＡシステムで急速な電力制御 を有するのは一般に役立ち、データ送信を含むより高いデータレート通信の状況 で特に役立ち、その理由はデジタルデータがもっと誤りに敏感であり、高い送信 が短い間消滅してさえ十分な量のデータを失わせることである。高速逆方向リン ク送信が高速順方向リンク送信に付随しそうであることを与えられると、逆方向 リンクで電力制御の急速送信を備えることはＣＤＭＡ無線遠隔通信システムの高 速通信をさらに容易にする。 この発明の別の典型的な一実施の態様で、特定のＮＲで定義する１組の符号器 入力レートＥＲは特定のデータ形式の通信に使用する。それはデータが最大符号 化レートＥＲまたは１組のより低い符号器入力レートＥＲで、それに合うように 調整される関連のＮＲと共に送信される場合があることである。この実施の態様 の望ましい実行で、最大レートは、第II表および第III表でＲＳ１-フルレートお よびＲＳ２-フルレートとして上記に参照した、ＩＳ-９５に従う無線通信システ ムで使用する最大レートに相当し、それぞれのより低いレートは次に高 いレートの約半分で、フルレート、ハーフレート、１／４レート、１／８を備え る１組のレートを作っている。 より低いデータレートは、第IV表に用意しているＢＰＳＫチャンネルのレート セット１およびレートセット２に対してＮＲの値を持つシンボル繰り返しレート ＮＲを増加して発生するのが望ましい。 第IV表：ＢＰＳＫチャンネルのＲＳ１およびＲＳ２レートセット ＱＰＳＫチャンネルの繰り返しレートはＢＰＳＫチャンネルの２倍である。 この発明の典型的な実施の態様にしたがって、フレームのデータレートが前の フレームについて変化するとき、フレームの送信電力は送信レートの変化にした がって調整される。より低速レートのフレームを高速レートのフレームの後で送 信するとき、フレームが送信される送信チャンネルの送信電力はレートなどの減 少に比例して、低速レートのフレーム用へと減少する。たとえば、フルレートフ レームの送信の期間、チャンネルの送信電力が送信電力Ｔであるとすると、ハー フレートフレームの送信の期間の送信電力は送信電力Ｔ／２となる。この減少は フレームの全期間の送信電力減少により好ましく達成される送信電力であるが、 一部の余剰の情報が「空白になる」ような送信デューティサイクルを減らして実 現することもある。どちらか片方の場合に、送信電力の調整をクローズドループ 電力調整機構と組み合わせて行い、それによって送信電力はさらに基地局から送 信する電力制御データに応答して調整される。 図５はこの発明の典型的な実施の態様にしたがって形成した第２図のＲＦ処理 システム１２２および復調器１２４のブロック図である。マルチプライヤ長コー ド１８０ａおよび長コード１８０ｂはアンテナ１２１から受信した信号を同一位 相受信サンプルＲＩと直交位相受信サンプルＲＱを生成するそれぞれ同一位相の 正弦曲線と直交位相の正弦曲線でダコンする。ＲＦ処理システム１２２は極めて 簡単に示し、信号も広く知られている技術で整合フィルタに掛け、デジタル化（ 示していない）することを理解すべきである。そこで受信サンプルＲＩおよびＲ Ｑは復調器１２４内のフィンガ復調器１８２に加わる。各フィンガ復調器１８２ は、もしインスタンスを利用できなければ、加入者ユニット１００により送信さ れた逆リンク信号のインスタンスを有 し、逆リンク信号の各インスタンスはマルチパス現象を介して、生成された三個 のフィンガー復調器が図示されているが、他の数のフィンガープロセッサを使用 することは、単一のフィンガー復調器１８２の使用を含む本発明と矛盾しない。 各フィンガ復調器１８２は電力制御データ、ＢＰＳＫデータおよびＱＰＳＫＩデ ータとＱＰＳＫＱデータを備える１組のソフト決定データを生成する。ソフト決 定データの各組は、時間調整はこの発明の別の一実施の態様の結合器１８４内で 実現できるが、相当するフィンガ復調器１８２内で時間調整もされる。そこで、 結合器１８４はフィンガ復調器１８２から受けたソフト決定データの組を総計し 、ある一瞬の電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫＩ、ＱＰＳＫＱ、ソフト決定データ を生成する。 図６はこの発明の典型的な実施の態様にしたがった図５のフィンガ復調器１８ ２のブロック構成図である。ＲＩおよびＲＱ受信サンプルは処理される逆方向リ ンク信号の特定の瞬間の送信経路で起こされる遅延量にしたがって、時間調整１ ９０で最初の時間調整を行う。長コード２００をマルチプライヤ２０１で擬似ラ ンダム拡散符号ＰＮＩおよびＰＮＱと混合し、できた長コード変調ＰＮＩおよび ＰＮＱ拡散符号の複素共役がＸＩ期間およびＸＱ期間を生成するマルチプライヤ ２０２と総和器２０４で、時間調整ＲＩおよびＲＱ受信サンプルと複素乗算する 。ＸＩ期間およびＸＱ期間の３個の分離した瞬間をそれぞれウォルシュ符号Ｗ１ 、Ｗ２およびＷ３で復調し、できたウォルシュ復調データを総和器２１２の４〜 １で４個の復調チップで総計する。ＸＩおよびＸＱのデータの４番目の瞬間を加 算器２０８で４個の復調チップによって総計し、パイロットフィルタ２１４でフ ィルタに掛ける。この発明の望ましい実施の態様で、パイロットフィルタ２１４ が加算器２０８で行った１連の総和にわたって平均するが、他のフィルタ技術は 技術の熟達で明らかになるだろう。フィルタに通した同位相と直交位相のパイロ ット信号を位相の回転とソフト決定電力制御およびＢＰＳＫデータを生成するマ ルチプライヤ２１６と加算器２１７を使 って、複素共役多重化を経由して、ＢＰＳＫ変調されたデータによりＷ１および Ｗ２符号復調されたデータをスケール合わせする。Ｗ３ウオルシュ符号変調デー タは、ソフト決定ＱＰＳＫデータを生成するマルチプライヤ２１８と加算器２２ ０を使って、ＱＰＳＫ変調されたデータにしたがって同位相と直交位相のフィル タを通したパイロット信号を使用して、位相を回転される。ソフト決定電力制御 データは電力制御ソフト決定データを生成する総和器２２２の３８４〜１で３８ ４のシンボルに対して総計する。位相回転したＷ２ウォルシュ符号変調データ、 Ｗ３ウォルシュ符号変調データおよび電力制御ソフト決定データは結合に利用さ れる。この発明の別の一実施の態様で、符号化および復号化は電力制御データで 同様に実現する。 位相情報を備えるのに追加して、パイロットは時間追従を利用する受信システ ムの中で使用することもある。時間追従は処理する現在の受信サンプルの前の（ 早い）時間サンプルおよび後の（遅い）時間サンプルで受信したデータを処理し ても実現する。実際の到達時間にもっとも近い時間を決定するために、早いサン プル時間および遅いサンプル時間のパイロット・チャンネルの振幅を現在のサン プル時間の振幅と比較して、どれが最大かを決定することができる。隣のサンプ ル時間の１個の信号が現在のサンプル時間のそれよりも大きければ、、タイミン グを復調結果が最良になるように調整することができる。 図７はこの発明の典型的な実施の態様にしたがったＢＰＳＫチャンネル復号器 １２８およびＱＰＳＫチャンネル復号器１２６（図２）のブロック構成図である 。結合器１８４（図５）からのＢＰＳＫソフト決定データは累算器２４０で受け 、累算器は受信したフレームの６１４４／ＮＲ復調シンボルの第１列を保存する が、ＮＲは上記のようにＢＰＳＫソフト決定データの送信レートに左右され、相 当する保存された蓄積されたシンボルをもつフレームに含まれる６１４４／ＮＲ 復調シンボルの各組を加える。ブロック・デインンターリーバ２４２（Ｂｌｏｃ ｋ ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒｓ）は可変開始点総和器２ ４０からの蓄積されたソフト決定データをデインターリーブし、ビタビ符号器２ ４４はデインターリーブされたソフト決定データを復号し、ＣＲＣチェックサム の結果と同様にハード決定データを生成する。ＱＰＳＫ復号器１２６内で、結合 器１８４（第５図）からのＱＰＳＫＩおよびＱＰＳＫＱソフト決定データをデマ ルチプレクサ２４６で１個のソフト決定データストリームにデマルチプレクスし 、その１個のソフト決定データストリームはそれぞれ６１４４／ＮＲ復調シンボ ルを蓄積する累算器２４８が受信するがＮＲはＱＰＳＫデータの送信レートが左 右する。ブロックデインターリーバ２５０は可変開始点累算器２４８からの蓄積 されたソフト決定データをデインターリーブし、ビタビ符号器２５２はデインタ ーリーブされた変調シンボルを復号し、ＣＲＣチェックサムの結果と同様にハー ド決定データを生成する。第３図に関する上記のシンボル繰り返しがインターリ ーブの前に行われる別の典型的な実施の態様で、累算器２４０と２４８はブロッ ク・デインターリーバ２４２および２５０の後に置かれる。そこでレートセット の使用および、それゆえに特定のフレームのレートが不明である使用に関連する この発明の実施の態様で、多重復号器が働き、それぞれ異なった送信レートで動 作し、使用されてきたもっともそれらしい送信レートに関するフレームがＣＲＣ チェックサムの結果に基づいて選ばれる。他の誤り確認方法の使用はこの発明の 実行と矛盾しない。 第８図は単一のＢＰＳＫデータチャンネルを運用しているこの発明の別の一実 施の態様で形成する変調器１０４（第２図）のブロック構成図である。パイロッ トデータは利得調整係数Ａ０によって利得調整４５２で利得調整される。電力制 御データマルチプライヤ１５０ａでウォルシュ符号Ｗ１により変調され、利得調 整係数Ａ１によって利得調整４５４で利得調整される。利得調整したパイロット データと電力制御データは総和データ４６１を生成する総和器４６０で総計する 。ＢＰＳＫデータはマルチプライヤ１５０ｂでウォルシュ符号Ｗ４によ って変調され、利得調整係数Ａ２により利得調整４５６で利得調整される。 同位相擬似ランダム拡散符号（ＰＮＩ）および直交位相擬似ランダム拡散符号 （ＰＮＱ）の双方を長コード４８０で変調する。その長コード変調したＰＮＩお よびＰＮＱ符号を総和データ４６１と、期間Ｘ１とＸＱを生成するマルチプライ ヤ４６４ａ〜ｄおよび総和器４６６ａ〜ｂで、利得調整４５６からの利得調整さ れたＢＰＳＫデータで複合多重化する。期間Ｘ１とＸＱをマルチプライヤ４６８ で同位相と直交位相の正弦曲線でアップコンバータで変換し、その変換した信号 をそれぞれ総和器４７０で総和し、信号ｓ（ｔ）を発生する振幅係数ＡＭにより 増幅器４７２で増幅する。 第８図に示す実施の態様はこの中で記述している他の実施の態様とは、ＢＰＳ Ｋデータを直交位相チャンネルに置き、パイロットデータと電力制御データを同 位相チャンネルに置く点で異なっている。ここで記述している他の実施の態様で ＢＰＳＫ逆方向リンク信号のピーク対平均電力比を減らし、データはパイロット データおよび電力制御データと一緒に同位相チャンネルに置く。ＢＰＳＫデータ を直交位相チャンネルに、パイロットと電力制御データを同位相チャンネルに置 くことは、チャンネルの位相が２個のチャンネルの総和の大きさが変化している データに応答して少なくなる直交である逆方向リンク信号のピーク対平均電力比 を減少する。これで与えられた平均電力を維持するために必要なピーク電力を減 らし、逆方向リンク信号のピーク対平均電力比特性を減少する。ピーク対平均電 力比の減少は、逆方向リンク信号が与えられた送信レートを維持するために基地 局で受信しなければならないピーク電力を減少し、そのため最大送信電力を有す る加入者ユニットが、基地局で必要なピーク電力で受信できる信号を送信するこ とができなくなる前に、基地局から置かれるかも知れない距離を増加する。１加 入者ユニットが基地局から置かれるかも知れない、まだ必要なピーク電力で受信 される信号を送信することのできる距離 のこの増加が、加入者ユニットが任意の与えられたデータレートで継続して通信 を処理できる範囲を増加する。 第９図は第８図に示すこの発明の実施の態様により形成したときのフィンガ復 調器１８２のブロック構成図である。 受信サンブルＲＩおよびＲＱはタイミング調整２９０で時間調整し、ＰＮＩお よびＰＮＱ符号はマルチプライヤ３０１で、長コード２００によってマルチプラ イする。時間調整受信サンプルは期間ＸＩおよびＸＱを生成するマルチプライヤ ３０２と総和器３０４でＰＮＩおよびＰＮＱの複素共役マルチプライする。ＸＩ およびＸＱ期間の第１と第２の瞬間をマルチプライヤ３１０で、ウォルシュ符号 Ｗ１およびウォルシュ符号Ｗ２で復調し、その復調したシンボルを総和器３１２ で４組の中で総計する。ＸＩおよびＸＱ期間の第３の瞬間を総和器３０８で４個 の復調シンボルに対して総計し、パイロット標準データを発生する。そのパイロ ット標準データはパイロットフィルタ３１４でフィルタを掛け、位相回転とＢＳ ＰＫソフト決定データおよび３８４：１総和器３２２で３８４シンボルに対して 総計した後でのソフト決定電力制御データを生成するマルチプライヤ３１６およ び加算器３２０で、総計したウォルシュ符号変調データを重み付けするために使 う。 このように多チャンネル、高いレート、ＣＤＭＡ無線通信システムを記述した 。この記述はこの発明を作るか使用するために技術に熟達している人にできるよ うに用意してある。これらの実施の態様に対するさまざまな変更は技術の熟達者 に容易に明らかであり、ここの中で定義している基本原理は発明的な能力を使わ ずに他の実施の態様に適用できるかも知れない。このようにこの発明はここの中 で示している実施の態様に限定されるものでもなく、ここの中で開示している原 理と新規な特性に矛盾しないもっとも広い範囲に合わせる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ， ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，Ｎ Ｚ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ， ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．加入者ユニットのセットと通信する基地局に加入者ユニットの１セットの 中で第１の加入者ユニットから送信のために変調したデータを発生する方法であ って、 ａ）第１チャンネルデータを発生するために第１の直交符号で第１データを変 調し、 ｂ）第２チャンネルデータを発生するために第２の直交符号で第２データを変 調し、 ｃ）第１の同位相拡散データおよび第１の直交位相拡散データを発生するため に１個の同位相拡散符号および直交位相拡散符号で前記第１チャンネルデータを 変調し、 ｄ）第２の同位相拡散データおよび第２の直交位相拡散データを発生するため に１個の同位相拡散符号および直交位相拡散符号で前記第２チャンネルデータを 変調し、 ｅ）同位相期間を生成する前記第１同位相データから前記第２の同位相拡散デ ータを引き、 ｆ）直交位相期間を生成する前記第２の直交位相拡散データに前記第１の同位 相拡散データを加算するステップを備えることを特徴とする方法。 ２．請求項１に記載の方法であって、さらに 前記第１チャンネルデータを利得調整し、 前記第２チャンネルデータを利得調整するステップを具備する方法。 ３．請求項１に記載の方法であり、 前記第１データがパイロットデータで、 前記第２データがユーザーデータ、 であることを特徴とする方法。