JP2000513112A

JP2000513112A - 能動型ノイズ制御におけるノンリニア位相低減フィルタ

Info

Publication number: JP2000513112A
Application number: JP10502954A
Authority: JP
Inventors: エイ．ジャコブソン，クラス; シー．マコーミック，デュアン
Original assignee: United Technologies Corp
Current assignee: RTX Corp
Priority date: 1996-06-26
Filing date: 1997-05-14
Publication date: 2000-10-03
Also published as: EP0907948B1; NO986058D0; DE69702345D1; DE69702345T2; CN1137464C; AU3006397A; AU712840B2; BR9710041A; ES2149595T3; DK0907948T3; HK1021060A1; MY116912A; WO1997050078A1; NO986058L; EP0907948A1; TW346733B; CN1223738A; US5828760A

Abstract

(57)【要約】駆動信号（Ｕ）に応答して音響アンチノイズ信号を与えるためのアクチュエータ（２４）と、上記アクチュエータからの上記音響アンチノイズ信号を検出し、攪乱ノイズ（ｄ）を検出してこれらの信号を重畳したエラー信号（ｅ）を与えるためのエラーセンサ（１６）と、上記エラー信号（ｅ）に応答して駆動信号（Ｕ）を上記アクチュエータ（２４）へと与えるためのコントローラ（２０）とを備える能動型ノイズ（又は振動）制御システムには、エネルギー状態（１１２）を有するコントローラ補償が設けられているとともに、上記エラー信号がゼロを横切る場合には、フィルタ（７８）のエネルギー状態（１１２）を一時的にゼロにリセットするノンリニアリセット論理（１３０）が備えられており、上記能動型制御システムのバンド幅を改善している。

Description

【発明の詳細な説明】能動型ノイズ制御におけるノンリニア位相低減フィルタ技術分野本発明は、能動型ノイズ（振動）制御に関し、より詳細には能動型ノイズ（振動）制御システムにおける位相低減フィルタの使用に関する。発明の背景能動型ノイズ（振動）制御システム（ＡＮＣ）分野においては、これらのシステムは、電気的に検出したファンや、ブロワや電気的変換器やエンジン等のノイズ発生源からの望ましからざるノイズ（振動）をキャンセルさせるために用いられている。検出及びキャンセルのための１つの方法は、「コロケーテッド(collo cated)」手法であり、マイクロホンと言ったセンサとスピーカと言ったアクチュエータとが攪乱ノイズ（又は振動）のウエーブフロント面と同一平面上に配置されるものである。これまで知られているＨＶＡＣ（加熱、換気、空気調和）のダクトためのコロケーテッド能動型ノイズ制御システムは、上述のノイズとは位相の異なった音波（すなわちアンチノイズ）をダクトへと発生させ、スピーカ近くにおけるノイズ波をキャンセルさせるスピーカと、スピーカからの音波の面に配置されたノイズのキャンセル量を検出するエラーマイクロホン（ｍｉｃ）とを備えている。エラーマイクロホンからの信号は、能動型ノイズ制御電気回路又はソフトウエアへと送られて、エラーノイズ信号を最低化させるようにアンチノイズ音波を発生させるスピーカを駆動させるための電気的駆動信号を与えるようになっている。本発明においては、用語「アンチノイズ」とは、スピーカによって発生されるノイズキャンセル信号のことを言う。理想的なコロケーテッドシステムにおいては、閉ループ伝達関数（エラーマイク出力におけるアンチノイズに対する攪乱ノイズ）は、−１に等しくされる又は圧力解放条件とされる。このような−１限界を達成するためには、ループゲインを高く、すなわちコントローラゲインを高くする必要がある。しかしながら、音響的アンチノイズ信号がスピーカからエラーマイクへと伝搬するに要する時間的遅延は、スピーカ内の時間遅延と同様に制御ループにおける純粋な時間遅延（ｅ^-sT）として存在する。知られているリニア制御理論及びボーデ(Bode)ゲインの位相の関係は、ループ内の時間遅延のリニア制御システムの特性安定性とトレードオフする関係により制限を受ける。特に制御システムにおける不安定性を防止するためには、ループゲインを時間遅延による位相の遅れを迅速に増加させるような領域にまで減少させる必要がある。このようにループゲインを低下させるとバンド幅を狭めることになるとともに、時間応答性が低減し、コロケーテッド設計方法の特性と利点とを制限してしまうことになる。したがって、安定なループの制御を与えるため、時間遅延の存在下において充分な安定性マージンを保持しながら高いループゲインを得る能動型ノイズ制御システムを開発することが望まれている。発明の開示本発明の目的は、高いループゲインを有し、ノイズキャンセル性の改善されたコロケーテッド型能動型ノイズ制御システムを提供することを目的とする。本発明の、能動型ノイズ（又は振動）制御システムは、駆動信号に応答して音響的アンチノイズ信号を発生させるためのアクチュエータと、アクチュエータからの音響的アンチノイズ信号を検出するとともに、攪乱ノイズを検出し、それらが重畳されたエラー信号を与えるように配設されるエラーセンサと、エネルギー状態を有するフィルタと、エラー信号がゼロを横切る場合には一時的にフィルタのエネルギー状態をゼロへとリセットするノンリニアリセット論理と、エラー信号に応答するコントローラとを備えており、このコントローラは、アクチュエータへと駆動信号を送り、音響的アンチノイズ信号は、センサにおける攪乱ノイズを弱めるような振幅と位相とを有している。さらに本発明によれば、フィルタは、１次のローパス遅延フィルタとされている。さらに本発明によれば、フィルタは、離散型フィルタとされている。さらに、本発明によれば、ノンリニアリセット論理は、例えば１つのサンプリング時間においてエネルギー状態をゼロへとリセットするように構成されている。本発明は、能動型ノイズ（振動）制御用途としてリセット要素を有する位相低減ノンリニアフィルタを用いることにより従来に比較して著しい改善を提供するものである。このフィルタは、例えばブレーク周波数を超える同様のｄＢ／時間プロファイルをといったアナログリニアフィルタの第１の調和強度における周波数応答性と実質的に同様の周波数応答性を有している。しかしながら、リニアフィルタよりも位相の遅れの小さな第１調和位相周波数応答性を有している。したがって、本発明は、時間遅延による位相の遅れのみを有するコロケーテッド型の能動型ノイズ制御システムに対し、ゲインとバンド幅を向上させ、許容可能なノイズキャンセル特性を与えることを可能とする。本発明の上述した目的及び他の目的特徴及び効果については、図面を持ってする本発明の詳細な説明により明白となろう。図面の簡単な説明図１は、本発明のコロケーテッド型ダクト能動ノイズ制御システムの概略的なブロック図である。図２は、本発明による図１のコロケーテッドシステムの制御システムのブロック図である。図３は、本発明による図１に示したコロケーテッドシステムの詳細な制御システムのブロック図である。図４は、本発明によるノンリニアリセット要素を有するディジタル補償回路のブロック図である。図５は、従来のリニア補償による周波数応答性と、本発明によるノンリニア補償の周波数応答性の大きさをプロットした図である。図６は、従来のリニア補償による周波数応答性と、本発明によるノンリニア補償の周波数応答性の大きさをプロットした図である。図７は、音波圧力レベル（ＳＰＬ）を補償のない場合と、従来の補償の場合と、本発明のノンリニア補償について周波数に対して示したグラフである。発明の最良の実施態様図１を参照すると、ＨＶＦＣダクトのためのコロケーテッド型能動型ノイズ制御システムは、方向１４にウエーブフロントラインで示した音響的攪乱ノイズ波１２（ｄ）が伝搬するダクト１０を有している。エラーマイクロホン１６は、ノイズ１２を検出し、ライン１８を通じて能動型ノイズ制御（ＡＮＣ）コントローラ２０へと電気信号を送っている。マイクロホンの代わりに、どのような音響測定デバイスであっても所望により用いることができる。コントローラ２０は、電気的な駆動信号（Ｕ）をライン２２を介してスピーカ２４，例えば、ダクト１０の壁に取り付けられた８”径のＪＢランシング（Lancing）製のモデルNo.JBL211 8Hと言った円形スピーカへと送っている。所望により、別のスピーカであっても用いることができる。スピーカの代わりに、どのような音響アクチュエータであっても、例えば非音響型コイルフィルムアクチュエータ、例えばＰＶＤＦ、多孔質ＰＶＤＦ、静電体、ピエゾエレクトリック素子、ピエゾポリマー、ピエゾセラミックスも用いることが可能である。ダクト１０は、高さ５インチ（１２．７ｃｍ）の高さと１０インチ（２５．４ｃｍ）の幅を持った矩形とされている。別のダクト形状及び寸法であっても所望により用いることができる。スピーカ２４は、適切な振幅と位相とを有する位相のずれた音波、すなわちアンチノイズ波を発生させて、ノイズ波１２をキャンセルさせている。上述したように、「アンチノイズ」とは、スピーカによって発生されるノイズキャンセル信号を言う。スピーカ２４からのアンチノイズ波によってキャンセルされなかったどのような残留ノイズでもエラーマイクロホン１６によって検出されて、ライン１８を介してコントローラ２０へと電気的エラー信号（ｅ）として送られる。エラーマイクロホン１６は、スピーカの音響ニアフィールド効果から距離ｇ１だけ、例えば２インチだけ所定距離スピーカ２４の面から離されて配置されていて、スピーカから放出される平面波成分に圧力振幅と波の位相とが等しくされるようになっている。所望により、別の距離ｇ１であっても用いることができる。コントローラ２０は、ライン２２を介して出力信号（Ｕ）をスピーカ２４へと送っており、マイクロホン１６（及びエラー信号（ｅ））における全音響信号を低減させ、ダクト内をスピーカ２４の下流側へと伝搬するノイズを所定範囲の周波数領域において低減させている。コントローラ２０は、知られた電気回路及び／又はソフトウエアを備えており、本発明の機能を与えるように構成されている。コントローラ２０の詳細については後述する。図２を参照すると、図１のマイク１６と、コントローラ２０と、スピーカ２４と（スピーカ２４とマイク１６の間のダクトダイナミクスを含む）は、それぞれ制御システムブロック５０，６０，７０によって示されている。エラーマイクブロック５０（これら双方は、エラーマイク１６において別々に示されている）は、ライン５２を介して入力攪乱ノイズ信号ｄとライン５４を介してアンチノイズ信号ｙと、加算機５６によって示される信号ｄ，ｙの重畳された信号とを受け取り、ノイズとアンチノイズ信号との和を示した信号をライン５８を介してエラー信号として与えている。エラー信号ｅは、ライン６２からの信号Ｕによって与えられるコントローラ２０（図１）の伝達関数Ｃ（ｓ）を有するコントローラブロック６０へと送られる。信号Ｕは、ライン５４を介してマイクブロック５０へと信号ｙを与えるプラントダイナミックスを示した伝達関数Ｐ（ｓ）を有するプラントブロック７０へと送られる。図３を参照すると、図２のコントローラブロック６０とプラントブロック７０のより詳細なコントロールシステムブロック図が示されている。コントローラ６０Ｃ（ｓ）には、マイクロホンブロック５０からライン５８を介して信号ｅがブレーク周波数が例えば７ｋＨｚ、典型的には少なくともサンプル周波数の少なくとも半分のアナログローパスフィルタへと送られる。このローパスフィルタ７０は、アンチアライアシング(anti-aliasing)フィルタとして機能し、高周波を弱めるととともに、入力信号の誤入力を避けるようにされている。この誤入力は、知られているようにディジタル的にサンプルされたデータにおいて発生するものである。別のブレーク周波数及び／又はフィルタ次数は、サンプリングレート、所望する低減量、許容位相遅れの量に依存して知られているようにして用いることもできる。ローパスフィルタ７０は、ライン７２を介して知られたＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）コンバータ７４へとフィルタされた信号を送っており、このＡ／Ｄコンバータは、ライン７２のアナログ信号をサンプリングされたライン７６のディジタル信号ｒ（ｋ）へと変換している。信号ｒ（ｋ）は、例えば１４ｋＨｚのサンプリングレートを有する例えばＤＳＰチップ番号Ｎｏ．TMS320C40マイクロプロセッサ又はディジタル信号プロセッサと言ったディジタル制御論理（又は補償又はノンリニアフィルタ）７８へと送られる。別のサンプリングレート及び別のマイクロプロセッサも所望により用いることができる。ディジタルコントロール論理７８は、所望する応答時間とバンド幅とを与えるように設計されており、適切なノイズキャンセルを行うようにされている。特に、ディジタルコントロール論理７８は、リセット要素を備えた位相シフト低減ディジタルフィルタを備えているが、これについてはより詳細に後述する。ディジタルコントロール論理７８は、ライン８０を介してディジタル出力信号ｚ（ｋ）をＤ／Ａ（ディジタルアナログ）コンバータ８２へと送る。このディジタルアナログコンバータ８２は、ディジタル信号ｒ（ｋ）をライン８４のアナログ信号へと変換する。ライン８４のアナログ信号は、ブレーク周波数、例えばＤ／Ａ出力サンプリングレートの半分の７ｋＨｚのローパス平滑化フィルタ８６へとライン８４を介して送られる。アナログローパスフィルタ８６は、Ｄ／Ａコンバータ８２からのステップ状の（すなわちディジタル化された）出力信号を平滑化させて、スムースなアナログ信号を与えるようになっている。別のブレーク周波数及び／又はフィルタ次数であっても所望する平滑化と許容可能な位相の遅れの量とに応じて用いることができる。ライン８８の平滑化されたアナログ信号は、パワーアンプ９０へと送られ、ライン６２へと増幅された電気的駆動信号Ｕを送る。パワーアンプ９０のゲインと補償７８の大きさＫは、所定のシステム特性を与えるようなサイズとされている。ライン６２の駆動信号Ｕは、プラント７０Ｐ（ｓ）へと送られる。このプラント７０Ｐ（ｓ）は、スピーカ２４（図１）のダイナミックスを示した伝達機能ブロック９２を有している。スピーカブロック９２は、駆動信号Ｕに応じた音響的なアンチノイズ信号をライン９４へと送っていて、このアンチノイズ信号は、エラーマイク及びダクト１０のいかなる付加的な音響用素子へも送られる音響スピーカ信号の伝搬（又はそれのみの）の時間遅延を示したブロック９６へと送っている。ブロック９６の最も主要なダイナミックスは、スピーカ２４（図１）からマイク１６へと伝搬するアンチノイズ信号の伝搬のみによる時間遅延を与えることである。アンチノイズ信号がエラーマイクロホン１６（図１）へと達したのは、ライン５４の信号ｙによって示されている。ライン５４のこのアンチノイズ信号ｙ及びライン５２の攪乱信号ｄは、上述したようにエラーマイクブロック５０及び加算器５６において加え合わされる。理想的なコロケーテッド型能動ダクトノイズコントロールシステムにおいては、入力された攪乱ノイズｄからマイクロホン１６によって検出されるアンチノイズ信号ｙまでの伝達関数（閉ループ伝達関数ｙ／ｄ）は、−１に等しい。すなわち大きさが１で、位相が１８０°である。図３の開ループシステムについてのダイナミックスは、アンチアリアスフィルタ７０と、ディジタルコントロール論理７８と、平滑化フィルタ８６と、ボックス９６内での時間遅延とを有しておりこれらすべてが開ループ安定の安定化分析の位相の寄与を与える主要な構成要素とされている。これらの要素のうち最も重要な要素は、ブロック９６内におけるｅ^-sT で示される時間遅延であり、Ｔは、秒単位での時間遅延であり、この時間遅延は、音響波がスピーカ２４からマイクロホン１６（図１）まで距離ｇ１を伝搬する時間である。システムにおける時間遅延９６のみについては、補償論理７８内の最大のゲインが、標準的なリニアローパスフィルタ補償に固定されていて、システムが不安定にならないように維持させている。図４を参照すると、ディジタル制御論理７８は、Ｋ＊Ｇ（ｚ）を有しているのが示されている。補償論理７８への入力信号ｒ（ｋ）は、ライン７６を介してノンリニアリセット要素１３０を有するディジタルローパスフィルタ補償論理Ｇ（ｚ）へと送られるが、これについては後述する。ローパスフィルタＧ（ｚ）は、標準的な離散的伝達関数を有しており、下記式の離散状態方程式によってモデル化されている： X(k+1)=A^★X(k)+B^★U(k) ［Eq．1］ Y(k)=C^★X(k)+D^★U(k) ［Eq．2］上式中、Ａ＝０．９７１８，Ｂ＝０．０２８２，Ｃ＝１．０，Ｄ＝０であり、離散化された１次ローパスフィルタの遅れに対応しているとともに、１００Ｈｚのブレーク周波数のディジタルフィルタに対応している。別のブレーク周波数及び離散化方法でも所望に応じて用いることができる。また、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄについて別の値もブレーク周波数及び用いる離散化方法に応じて用いることができる。上式１及び２をブロックダイアグラムを用いて示したのが図４である。ライン７６の信号ｒ（ｋ）は、ゲインブロック（Ｂ）１０４へと送られ、このゲインブロック１０４は、ライン１０６を介して加算器１０８の正側の入力へと信号を送っている。この加算器の出力は、ライン１１０を介して記録要素（又はエネルギー状態）又はサンプルディレイ（ｚ^-1）１１２へと送られる。記録要素１１２の出力は、遅延された信号Ｘ（ｋ）であり、この遅延信号は、ライン１１４へと送られ、ライン１１８を介して加算器１０８の別の正側の入力へと送られる。ライン１１４の信号Ｘ（ｋ）は、またゲインブロック（Ｃ）１２０へと送られライン１２２を介して加算器１２４の正側の入力へとゲインのシフトされた信号を与えている。ライン７６の入力信号ｒ（ｋ）は、またゲインブロック（Ｄ）１２６へと送られており、このゲインブロック（Ｄ）１２６は、ライン１２８を介して加算器１２４の別の正側の入力へと送っている。加算器１２４は、ライン１２９を介してライン、１２２、１２８の信号を加え合わせた信号を所望のシステム応答性を与えるような値を有するゲインマルチプライヤ１３１へと送っている。このゲインの調節された信号は、ライン８０を介して出力信号Ｚ（ｋ）とされる。また、ライン７６の入力信号ｒ（ｋ）がゼロを横切るとリセット論理１３０（すなわちノンリニアリセット要素）は、入力信号ｒ（ｋ）をサンプリングし、入力ｒ（ｋ）がゼロを横切る場合、すなわち符号を変える場合には、論理１３０は、ライン１１０を介して一つのサンプリング期間のため次の状態の信号Ｘ（ｋ＋１）をゼロとするのがライン１３２に示されている。図５を参照すると、本発明のノンリニアフィルタ論理７８（図４）の第１の調和周波数が曲線１６０により示されており、ゼロクロッシング及びリセットロジック１３０を有しない同一のフィルタユニット従来のリニアフィルタの１次調和周波数が波線１６２により示されている。曲線１６０及び曲線１６２は、実質的に同様な応答特性を有している。図６を参照すると、本発明のノンリニアフィルタ論理７８の第１の調和位相周波数（図４）は、曲線１６４によって示されており、従来のリニアフィルタの位相周波数応答性は、破線１６６により示されている。ノンリニアフィルタの位相応答曲線１６４は、１次調和関数で説明した機能とされており、位相的に近似しているが、リニア型のフィルタよりも著しく小さな位相の遅れを示している。特に、ブレーク周波数１００Ｈｚにおいては、ノンリニアフィルタの位相は、−３２°となっており、これが曲線１６４のポイント１６８によって示されているが、リニアフィルタの位相は約５９°となっており、これが曲線１６６のポイント１７０で示されている。また、ノンリニアフィルタの１０００Ｈｚにおける位相は、約−６０°であり、これがポイント１７２によって示され、リニアフィルタの位相は、−１００°でありこれがポイント１７４により示されている。リニアフィルタの位相の遅れは、４５°よりも１４°も大きく、これは、アナログ−ディジタル変換の影響である。すなわち、ゼロ次のホールド効果である。図７を参照すると、スピーカ２４（図１）の下流側にまで伝搬してきた音響ノイズの大きさを測定して、音響の出力レベル（ＳＰＬ）に対する図１のシステムの周波数をプロットした図が示されている。図７のデータは、スピーカ２４（図１）のニアフィールド効果から離れたスピーカの下流側へと配置させたマイクロホンによって測定した。特に、全くノイズ制御補償を行っていないベースライン曲線２００は、約１１０ｄＢのピークノイズを周波数領域が約８０〜１５０Ｈｚにおいて示している。コントローラ２０が典型的なリニア補償を用いている場合には、システムのレスポンスは、曲線２０２によって示されており、約２８０Ｈｚにおいて１１０ｄＢよりも大きなピークレスポンスを示している。しかしながら、本発明のノンリニア位相シフト低減フィルタでは、音響ノイズレベルは、曲線２０４に示されるように、全スペクトルにわたって１００ｄＢ以下に保たれている。また、高周波数側においては、例えば約３５０Ｈｚ以上の場合には、リニアフィルタのレスポンス２０２よりも僅かに大きなノイズが見られるものの、依然として許容可能なノイズレベルである。したがって、図４に示すノンリニアフィルタ７８をコロケーテッド型コントロースシステムにおいて用いれば、関心のある全周波数量域においてノイズをキャンセルすることができる。特に制御論理７８のゲインＫを増加させつつ、システムの安定性を維持させることが可能となり、充分なバンド幅と閉ループシステム（ｙ／ｄ）の時間レスポンスとが提供されて、システムが攪乱ノイズｄに対して適切な時間で応答でき、かつ広い周波数にわたって充分なノイズキャンセル化を行うことができる。制御論理７８は、ディジタル的に装置化されているとして説明を行ってきたが、当業者によれば本発明は、ゼロを横切りリセット論理を有するアナログの同一のフィルタによっても同様に機能することが理解されよう。この場合には、入力信号はゼロを横切るのをモニタしておき、ゼロを横切った場合にはすべてのアナログエネルギー記憶要素、例えばキャパシタ、インダクタ等をゼロにリセットする。また、ゼロを横切り、リセット論理１３０（図４）は、ディジタル又はアナログ論理又はソフトウエアとすることによっても構成することができる。信号のため、電気ワイヤ及び電気信号を本発明のように用いるのではなく、本発明においては、オプティカルファイバ及び光学的信号によって電気信号や電気ワイヤを本発明のシステムのどの部分においても置換して用いることができる。本発明は、コロケート型ノイズコントロールシステムについて用いるように説明してきたが、特性を改善するために開ループ位相の遅れを減少させることが好ましい１次ローパスフィルタを用いるいかなる能動型ノイズ、又は振動制御システムについても本発明が適用できることは理解されよう。また、本発明においては、用語「ノイズ」及び「振動」は、互いに交換できるものとして説明してきたが、これは、アナログ型能動型ノイズコントロールと能動型振動コントロールの間の差を考慮したものである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成９年１２月２２日（１９９７．１２．２２）【補正内容】図７は、音波圧力レベル（ＳＰＬ）を補償のない場合と、従来の補償の場合と、本発明のノンリニア補償について周波数に対して示したグラフである。発明の最良の実施態様図１を参照すると、ＨＶＦＣダクトのためのコロケーテッド型能動型ノイズ制御システムは、方向１４にウエーブフロントラインで示した音響的攪乱ノイズ波１２（ｄ）が伝搬するダクト１０を有している。エラーマイクロホン１６は、ノイズ波１２を検出し、ライン１８を通じて能動型ノイズ制御（ＡＮＣ）コントローラ２０へと電気信号を送っている。マイクロホンの代わりに、どのような音響測定デバイスであっても所望により用いることができる。コントローラ２０は、電気的な駆動信号（Ｕ）をライン２２を介してスピーカ２４，例えば、ダクト１０の壁に取り付けられた８”径のＪＢランシング（Lancing）製のモデルNo.JBL2 118Hと言った円形スピーカへと送っている。所望により、別のスピーカであっても用いることができる。スピーカの代わりに、どのような音響アクチュエータであっても、例えば非音響型コイルフィルムアクチュエータ、例えばＰＶＤＦ、多孔質ＰＶＤＦ、静電体、ピエゾエレクトリック素子、ピエゾポリマー、ピエゾセラミックスも用いることが可能である。ダクト１０は、高さ５インチ（１２．７ｃｍ）の高さと１０インチ（２５．４ｃｍ）の幅を持った矩形とされている。別のダクト形状及び寸法であっても所望により用いることができる。スピーカ２４は、適切な振幅と位相とを有する位相のずれた音波、すなわちアンチノイズ波を発生させて、ノイズ波１２をキャンセルさせている。上述したように、「アンチノイズ」とは、スピーカによって発生されるノイズキャンセル信号を言う。スピーカ２４からのアンチノイズ波によってキャンセルされなかったどのような残留ノイズでもエラーマイクロホン１６によって検出されて、ライン１８を介してコントローラ２０へと電気的エラー信号（ｅ）として送られる。図３を参照すると、図２のコントローラブロック６０とプラントブロック７０のより詳細なコントロールシステムブロック図が示されている。コントローラ６０Ｃ（ｓ）には、マイクロホンブロック５０からライン５８を介して信号ｅがブレーク周波数が例えば７ｋＨｚ、典型的には少なくともサンプル周波数の少なくとも半分のアナログローパスフィルタへと送られる。このローパスフィルタ７１は、アンチアライアシング(anti-aliasing)フィルタとして機能し、高周波を弱めるととともに、入力信号の誤入力を避けるようにされている。この誤入力は、知られているようにディジタル的にサンプルされたデータにおいて発生するものである。別のブレーク周波数及び／又はフィルタ次数は、サンプリングレート、所望する低減量、許容位相遅れの量に依存して知られているようにして用いることもできる。ローパスフィルタ７１は、ライン７２を介して知られたＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）コンバータ７４へとフィルタされた信号を送っており、このＡ／Ｄコンバータは、ライン７２のアナログ信号をサンプリングされたライン７６のディジタル信号ｒ（ｋ）へと変換している。信号ｒ（ｋ）は、例えば１４ｋＨｚのサンプリングレートを有する例えばＤＳＰチップ番号Ｎｏ．TMS320C40マイクロプロセッサ又はディジタル信号プロセッサと言ったディジタル制御論理（又は補償又はノンリニアフィルタ）７８へと送られる。別のサンプリングレート及び別のマイクロプロセッサも所望により用いることができる。ディジタルコントロール論理７８は、所望する応答時間とバンド幅とを与えるように設計されており、適切なノイズキャンセルを行うようにされている。特に、ディジタルコントロール論理７８は、リセット要素を備えた位相シフト低減ディジタルフィルタを備えているが、これについてはより詳細に後述する。ディジタルコントロール論理７８は、ライン８０を介してディジタル出力信号ｚ（ｋ）をＤ／Ａ（ディジタルアナログ）コンバータ８２へと送る。このディジタルアナログコンバータ８２は、ディジタル信号ｒ（ｋ）をライン８４のアナログ信号へと変換する。アンチノイズ信号がエラーマイクロホン１６（図１）へと達したのは、ライン５４の信号ｙによって示されている。ライン５４のこのアンチノイズ信号ｙ及びライン５２の攪乱信号ｄは、上述したようにエラーマイクブロック５０及び加算器５６において加え合わされる。理想的なコロケーテッド型能動ダクトノイズコントロールシステムにおいては、入力された攪乱ノイズｄからマイクロホン１６によって検出されるアンチノイズ信号ｙまでの伝達関数（閉ループ伝達関数ｙ／ｄ）は、−１に等しい。すなわち大きさが１で、位相が１８０°である。図３の開ループシステムについてのダイナミックスは、アンチアリアスフィルタ７０と、ディジタルコントロール論理７８と、平滑化フィルタ８６と、ボックス９６内での時間遅延とを有しておりこれらすべてが開ループ安定の安定化分析の位相の寄与を与える主要な構成要素とされている。これらの要素のうち最も重要な要素は、ブロック９６内におけるｅ^-sT で示される時間遅延であり、Ｔは、秒単位での時間遅延であり、この時間遅延は、音響波がスピーカ２４からマイクロホン１６（図１）まで距離ｇ１を伝搬する時間である。システムにおける時間遅延９６のみについては、補償論理７８内の最大のゲインが、標準的なリニアローパスフィルタ補償に固定されていて、システムが不安定にならないように維持させている。図４を参照すると、ディジタル制御論理７８は、Ｋ＊Ｇ（ｚ）を有しているのが示されている。補償論理７８への入力信号ｒ（ｋ）は、ライン７６を介してノンリニアリセット要素１３０を有するディジタルローパスフィルタ補償論理Ｇ（ｚ）へと送られるが、これについては後述する。また、ライン７６の入力信号ｒ（ｋ）がゼロを横切るとリセット論理１３０（すなわちノンリニアリセット要索）は、入力信号ｒ（ｋ）をサンプリングし、入力ｒ（ｋ）がゼロを横切る場合、すなわち符号を変える場合には、論理１３０は、ライン１１０を介して一つのサンプリング期間のため次の状態の信号Ｘ（ｋ＋１）をゼロとするのがライン１３２に示されている。図５を参照すると、本発明のノンリニアフィルタ論理７８（図４）の第１の調和周波数が曲線１６０により示されており、ゼロクロッシング及びリセットロジック１３０を有しない同一のフィルタユニット従来のリニアフィルタの１次調和周波数が波線１６２により示されている。曲線１６０及び曲線１６２は、実質的に同様な応答特性を有している。図６を参照すると、本発明のノンリニアフィルタ論理７８の第１の調和位相周波数（図４）は、曲線１６４によって示されており、従来のリニアフィルタの位相周波数応答性は、破線１６６により示されている。ノンリニアフィルタの位相応答曲線１６４は、１次調和関数で説明した機能とされており、位相的に近似しているが、リニア型のフィルタよりも著しく小さな位相の遅れを示している。特に、ブレーク周波数１００Ｈｚにおいては、ノンリニアフィルタの位相は、−３２°となっており、これが曲線１６４のポイント１６８によって示されているが、リニアフィルタの位相は約−５９°となっており、これが曲線１６６のポイント１７０で示されている。また、ノンリニアフィルタの１０００Ｈｚにおける位相は、約−６０°であり、これがポイント１７２によって示され、リニアフィルタの位相は、−１００°でありこれがポイント１７４により示されている。請求の範囲１．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるアクチュエータと、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるために配設されたエラーセンサと、前記エラー信号に応答するためのコントローラとを備え、このコントローラは、エネルギー状態を有するフィルタと、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットするノンリニアリセット論理とを備え、前記コントローラは、前記アクチュエータへと前記駆動信号を与えており、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記撹乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とする能動型ノイズ制御システム。２．前記フィルタは、１次の遅延フィルタであることを特徴とするシステム。３．前記フィルタは、離散フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のシステム。４．前記ノンリニアリセット論理は、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項３に記載のシステム。５．前記アクチュエータは、スピーカを備えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。６．前記センサは、マイクロホンを備えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。７．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるアクチュエータ手段と、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるために配設されたエラーセンサ手段と、前記エネルギー状態に対応しエネルギー状態を有するとともに、前記エラー信号をフィルタし、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットし、さらに前記アクチュエータ手段へと前記駆動信号を与えるための信号処理手段とを備え、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記攪乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とする能動型ノイズ制御システム。８．前記フィルタは、１次の遅延フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。９．前記フィルタは、離散フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１０．前記リセットは、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１１．前記アクチュエータ手段は、スピーカを備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１２．前記エラー検出手段は、マイクロホンを備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１３．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるステップと、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるステップと、前記エラー信号をフィルタし、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットし、さらに前記アクチュエータ手段へと前記駆動信号を与えるフィルタステップとを有するノイズ低減方法であって、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記攪乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とするノイズ低減方法。１４．前記フィルタステップは、１次の遅延フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１５．前記フィルタステップは、離散フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１６．前記リセットステップは、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１７．前記アンチノイズ信号を与えるステップは、スピーカを用いることを特徴とする請求項１３に記載の方法。【図３】【図４】

Claims

【特許請求の範囲】１．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるアクチュエータと、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるために配設されたエラーセンサと、前記エラー信号に応答するためのコントローラとを備え、このコントローラは、エネルギー状態を有するフィルタと、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットするノンリニアリセット論理とを備え、前記コントローラは、前記アクチュエータへと前記駆動信号を与えており、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記攪乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とする能動型ノイズ制御システム。２．前記フィルタは、１次の遅延フィルタであることを特徴とするシステム。３．前記フィルタは、離散フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のシステム。４．前記ノンリニアリセット論理は、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項３に記載のシステム。５．前記アクチュエータは、スピーカを備えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。６．前記センサは、マイクロホンを備えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。７．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるアクチュエータ手段と、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるために配設されたエラーセンサ手段と、前記エネルギー状態に対応しエネルギー状態を有するとともに、前記エラー信号をフィルタし、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットし、さらに前記アクチュエータ手段へと前記駆動信号を与えるための信号処理手段とを備え、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記攪乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とする能動型ノイズ制御システム。８．前記フィルタは、１次の遅延フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。９．前記フィルタは、離散フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１０．前記リセットは、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１１．前記アクチュエータ手段は、スピーカを備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１２．前記エラー検出手段は、マイクロホンを備えていることを特徴とする請求項７に記載のシステム。１３．駆動信号に応答して音響アンチノイズ信号を与えるステップと、前記アクチュエータからの前記音響アンチノイズ信号を検出するとともに攪乱ノイズを検出し、これらの各信号が重畳されたエラー信号を与えるステップと、前記エラー信号をフィルタし、前記エラー信号がゼロと横切る場合に前記フィルタの前記エネルギー状態を一時的にゼロへとリセットし、さらに前記アクチュエータ手段へと前記駆動信号を与えるフィルタステップとを有するノイズ低減方法であって、前記アンチノイズ信号は、前記センサにおける前記攪乱ノイズを減少させる振幅と位相とを有していることを特徴とするノイズ低減方法。１４．前記フィルタステップは、１次の遅延フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１５．前記フィルタステップは、離散フィルタ機能を備えていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１６．前記リセットステップは、１つのサンプリング時間について前記エネルギー状態をゼロにリセットすることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１７．前記アンチノイズ信号を与えるステップは、スピーカを用いることを特徴とする請求項１３に記載の方法。１８．前記検出ステップは、マイクロホンを用いることを特徴とする請求項１３に記載の方法。