JP2000514997A

JP2000514997A - スイッチング周波数を低くしたパワー・インバータ

Info

Publication number: JP2000514997A
Application number: JP10506987A
Authority: JP
Inventors: グエン、ヴィートソン・エム; ツァイ、シャン―チン
Original assignee: サンドストランド・コーポレイション
Priority date: 1996-07-24
Filing date: 1997-07-16
Publication date: 2000-11-07
Also published as: US5717585A; WO1998004031A1; TW355876B; EP0914709A1; KR20000067956A; CA2261980A1; CN1230307A

Abstract

(57)【要約】本発明によるインバータ・システム（１０）は、直流源と電気的負荷との間の電流パルスの流れる方向を制御して電気的負荷に交流を流すために導通状態と非導通状態を切り替える少なくとも１対のスイッチを持つ少なくとも１対のインバータ・スイッチ(Ｑ₁およびＱ₂）に直流を供給する直流源（Ｅ）を内蔵する電気的負荷（Ｒ，Ｌ）と、電気的負荷を流れる所望の形態の交流を表す基準電圧源（Ｖ_ref）と、第１の入力が電気的負荷に、第２の入力が基準電圧に結合され、出力（２６）上で第１の入力と第２の入力との差を表す誤り制御電圧を発生する誤り制御信号発生器（２４）と、誤り制御信号発生器の出力とインバータに結合され、誤り制御電圧に対応して少なくとも１対のスイッチのスイッチング周波数を制御し、電気的負荷を流れる交流を供給する、可変周波数で発生する、電気的負荷を流れる電流パルスを出力するインバータ・コントローラ（１６）とを含む。

Description

【発明の詳細な説明】スイッチング周波数を低くしたパワー・インバータ技術分野本発明は、高ＫＶＡ定格の機体の可変速度定周波数（ＶＳＣＦ）発電システムで使用されるような、高出力インバータに関する。背景技術ＶＳＣＦ発電システムでは、ＤＣ源を３相インバータへ供給して３相４００Ｈｚ交流を発生するために整流する交流源として機体のスラスト・エンジンからパワー・テークオフにより可変速度で駆動される３相オルタネータを利用している。高出力インバータは４５／６０ＫＶＡインバータなどの３相の一部として多くの場合１５ＫＶＡ以上の高いＫＶＡ定格を持つ。この種の高出力インバータは、４００ＨｚＡＣの出力が機体における交流の発生のため業界標準として設定されている第５０高調波まで３％〜５％程度になる過剰な全高調波歪みを持たない必要がある。ＶＳＣＦパワー・インバータの制御は、正弦波自体の質ではなく電力出力基本周波数正弦波の平均またはＲＭＳ値を制御する古典的な方法に基づいていた。この種のシステムでは、低周波数方形波源が発生するパルスのパルス幅変調を使って読み取り専用メモリー（ＲＯＭ）に記憶されている値を読み出すことにより発生する基準波形の制御のもとで各位相の必要な基本周波数を発生する。出力ＬＣフィルタを介して各位相のインバータを切り替えることにより出力電圧波形を保持し高品質の正弦波を得る。この方法は基本周波数正弦波のRMS値の制御に関して閉ループと呼ばれている。しかし、正弦波の品質と位相は実際には調節されず、その結果開ループ制御が行われる。これらのシステムは、全高調波歪みの低い基本周波数交流の出力を正確に制御するためパルス幅変調器のデューティ・サイクルの変調に使用する誤り制御電圧を発生するために、ＲＯＭから読み出した値から出力した基準波形と実際の出力電力波形とを比較しない。ＶＳＣＦインバータでは、基本周波数の品質は本質的に抵抗器、インダクタ、キャパシタまたはこれらを組み合わせたものなど、受動的な負荷の場合と同様保持される。しかし、整流器負荷またはトライアック負荷が存在している場合には、整流器やトライアックのスイッチング特性により引き込まれる電力の非線形性によりかなりの数の高調波が発生する。これらの非線形負荷により、基本周波数がひどく歪み、３％から５％の範囲の限界を超える許容できない全高調波歪みが発生する。以前のＶＳＣＦインバータ・コントローラは、制御パラメータとして使用される出力電圧のＲＭＳが非線形負荷に対して比較的変化がないので非線形負荷によって発生する出力電圧中に存在する歪みを補正しない。しかし、非線形負荷の駆動を許しながら前述の業界標準のパラメータの範囲内で全高調波歪みが実質的にない基本周波数を持つ高品質で高出力の交流を供給するため高出力インバータを制御する必要がある。非線形負荷など可変電気的負荷に対する応答時間を短縮するため、インバータ内の電力スイッチを４０ＫＨｚ以上の高速スイッチングを行わせる必要がある。しかし、現在市販されているＩＧＢＴなどの最良の高出力ソリッド・ステート・スイッチは４０ＫＨｚ以上ではうまく動作しない。第５０高調波までの全高調波歪みを３％〜５％リミットの範囲内に収める必要がある場合には、スイッチング周波数を下げて、第５０高調波までの過剰な高調波電力を避けるようにする必要がある。出力電力の高調波成分に対する制御および応答を提供する従来の技術によるインバータ・コントローラが知られている。これらの従来の技術によるコントローラは全高調波成分を分析し、スイッチング・パターンを変更してその高調波成分を低減する。この種のインバータ・コントローラはデューティ・サイクルが５０％の固定周波数方形波のパルス幅を変えて、基本周波数をパルス幅変調し、さらに感知された高調波に対して高調波成分を許容可能な範囲内にまで低減する。発明の開示本発明は、低い全高調波歪みを持つＶＳＣＦシステムにおけるアプリケーションなどを対象とする高出力を発生するインバータで、基準電圧と電気的負荷に印加されるインバータの出力電力との差を計算することで発生する誤り制御電圧を比較して誤り制御電圧を発生し、これを使用してインバータ内の電力スイッチのスイッチング周波数を変調するものを提供する。インバータ内の少なくとも１対の電力スイッチのスイッチング周波数が前記の誤り制御電圧に対応して制御され、従来の技術よりも低く、基本周波数交流を発生する可変周波数で発生する電気的負荷を流れる可変持続時間の電流パルスを出力する。個々のパルスの持続時間は、誤り制御電圧が正のバイアス信号の最大値から最小値までのデッド・ゾーンを超えない時間間隔で定義される。正のバイアス信号は、基準信号のピークでは最小値、基準信号の０交差点では最大値であるインバータが発生する必要な基本周波数と同じ周波数を持つ周期的信号の絶対値として発生させるのが好ましい。さらに、前述の特性を持つ正のバイアス信号は任意に最適化または発生させることができる。３％〜５％の全高調波歪み範囲という前記の業界標準を達成するために、正のバイアス信号の大きさを、インバータからの出力電力中に存在する全高調波歪みに反比例する正のバイアス信号の動的範囲の大きさを減らす全高調波歪み分析器の出力に応じて制御することができる。その結果、出力電力の不要な高調波成分が増えると、正のバイアス信号の動的範囲が狭まり、全高調波歪み成分が小さくなる。したがって、その結果のスイッチング周波数は上昇しなければならないが、適切に動作する４０ＫＨｚの指定上限よりも充分に下にある周波数範囲内で高出力インバータで今日使用されている業界における最良のスイッチング装置となっているＩＧＢＴなどの高出力スイッチング装置を動作させることは可能である。本発明では、ＩＧＢＴなどの最新技術の高出力スイッチング素子の上限の周波数を下回る最高のスイッチング周波数を維持しながら３％〜５％の範囲などの業界指定範囲内で全高調波歪み成分を達成する高出力インバータから出力電力の真の閉ループ制御を提供することにより従来の技術を超える改善を行う。本発明により、出力負荷の変動に対応し、急な負荷の変化に対してインバータのスイッチング周波数を高くする一方で、高出力スイッチング装置の上限よりもスイッチング周波数を低く維持しながら、それと同時に、全高調波歪みの業界指定範囲内で動作させることができる。図面の簡単な説明第１図は、本発明の実施形態のブロック図である。第２図（ａ）から第２図（ｅ）は、第１図の実施形態とともに使用できる各種の波形である。第３図は、第１図で使用している補正装置の実施形態である。第４図は、本発明のインバータの出力中に存在する全高調波歪みに対して正のバイアス信号の動的な大きさを制御する本発明の追加実施形態のブロック図である。第５図（ａ）および第５図（ｂ）は、正のバイアス信号が正弦波である場合および三角波である場合にそれぞれ第１図の実施形態の応答特性である。本図面全体を通して似た参照番号は似た部品を示している。発明を実施するための最良の形態第１図は、本発明に基づくインバータ・システム１０のブロック図である。直流源１４を備えた従来のインバータ１２は、ＩＧＢＴなどのよく知られている電力スイッチング素子である少なくとも１対のインバータ・スイッチＱ₁およびＱ₂ に直流を供給する。後述するインバータ・コントローラ１６は電力スイッチＱ₁ およびＱ₂のスイッチング状態を制御する。インバータ１２の出力は、アースと電源電位Ｅとの間でそれぞれ結合されている電力スイッチＱ₁とＱ₂の間の中間点１８から取る。第１図から、このインバータは、本発明の実施においても使用可能な電流パルスの流れの方向を制御するために導通状態と非導通状態とを切り替える１対以上のスイッチを持つ他のインバータとともに本発明を実施するために使用できるインバータの可能な唯一の実施形態であることを理解するであろう。パルスは、直流源Ｅと、たとえば抵抗ＲとインダクタンスＬを含む電気的負荷の間を流れ、その結果、前記の電気的負荷を通る必要な基本周波数を持つ交流が流れる。各インバータ・スイッチＱ₁とＱ₂は従来のフライバック・ダイオードＤ₁ およびＤ₂とそれぞれの並列に接続されている。インバータの中点８は抵抗Ｒ０およびインダクタＬ０を介してキャパシタＣ０に接続され、このフィルタ機能により不要な高調波を抑制する。電位Ｅ／２に保持されている電源電位Ｅの中点２０は、さらに抵抗器Ｒ０とＬ０からなるフィルタのキャパシタＣ０および電気的不可ＲおよびＬに接続され、さらに出力Ｖ_outに結合されている。出力Ｖ_outは増幅器２２に接続され、増幅された出力電位Ｖ_outを制御ループに供給し、少なくとも１対のスイッチＱ₁およびＱ₂のスイッチング周波数を制御し、基本周波数の交流を前記の電気的負荷に供給する可変周波数で発生する電気的負荷ＲとＬを流れる可変持続時間の電流パルスを発生する。増幅器２２の出力は、ＲＯＭによってまたは出力するために必要な電圧波形であるアナログ電圧源から発生できる基準電圧Ｖ_refにも接続されている加算器２４に接続されている。たとえば、制限がないと、Ｖ_refは４００Ｈｚの正弦波交流になるが、本発明はそれに制限されていない。加算器２４は、増幅器２２の出力とＶ_refとの差を計算し、出力２６に誤り制御電圧を発生させる。加算器２４は誤り制御信号発生器として機能する。加算器２４の出力２６は補正器２８に結合され、適切な動作のために必要な所望の安定性を持つ１階微分方程式によって定義されている１次応答を供給する補正器ブロックに含まれる方程式によって定義された補正を行う。Ｗ₁の値は約２π×１００ＫＨｚである。定数Ｋは使用している特定のシステムに応じて変わる。インバータ・コントローラ１６は、持続時間および可変周波数の電流パルスを発生するために第１と第２のスイッチＱ₁およびＱ₂が導通状態に保持されている期間を制御する。インバータ・コントローラ１６は加算器２４の出力２６上に出力される誤り制御信号と、たとえば、以下に説明する第２図（ｃ）および第２図（ｅ）に示されているような正のバイアス信号に応答し、遅延後第２のスイッチＱ₂がオンになる遅延３６で与えられる遅延が続く正のバイアス信号＋Ｖｂよりも誤り制御信号が大きい場合に第１のスイッチＱ₁をオフにし、遅延後第１のスイッチＱ₁がオンになる遅延３６で与えられる遅延が正のバイアス信号に続く負の値よりも小さい場合に第２のスイッチＱ₂をオフにする。遅延時間間隔は遅延３６によって与えられ、スイッチＱ₁とＱ₂の両方が同時にオンになっている状態でシュート・スルー条件が存在しない。インバータ・コントローラ１６には、ＯＰアンプ３２および３４が含まれる。ＯＰアンプ３２は、補正器２８からの出力が入力＋Ｖｂを超える場合に出力信号を供給する。ＯＰアンプ３４は、補正器２８からの出力が−Ｖｂを超える場合に出力を供給する。遅延３６は、出力３８からの高レベル出力と高レベル出力が出力４０に現れるときの高レベル出力Ｑ₂に対する応答として高レベル出力Ｑ₁を発生するフリップ・フロップ４２のトグル入力に接続されている出力３８および４０を備えている。ＯＰアンプ３２および３４および遅延３６および３８は、補正器２８から出力された誤り制御電圧が＋Ｖｂよりも高い場合に、遅延３６で与えられる遅延時間経過後、スイッチＱ₁がオフになって下側スイッチＱ₂がオンになるように、また誤り制御電圧が−Ｖｂよりも低い場合に、遅延３６で与えられる遅延時間経過後、スイッチＱ₂がオフになって上側スイッチＱ₁がオンになるように動作するウィンドウ・コンパレータ（デュアル・コンパレータ）として機能することを理解するであろう。以下の第４図で詳述するが、正のバイアスＶｂの増幅範囲は、設計点に応じてシミュレーションを実行することで選択でき、また出力Ｖ_outに存在する全高調波歪みを測定し、正のバイアスＶｂの動的範囲の増幅度を調整して全高調波歪みを許容レベル範囲内に収まるように制御し、スイッチング周波数を下げて最適な状態にしスイッチング損失を最小限に抑えるスイッチ損失オプティマイザを提供する調整可能なものとして選択することができる。第２図（ａ）〜（ｅ）の波形について以下の段で説明する。第２図（ａ）は、ＶＳＣＦタイプの機体におけるアプリケーションなどで使用する、４００Ｈｚの正弦波電圧とすることができる電圧Ｖ_refの望ましい形態である。スイッチＱ₁とＱ₂のスイッチングが受け入れがたいほど高い速度で発生しないようにするために、正のバイアス信号Ｖｂは第２図（ａ）に示されている基準電圧Ｖ_refの最大値と最小値の発生と同期して発生する必要がある。第２図（ｃ）に示されているような、前記の特性を持ち、動的範囲が周期的に最小値と最大値の間を変化するある種の正のバイアス信号は、第２図（ａ）の基準電圧Ｖ_refと同じ周波数を持つ第２図（ｂ）に示されているようなコサイン関数によって得られる。よく知られているように、第２図（ｂ）に示されているようなコサイン関数はすべての点で第２図（ａ）のサイン関数と直交している。第２図（ｂ）のコサイン関数の絶対値が出力されると、その結果、第２図（ｃ）の波形が出力され、第２図（ａ）の基準電圧Ｖ_refの各最大値に対して最小値が発生し、各０交差点で最大値が発生する。それとは別に、前記の特性を備えた別の形態の正のバイアス信号が第２図（ｄ）に示されているような三角波形であり、各最小値が波形Ｖ_refの最大値への応答として発生し、各最大値が波形Ｖ_refの０交差点への応答として発生するように最小値から最大値まで変化する第２図（ｅ）の三角波形を持つ絶対値関数を出力するように処理することができる。第２図（ｃ）および第２図（ｅ）に示されているような正のバイアス信号が与えられた場合、スイッチＱ₁またはＱ₂を最初にオンにした正のバイアス信号または負のバイアス信号のいずれかを最初に超える誤り制御電圧から正のバイアス信号の反対側の限界を超える誤り制御電圧までの間に上側スイッチＱ₁または下側スイッチＱ₂のいずれかが「オン」状態に保持されるデッド・ゾーンが生じる。その結果の得られるデッド・ゾーンにより、スイッチング周波数が下げられ、ＩＧＢＴなどの最新技術の高出力ソリッド・ステート・スイッチのスイッチング速度範囲内に収まるようになり、許容可能な全高調波歪みは航空機業界向けの発電用に指定されているような３％〜5％などの範囲内に収まる。第３図は適当な補正器２８のブロック図を示している。補正器は、許容可能な安定性を持つ１階微分方程式に従って動作するようにリード・ラグ補正を行う。補正器２８は第１図に示されているのと異なる形態をとることができることを理解するであろう。キャパシタＣ１−Ｃ４のそれぞれと、抵抗器Ｒ１−Ｒ３のそれぞれは、図に示されているような標準コンポーネント値を使用できる。第４図は第１図の出力信号Ｖ_outに存在する全高調波歪みに対する応答として補正を行う本発明の追加実施形態のブロック図である。インバータ１２の出力Ｖ_out は、出力Ｖ_out中に存在する第５０高調波までの高調波の総パーセンテージに比例する出力信号５２を供給する全高調波歪み分析器５０に結合されている。第５０高調波までの全高調波歪みを表す出力５２上の信号の大きさが、第２図（ｃ）および第２図（ｅ）に示されているような正のバイアス信号の動的範囲をスケーリングを行い変化が最小値と最大値の間に入るようにする電圧レベル制御５４に加えられる。全高調波歪みが大きくなるにつれ、スイッチＱ₁とＱ₂のスイッチング周波数を低くする必要が生じる。それぞれ第２図（ｃ）および第２図（ｅ）に従って正のバイアス信号を示す、以下に述べるような第５図（ａ）と第５図（ｂ）からわかるように、正のバイアス信号の大きさが減じると、全高調波歪みも減少する。第５図（ａ）および第５図（ｂ）はそれぞれ、第２図（ｅ）に示されているようなサイン関数と三角波形である第２図（ａ）の基準電圧Ｖ_refに関して第２図（ｃ）に示されているような余弦形式の正のバイアス信号により出力されるデータを示している。データ点は３．７５μ秒の遅延で出力された。出力負荷Ｒは１５キロワット定格の全負荷において０．８８オームに等しかった。負荷が完全に抵抗性である追加パラメータ、Ｌは８８マイクロヘンリーに等しく、インダクタＬの抵抗は０．１オームに等しく、容量Ｃ₀は５０マイクロファラッドに等しかった。第５図（ａ）および第５図（ｂ）の左にあるＹ軸は全高調波歪みのパーセンテージに等しく、右側のＹ軸はキロヘルツ単位のスイッチング速度に等しい。Ｘ軸は正のバイアス信号の動的範囲の相対的大きさに等しい。第５図（ａ）と第５図（ｂ）の曲線Ａは、正のバイアス信号の動的範囲が大きくなるのに対応してスイッチング周波数が低くなることを示している。曲線Ｂは、正のバイアス信号の動的範囲が小さくなるのに対応して全高調波歪みが小さくなることを示している。最適な動作点は、各曲線の交差点Ｃにある。これからわかるように、第２図（ｃ）の余弦形式の正のバイアス信号と第２図（ｅ）の三角形式の両方に対する点Ｃでの特性により、スイッチング速度は２０ＫＨｚよりも低くなり、全高調波歪みは２％付近に収まり、全高調波歪みの許容可能な業界範囲内に充分収まり、さらにＩＧＢＴなどの最新技術の高出力ソリッド・ステート・スイッチのスイッチング応答速度の範囲内に充分収まる。以上発明をその好ましい実施形態に関して述べたが、追記されている請求項で定義されているような発明の精神と範囲から逸脱することなくさまざまな修正を加えることができることを了解するであろう。このようなすべての修正は追記されている請求項の範囲内にあることを意図している。

Claims

【特許請求の範囲】１．インバータ・システムにおいて、電気的負荷と、直流源と電気的負荷との間の電流パルスの流れる方向を制御して電気的負荷に交流を流すために導通状態と非導通状態を切り替える少なくとも１対のスイッチを有する少なくとも１対のインバータ・スイッチに直流を供給する直流源を備えたインバータと、電気的負荷を流れる望ましい形態の交流を表す電圧源である、基準電圧源と、第１の入力と第２の入力との差を表す誤り制御電圧を出力上に発生するために第１の入力を電気的負荷に結合し、第２の入力を基準電圧に結合した誤り制御信号発生器と、電気的負荷を流れる交流を発生する可変周波数で生じる電気的負荷を流れる電流パルスを発生するために誤り制御電圧に対応して少なくとも１対のスイッチのスイッチング周波数を制御するために誤り制御信号発生器の出力とインバータに結合されたインバータ・コントローラとを備えるインバータ・システム。２．少なくとも１対のスイッチは第１のスイッチと第２のスイッチからなり、第１のスイッチが導通状態で第２のスイッチが非導通状態の場合に第１の方向で電気的負荷に電流が流れ、第１のスイッチが非導通状態で第２のスイッチが導通状態の場合に第１の方向とは反対の第２の方向で電気的負荷に電流が流れ、インバータ・コントローラは第１と第２の出力が結合されているコンパレータからなり、第１と第２のスイッチの端子を制御し、誤り制御信号に対応するスイッチング状態と、誤り制御信号が遅延後第２のスイッチがオンになる遅延後に正のバイアス信号よりも大きい場合に第１のスイッチをオフにし、誤り制御信号が遅延後第１のスイッチがオンになる遅延後に正のバイアス信号の負の値よりも小さい場合に第２のスイッチをオフにすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ・システム。３．正のバイアス信号が基準電圧の０交差点で最大値をとり、基準電圧の０交差点で最大値をとる信号であることを特徴とする請求項２に記載のインバータ・システム。４．基準電圧が基本周波数で変化するサインまたはコサイン関数の１つであり、正のバイアス信号が、基準電圧に直交する基本周波数で変化するサインまたはコサイン関数の１つの絶対値に等しいことを特徴とする請求項３に記載のインバータ・システム。５．正のバイアス信号が、基準電圧の最大点で０、基準電圧の０交差点で最大値をとる三角関数の絶対値であることを特徴とする請求項３に記載のインバータ。６．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みの関数となっている出力信号を出力するために電気的負荷を流れる交流に結合されている全高調波歪み分析器と、全高調波歪み分析器の出力と正のバイアス信号源に結合され、全高調波歪み分析器の出力の大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を制御する電圧レベル制御装置とをさらに備える請求項２に記載のインバータ・システム。７．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みの関数となっている出力信号を出力するために電気的負荷を流れる交流に結合されている全高調波歪み分析器と、全高調波歪み分析器の出力と正のバイアス信号源に結合され、全高調波歪み分析器の出力の大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を制御する電圧レベル制御装置とをさらに備える請求項３に記載のインバータ・システム。８．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みの関数となっている出力信号を出力するために電気的負荷を流れる交流に結合されている全高調波歪み分析器と、全高調波歪み分析器の出力と正のバイアス信号源に結合され、全高調波歪み分析器の出力の大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を制御する電圧レベル制御装置とをさらに備える請求項４に記載のインバータ・システム。９．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みの関数となっている出力信号を出力するために電気的負荷を流れる交流に結合されている全高調波歪み分析器と、全高調波歪み分析器の出力と正のバイアス信号源に結合され、全高調波歪み分析器の出力の大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を制御する電圧レベル制御装置とをさらに備える請求項５に記載のインバータ・システム。１０．電気的負荷と、直流源と電気的負荷との間の電流パルスの流れの方向を制御して電気的負荷に交流を流すために導通状態と非導通状態とを切り替える少なくとも１対のスイッチを持つ少なくとも１対のインバータ・スイッチに直流を供給する直流源を備えたインバータと、電気的負荷を流れる望ましい形態の交流を表す基準電圧源と、第１の入力が電気的負荷に、第２の入力が基準電圧に結合され、第１の入力と第２の入力との差を表す誤り制御電圧を出力上に発生させる誤り制御信号発生器と、誤り制御信号発生器の出力とインバータに結合されたインバータ・コントローラとを有するインバータ・システムで交流を発生する方法であって、基準電圧と基準電圧と交流を表す電圧との差を表す電気的負荷を流れる交流とに対応して誤り制御信号を発生するステップと、電気的負荷を流れる交流を発生させる可変周波数で生じる電気的負荷を流れる電流パルスを発生するために誤り制御電圧への応答として少なくとも１対のスイッチのスイッチング周波数を制御するステップとを含む方法。１１．誤り制御信号が遅延後に少なくとも１対のスイッチのうちの第２のスイッチがオンになる遅延に続いて正のバイアス信号よりも大きいときに少なくとも１対のスイッチのうちの第１のスイッチをオフにし、誤り制御信号が遅延後に第１のスイッチがオンになる遅延に続いて正のバイアス信号の負の値よりも小さい場合に第２のスイッチをオフにすることにより制御することを特徴とする請求項１０に記載の方法。１２．正のバイアス信号が基準電圧の０交差点で最大値をとり、基準電圧の０交差点で最大値を取る信号であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。１３．基準電圧が基本周波数で変化するサインまたはコサイン関数の１つであり、正の信号が規準電圧に直交する基本周波数で変化するサインまたはコサイン関数の１つの絶対値に等しいことを特徴とする請求項１２に記載の方法。１４．正の信号が規準電圧の大きさ点で０、規準電圧の０交差点で最大値をとる三角関数の絶対値であることを特徴とする請求項１２に記載の方法。１５．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みを分析して全高調波歪みの大きさを求めるステップと、電気的負荷を流れる全高調波歪みの大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を調整するステップをさらに含む請求項１１に記載の方法。１６．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みを分析して全高調波歪みの大きさを求めるステップと、電気的負荷を流れる全高調波歪みの大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を調整するステップをさらに含む請求項１２に記載の方法。１７．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みを分析して全高調波歪みの大きさを求めるステップと、電気的負荷を流れる全高調波歪みの大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を調整するステップをさらに含む請求項１３に記載の方法。１８．電気的負荷を流れる交流の全高調波歪みを分析して全高調波歪みの大きさを求めるステップと、電気的負荷を流れる全高調波歪みの大きさに反比例して第１と第２のスイッチのスイッチング周波数を調整するステップをさらに含む請求項１４に記載の方法。