JPS6035890B2 - 回路定数発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電力補償装置に係り、特に、スイッチング動
作により、任意の回路定数を作り出す回路定数発生装置
に関する。

従来、電力系統に於ける電力の質の改善（電圧変動の抑
制、力率の改善、電圧及び電流波形の改善）をするため
に、第１，２，３図にて説明する回路が使用されている
。

第１図は、電力変換スイッチング回路を示すもので、系
統の受電端に、サィリスタ１〜４がブリッジに組まれた
回路が接続され、その直流出力側にはリアクトル５が接
続され、直流電流ｌｄ，が流れている。

なお、Ｖｏは電圧源で次は電圧源インピーダンスであり
、受電端電圧はＶａ，で、交流電流ｉａ，がこの回路に
流入する。この第１図のサィリスタを第２図のタイミン
グでスイッチングさせる。

但し、第２図Ａは、機軸が時間ｔを表わし、縦軸は交流
電圧を表わしている交流入力電圧ｖａ＝ゾ乞Ｖａ，ｓｉ
ｎのｔの特性図であり、図示のようにサインカーブを描
いている。叫ま電源の角周波数である。第２図Ｂは、機
軸が時間ｔを表わし、縦軸は、交流電流ｌａを表わして
いて、直流電流ｌｄ，が交流側に流れる方向を示してい
る。結局、第２図Ａ，第２図Ｂから、電源電圧に同期し
て、半サイクルに１回サィリス夕を転流させている。な
お△ｔは点弧時間である。この回路に交流側より流入す
る有効電力Ｐ，及び無効電力Ｑ，は、点弧位相角Ｑ（正
・負を取る）とすると、Ｐ，＝掌ｖａ，ｌｄ，ＣＯＳＱ
…ｍＱ，＝２隼ｖａ，，ｄ，ｓｉｎＱ
…（２１となる。

なおＶａ，は交流側電圧の実効値である。従って、Ｐ・
Ｑを所定の値にし、前述した電力の補償をしようとする
時、直流電流ｌｄ，及び点弧位相角Ｑ（Ｑ＝の△ｔ）の
２つが調整要素となる。

ここで点弧位相角Ｑは半サイクル以内の遅れで変えられ
るが、ｌｄ，はこの回路に流入する有効電力の積分によ
って決定されるため、ｌｄ，の変化は緩慢となる。特に
、図のように１回路だけの場合は、エネルギー保存の法
則によりＰ，＝０でなければならないので｛１｝式より
ば＝±汀／２となり、■式に代入して、Ｑ，＝±準ｖａ
．ｌｄ，となるため・調整要素はｌｄ，だけとなる。

結局、本回路は無効電力Ｑ，をｌｄ．によって制御する
ことにより無効の調整を行なう回路である。

第１図の回路の直流側を２回直列に接続した回路が第３
図である。電圧Ｖａ，電流ｊａの交流がサィリス夕４個
で構成されたブリッジ回路に入力されているＡ側と、電
圧ｖｂ・電流ｉｂの交流が同様にサィリスタ４個で構成
されたブリッジ回路に入力されたＢ側とがりアクトル６
を共通に介して、それぞれのサイリス夕回路の直流出力
側が直列接続されている。この回路においては直流電流
ｌｄ３は共通であるから等しくなければならず、Ａ側、
Ｂ側の有効電力及び無効電力をそれぞれＰ＾３・ＱＡ３
，ＰＢ３・ＱＢ３とするとＰＡ３２十Ｑ＾３２＝ＰＢ３
２十ＱＢ３２の関係がある。

従ってＰＡ３・ＱＡ３とＰＢ３・ＱＢ３はｌｄ３を通し
て相互に干渉する。この回路に流入する電流の高調波成
分は点孤位相角びによって決まるがＱ‘ま交流入力電圧
基本波によって選定しなければならず、高調波成分は制
御できないばかりか、点弧位相角ばの値によっては、大
きな高調波電流を流すことになる。

従来の電力変換スイッチング回路は、以上説明したごと
〈作動するため、以下のような欠点を有する。

高調波電流が流れるために、電圧、電流波形が悪化する
。

直流電流が制御要素となり、直流電源はこの回路に流入
する有効電力の積分によって決まるので時間遅れが生じ
、制御の応答性が悪い。

２回路以上接続した場合、各回路の有効電力と無効電力
の平方の和が等しくなければならないので、各回路で有
効電力と無効電力を独立して変えられない。

前記式｛１｝，‘２１より、Ｐ．・Ｑ，は電源電圧を基
準にして点弧位相角Ｑによって決まるので、電源電圧が
不安定な場所や、電圧波形が歪んでいる場所には適用で
きない。

更に、交流回路に直列にこの補償回路を挿入することが
できない等の欠点を有する。

本発明の目的は、上記、従来技術の欠点に鑑み、電圧波
形を乱さず、応答性がよく、複数個組合わせて使用する
ことができる回路定数発生装置を提供するにある。

本発明により上甑の目的的は、サィリスタからなるブリ
ッジ回路の入力側を交流電源に接続し、出力側にリアク
トルを接続した回路において、前記サィリスタを高周波
でスイッチングすることにより達成される。

以下本発明に係る一実施例について図面に従って説明す
る。

第４図が本発明の一実施例である回路定数発生装置のブ
ロック図である。

交流が入力される電力変換スイッチングブロック１１と
、この電力変換スイッチングブロック１１のスイッチン
グタイミングを制御する点弧制御ブロック１２とから構
成されている。なお、電力変換スイッチングブロック１
１の具体的回路は第５図に示してあり、点弧制御ブロッ
ク１２は第８図にその詳細を示してある。

第５図は電力変換スイッチング回路を示しているが、従
来例である第１図と異なる点は、交流電源とサィリスタ
ブリッジ回路との間にＬ・Ｃ回路が挿入され、スイッチ
ング動作による高周波リップル分を除去するようにした
点である。

他の構成は第１図の従来例と同一である。従って、本実
施例の従来例と異なる点は、点弧制御ブロック１２が、
第５図中のサィリスタ１３〜１６を高周波でスイッチン
グすることにより、第５図の電力スイッチングブロック
回路を等価的に第６図の回路にすることにある。第６図
はＹｇと直列に電圧源Ｖｇがあり、それと並列に電流源
ｉｇが接続されたものに交流電源が入力されている回路
とである。

換言すれば、第５図の回路を第８図の点弧制御回路で高
周波でスイッチングし、任意の回路定数を持った等価回
路第６図を作り出す点にある。

第７図は、本実施例における高周波スイッチングの時間
関係を示すもので、縦軸が交流側に流れる電流を表わし
、横軸は時間ｔを表わす。第６図に示す各等価回路の要
素の値は、第７図に示すスイッチング間隔入ｔによって
決定される。

以下本実施例の基本原理について詳述する。

今、第４図電力変換スイッチングブロック１１に入力さ
れる交流電流をｉａ５，関数ｆ（ｔ）を重み関数とし、
直流電流ｌｄ５は一定とすると、交流電流ｊａ５はｌａ
５＝ｆ（ｔ）・ｌｄ５ ・・・【３
｝と表わせる。

またｉａ５は時刻ｎ・△Ｔで第７図矢印の向きに、時刻
（ｎ十入）△Ｔで反対の向きへ転流させるものとする。
ｎ△Ｔから（ｎ＋１）△Ｔまでの間の交流側電流の平均
値はｉａ５（ｎ△Ｔ）＝（２入−１）ｌｄ５ …
（４｝となる。

ｔ＝ｎ△Ｔと表わせるから結局‘３’，【４ー式からｆ
（ｎ△Ｔ）ｌｄ５＝｛２入（ｎ△Ｔ）一１｝ｌｄ５とな
り、変形してｆ（ｎ△Ｔ）＝２入（ｎ△Ｔ）−１
…‘５｝の関係があることになる。

‘３’式に戻って、無限回スイッチングを考える（△Ｔ
→０）とｉａ（ｔ）＝ｆ（ｔ）ｌｄ５をラプラス変換し
てｌａ（Ｓ）＝Ｆ（ｓ）ｌｄ５ …（６
｝となる。

ｌａ（ｓ），Ｆ（ｓ）等大文字は周波数領域での電流及
び重み関数を表わしている。そこで、簡単のため電力変
換スイッチング回路を、第９図に示すアドミッタンスＹ
だけの等価回路にするためのタイミング（入（ｔ））を
知ることを説明する。

設定したアドミッタンスをＹａ（ｓ）とするとｌａ（ｓ
）＝Ｙａ（ｓ）・Ｖａ（ｓ） …のとおけるから
、（６｝式に代入して、スイッチング周波数をＦ（Ｓ）
＝亨Ｙａ（Ｓ）‐Ｖａ（Ｓ）‘こ選べば、Ｙａ（Ｓ）＝
Ｆ号諸峯となり所定のＹａ（Ｓ）が実現される。

Ｖｏ（ｔ）は時間関数で与えられるからＹａ（ｓ）／ｌ
ｄの演算要素を用いてｆ（ｔ）を後述のようにして算出
することができる。（ｆ（ｔ）はＦ（ｓ）の時間領域の
表現）即ち点弧制御回路は上述の演算を行ないｆ（ｔ）
を決めて、前記｛５ー式から入（ｔ）を算出して、この
入（ｔ）で電力変換回路のサィリスタをスイッチングす
れば第９図の等価回路を作り出すことができる。更にア
ドミッタンスＹｇと直列に電圧源ｖｇがあり、それに電
流源ｊｇが並列に接続された第６図の等価回路を作り出
すためのスイッチング周波数は、ｌａ（ｓ）：Ｙａ（ｓ
）（Ｖａ（ｓ）＋Ｖｇ（ｓ））十１ｇ（ｓ）とおけるの
で（但し、Ｖｇ（ｓ）・１ｇ（ｓ）は電圧源・電流源の
周波数領域での表現である。

）■式から、Ｆ（Ｓ）＝予算（Ｖａ（Ｓ）十Ｖｇ（Ｓ）
）＋轡・・側となる。

しかも【８｝式の右辺はすべてその値が既知であり、ラ
プラス逆変換をして、スイッチング周波数ｆ（ｔ）を求
めることができる。なお、Ｖａ（ｓ）は時間関数Ｖａ（
ｔ）で与えられ、伝達関数Ｙａ（ｓ）は演算増幅器等で
構成される。上記のようにして形成される演算回路の入
力にＶａ（ｔ）を入れると出力はＹａ（ｓ）・Ｖａ（ｓ
）の時間関数表示が現われることは公知である。したが
って、Ｖｇ（ｓ）・１ｇ（ｓ）等も時間関数で与え、Ｖ
ａ（ｔ）＋Ｖｇ（ｔ）をＹａ（ｓ）の演算回路の入力に
入れ、その出力にｉｇ（ｔ）を加えて、ｌｄで割ればｆ
（ｔ）が得られる。この算出方法は連続系としてだけで
はなく、サンプル値系としてパルス伝達関数で扱うこと
も可能である。そこで、逆に第４図の点弧制御ブロック
１２で、電力変換ブロック１ １を入（ｔ）＝』Ｊ凶で
２・スイッチングすれば、第６図に示す等価回路を得る
ことができる。

結局、本実施例では電力の質の改善に必要な等価回路を
入（ｔ）を適当な値に選択することにより作出すること
ができるため、電圧や無効電力の変化を検出してそれに
対応した入（ｔ）を連続的に選ぶことにより、電圧変動
や無効電力を補償する等価回路を作り出すことで、電圧
変動や無効電力の補償をする機能を果すことができる。

例えば可変キャパシタンス又は可変ィンダクタンスにし
て、無効電力を調整し、力率を改善することができる。
又、前記可変キャパシタンス及びィンダクタンスは電流
源に並列に接続することもでき、これと併せて無効電力
の調整をすることもできる。第８図は入（ｔ）を選択す
る点弧制御回路の詳細ブロック図で、これについて説明
する。このブロック図は、第６図の等価回路を作り出す
ための入（ｔ）を決定している。

符号２１の電圧検出回路にて、交流入力電圧を検出する
。

これと、第６図の電圧源として説定されたＶｇとの和か
ら周波数領域演算ブロック２２にて、前述の式（８｝右
辺第１項の部分を計算しかつ時間領域に変換する。

この値に、電流源の設定値ｉｇ（ｔ）／ｌｄを加えたも
のが重み関数ｆ（ｔ）となり、時間領域演算ブロック２
３にて、入（ｔ）＝｛１十ｆ（ｔ）｝／２の計算を行な
いスイッチング間隅入（ｔ）を決定する。この決定され
た入（ｔ）を比較器２４を介して点弧回路２５に入力し
、逆方向サィリスタのゲ−トを制御する。

この比較器２４の入力側には鋸歯状波発生器２６が接続
されている。この鋸歯状波発生器２６には発振器２７が
接続され正方向サィリスタのゲートは発振器２７より直
接点弧回路２８が駆動されている。

以上のように構成された第４図の点弧制御ブロック１２
により電力変換スイッチングブロック１１が第７図のよ
うな時間関係入（ｔ）でスイッチングされると、第６図
で示された等価回路となり交流電源の質の改善に供され
ることになる。

なおスイッチング方式は第７図の２レベルスイッチング
方式だけでなく、第１０図のような３レベルスイッチン
グ方式でも可能である。またスイッチング間隔入（ｔ）
を適当に選べば作出する等価回路において、アドミッタ
ンス、電圧源、電流源のどれか一つあるいは二つの組合
わせも可能となる。

例えば、アドミッタンスを第３，第５，第７高調波に直
列共振するような回路の並列接続と等価にしておけば、
第３，第５，第７調波除去用フィル外こなる。

なお、上記第３，第５，第７高調波に限らずｎ次高調波
にも適用可能である。又、上記高調波除去用フィル夕に
前記無効電力補償用の可変ィンダクタンスを並列接続す
れば高調波分の除去と力率の改善を同時に行なうことが
できる。

第１２図は電源Ｖと負荷ＬＤとの間にインピーダンスＺ
ｏと電圧源Ｖｇの回路を直列に介挿したもので、この第
１２図では、インピーダンス幼及び電圧源Ｖｇを変える
ことにより負荷電圧の調整ができる。

第１３図は第１２図の具体的な回路図で、第１３図にお
いてＳＥは任意回路定数要素であり、ＰＡが直流回路の
定電流電源である。

第１４図は３相平衡の場合を示すもので、図中点線で囲
んだ部分を第１５図に示す可変キャパシタンスとィンダ
クタンスの並列回路に電流源を並列接続した回路を用い
、電流源によって有効電力の融通を行ない、可変ィンダ
クタンスとキャパシタンスで無効電力の調整を行なえば
３相の電流、電力等を平衡させることができる。

なお、回路定数として通常のＲ・Ｌ・Ｃ等でだけでなく
、負の抵抗，負のィンダクタンス、負のキヤパシタンス
にすることも可能である。

また、第１１図のように直流側が２回路直列に接続され
ても、あるいは３回路以上接続されたものも可能である
。

但し第５図，第１１図にある高周波リップルを除去する
フィル夕−は図中のＬ・Ｃに限らない。

本実施例は、以上のような構成となっているため、以下
のような特徴がある。ａ 任意波形、任意の大きさ、任
連の電流、電圧を発生することができるので、電圧（電
流）波形を乱さずに、有効電力を融通したり、無効電力
を調整するだけでなく、電力補償と同時に波形改善もで
きる。

ｂ 等価的に任意のアドミッタンス（インピーダンス）
を発生できるので、電流の中の特定の周波数を除去する
ようなアドミッタンスにもでき、その際電流の中に含ま
れている特定周波数成分の大きさを知る必要がない。

ｃ 負性インピーダンスにもできるため、回路中の特定
のインピーダンスを相殺することができる。

ｄ 直流電流を一定にし、導適期間のみ制御しているか
ら応答が速い。

ｅ 直流電流の大きさを一定にしているから、２回路以
上組合わせて使用した場合、相互に干渉することなく各
回路別々に電力補償ができる。

ｆ 電源電圧の基本波に同期させず、瞬時値によつてス
イッチングしているから電源電圧の安定していない所に
も適用できるので、被調整回路に直列に入れて電圧調整
をすることも可能である。以上の説明から明らかなよう
に、サイリスタからなるブリッジ回路の入力側を交流電
流に接続し、出力側に並列にリアクトルを接続した回路
において、前記サィリスタを高周波でスイッチングする
ことにより、電圧波形を乱さず、応答性がよく、複数個
組合わせて使用することができる回路定数発生装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来型の電力変換スイッチング回路、第２図Ａ
，Ｂは従来型の点弧タイミングを示す動作図、第３図は
従来型の電力変換スイッチング回路が２回路直列接続さ
れた回路図、第４図は本発明に係わる一実施例である回
路定数発生装置のブロック図、第５図は第４図の電力変
換スイッチングブロックの具体的回路図、第６図は第５
図の本実施例における等価回路図、第７図は本実施例に
おけるスイッチング時間関係を示した図、第８図は第４
図の点孤制御ブロックの詳細ブロック図、第９図は第５
図の等価回路図、第１０図は３レベル方式のスイッチン
グ方式図、第１１図は第５図の回路を直列接続した回路
図、第１２図は負荷電圧調整の等価回路図、第１３図は
第１２図の具体的な回路図、第１４図は３相平衡の回路
図、第１５図は第１４図の要部の等価回路図である。 １，２，３，４，１３，１４，１５，１６・・・・・・
サイリスタ、５，６，１７……リアクトル、１１・・・
・・・電力変換スイッチングブロック、１２・・・・・
・占弧制御ブロック、２１・・・・・・電圧検出ブロッ
ク、２２……周波数領域演算ブロック、２４・・・・・
・比較器、２５，２８・・・・・・点弧回路。 第１図 第３図 第２図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 第１５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ スイツチングによる高周波除去用フイルタを介して
   交流入力側が交流電源に接続された電力変換スイツチン
   グ回路と、このスイツチング回路の直流出力側に接続さ
   れたリアクトルとからなる電力補償装置において、前記
   フイルタの交流入力側電圧を検出する電圧検出回路と、
   この検出回路の検出電圧Ｖａ（ｔ）と設定電圧源Ｖｇ（
   ｔ）の和の出力が入力され、出力にアドミツタンス演算
   出力を送出するアドミツタンス演算回路と、この演算回
   路の出力に説定電流ｉｇ（ｔ）を加えて前記リアクトル
   に流れる直流電流Ｉｄで除算し、出力にスイツチング周
   波数を得る第１手段と、この第１手段により得られたス
   イツチング周波数が入力され、出力にスイツチング間隔
   入（ｔ）を得る第２手段と、この第２手段の出力と鋸歯
   状波発生器の出力とが比較され、この比較出力により前
   記電力変換スイツチング回路を高周波でスイツチングす
   る出力を送出する点弧制御回路とを備えたことを特徴と
   する回路定数発生装置。