JP2002107238A - 荷重センサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 小型かつシンプルな構造を持ち、温度特性の
補償も容易な、位置検出型の荷重センサの提供。荷重に
応じた微小変位でも高分解能で検出する。 【解決手段】 交流励磁される１つのセンサ用コイル
（Ｌ１）に対して、非接触で、磁気応答部材（１１）が
磁気的に結合し、検出対象たる荷重に応じて該部材と該
コイルとの相対的位置が変化し、これに応じて該コイル
のインピーダンスが変化する。センサ用コイル（Ｌ１）
に温度補償用コイル（Ｌ２）が直列接続され、その接続
点より、センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき
変化する該コイルの出力電圧を取り出すことで、温度ド
リフト補償された出力を得る。センサ用コイルの出力電
圧と基準電圧と演算することで、所定の周期的振幅関数
を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生
成する。これに基づき、荷重に応じた微小変位を位相変
化として検出し、高精度で検出を行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、荷重センサに関
し、特に、１相の交流信号による励磁に基づき複数相の
振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象位置に応じ
て出力するタイプの位置検出装置を利用した荷重センサ
に関し、さらに詳しくはセンサ用コイルを含む検出部の
構成を簡単化したものに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より知られた誘導型直線位置検出装
置としては差動トランスがある。差動トランスは、１つ
の１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次
巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心
コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンス
を生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交
流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すよ
うにしたものである。この差動トランスにおいては、誘
導電圧が差動的に変化するように設けられた２つの２次
巻線が設けられた範囲において、該誘導電圧値が対直線
位置に関して直線性を示す範囲でしか、直線位置を検出
することができないものであり、該誘導電圧値の対直線
位置の変化の関数が周期関数（例えばサイン関数のよう
な三角関数）の１サイクルにわたって変化することはな
い。従って、検出可能範囲を拡張するには巻線長とコア
長を長くするしかなく、自ずと限度があると共に、装置
の大型化をもたらす。また、検出対象直線位置に相関す
る電気的な位相を示す出力を得ることが不可能である。
また、誘導出力信号の電圧振幅レベルは、鉄心コアの直
線位置のみならず、温度変化等の周辺環境の影響を受け
やすいので、精度に難点がある。

【０００３】これに対して、検出対象直線位置に相関す
る電気的位相角を持つ交流信号を出力するようにした位
相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置も知られてい
る。例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３
−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平
１−２５２８６号などに示されたものがある。この種の
従来知られた位相タイプの誘導型直線位置検出装置にお
いては、検出対象位置に連動する可動鉄心コアの直線変
位方向に関して互いにずらして配置された例えば２つの
１次巻線を互いに電気的位相のずれた２相の交流信号
（例えばsin ωｔとcos ωｔ）でそれぞれ励磁し、各１
次巻線による２次側誘導信号を合成して１つの２次出力
信号を生成するようにしている。励磁用の交流信号に対
するこの２次出力信号における電気的位相ずれが、検出
対象位置に連動する鉄心コアの直線位置を示している。
また、実公平１−２５２８６号に示されたものにおいて
は、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設
け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲
にわたる直線位置検出を可能にしている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の位相シ
フトタイプの誘導型直線位置検出装置は、差動トランス
に比べて多くの点で利点を持っているが、少なくとも２
相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）を用意しな
ければならないため、励磁回路の構成が複雑になるとい
う問題点があった。また、温度変化等によって１次及び
２次巻線のインピーダンスが変化すると、２次出力信号
における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点もあ
った。更に、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰
り返し設け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも
広い範囲にわたる直線位置検出を可能にした場合におい
て、１次及び２次巻線を設ける範囲を可動鉄心コアの１
ピッチの長さよりも長い範囲で設けねばならないため、
巻線アセンブリ全体のサイズが大きくなってしまい、検
出装置の小型化に限度があった。すなわち、鉄心コアの
１ピッチの長さをＰとすると、４相タイプの場合、各相
巻線の配置間隔を最小でも「３Ｐ／４」としなければな
らず、全体ではその４倍の「４×（３Ｐ／４）＝３Ｐ」
の配置領域が必要であり、従って最小でも可動鉄心コア
の３ピッチ分の長さの範囲にわたって巻線アセンブリを
設けなければならない。

【０００５】上述した従来の装置は検出器の構成が複雑
であった。この問題を解決するために本出願人は位置検
出装置を利用した荷重センサとして、特開平１０−１７
０３５６号に係わる特許出願をすでに行った。しかし、
この先願に示された荷重センサにおいては位置検出装置
のコイル構成として１次コイル及び２次コイルの両方が
必要であったため、小型化を促進するためにはさらに改
善の余地があった。また、コイル出力電圧が温度変化に
従って変動してしまう温度ドリフト対策が十分とはいえ
なかった。

【０００６】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、小型かつシンプルな構造を持つと共に、温度特性の
補償も容易な、荷重センサを提供することを目的とす
る。また、検出対象の変位が微小でも高分解能での検出
が可能な、荷重センサを提供しようとするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る荷重センサ
は、検出対象たる荷重を受けて変位する荷重受け部と、
交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコ
イル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応
答部材を含み、該コイル部に対する該磁気応答部材の相
対的位置が前記荷重受け部の変位に連動して変位する検
出部と、前記センサ用コイルに直列接続された温度補償
用コイルと、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイ
ルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダン
ス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を
取り出す回路とを具える。

【０００８】磁気応答部材は、典型的には、磁性体（強
磁性体）及び非磁性・良導電体（反磁性体）の少なくと
も一方を含んでなるものであってよい。磁気応答部材が
磁性体からなる場合は、該部材のセンサ用コイルに対す
る近接の度合いが増すほど、該コイルの自己インダクタ
ンスが増加して、該コイルの電気的インピーダンスが増
加し、該センサ用コイルに生じる電圧、つまり端子間電
圧（若しくは電圧降下）、が増加する。反対に、該磁気
応答部材のコイルに対する近接の度合いが減少するほ
ど、該センサ用コイルのインダクタンスが減少して、該
センサ用コイルの電気的インピーダンスが減少し、該コ
イルに生じる電圧、つまり端子間電圧、が減少する。こ
うして、検出対象の変位に伴い、センサ用コイルに対す
る磁気応答部材の相対的位置が所定の範囲にわたって変
化する間で該コイルに生じる電圧、つまり端子間電圧
は、増加若しくは減少変化することになる。

【０００９】本発明においては、センサ用コイルに直列
接続された温度補償用コイルを具備し、前記センサ用コ
イルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記セン
サ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該セ
ンサ用コイルの出力電圧を取り出すようにしているの
で、同じコイルであることにより温度ドリフトを適正に
相殺し、温度ドリフト補償済みの出力電圧を取り出すこ
とができる。よって、温度ドリフト補償した圧力検出デ
ータを容易に得ることができる。

【００１０】本発明の別の観点に従う荷重センサは、検
出対象たる荷重を受けて変位する荷重受け部と、交流信
号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコイル部
及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応答部材
を含み、該コイル部に対する該磁気応答部材の相対的位
置が前記荷重受け部の変位に連動して変位する検出部
と、交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、前記
センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算するこ
とで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流
出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、
前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特
性において所定位相だけ異なっているものとを具えたも
のである。

【００１１】例えば、典型的には、磁気応答部材の相対
的位置が所定の範囲にわたって変化する間で該コイルに
生じる電圧が示す漸増変化カーブは、サイン関数におけ
る０度から９０度までの範囲の関数値変化になぞらえる
ことができる。ここで、交流信号成分をｓｉｎωｔで示
し、センサ用コイルの端子間電圧が示す漸増変化カーブ
における適当な区間の始まりの位置に対応して得られる
センサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰａ
とすると、該区間の始まりの位置に対応するコイル出力
電圧Ｖｘは、Ｐa ｓｉｎωｔと表わせる。そして、該区
間の終わりの位置に対応して得られるセンサ用コイル出
力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰｂとすると、該区間
の終わりの位置に対応するセンサ用コイル出力電圧は、
Ｐb ｓｉｎωｔと表わせる。ここで、始まりの位置に対
応するコイル出力電圧Ｖｘの値Ｐa ｓｉｎωｔと同じ値
の交流電圧を基準電圧Ｖａと定めて、これをセンサ用コ
イル出力電圧Ｖｘから減算すると、センサ用コイル出力
電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、 Ｖｘ−Ｖａ＝Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ−Ｐa ｓｉｎωｔ ＝｛Ａ(ｘ) −Ｐa ｝ｓｉｎωｔ …式（１） となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａ
であることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −
Ｐa 」は「０」となる。一方、前記区間の終わりの位置
では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の
振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。よ
って、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は、前
記区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」ま
で漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は
最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、
前記式（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐ
a」は、前記区間の範囲内において、「０」から「１」
まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、
サイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）
の特性になぞらえることができる。よって、前記式
（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」
は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０
°）と表わせる。

【００１２】好ましい一実施形態は、前記基準電圧を発
生する回路は、第１及び第２の基準電圧を発生し、前記
演算回路は、前記センサ用コイルの出力電圧と前記第１
及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第
２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅
係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数
を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ
生成するものである。この場合、コイル部は、１次コイ
ルのみでよいので、構成を最小限に簡略化することがで
きる。上記第１の基準電圧として上記Ｖａを使用するこ
とで、上記第１の振幅関数として、サイン関数のほぼ第
１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性を持つも
のを得ることができる。

【００１３】また、前記区間の終わりの位置に対応する
コイル出力電圧Ｖｘの値Ｐb ｓｉｎωｔと同じ値の交流
電圧を第２の基準電圧Ｖｂと定め、これとコイル出力電
圧Ｖｘとの差を求めると、 Ｖｂ−Ｖｘ＝Ｐb ｓｉｎωｔ−Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ ＝｛Ｐb −Ａ(ｘ) ｝ｓｉｎωｔ …式（２） となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａ
であることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ
(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、前記区間の終
わり位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演
算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。
よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」
は、前記区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から
「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、
「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式
（２）に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」
は、前記区間の範囲内において、「１」から「０」まで
変化することになり、この振幅係数の関数特性は、コサ
イン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の
特性になぞらえることができる。よって、前記式（２）
に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価
的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）と表
わせる。なお、式（２）の減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であっ
てもよい。

【００１４】こうして、２次コイルを用いることなく、
検出対象たる荷重に応じた変位に応じてサイン及びコサ
イン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力
信号を生成することができる。例えば、検出対象たる荷
重に応じた変位を所定の検出可能範囲を３６０度分の位
相角に換算した場合の位相角θにて示すと、概ね、サイ
ン関数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｓｉｎθ
ｓｉｎωｔで示すことができるものであり、コサイン関
数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｃｏｓθｓｉ
ｎωｔで示すことができるものである。これは、レゾル
バといわれる位置検出器の出力信号の形態と同様のもの
であり、極めて有用なものである。例えば、前記演算回
路で生成された前記２つの交流出力信号を入力し、該２
つの交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅
値を規定する前記サイン及びコサイン関数における位相
値を検出し、検出した位相値に基づき前記検出対象の位
置検出データを生成する振幅位相変換部を具備するよう
にするとよい。なお、上記サイン及びコサイン関数は、
ほぼ１象限分（９０度）の範囲の特性を示すので、検出
可能な位置範囲がほぼ９０度の範囲の位相角に換算され
て検出されることになる。

【００１５】一例として、前記基準電圧を発生する回路
は、交流信号が印加されるように直列接続された２つの
コイルを含み、該コイルの接続点より前記基準電圧を取
り出すようにしたものである。これにより、基準電圧の
温度ドリフト補償も行なうことができ、出力電圧及び基
準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演
算を行なうことができる。

【００１６】なお、磁気応答部材として、銅のような良
導電体を使用した場合は、渦電流損によってコイルの自
己インダクタンスが減少し、磁気応答部材のコイルに対
する近接に伴い該コイルの端子間電圧が漸減することに
なる。この場合も、上記と同様に検出することが可能で
ある。なお、磁性体（強磁性体）と非磁性・良導電体
（反磁性体）とを組み合わせたハイブリッドタイプであ
ってもよい。

【００１７】別の実施形態として、磁気応答部材として
永久磁石を含み、コイルは磁性体コアを含むようにして
もよい。この場合は、コイルの側の磁性体コアにおいて
永久磁石の接近に応じて対応する箇所が磁気飽和又は過
飽和となり、該磁気応答部材すなわち永久磁石のコイル
に対する相対的変位に応じて該コイルの端子間電圧が漸
減することになる。

【００１８】かくして、この発明によれば、１次コイル
のみを設ければよく、２次コイルは不要であるため、小
型かつシンプルな構造の位置検出装置を提供することが
できる。また、出力電圧及び基準電圧が共に温度ドリフ
ト補償された正確なアナログ演算を行なうことができ、
温度変化の影響を排除した相対的位置検出を容易に行う
ことができる。勿論、基準電圧を発生する回路は、コイ
ルに限らず、抵抗等、その他適宜の構成からなる電圧生
成回路を使用してよい。なお、コイルと基準電圧の数は
１又は２に限定されず、それ以上であってもよく、これ
に伴い、利用可能な位相角範囲を、ほぼ１象限（９０
度）分に限らず、更に拡大することも可能である。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照してこの発
明の実施の形態を詳細に説明しよう。図１（Ａ）は、本
発明に係わる荷重センサの一実施例を示す断面図であ
る。図１（Ｂ）は、この荷重センサを、荷重受け部３０
１の側から見た斜視図である。図１（Ｃ）は、この荷重
センサにおける検出部１００の拡大図である。荷重セン
サは、全体として円形状のロードセル３００と、該ロー
ドセル３００の所定箇所に配置された検出部１００とを
含む。ロードセル３００は、中央に開孔３０４があり、
その周囲がリング状の荷重受け部３０１となっていて、
外周はリング形状の固定部３０２となっており、荷重受
け部３０１と固定部３０２との間が可撓部３０３となっ
ている。使用時においてこのロードセル３００を荷重測
定しようとする場所に設置する場合、固定部３０２を該
場所にねじ等を介して取り付ける。固定部３０２の厚み
は、中央の荷重受け部３０１の厚みよりも厚い。よっ
て、ロードセル３００をフラットな面に設置した場合、
中央の荷重受け部３０１は浮いた状態となり、負荷され
る荷重に応じて変位しうる。ロードセル３００の材質そ
れ自体は剛性のある金属等からなり、荷重に応じた荷重
受け部３０１の変位量は小さな変位でしかない。このよ
うなロードセル３００それ自体の構造は、公知の荷重計
のロードセルと同様のものであってよい。公知の荷重計
においてはロードセル３００の可撓部３０３にストレイ
ンゲージが貼付られ、その歪に応じた出力をストレイン
ゲージから得るようになっている。それに対して、本実
施例では、固定部３０２と可撓部３０３との間に検出部
１００を設けている。荷重受け部３０１に対して図示の
矢印Ｐ方向に加わる荷重の大きさに応じて該荷重受け部
３０１が機械的に変位し、これに伴い可撓部３０３が固
定部３０２に対して変位し、この微小な機械的変位量を
検出部１００で検出することで、加わった荷重の大きさ
を等価的に検出するデータを得る。

【００２０】検出部１００は、ロードセル３００の固定
部３０２の側に片持ち支持された支持部材１０１と、こ
の支持部材１０１の開放端側に配置された１個のセンサ
用コイルＬ１と、ロードセル３００の可撓部３０３に配
置された磁気応答部材１１とを含む。例えば、磁気応答
部材１１は棒状又は針状の短い突起からなり、センサ用
コイルＬ１に非接触的に近接配置され、可撓部３０３の
変位つまり荷重受け部３０１の変位に応じて、センサ用
コイルＬ１の空間内に非接触的に侵入しうるようになっ
ている。磁気応答部材１１は、例えば鉄のような磁性体
（強磁性体）からなり、該磁気応答部材１１のセンサ用
コイルＬ１に対する侵入量（若しくは近接の度合い）が
増すほど、該コイルＬ１の自己インダクタンスが増加し
て、該コイルＬ１の電気的インピーダンスが増加し、該
センサ用コイルＬ１に生じる電圧、つまり端子間電圧
（若しくは電圧降下）、が増加する。反対に、該磁気応
答部材１１のコイルＬ１に対する侵入量（若しくは近接
の度合い）が減少するほど、該センサ用コイルＬ１のイ
ンダクタンスが減少して、該センサ用コイルＬ１の電気
的インピーダンスが減少し、該コイルＬ１に生じる電
圧、つまり端子間電圧、が減少する。こうして、検出対
象の変位（つまり荷重の大きさ）に伴い、センサ用コイ
ルＬ１に対する磁気応答部材１１の相対的位置が所定の
範囲にわたって変化する間で該コイルＬ１に生じる電
圧、つまり端子間電圧は、増加若しくは減少変化するこ
とになる。

【００２１】検出部１００においては、センサ用コイル
Ｌ１の近傍に温度補償用コイルＬ２が設けられるが、両
コイルは磁気的にシールドして、磁気応答部材１１の変
位の影響が温度補償用コイルＬ２に及ぼされないように
する。図２に示すように、センサ用コイルＬ１は、交流
発生源３０から発生される所定の１相の交流信号（仮に
ｓｉｎωｔで示す）によって定電圧又は定電流で励磁さ
れる。上述のように、センサ用コイルＬ１のインダクタ
ンスは可撓部３０３の位置ｘに応じた磁気応答部材１１
の変位に応じて変化するため、図２の回路では等価的に
可変インダクタンス要素として示している。温度補償用
コイルＬ２がセンサ用コイルＬ１に直列接続されてお
り、その接続点からセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘ
が取り出される。前述のとおり、温度補償用コイルＬ２
は、磁気応答部材１１の変位には応答せず、一定のイン
ピーダンス（インダクタンス）を示すものであるので、
図２の回路では等価的に固定インダクタンス要素として
示している。温度補償用コイルＬ２は、できるだけセン
サ用コイルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すよう
に、センサ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル
素子であることが好ましく、また、できるだけ同一環境
下に配置されることが好ましい。センサ用コイルＬ１と
温度補償用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイル
Ｌ１の出力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ
１，Ｌ２の温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイ
ルＬ１の出力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとな
る。

【００２２】図３（Ａ）は、検出対象たる荷重に応じた
荷重受け部３０１の変位つまり可撓部３０３の変位（横
軸ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（た
て軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｂ
は、検出可能範囲の始まりと終わりの位置に対応してい
る。荷重受け部３０１つまり可撓部３０３の変位量は微
小であるため、この検出可能範囲は例えば１乃至数ｍｍ
程度の非常に僅かな範囲である。位置ａは、可撓部３０
３がセンサ用コイルＬ１から最も離れた位置であり、こ
の位置ではセンサ用コイルＬ１のインピーダンスが最小
のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振
幅係数）である。位置ｂは、可撓部３０３ががセンサ用
コイルＬ１から最も近づいた位置であり、この位置では
センサ用コイルＬ１のインピーダンスが最大のため、コ
イルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大振幅係数）で
ある。

【００２３】このように、センサ用コイルＬ１に生じる
電圧は、可撓部３０３つまり磁気応答部材１１が位置ａ
からｂまで動く間で、最小値から最大値まで漸増変化す
る。位置ａにおいて最小値をとるコイルＬ１の出力電圧
ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐaは最小イン
ピーダンス）、これを第１の基準電圧Ｖａとして設定す
る。すなわち、 Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１
の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐb
は最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂと
して設定する。すなわち、 Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ である。なお、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂは可変設定でき
る。これによって、検出対象範囲ａ〜ｂを可変設定でき
る。

【００２４】図２において、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発
生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２
を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を
直列接続した回路とが設けられており、これらは交流発
生源３０からの交流信号によって駆動される。基準電圧
ＶａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、
基準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り
出される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬｂ１，Ｌｂ
２の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるよう
に、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調
整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電
圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温
度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度
補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２
の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイ
ルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準
電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。

【００２５】演算回路３１Ａは、センサ用コイルＬ１の
出力電圧Ｖｘから第１の基準電圧Ｖａを減算するもの
で、前記式（１）のように、コイルの出力電圧の振幅係
数を関数Ａ（ｘ）で示すと、 なる演算を行う。第１の基準電圧Ｖａによって設定した
検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａで
あることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa
」は「０」となる。一方、該検出対象区間の終わりの
位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算
結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb−Ｐa 」とな
る。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa
」は、該検出対象区間の範囲内において、「０」から
「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、
「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に
「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数
「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、検出対象区間の範囲内におい
て、図３の（Ｂ）に示すように、「０」から「１」まで
変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図３
の（Ｃ）に示すようなサイン関数ｓｉｎθの第１象限
（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえるこ
とができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数
「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大
体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。なお、図３
（Ｂ），（Ｃ）では、位置ｘに対するサイン関数特性の
振幅係数のカーブｓｉｎθのみを示しているが、実際の
演算回路３１Ａの出力はこの振幅係数ｓｉｎθに対応す
る振幅レベルを持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔであ
る。

【００２６】演算回路３１Ｂは、センサ用コイルＬ１の
出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧Ｖｂとの差を求めるもの
で、前記式（２）のように、 なる演算を行う。検出対象区間の始まりの位置ａでは、
Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係
数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、
第２の基準電圧Ｖｂによって設定した該区間の終わり位
置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結
果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よっ
て、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、該
検出対象区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から
「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、
「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式に
従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、検出対
象区間の範囲内において、図３（Ｂ）に示すように、
「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係
数の関数特性は、図３（Ｃ）に示すようなコサイン関数
の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性にな
ぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号
の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ
（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせ
る。この場合も、図３（Ｂ），（Ｃ）では、位置ｘに対
するコサイン関数特性の振幅係数のカーブｃｏｓθのみ
を示しているが、実際の演算回路３１Ｂの出力はこの振
幅係数ｃｏｓθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｃ
ｏｓθｓｉｎωｔである。なお、演算回路３１Ｂでの減
算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。

【００２７】こうして、可撓部３０３の変位つまり検出
対象位置ｘに応じてサイン及びコサイン関数特性に従う
振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎ
ωｔとｃｏｓθｓｉｎωｔを生成することができる。こ
れは一般にレゾルバといわれる位置検出器の出力信号の
形態と同様のものであり、有効に活用することができ
る。例えば、演算回路３１Ａ，３１Ｂで生成されたレゾ
ルバタイプの２つの交流出力信号を位相検出回路（若し
くは振幅位相変換手段）３２に入力し、該２つの交流出
力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定す
る前記サイン及びコサイン関数ｓｉｎθ及びｃｏｓθの
位相値θを計測することで、検出対象位置をアブソリュ
ートで検出することができる。この位相検出回路３２と
しては、例えば本出願人の出願に係わる特開平９−１２
６８０９号公報に示された技術を用いて構成するとよ
い。例えば、第１の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを
電気的に９０度位相シフトすることで、交流信号ｓｉｎ
θｃｏｓωｔを生成し、これと第２の交流出力信号ｃｏ
ｓθｓｉｎωｔを加減算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ
＋θ）およびｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じて進相
および遅相方向に位相シフトされた２つの交流信号（位
相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成し、そ
の位相θを測定することで、ストローク位置検出データ
を得ることができる。位相検出回路３２は、専用回路
（例えば集積回路装置）で構成してもよいし、プログラ
ム可能なプロセッサまたはコンピュータを使用して所定
のソフトウェアを実行することにより位相検出処理を行
うようにしてもよい。あるいは、公知のレゾルバ出力を
処理するために使用されるＲ−Ｄコンバータを、この位
相検出回路３２として使用するようにしてもよい。ま
た、位相検出回路３２における位相成分θの検出処理
は、ディジタル処理に限らず、積分回路等を使用したア
ナログ処理で行ってもよい。また、ディジタル位相検出
処理によって回転位相θを示すディジタル検出データを
生成した後、これをアナログ変換して回転位置θを示す
アナログ検出データを得るようにしてもよい。勿論、位
相検出回路３２を設けずに、演算回路３１Ａ，３１Ｂの
出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔを
そのまま出力するようにしてもよい。

【００２８】なお、図３（Ｂ）に示すように、サイン及
びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ
及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおける振幅特性は、位相角θ
と検出対象位置ｘとの対応関係が線形性を持つものとす
ると、図３（Ｃ）に示すような真のサイン及びコサイン
関数特性を示していない。しかし、位相検出回路３２で
は、見かけ上、この交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及
びｃｏｓθｓｉｎωｔをそれぞれサイン及びコサイン関
数の振幅特性を持つものとして位相検出処理する。その
結果、検出した位相角θは、検出対象位置ｘに対して、
線形性を示さないことになる。しかし、位置検出にあた
っては、そのように、検出出力データ（検出した位相角
θ）と実際の検出対象位置との非直線性はあまり重要な
問題とはならない。つまり、所定の反復再現性をもって
位置検出を行なうことができればよいのである。また、
必要とあらば、位相検出回路３２の出力データを適宜の
データ変換テーブルを用いてデータ変換することによ
り、検出出力データと実際の検出対象位置との間に正確
な線形性を持たせることが容易に行なえる。よって、本
発明でいうサイン及びコサイン関数の振幅特性とは、真
のサイン及びコサイン関数特性を示していなければなら
ないものではなく、図３（Ｂ）に示されるように、実際
は三角波形状のようなものであってよいものであり、要
するに、そのような傾向を示していればよい。つまり、
サイン等の三角関数に類似した関数であればよい。な
お、図３（Ｂ）の例では、観点を変えて、その横軸の目
盛をθと見立ててその目盛が所要の非線形目盛からなっ
ているとすれば、横軸の目盛をｘと見立てた場合には見
かけ上三角波形状に見えるものであっても、θに関して
はサイン関数またはコサイン関数ということができる。

【００２９】ここで、更なる温度ドリフト特性の補償に
ついて説明する。前述した通りセンサ用コイルＬ１の出
力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖａ，Ｖｂはそれぞれ温度ドリフ
ト補償されているものであるが、演算回路３１Ａ，３１
Ｂにおける差演算によって、同一方向のレベル変動誤差
がもしあったとしてもこれも相殺されることになり、温
度ドリフト特性がより一層確実に補償されることにな
る。

【００３０】基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ
２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、センサ用コイルＬ１と同等の特
性のコイルを使用し、かつ、これらのコイルＬａ１，Ｌ
ａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２とセンサ用コイルＬ１と同様の温
度環境に置く（つまりセンサ用コイルＬ１の比較的近く
に配置する）のがよいが、これに限らず、別の配置でも
よい。何故ならば、図２のような各対のコイルの直列接
続とその接続点からの電圧取り出しによって、温度ドリ
フト補償が達成されているからである。よって、基準電
圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２
は、演算回路３１Ａ，３１Ｂの回路基板側に設けてもよ
い。

【００３１】センサ用コイルＬ１に直列接続する温度補
償用コイルＬ２を省略する実施態様もありうる。図４は
その一例を示す回路図であり、図２において基準電圧Ｖ
ａ，Ｖｂを発生する回路及びセンサ用コイルＬ１の出力
電圧Ｖｘを発生させる回路を変更した例であり、コイル
Ｌ２に代えて抵抗素子Ｒ１が設けられており、コイルＬ
ａ２、コイルＬｂ２に代えて抵抗素子Ｒａ１、Ｒｂ１が
設けられている。この場合も、センサ用コイルＬ１の出
力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖａ，Ｖｂとを演算することで、
図３と同様の動作で検出を行なうことができる。

【００３２】図５は、図２の変形例であり、１つの基準
電圧Ｖｂを発生し、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘ
と演算するようにした例である。基準電圧ＶＮを発生す
るための回路として、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直
列接続した回路を用いる。演算回路３３Ａで、センサ用
コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｂとを加算し、
演算回路３３Ｂで、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘ
から基準電圧Ｖｂを減算する。これによって、演算回路
３３Ａにおける加算結果Ｖｘ＋Ｖｂとして、サイン関数
ｓｉｎθの９０°未満の狭い範囲での振幅特性に等価的
になぞらえることができる振幅係数ｓｉｎθを持つ出力
交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔが得られる。また、演算回
路３３Ｂにおける減算結果Ｖｘ−Ｖｂとして、コサイン
関数ｓｉｎθの９０°未満の狭い範囲での振幅特性に等
価的になぞらえることができる振幅係数ｃｏｓθを持つ
出力交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔが得られる。図５にお
いても、温度補償用コイルＬ２，Ｌｂ２に代えて抵抗素
子を用いる変形例があり得る。

【００３３】上記各実施例において、位置検出データを
得るための構成は、図２等に示したような位相検出回路
３２を用いるものに限らず、図６（Ａ）に示すように、
電圧検出回路４０を用いるようにしてもよい。図６
（Ａ）において、電圧検出回路４０以外の構成は図２に
示したものと同様である。要するに、電圧検出回路４０
では、演算回路３１Ａから出力される等価的にサイン関
数の振幅特性を持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを整流
回路４１に入力し、交流信号成分を除去し、振幅電圧成
分ｓｉｎθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ１を発生す
る。また、演算回路３１Ｂから出力される等価的にコサ
イン関数の振幅特性を持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔ
を整流回路４２に入力し、交流信号成分を除去し、振幅
電圧成分ｃｏｓθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ２を
発生する。図６（Ｂ）は、検出対象位置ｘに対して示す
各検出電圧Ｖ１，Ｖ２の特性例を示す。このような特性
が得られる理由は図３（Ｂ）を参照して既に説明した通
りである。このようにちょうど逆特性の２種類の検出電
圧Ｖ１，Ｖ２をアナログで得ることができる。検出対象
位置ｘの検出のためには、どちらか一方の検出電圧Ｖ
１，Ｖ２のみを得るように一系列の整流回路だけで構成
すれば足りるが、逆特性の２種類の検出電圧Ｖ１，Ｖ２
を並列的に発生するようにすることにより、冗長性をも
たせることができる。すなわち、どちらか一方の検出系
列で何らかの故障が生じた場合に、適切に対処すること
ができる。

【００３４】図７は、位相検出用アナログ回路３２Ａと
電圧検出回路４０とを併設し、位相検出と電圧検出のど
ちらでも採用できるようにした構成例を示す。図７は、
図６（Ａ）において位相検出用アナログ回路３２Ａが付
加されたものと同じである。よって、位相検出用アナロ
グ回路３２Ａ以外の構成についての説明は、図２及び図
６（Ａ）の説明を援用する。

【００３５】位相検出用アナログ回路３２Ａにおいて、
演算回路３１Ａから出力された等価的にサイン関数の振
幅特性を持つ交流信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔは、位相
シフト回路１９に入力され、その電気的位相が所定量位
相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトさ
れた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、
位相検出用アナログ回路３２Ａにおいては加算回路１５
と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５で
は、位相シフト回路１９から出力される上記位相シフト
された交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと、演算回路３１
Ｂから出力される等価的にコサイン関数の振幅特性を持
つ交流信号Ｂ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔとが加算され、その
加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・c
osωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電
気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記
位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記
演算回路３１Ｂから出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔと
が減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・s
inωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で
表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このよ
うにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフ
トされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流
出力信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象
位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相
角（−θ）を持つ第２の電気的交流出力信号Ｙ２＝sin
（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。

【００３６】加算回路１５及び減算回路１６の出力信号
Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入
力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロ
スの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の
振幅値が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり
０位相を検出する。各回路１７，１８で検出したゼロク
ロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパル
スＬＰ１，ＬＰ２として出力される。ラッチパルスＬＰ
１，ＬＰ２は、図示しない位相ずれ測定装置に入力され
る。この位相ずれ測定装置では、基準交流信号源３０か
ら発生される基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相時点から
各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がり
トリガ時点）までの時間差をカウントし、ラッチパルス
ＬＰ１に対応するカウント値を正方向にシフトされた位
相角（＋θ）の位相データとして検出し、ラッチパルス
ＬＰ２に対応するカウント値を負方向にシフトされた位
相角（−θ）の位相データとして検出する。これらの正
方向及び負方向にシフトされた位相角＋θ及び−θの位
相検出データの利用方法については、前述した本出願人
の出願に係る先願明細書に記載されているので、それと
同様の手法で利用すればよい。

【００３７】なお、基準交流発生源３０の発振回路その
ものをコイル部１０の側に設けた場合は、図７に示すよ
うに、基準交流発生源３０から発生される基準交流信号
を方形波変換回路２０に入力し、基準交流信号ｓｉｎω
ｔに同期する方形波信号（パルス信号）を形成し、これ
を上記位相ずれ測定装置に入力してやる。その場合、位
相ずれ測定装置では、入力された基準交流信号ｓｉｎω
ｔに同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに
同期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパ
ルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時
点）でそのカウント値をラッチする構成を採用すること
で、上記のように正方向及び負方向にシフトされた位相
角＋θ及び−θの位相検出データをそれぞれ得ることが
できる。勿論、これに限らず、上記位相ずれ測定装置の
側で、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号
（パルス信号）を発生し、この方形波信号（パルス信
号）に基づきコイル部１０の回路側でアナログフィルタ
処理等をかけることで、アナログの基準交流信号ｓｉｎ
ωｔを発生するようにしてもよい。その場合は、位相ず
れ測定装置の側では、出力した基準交流信号ｓｉｎωｔ
に同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに同
期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパル
スＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）
でそのカウント値をラッチする構成を採用すればよい。
上記位相ずれ測定装置としては、ＣＰＵのようなソフト
ウェアプログラム処理可能なプロセッサを使用するとよ
い。なお、図６の回路において、電圧検出回路４０の整
流回路４１に入力する信号として、演算回路３１Ａの出
力信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔに代えて、位相シフト回
路１９からの出力信号Ａ’＝ｓｉｎθｃｏｓωｔを入力
するようにしてもよい。

【００３８】なお、磁気応答部材１１として、強磁性体
の代わりに、銅のような非磁性・良導電体（つまり反磁
性体）を使用してもよい。その場合は、渦電流損によっ
てコイルのインダクタンスが減少し、磁気応答部材１１
の近接に応じてコイルの端子間電圧が減少することにな
る。この場合も、上記と同様に位置検出動作することが
可能である。また、磁気応答部材１１として、強磁性体
と非磁性・良導電体（つまり反磁性体）を組合わせたハ
イブリッドタイプのものを用いてもよい。また、磁気応
答部材１１の形状・構造等は任意であり、例えば、適宜
の漸減又は漸増形状であってよく、また所定の基材の表
面上にめっき等で適宜の漸減又は漸増形状からなるパタ
ーンを形成したものであってもよい。また、センサ用コ
イルＬ１の数は１個に限らず、複数であってもよい。ま
た、センサ用コイルＬ１の空間内に針状又は棒状の磁気
応答部材１１が侵入する構成に限らず、磁気応答部材１
１からなる面がセンサ用コイルＬ１に接近したり遠ざか
ったりする構成であってもよい。また、図１の検出部１
００において、磁気応答部材１１の方を支持部材１０１
に配置し、センサ用コイルＬ１の方を可撓部３０３に配
置し、センサ用コイルＬ１の方が荷重に応じて微状変位
するようにしてもよい。

【００３９】

【発明の効果】以上のとおり、この発明によれば、１次
コイルのみを設ければよく、２次コイルは不要であるた
め、小型かつシンプルな構造の位置検出装置を用いて高
精度の荷重センサを提供することができると共に、セン
サ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備
し、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接
続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に
基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出す
ようにしているので、同じコイルであることにより温度
ドリフトを適正に相殺し、温度ドリフト補償済みの出力
電圧を取り出すことができ、検出対象荷重に応じた微小
な変位を正確に検出することができる、という優れた効
果を奏する。

【００４０】また、検出対象荷重に応じた微小な変位に
応じて生じるコイル出力電圧の漸増（又は漸減）変化特
性を利用し、これを基準電圧と演算して組み合わせるこ
とにより、検出対象位置に応じて所定の周期関数特性に
従う振幅をそれぞれ示す複数の交流出力信号（例えばサ
イン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２
つの交流出力信号）を容易に生成し、これによっても、
検出対象荷重に応じた微小な変位を正確に検出すること
ができる、という優れた効果を奏する。また、基準電圧
の発生にあたっては、交流信号が印加されるように直列
接続された２つのコイルを含み、該コイルの接続点より
基準電圧を取り出すようにすることにより、基準電圧の
温度ドリフト補償も行なうことができ、出力電圧及び基
準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演
算を行なうことができることとなり、温度変化の影響を
排除した位置検出を容易に行うことができる。更に、こ
れら複数の交流出力信号における振幅値の相関関係から
該振幅値を規定する所定周期関数（例えばサイン及びコ
サイン関数）における位相値を検出することで、検出対
象の変位が微小でも高分解能での位置検出が可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係わる荷重センサの一実施例を示す
略図。

【図２】 本発明の一実施例に係わる荷重センサのセン
サ用コイルに関連する電気回路図。

【図３】 図１の実施例の検出動作説明図。

【図４】 本発明の一実施例に係わる荷重センサの変更
例を示すセンサ用コイルに関連する電気回路図。

【図５】 本発明の一実施例に係わる荷重センサの別の
変更例を示すセンサ用コイルに関連する電気回路図。

【図６】 検出位置に応じたアナログ直流電圧を発生す
るように構成してなる本発明に係る荷重センサのセンサ
用コイルに関連する電気回路図。

【図７】 電圧検出と位相検出の両機能を具備した本発
明に係る荷重センサのセンサ用コイルに関連する電気回
路図。

【符号の説明】

３００ ロードセル ３０１ 荷重受け部 ３０２ 固定部 ３０３ 可撓部 １００ 検出部 １０１ 支持部材 １１ 磁気応答部材 ３０ 交流発生源 ３１Ａ，３１Ｂ，３３Ａ，３３Ｂ アナログ演算回路 ３２ 位相検出回路 Ｌ１ センサ用コイル Ｌ２ 温度補償用コイル Ｌａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２， 基準電圧発生用コ
イル ４０ 電圧検出回路 ４１，４２ 整流回路

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｇ０１Ｌ 1/26 Ｇ０１Ｌ 1/26 Ｄ Ｆターム(参考） 2F063 AA02 CB01 CC04 DA01 DA04 GA05 GA08 KA01 LA01 LA27 2F077 AA13 CC02 FF02 FF31 FF39 TT11 TT21 TT82 UU07 VV01

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 検出対象たる荷重を受けて変位する荷重
   受け部と、交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置
   してなるコイル部及び該コイル部に対して相対的に変位
   する磁気応答部材を含み、該コイル部に対する該磁気応
   答部材の相対的位置が前記荷重受け部の変位に連動して
   変位する検出部と、 前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイル
   と、 前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点
   より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づ
   き変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出す回路
   とを具えた荷重センサ。
2. 【請求項２】 交流信号からなる基準電圧を発生する回
   路と、 前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算す
   ることで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ
   交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であっ
   て、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周
   期特性において所定位相だけ異なっているものとをさら
   に具えた請求項１に記載の荷重センサ。
3. 【請求項３】 検出対象たる荷重を受けて変位する荷重
   受け部と、 交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコ
   イル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応
   答部材を含み、該コイル部に対する該磁気応答部材の相
   対的位置が前記荷重受け部の変位に連動して変位する検
   出部と、 交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、 前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算す
   ることで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ
   交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であっ
   て、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周
   期特性において所定位相だけ異なっているものとを具え
   た荷重センサ。
4. 【請求項４】 前記基準電圧を発生する回路は、交流信
   号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含
   み、該コイルの接続点より前記基準電圧を取り出すよう
   にした請求項２又は３に記載の荷重センサ。
5. 【請求項５】 前記基準電圧を発生する回路は、第１及
   び第２の基準電圧を発生し、 前記演算回路は、前記センサ用コイルの出力電圧と前記
   第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及
   び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を
   振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅
   関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれ
   ぞれ生成するものである請求項２又は３に記載の荷重セ
   ンサ。
6. 【請求項６】 前記第１及び第２の基準電圧は、前記第
   １及び第２の交流出力信号における前記第１及び第２の
   振幅関数の周期特性における特定の位相区間を定めるも
   のであり、この第１及び第２の基準電圧を可変すること
   で、該特定の位相区間と前記相対的位置の変化範囲との
   対応関係を可変できることを特徴とする請求項５に記載
   の荷重センサ。
7. 【請求項７】 前記基準電圧を発生する回路は、交流信
   号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含
   む第１の回路と、交流信号が印加されるように直列接続
   された２つのコイルを含む第２の回路とを含み、該第１
   の回路のコイルの接続点より前記第１の基準電圧を取り
   出し、該第２の回路のコイルの接続点より前記第２の基
   準電圧を取り出すようにした請求項５に記載の荷重セン
   サ。
8. 【請求項８】 前記直列接続された２つのコイルは磁性
   体コアを有し、該２つのコイルのそれぞれに対する磁性
   体コアの配置を調整することで、コイルのインピーダン
   スを調整し、もって該２つのコイルの接続点より取り出
   される基準電圧のレベルを調整できるようにした請求項
   ４又は７に記載の荷重センサ。