JP2002142500A - モーター制御システム - Google Patents

モーター制御システム

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JP2002142500A JP2001263133A JP2001263133A JP2002142500A JP 2002142500 A JP2002142500 A JP 2002142500A JP 2001263133 A JP2001263133 A JP 2001263133A JP 2001263133 A JP2001263133 A JP 2001263133A JP 2002142500 A JP2002142500 A JP 2002142500A
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Xingyi Xu
シュウ シンイー
Richard Joseph Hampo
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Kerry Eden Grand
エデン グランド ケリー
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 車両のモーターがドライバーが要求したトル
クを正確に発生するのを確実なものとする、車両で用い
られるモーター制御システムを提供する。 【解決手段】 誘導モーター12を持つ電気自動車で用い
られるための、モーター制御システム16である。制御シ
ステム16は、トルク制御モジュール18、ベクトル制御モ
ジュール20及び空間ベクトルPWMモジュール22を用い、
モーター12により供給されるトルクを効率的かつ正確に
制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モーター制御シス
テムに関し、より具体的には、電気モーターを持つ車両
で用いられ、モーターが発生するトルクを効率的かつ正
確に制御し、車両のトルク要求を満足するのに有効な、
モーター制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車からの排出物と化石燃料需要を抑
制するために、電気モーターにより駆動される自動車が
設計されて来た。これらの自動車の多くは、三相モータ
ーの様な、交流誘導モーターに電力を供給するために、
一つ又はそれ以上の電源（例えば、燃料電池やバッテリ
ーなど）を用いている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この種の車両は、内燃
機関を無くす（例えば、完全な電気自動車）、又は内燃
機関をその最も効率的又は好ましい作動点でのみ動作さ
せる（例えば、ハイブリッド電気自動車）ことにより、
排出物と通常の化石燃料需要を抑制するものである。し
かしながら、この種の車両は、いくつかの問題を抱えて
いる。例えば、そして限定するものではないが、この様
な車両で用いられる一般的なモーター制御システムやソ
フトウェアは、車両運転中のドライバーにより要求され
るトルクを、車両の電気モーターが正確に発生してい
る、と言う状況を、確実なものとしていないという場合
が多い。
【０００４】それで、車両のドライバーにより要求され
るトルクを車両の電気モーターが正確に発生するのを、
実質的に確実なものとする、電気自動車で用いられるモ
ーター制御システムが必要とされている。
【０００５】従来のモーター制御システム、ソフトウェ
ア及び方法の前述の欠点の少なくともあるものを解消す
る、モーター制御システムを提供することが、本発明の
第１の目的である。
【０００６】車両のモーターがドライバーが要求したト
ルクを正確に発生するのを確実なものとする、車両で用
いられるモーター制御システムを提供することが、本発
明の第２の目的である。
【０００７】直流電源及び交流誘導モーターを持つ車両
において用いられるモーター制御システムを提供するこ
とが、本発明の第３の目的である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の観点によ
れば、交流形電気モーター、直流形電源及びドライバー
により操作される少なくとも一つの制御部を含む車両で
用いられるための、モーター制御システムが提供され
る。この制御システムは、上記少なくとも一つのドライ
バー操作制御部からのトルク命令を受けると共に該受け
たトルク命令に基きトルク電流と磁束電流を発生するの
に有効なトルク制御部、上記トルク電流と上記磁束電流
を受けると共に上記トルク電流と上記磁束電流に基き第
１電圧値と第２電圧値を発生するのに有効なベクトル制
御部及び、上記電源と上記モーターに結合され、上記第
１電圧値と上記第２電圧値を受け、上記モーターが上記
トルク命令を正確に満足する様に、複相電圧信号を上記
モーターに供給する、空間ベクトル・パルス幅変調部、
を含む。
【０００９】本発明の第２の観点によれば、直流形電源
及び少なくとも一つのドライバー操作の制御部を含む車
両の交流誘導モーターを制御する方法が、提供される。
この方法は、少なくとも一つのドライバー操作の制御部
からトルク命令を受ける工程、該受けたトルク命令に基
きトルク電流と磁束電流を生成する工程、該生成された
トルク電流と磁束電流に基き、直軸電圧と横軸電圧を発
生する工程、該直軸電圧と横軸電圧を三相電圧パルス幅
変調信号へ変換する工程、及び、該三相電圧パルス幅変
調信号を用い、上記誘導モーターが上記トルク命令を正
確に満足する様に、三相電圧信号を上記誘導モーターへ
供給する工程、を含む。
【００１０】本発明の、更なる、目的、構成及び効果
は、本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明か
ら、そして図面を参照することにより、明らかとなろ
う。
【００１１】
【発明の実施の形態】ここで図１を参照すると、本発明
の好ましい実施形態に従い製作される、高効率モーター
制御システム16を含む、自動車10が示されている。車両
10は、車両の駆動系に動力及びトルクを選択的に供給す
る電気誘導モーター12及び、制御システム16を用いて電
力をモーター10へ選択的に供給する電気エネルギー貯蔵
機器14を含む。この分野の当業者であれば判る様に、車
両10は、通常の電気自動車又はハイブリッド電気自動車
のいずれであっても良い。
【００１２】本発明の好ましい実施形態において、電気
モーター12は、トルクと動力を、排他的に（つまり電気
自動車）又は内燃機関に加えて（つまりハイブリッド電
気自動車）、車両の駆動系に供給する「動力源」として
機能する通常の電気誘導モーターである。好ましい実施
形態において、モーター12は、複相（例えば三相）交流
電力を使用することにより、動作する。
【００１３】電気エネルギー貯蔵機器14は、バッテリー
又は燃料電池の様な一般的な電源である。好ましい実施
形態においては、貯蔵機器14は、直流電力を供給するも
のであり、直流電力をモーターで使用するための交流電
力に変換するのに有効な制御システム16に接続される。
【００１４】好ましい実施形態において、制御システム
16は、誘導モーター12の動作を協働して制御する、一つ
以上のマイクロプロセッサーや制御器を、他の素子、回
路そして電気部品と共に、含む。より詳細に、そして完
全に後述される様に、制御システム16は、車両の動作シ
ステム及びドライバーの入力により発せられる信号及び
／又はトルク命令（例えば、変速段の選択、アクセル位
置及び制動力）を受け、受けたトルク命令を利用して、
モーター12にドライバーが要求するトルクを車両の駆動
系へ正確かつ確実に供給させる様に、誘導モーター12の
動作を制御する。
【００１５】図１に示される様に、制御システム16は、
３個の主要な機能ブロック、モジュール若しくは部分で
ある18, 20及び22を含み、それらは協働して、車両の制
御部から受けたトルク命令に基き、モーター12の動作を
制御する。より詳細に、そして完全に後述される様に、
制御システム10は、トルク制御部若しくはモジュール1
8、ベクトル制御部若しくはモジュール20及び空間ベク
トル・パルス幅モジュレーター（pulse-width-modulato
r略してPWM）部又はモジュール22を含む。
【００１６】［トルク制御］図２を参照すると、トルク
制御モジュール18の好ましい実施形態が示されている。
モジュール18は、要求磁束基準電流i＿d＿ref及び、要
求トルク基準電流i＿q＿refを発生するのに有効で、こ
れらの電流は、車両制御部から受けたトルク命令に基く
ものである。
【００１７】関数ブロック24は、理想的な磁束の基準マ
ップを表しており、それは、特定の誘導モーター12の属
性と、電気エネルギー貯蔵機器14の直流バス電圧に基
き、発生させられるものである。基準マップは、制御器
16内のデータベースのテーブルつまりマトリックス内
に、格納されても良い。ブロック24において、基準マッ
プ又はテーブルは、入力されたトルク及びモーターの同
期速度ωeを用いてテーブルに索引付けすることによ
り、理想的なローター磁束レベルλ*を選択するのに、
用いられる。このローター磁束レベルλ*は、数１を用
いて、磁束電流Id *を計算するために、関数ブロック26
で利用される。
【数１】 ここで、Lmはモーター12の磁化インダクタンスである。
関数ブロック若しくはステップ28において、磁束は、急
激に変化しないので、一般的なランプ関数が磁束電流Id
*に適用され、それにより磁束基準電流I＿d＿refを生じ
る。磁束基準電流i＿d＿refはまた、所定の最大磁束電
流閾値p＿id＿max及び、所定の最小磁束電流閾値p＿idm
in＿limにより、制限され、フィルター処理される。つ
まり、i＿d＿refがp＿idmin＿lim未満のときには、I＿d
＿ref = p＿id＿minであり、i＿d＿refがp＿id＿maxよ
り大きいときには、i＿d＿ref = p＿id＿maxである。値
i＿d＿refは、トルク基準電流の値i＿q＿refにより、更
に制限される（つまり、i＿d＿refは、i＿q＿refより大
きくてはならない）。
【００１８】関数ブロック若しくはステップ30におい
て、トルク電流Iq *又はiqsが計算される。既知の様に、
界磁方向制御システムからのトルクは、数２により与え
ることが出来る。
【数２】 ここで、”poles”は、誘導モーターの極の数であり、L
mは磁化インダクタンス、λdrはローターの基準磁束、i
qsはトルク電流、そしてLTはローターのインダクタンス
である。それで、ローターの磁束が設定されると、トル
ク電流Iq *又はi qsが、以下の様に計算される。
【数３】
【００１９】関数ブロック又はモジュール32において、
計算されたトルク電流が制限される。図３は、ブロック
32により実行されるトルク電流制限関数の限定するもの
ではない実施形態の一つを示している。ブロック32の入
力は、要求又は計算されたトルク基準電流iq＿ref、界
磁基準電流I＿d＿ref (Ids)、誤差値Diq及び、以下に規
定するインダクタンスの値lh (Lh)及びl＿sig (Lσ)で
ある。ブロック32の出力は、トルク基準電流i＿q＿ref
(Iqs)である。ブロック32はまた、複数のモーター特有
のパラメーター又は値を用いており、それらには、80%
のデフォルト値を持つp＿l＿sig＿h＿cor、p＿iabs＿ma
x (Is,max)及びinc＿i＿qが含まれる。図３において、
ブロック36及び41が一般的な制限関数又はアルゴリズム
を表しており、ブロック38が一般的なランプ関数を表
し、そしてブロック43が燃料電池又は電源の電流制限制
御器に対応している。以下の式は、ブロック32により与
えられる電流制限関数を示している。
【００２０】モーター12を、図４に図示されたd, q軸等
価回路モデル（”d”は直軸〔directaxis〕、”q”は横
軸〔quadrature axis〕を表す）を用いてモデル化する
ことにより、d, qステーター電圧が、以下の式により、
表される。
【数４】
【数５】 ここで、vdsは直軸のステーター電圧であり、vqsは横軸
のステーター電圧であり、rsはステーターの抵抗であ
り、idsは直軸のステーター電流又は磁束電流であり、i
qsは横軸のステーター電流又はトルク電流であり、ωは
基本励起周波数であり、Lσは以下の式により規定され
るものである。
【数６】 ここで
【数７】 Llsは、ステーターのリーク・インダクタンスであり、L
hが以下の式により規定される。
【数８】 ここで、
【数９】 またここで、Lirはローターのリーク・インダクタンス
である。
【００２１】数４及び数５について、高回転作動時につ
いては、ステーターの電圧降下の交差抵抗を無視するこ
とにより、数10、数11の様に変形することが出来る。
【数１０】
【数１１】
【００２２】与えられた磁束電流とトルク電流の値につ
いて、電圧降下は、以下の条件に合致していなければな
らない。
【数１２】 及び
【数１３】 というのは、
【数１４】 だからである。数10及び数11より、
【数１５】 調整されたパラメーターp＿l＿sig＿h＿corを加えるこ
とにより、
【数１６】 トルク電流が最大値により制限される場合には、フラグ
csw＿iq＿lim＿actがセットされ、そうでなければ、そ
のフラグはクリアされる。数13より
【数１７】
【数１８】
【数１９】 ここで、
【数２０】 車両制御部からのトルク要求電流i＿q＿reqは、数19に
より制限され、トルク基準電流i＿q＿refは、数16によ
り制限される。
【００２３】［ベクトル制御］再び図１を参照すると、
計算若しくは決定された磁束電流i＿d＿ref(Id)及びト
ルク基準電流i＿q＿ref(Iq)が、ベクトル制御モジュー
ル20へ伝送される。ベクトル制御は、誘導モーター特有
のパラメーターに対し非常に敏感である。それで、D-Q
基準電圧、電流及び滑り周波数が全て、モーター特有の
パラメーターを用いて、計算される。効率的な制御のた
めに重要なのは、正確なモーターのパラメーターであ
る。異なるモーターが異なる車両に組込まれるので、特
有のモーターに関するパラメーターは全て、モーターが
用いられる車両毎に校正されなければならない。
【００２４】当業者には自明の様に、モーターのパラメ
ーターは、電流、温度及び周波数により変化する。磁束
電流が大きいときには飽和することになる磁化インダク
タンスは、ベクトル制御における最も重要なパラメータ
ーである。ベクトル制御システムにおいて、磁束周波数
の精度が非常に重要であるので、デジタル速示適応制御
器がブロック20内に組込まれる。この仕組みを用いて、
ローター磁束誤差に基き近似逆モデル誤差関数が、滑り
ゲインの偏差が直接予測され得る様に、用いられる。モ
ジュール20は更に、ローター磁束を予測するために適用
される磁束観測器（速度依存ゲインを用いた閉ループの
電流と電圧のモデル）を含む。電流モデルが、低速動作
中に用いられ、電圧モデルが高速動作中に用いられる。
閉ループ観測器の帯域幅を正確に制御する非線形ゲイン
関数が、ローター速度に基いて、電流モデルから電圧モ
デルへの磁束予測属性の移行を許容する。ゲイン関数は
また、電圧モデルが電流モデルを高速で調整するオンラ
イン・パラメーター・チューニングを可能とする。
【００２５】要求されるD-Q電圧は、動的電圧と静的電
圧である。動的電圧は、モーターのフィードバック電流
から計算される。２つの位相電流制御器が、ブロック20
の中に設けられ、車両状態の動的変化への迅速な応答を
行なう。静的電圧は、車両が静止状態にあり、動的電圧
が約ゼロまで減少するときに、制御電圧を支配すること
になる。フィードバック電流は、設定電流に近いもので
ある。フィードバックD-Q電流は、計測された位相電流
から変換されるものである。ベクトル回転子関数には、
三相のa-b軸への変換及び、a-b軸のD-Q軸への変換が含
まれる。モジュール20の上述の機能については、より詳
細に、そして完全に後述される。
【００２６】ベクトル制御モジュール20の機能をより良
く理解するために、ここで、ベクトル制御モジュールの
限定するものではない実施形態の一つを示す図５が参照
される。ベクトル制御モジュール２０は、複数の関数ブ
ロック、部分又はモジュール40乃至60を有する。ブロッ
ク40は、速示適応制御モジュール又は部分を表してい
る。ここで図６を参照すると、限定するものではない実
施形態の一つにおいて、ブロック42及び44との間で、相
互に関連するものとして、ブロック40が示されている。
適応速示制御器40の基本原理は、フィードバック信号と
して使用するために、ローターの磁束誤差を計測し、必
要とされる滑り周波数補正を演算する、と言うものであ
る。離調（パラメーターの変化）が生じたときのロータ
ー磁束誤差と滑りゲイン誤差との間の関係が、速示適応
制御器の実現における重要なポイントとなる。２個のロ
ーター磁束成分は、機械パラメーターにおける変化によ
る、いかなる量の離調によっても生じる。ブロック40の
関数は、以下の式により最も良く表される。
【００２７】誘導モーターのQ軸ローター電圧は、以下
の様に書くことが出来る。
【数２１】 離調は主として、低い割合で生じるローターの抵抗の変
化により生ずるので、項pλqrの値をゼロ近くと仮定す
るのは、合理的な近似である。それで、数21は、以下の
様に書き直すことが出来る。
【数２２】 誘導モーターのq軸ローター磁束は、以下の様に与えら
れる。
【数２３】 そして、数23からiqrを代入して、数22を解くと、以下
の式が生じる。
【数２４】 ここで、τ = Lr/rr, m = Lm/τrそしてλdr = idsLmで
ある。磁場方向λqr = 0の下で、モーターが動作する
と、命令滑り周波数ωs*=ωs及び予測値が、上述の式に
おけるm及びnについての実際の値と、以下に示される様
に、一致する。
【数２５】 離調状態が生じると、パラメーター予測値には、数24に
より与えられる周波数が数26により与えられる様に、ロ
ーター磁束成分におけるのと同様に誤差が表れる。
【数２６】 λqr * = 0であるので、
【数２７】 ωsについての定義に対応する項を特定すると、数27は
以下の様に展開される。
【数２８】 代りに、Δmについての表示を、基準値の代りに、実際
のd軸ローター磁束に関して、表すことが出来る。
【数２９】 Δλ′dr -1を再定義して、
【数３０】
【数３１】 数29のΔλ′dr -1を代入して、
【数３２】 結果として、Δmにより代表されるパラメーター予測値
の導出は、ローター磁束のd及びq成分における誤差の関
数として容易に演算される。この誤差は、滑り周波数計
算器に対する滑りゲイン命令の必要な変化を演算するた
めに、制御器のアルゴリズムにより用いられる。Δm
が、予測値に加えられると、数25は数33の様になる。
【数３３】 符号Ks *は、数34で演算される定格滑りゲインであり、
ΔKsは数35より得られるそれの変化である。
【数３４】
【数３５】 ブロック44における関数の提供のために、滑り周波数が
数36により計算される。
【数３６】 ここで、
【数３７】
【数３８】 先の滑り周波数計算モジュール44の限定するものではな
い実施形態の一つが、図７に図示されており、そこで
は、G＿Prop, G＿Int and Cor＿Maxが校正可能なパラメ
ーターである。
【００２８】ここで図８を参照すると、磁束観測モジュ
ール42の限定するものではない実施形態が示されてい
る。ローター磁束の精度は、ベクトル制御に非常に重要
である。高精度を実現するために、モジュール42は閉ル
ープ磁束観測器を実現している。具体的には、閉ループ
観測器は、ブロック62により表される電流モデルと、ブ
ロック64により表れる電圧モデルを、速度依存ゲインを
使用することにより、組合わせるものである。電流モデ
ル62は、モデルの属性が低速において支配的である絶対
的な磁束基準として機能する。電流モデルは、低速そし
て速度ゼロであっても、より良い性能を発揮する。高速
において、電圧モデルのローター磁束の予測属性がパラ
メーターに対して感度が低いので、観測器モデルは、電
圧モデルのローター磁束予測属性に従う。観測器が固定
座標内に固定されているので、ローター磁束は固定座標
内で予測される。
【００２９】電流モデル62の限定するものではない実施
形態の一つが図９に示されている。電流モデルは、固定
基準座標内で参照される誘導モーターのα-βモデル動
的方程式から導出される。既知の様に、
【数３９】
【数４０】 そして
【数４１】
【数４２】 上記２つの方程式より、
【数４３】
【数４４】 数43及び数44を数39及び数40に代入して、ローター磁束
についての電流モデルが以下の様に与えられる。
【数４５】
【数４６】 より良い性能のために、ローター速度座標が用いられ、
上記２つの方程式は以下の様になる。
【数４７】
【数４８】 別の形式により、上記２つの方程式は以下の様にも表す
ことが出来る。
【数４９】
【数５０】 ここで、τ=Lr/rrである。
【００３０】電流モデル62は、ローター座標（つまり、
ローター磁束座標ではなく物理的ローター座標）内で最
も良く表され、それで、計測されたローター位置を用い
て、固定座標とローター座標との間の変換（例えば数72
及び数73を参照）を必要とする。ローター座標への変換
は、速度に依存する、ある種の望ましくないクロスカッ
プリングを完全に排除し、ローター速度から独立のモデ
ルを作る。「オイラー」法と呼ばれるのが一般的な一次
離散近似及び予測されたパラメーターを用いて、ロータ
ー座標内のローター磁束についての、近似サンプル・デ
ータ・モデルが、以下の様に表される。
【数５１】 ここで、Tはサンプリング期間である。この方程式（数5
1）は、速度が不変のローターの磁束を計算するのに用
いられる。最終的に、電流モデルのローター磁束は、固
定の基準に回転して戻される（例えば数74及び数75を参
照）。ベクトルの回転のために、必要とされるのは、ロ
ーターの角度(0r)だけであり、それは、ローターの速度
から積分される。ローター速度は、車両により常に計測
される。
【数５２】 ここでTはサンプリング周期であり、ωrはローター速度
である。それで、電流モデルに対する磁束は以下の様に
与えられる。
【数５３】 磁束観測器についての電圧モデル64の限定するものでは
ない実施形態の一つが図10に示されている。電圧モデル
は、以下の式により最も良く表される。
【数５４】 それで
【数５５】 そして既知の様に、
【数５６】
【数５７】
【数５８】 数56乃至58より、
【数５９】 ここで、そしてλhは、Lhからの磁束であり、そして電
圧モデルについてのローター磁束は以下の様に与えられ
る。
【数６０】 それで、
【数６１】 ここで、
【数６２】 磁束観測器の電圧モデルは、固定座標に基くものである
ことに留意すべきである。電流iαβsは、D-Q座標をα-
β座標に変換することにより、計算される。回転角度は
以下の様に与えられる。
【数６３】 ここで、Tはサンプリング周期であり、ωeは同期速度で
ある。
【００３１】ローター磁束は適応制御器によりD-Q軸に
おける滑り周波数のために用いられるので、最終的にD-
Q磁束についてのローター磁束は以下の様に与えられ
る。
【数６４】
【００３２】閉ループ観測器の帯域幅を正確に制御する
ゲイン関数は、電流から電圧へのモデル磁束予測特性の
移行をローター速度に基き許可する。ゲイン関数の限定
するものではない実施形態の一つが図11のグラフ66によ
り表されている。ゲイン関数は、以下の様に動作する。
速度がp＿gainLowSpeed未満のとき、 gainFluxOb = p＿gainMax 別に速度がp＿gainHighspeedを越えたとき、 gainFluxOb = 0 その他のときは、 gainFluxOb = p＿gainMax*(p＿gainHighSpeed-speed) /
(p＿gainHighSpeed-p＿gainLowSpeed) ここで、 p＿gainMax = 2π*p＿gainLowSpeed*Lm/Lr そして、p＿gainHighSpeed及びp＿gainLowSpeedは校正
可能なパラメーターである。
【００３３】再び図５を参照すると、ブロック46が、下
記の様にローター抵抗計測値rrを発するローター抵抗適
応ブロック若しくはモジュールを構成する。ベクトル制
御の考え方は、ローター磁束が完全にd軸にあると言う
ことを意味し、結果として、lqr=0となる。図４に示さ
れたD-Qモデル34に基き、
【数６５】 以下の滑り関係は、数65から直接導かれる。
【数６６】 そしてモデル34より、
【数６７】 又は
【数６８】
【００３４】制御モジュール20のブロック48は、角度積
算関数を有する。ブロック48は、軸変換又は回転を行な
うために用いられる角度シータ（θe）（例えば、α-β
軸からD-Q軸への変換のための、電圧及び電流のセクタ
ー角）を発する。ブロック48は、以下の式を含む。
【数６９】 ここで、Tpwmは予め定められた定数であり、f＿statは
ステーター周波数である。関数ブロック又はモジュール
52は、モーター12に接続され、信号を関数ブロック又は
モジュール50へ供給へ供給する通常のエンコーダーであ
る。ブロック50は、通常の速度計測を実行するために、
ブロック52からの信号を用い、それにより、ローター速
度ωrを発生する。
【００３５】関数ブロック又はモジュール54は、モータ
ーから通常の電流計側値をとり、モーター位相電流iA及
びiBを関数ブロック又はモジュール56へ供給する。ブロ
ック56は、計測されたモーター位相電流iA及びiBを２軸
位相電流iα及びiβへ変換する。具体的には、以下の式
を用いて変換が実行される。
【数７０】
【数７１】 上記式から明らかな様に、得られた空間ベクトルの大き
さは、位相電流のピーク値を持つことになる。この関係
を図示したものが、図12に示されている。
【００３６】ブロック56はまた、α-β軸座標とD-Q軸座
標との間の変換を実行する。具体的には、以下の関数
が、位相軸α-β座標からD-Q軸座標への変換を実現す
る。
【数７２】
【数７３】 位相軸D-Q座標からα-β座標への変換は、以下の様に実
行される。
【数７４】
【数７５】 この変換を図示
【００３７】関数ブロック又はモジュール60が、D-Q軸
に関する基準電圧を与える。モジュール60の関数は、下
記の式により最も良く表される。同期速度で回転する基
準軸を持つ誘導モーターのD-Q軸モデルは、以下のとお
りである。
【数７６】
【数７７】
【数７８】
【数７９】 ここで、
【数８０】
【数８１】
【数８２】
【数８３】 そして、L1sとL1rは、それぞれステーターとローターの
リーク・インダクタンスであり、Lmは磁化インダクタン
スである。図14は、通常ステーターとローターのリーク
・リアクタンスと呼ばれる２列のリアクタンスを含む、
通常の誘導モーターに等価な回路である。この回路は、
ベクトル制御解析にはあまり適したものではないので、
図４の変形等価回路モデル34が、モーター制御アルゴリ
ズムを解析するために用いられ、そこにおいて、ロータ
ー・ブランチの直列リアクタンスがゼロである。ステー
ター電流が、Idで示される新たな磁化ブランチを通るも
のと、Iqで示される新たなローター抵抗を通るものの２
成分に分離されるのが示されていることに留意するのが
重要である。これらは、それぞれがローター磁束とトル
クを制御するステーター電流の２成分である。
【００３８】ベクトル制御の考え方は、ローター磁束が
完全にd軸内にある、と言うことを含んでいる。それ
で、
【数８４】 そして、この式より
【数８５】 ここで、
【数８６】 数76、数80及び数81を組合せて
【数８７】 定常状態では、idr=0であり、idsは変化しない。それ
で、数87は、以下の様に表すことが出来る。
【数８８】 数85を用いて
【数８９】 それはまた、以下の様に表すことも出来る。
【数９０】 ここで、
【数９１】
【数９２】 q軸の基準電圧について、数77、数80及び数91を組合せ
て、
【数９３】 定常状態で、iqrとiqsは変化しない。それで、上式は、
以下の様に表すことが出来る。
【数９４】 既知の様に、ローター磁束は以下の様に与えられる。
【数９５】 ここで、
【数９６】 それで、q軸の電圧は、以下の式から計算することが出
来る。
【数９７】 数90及び数97は、以下の様に表すことも出来る。
【数９８】
【数９９】
【００３９】最後に、図５のブロック58は、一般的な比
例積分（PI）制御器又は制御モジュールである。限定す
るものではない実施形態の一つにおいて、ブロック58に
より行われるPI制御関数が、図15の関数フロー図68に示
されている。
【００４０】［空間ベクトルPWM］直軸又はd軸の所望の
電圧（Vd *又はVds）及び横軸又はq軸の所望の電圧（Vq *
orVqs）を決定した後で、空間ベクトル・パルス幅変調
（PWM）モジュール22が、最も近接した２つのベクトル
を駆動して、モーター制御信号の駆動時間を制御する。
この空間ベクトルPWMモジュール22の好ましい実施形態
が、図16に示されている。駆動又は非駆動時間（t0, t1
及びt2）が、所望の電圧と周波数から、モジュール22に
より計算される。加えて、IGBT装置の「休止時間（dead
time）」が、このモジュール内では補償される。高速
ではトルクが重要となるので、ブロック72に示される後
述の過変調及び６段関数が、本システムにおいては特に
重要である。具体的には、本システムにより行われる、
通常作動、過変調及び６段の間の、滑らかな移行が、車
両への適用には重要である。
【００４１】関数ブロック又はモジュール70は、通常の
直流バスを表しており、それは、直流電源に接続され
て、直流バス電圧Vdcを供給する。ブロック72は、モジ
ュール22の過変調関数及び６段関数を表している。
【００４２】ブロック72において、変調度は以下の様に
決定される。
【数１００】 ここで、Vabsは、電圧ベクトルの絶対値であり、voltDC
は、Vdcの直流バス電圧である。
【００４３】miが1.0未満のとき、交流電圧は正弦波形
である。Miが1.0を超えると、空間ベクトルは過変調モ
ードに入る。
【００４４】miが1.05に等しいとき、t0は常にゼロであ
り、t1とt2でTPWMを共有する。出力電圧は、六角形の6
辺に沿ったものとなる。mi = 1.05のときの相電圧を図
示したものが、図17に示されている。
【００４５】miが1.10以上のとき、t1又はt2は、60度に
対応する期間、予め定められた定数TPWMに等しく、６段
関数が機能する。mi >= 1.10のときの位相電圧を図示し
たものが、図18に示されている。
【００４６】各過変調モードをより良く理解するため
に、図19に示された六角図84を参照する。miが1.0に等
しいとき、交流電圧は正弦波形における最大値を持つ。
電圧ベクトルは、miが増加し続けるにつれて、六角形の
辺に沿った電圧を用いていく。最終的にmiが1.05に到達
すると、電圧ベクトルは六角形と同じになる。
【００４７】保持角の期間には、電圧は正弦波形であ
る。好ましい実施形態において、保持角（holdingAngl
e）についての式は、以下の様になる。 holdingAngle = -27.48*mi+ 27.94 (1.0<mi<=1.0045); holdingAngle = -7.8*mi + 8.23 (1.0045<mi<=1.0433
5); holdingAngle = -24.027*mi + 25.15 (1.04335<mi<=1.
05); そして 0 <= holdingAngle <= PI/6.0 セクター角（α）がholdingAngleの範囲内のとき、以下
の様になる t1=TPWM*mi*sin(p/3-a) t2=TPWM*mi*sin(a) t0=TPWM-t1-t2 六角形の辺に沿った電圧については、セクター角（α）
がholdingAngleの範囲外にあり、以下の様になる。 t1=TPWM*mi*sin(p/3-a) t2=TPWM*mi*sin(a) t1とt2との合計時間は、TPWMを超えるべきではなく、以
下の様になる。 t1'=t1*TPWM/(t1+t2); t2'=t2*TPWM/(t1+t2); and t0'=0.0
【００４８】この過変調段階の間、出力電圧は、六角形
の辺（mi = 1.05）から６段（mi = 1.10）へ移行する。
【００４９】電圧ベクトルは、特定の期間頂点に保持さ
れ、それから残りの切換え期間の間六角形の辺に沿って
移動する。miに依存するものである保持角が、能動切換
え状態が頂点に留まる期間を制御する。
【００５０】保持角についての方程式は以下の様にな
る。 holdingAngle = 5.82*mi - 6.09 (1.05<mi<1.078); holdingAngle = 10.68*mi - 11.34 (1.078<=mi<1.097); holdingAngle = 44.51*mi - 48.43 (1.097<=mi<1.10); そして 0 <= holdingAngle <= PI/6.0
【００５１】セクター角αがholdingAngle未満のとき、
電圧は頂点に留まり、t1がTPWMに等しく、t2とt0はゼロ
である。
【００５２】セクター角αが、（p/3-holdingAngle）よ
り大きいとき、電圧は頂点に留まり、t2はTPWMに等し
く、t1とt0はゼロである。
【００５３】六角形の辺に沿った電圧について、セクタ
ー角がholdingAngleの範囲があるとき、以下の様にな
る。 t1=TPWM*mi*sin(p/3-a) t2=TPWM*mi*sin(a) t1とt2の合計時間がTPWMを超えるべきでなく、以下の様
になる。 t1'=t1*TPWM/(t1+t2) t2'=t2*TPWM/(t1+t2) t0'=0.0 先に説明した様に、セクター角の値αは、0とπ/3との
間にある。以下のセクター角の値は、t1, t2及びt0の以
下の値を与える。 セクター角：a<p/6 t1=TPWM t2=0 t0=0 セクター角：p/6<=a<p/3 t1=0 t2=TPWM t0=0 相電圧が図18に示されている。
【００５４】モーターが過変調モードで動作し、miが過
変調の設定点（MI＿LINEAR + p＿delta＿mi）より高い
とき、変調率がブロック72内で計算される。そうでなけ
れば、変調率は100%に等しい。変調率の目的は、D-Q軸
電圧の裁量の予測をするためである。変調率は、以下の
式により与えられる。
【数１０１】
【００５５】ブロック74は、t0, t1及びt2そして電圧ベ
クトルの計算を表している。ブロック76は、通常のデジ
タル信号処理（digital signal processing略してDSP）
のレジスターであり、ブロック74からt2, t1, t0及び電
圧ベクトル値を受け、電圧を三相電圧値へ変換する。ブ
ロック78は、通常のIGBT装置（IGBT）を表し、それは、
受けた三相値を用い通常の態様で、誘導モーター12に与
えられる三相電圧信号へ変換する。
【００５６】ブロック80は、通常のcartesianからpolar
座標への変換関数を表している。最終的に、空間ベクト
ルPWMモジュール22のブロック82が、IGBT装置のための
時間調整値を与える。時間調整値は、以下の式により、
最も良く表される。
【数１０２】 電圧誤差（tComp）の大きさの計算は、ドライバー回路
内の時間遅れ（p＿t＿delay）と、IGBTとダイオードの
順電圧に、依存したものとなる。項tCompは、時間調整
値である。この期間は、電流ベクトルに従い、PWM時間
を調整するために用いられる。
【００５７】電圧ベクトル角θは、以下の様に与えられ
る。 θi＝θe ＋εI 電圧ベクトル角θが2πより大きいならば、以下の様に
なる。 θi＝θi−２π （0<=θi<２π） 図20に示される表は、三相の時間と電圧セクターとの関
係を示している。先に述べた制御システム16は、トルク
制御モジュール18、ベクトル制御モジュール20及び空間
ベクトルPWMモジュール22を用いることにより、モータ
ー12を極めて正確かつ効率的に制御する。本発明は、先
に記載され述べられた方法そのものに限定されるもので
はなく、種々の変更及び／又は変形が、本発明の思想及
び／又は範囲から逸脱することなしになされ得ること
が、理解されるはずである。
【００５８】
【発明の効果】以上述べた本発明によれば、車両のモー
ターがドライバーが要求したトルクを正確に発生するの
を確実なものとする、車両で用いられるモーター制御シ
ステムを提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施形態によるモーター制御
システムを含む車両のブロック図である。
【図２】図１の制御システムで用いられるトルク制御モ
ジュールの機能を示すブロック図である。
【図３】図２に示されるトルク制御モジュール内で実行
されるトルク電流制限関数の限定するものではない実施
形態の一つを示すブロック図である。
【図４】本発明の限定するものではない実施形態の一つ
において、モーターをモデル化するのに用いられる回路
の図である。
【図５】図１に示される制御システム内で用いられるベ
クトル制御モジュールの機能を示すブロック図である。
【図６】図５に示されるベクトル制御モジュール内で用
いられる、適応制御モジュール、磁束観測器モジュール
及び滑り周波数計算モジュールの間の相互関係を示すブ
ロック図である。
【図７】図５に示される滑り周波数制御モジュールの機
能を示すブロック図である。
【図８】図５に示される磁束観測器モジュールの機能を
示すブロック図である。
【図９】図８に示される磁束観測器モジュールの電流モ
デル部の関数を示すブロック図である。
【図１０】図８に示される磁束観測器モジュールの電流
モデル部分の関数を示すブロック図である。
【図１１】図８に示される磁束観測器モジュールにより
用いられるゲイン関数を示すグラフである。
【図１２】モーター位相iA及びiBとニ軸位相電流iα及
びiβとの関係を示すグラフである。
【図１３】位相軸α-β座標とD-Q軸座標との間の関係を
示すグラフである。
【図１４】誘導モーターをモデル化するために用いられ
る通常の回路の図である。
【図１５】図５に示されるベクトル制御モジュールで用
いられる比例積分制御アルゴリズムの機能の限定するも
のではない実施形態の一つを示すフロー図である。
【図１６】図１に示される制御システム内で用いられる
空間ベクトルPWMモジュールの機能を示すブロック図で
ある。
【図１７】変調度（mi）が1.05に等しいときの、位相電
圧のグラフである。
【図１８】変調度（mi）が1.10以上のときの、位相電圧
のグラフである。
【図１９】電圧ベクトルを保持角と共に表したグラフで
ある。
【図２０】三相の時間調整値と電流セクターとの関係を
示す表である。
【符号の説明】
10 車両 12 モーター 14 電源 16 モーター制御システム 18 トルク制御部、第１部分 20 ベクトル制御部、第２部分 22 空間ベクトル・パルス幅変調部、第３部分
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） // Ｈ０２Ｐ 5/00 Ｈ０２Ｐ 5/408 Ａ (72)発明者 シンイー シュウ アメリカ合衆国 ミシガン州 48187，カ ントン グレンハースト ドライヴ 47231 (72)発明者 リチャード ジョセフ ハンポー アメリカ合衆国 ミシガン州 48152，リ ボニア グレンガリー ドライヴ 18383 (72)発明者 ケリー エデン グランド アメリカ合衆国 ミシガン州 48047，チ ェスターフィールド ボーランド ドライ ヴ 52153 Ｆターム(参考） 5H115 PA11 PC06 PG04 PI16 PI18 PI22 PI29 PU09 PV09 QN03 QN09 RB26 SE03 TO12 TO13 5H550 AA16 BB10 CC02 CC04 DD03 GG05 HB08 HB16 JJ03 JJ04 JJ06 JJ22 JJ24 JJ25 JJ26 JJ30 KK06 LL07 LL22 LL23 LL29 5H576 AA15 BB09 CC02 CC04 DD02 DD04 EE01 EE16 GG04 HA04 HB01 JJ03 JJ04 JJ05 JJ06 JJ08 JJ22 JJ24 JJ25 JJ26 JJ28 JJ30 KK06 LL07 LL22 LL24 LL30 LL34

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流形電気モーター、直流形電源及びド
    ライバーにより操作される少なくとも一つの制御部を含
    む車両で用いられるための、モーター制御システムであ
    って、 上記少なくとも一つのドライバー操作制御部からのトル
    ク命令を受けると共に、該受けたトルク命令に基きトル
    ク電流と磁束電流を発生するのに有効な、トルク制御
    部、 上記トルク電流と上記磁束電流を受けると共に、上記ト
    ルク電流と上記磁束電流に基き第１電圧値と第２電圧値
    を発生するのに有効な、ベクトル制御部及び上記電源と
    上記モーターに結合され、上記第１電圧値と上記第２電
    圧値を受け、上記モーターに上記トルク要求を正確に満
    たす様に、複相電圧信号を上記モーターに供給する、空
    間ベクトル・パルス幅変調部を有する、モーター制御シ
    ステム。
  2. 【請求項２】 上記複相電圧信号は三相電圧信号を構成
    する、請求項１のモーター制御システム。
  3. 【請求項３】 上記電源は、燃料電池からなる、請求項
    １のモーター制御システム。
  4. 【請求項４】 上記電源はバッテリーからなる、請求項
    １のモーター制御システム。
  5. 【請求項５】 上記第１電圧値は直軸電圧値であり、上
    記第２電圧値は横軸電圧値である、請求項１のモーター
    制御システム。
  6. 【請求項６】 上記空間ベクトル・パルス幅変調部は、
    上記複相電圧信号を上記モーターへ伝達するIGBT装置か
    らなる、請求項１のモーター制御システム。
  7. 【請求項７】 上記車両は電気自動車である、請求項１
    のモーター制御システム。
  8. 【請求項８】 上記車両はハイブリッド電気自動車であ
    る、請求項１のモーター制御システム。
  9. 【請求項９】 車両にトルクを選択的に供給する交流形
    誘導モーター、電源及びドライバーにより操作される少
    なくとも一つの制御部を持つ形式の車両と組合わせて用
    いられるための、モーター制御システムであって、 上記少なくとも一つのドライバー操作制御部と接続され
    て通信可能であり、そこからのトルク命令を受けると共
    に、該受けたトルク命令及び上記モーターの同期速度値
    に基き磁束電流及びトルク電流を生成するのに有効な、
    第１部分、 該生成されたトルク電流及び磁束電流を受けると共に、
    上記トルク電流及び上記磁束電流そして少なくとも一つ
    のモーター特有のパラメーターに基き直軸電圧及び横軸
    電圧を発生するのに有効な、第２部分及び該直軸電圧及
    び横軸電圧を受け、上記モーターがj早期トルク命令を
    正確に満足する様に、該直軸電圧及び横軸電圧を上記誘
    導モーターに電圧される三相電圧信号へ変換する、第３
    部分、 を有する、モーター制御システム。
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