JP2003258762A

JP2003258762A - Ｏｆｄｍ復調装置

Info

Publication number: JP2003258762A
Application number: JP2002059279A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Shirakawa; 淳白川
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2002-03-05
Filing date: 2002-03-05
Publication date: 2003-09-12
Anticipated expiration: 2022-03-05
Also published as: JP3756122B2

Abstract

(57)【要約】【課題】 OFDM復調装置において、伝播路がフェージン
グ環境下にあるとき、信号帯域内のサブキャリア間で受
信電力の差が大きくなるため、ビタビ軟判定ビットの選
択方法が最適化できないという問題点があった。また、
信号を畳み込み符号化すると、符号化率によっては信号
が欠落するため、さらに復調信号が劣化することがあ
る。【解決手段】ビタビ軟判定ビットの抽出手段を備えた
OFDM受信機において、伝播路推定用プリアンブルからOF
DMパケットのフェージング度を評価する手段と、この評
価に応じてビタビ復号器に入力する軟判定ビットの選択
位置を変更する手段とを備え、軟判定ビットの選択位置
を、フェージング度が大きい場合は下位ビットへ、フェ
ージング度が小さい場合は上位ビットへ移動させるよう
にしたOFDM復調装置を提供する。また、受信符号化系列
の符号化率に応じても、軟判定ビットの選択位置を変更
する手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムにおけるOFDM(Orthogonal Frequency Division
Multiplexing: 直交周波数分割多重) 変調信号の復調
装置に関し、特に、OFDM復調装置において、畳み込み符
号を復号するビタビ(Viterbi)復号器に入力する軟判定
ビットの選択方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に無線通信システムでは、電波が複
数の伝播経路（マルチパス）を通って受信機に到達した
場合に、異なる伝播経路の信号同士が干渉し、受信信号
レベルが変動するフェージングと呼ばれる現象が発生す
る。特に、マイクロ波帯を使用する無線LAN(Local Aria
Network)では、屋内などのマルチパスが多数発生し易
い場所で使用した場合に、受信信号帯域内の特定の周波
数のみ受信レベルが低下する周波数選択性フェージング
が発生し易いことが知られている。このような環境下
で、一般的なシングルキャリア方式の変調方式を、無線
システムに採用した場合、周波数選択性フェージングに
より、受信信号の品質が大きく劣化する。この為、周波
数選択性フェージングの発生し易い環境下での使用を想
定した無線LAN等では、周波数選択性フェージングへの
耐性の高い、マルチキャリア変調方式の1つであるOFDM
(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 直交
周波数分割多重) 変調方式が採用されている。

【０００３】一般には、周波数領域の複数のサブキャリ
アそれぞれに、比較的低レートで16QAM(Quadrature Amp
litude Modulation: 直交振幅変調)などの一次変調を加
えて得られる周波数領域情報を、IFFT（Inverse Fast F
ourier Transform:高速逆フーリエ変換）することによ
り二次変調し、得られた時間領域信号波形をOFDM変調信
号として伝送することにより、総合的に高レートの伝送
容量が実現されている。16QAMのコンスタレーション例
を図４に示す。

【０００４】OFDM変調方式では、各サブキャリアは低レ
ートで一次変調されているので、各サブキャリアの帯域
幅は比較的狭くなっており、周波数選択性フェージング
の影響は緩和されている。OFDM信号帯域内で周波数選択
性フェージングにより受信電力が落ち込んだサブキャリ
ア上の情報については、誤り訂正やインターリーブなど
の処理を加えることにより誤り率の向上をはかることが
できる。

【０００５】以下、従来のOFDM無線システムの受信器の
概要を、図３に示す受信パケット構成図、及び図５に示
す回路構成図を使用して説明する。図３において、受信
パケットの先頭には、AGC（Automatic Gain Control:
自動利得制御）用プリアンブルOFDMシンボル、伝播路推
定用プリアンブルOFDMシンボルが配置されているが、こ
れらは既知の値である。その後ろに、データがのせられ
た複数のペイロードOFDMシンボルから構成されるペイロ
ード部が続く形で受信パケットが構成される。

【０００６】図５に示すように、受信パケットは、AGC
回路101においてAGC用プリアンブルを使用して受信レベ
ルが等化され、この時点でAGC用プリアンブルは受信パ
ケットから取り除かれる。AGC回路101を出た信号a101は
A/D変換回路102によりディジタル信号に変換され、周波
数補償回路103において周波数同期、周波数オフセット
補償され、FFT演算により二次変調が復調される。この
結果、出力される信号a103は一次変調された周波数領域
信号である。次に、信号a103は伝播路補償回路110に伝
送され、分離回路111において、伝播路推定用プリアン
ブルa112とペイロード部a111に分離される。複製回路11
2では、ペイロード部に含まれるペイロードOFDMシンボ
ルの数だけ伝播路推定用プリアンブルが複製され、信号
a113として出力される。除算回路113では、伝播路推定
用プリアンブルa112でペイロードOFDMシンボルa111を除
算して伝播路補償(振幅補償および位相補償)することに
より各サブキャリアにのせられた情報を正規化し、信号
a115が出力される。続いて、位相補償及びデマッピング
回路121で、ペイロードOFDMシンボルに含まれる位相ノ
イズが除去され、次に複素平面上のコンスタレーション
（信号配置）からビット列の信号にデマッピングされ
る。このデマッピングが一次復調に相当する。デマッピ
ングされたビット信号a121に信頼度を与えるために、受
信振幅絶対値で重み付けする場合は、複製回路112から
出力される伝播路推定用プリアンブル信号a114の絶対値
を、各サブキャリアについて、処理回路122で計算してa
122として出力し、乗算回路123において、対応するサブ
キャリアのペイロードOFDMシンボルa121に乗じる。受信
電力で重み付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル
信号a114の各サブキャリアの電力値を処理回路122で計
算してa122として出力し、乗算回路123において、対応
するサブキャリアのペイロードOFDMシンボルa121に乗じ
る。この後に、ビタビ軟判定ビット選択回路130で、ビ
ット信号に割り当てられているビット幅（例えば16）を
軟判定ビット幅（例えば6）に削減する。これは、ビタ
ビ復号器141では最尤復号計算をするための計算が複雑
であり、ビタビ復号器内で処理するデータのビット幅が
小さいことが好ましいためである。最後に、畳みこみ符
号から復号されたデータがビタビ復号器から出力され
る。

【０００７】前述したように、ビタビ復号器に入力され
る信号には、各サブキャリアの受信振幅絶対値、または
受信電力の大きさを尤度として重み付けを行い、ビタビ
復号に柔軟性を持たせる軟判定が採用されている。これ
とは別に、ある閾値をもうけて"0"、"1"に明確に区別し
てからビタビ復号器に入力する硬判定という復号方法が
あるが、軟判定は硬判定に比較して2dBの復号利得があ
ることが知られている。

【０００８】この軟判定は、あるサブキャリアの受信電
力または受信振幅絶対値が大きいほどその信号の信頼度
が大きいという考えに基づいており、ビタビ復号器への
入力信号に割り当てる量子化ビット数を多くするほど尤
度を多値で表現することができ、理想に近い復号が可能
とされている。しかしながら、軟判定ビット数を大きく
すると、ビタビ復号器での計算負荷が指数関数的に増大
し、回路規模が肥大化することになる。したがって、通
常は、軟判定ビット数幅を可能な限り小さくすることが
望ましい。従来は、例えば、復調回路内であるデータの
数値表現のために割り当てられているビット数幅が16ビ
ットとし、ビタビ軟判定ビットを6ビットとすると、16
ビットデータのうち、MSBから上位6ビットを固定的に軟
判定ビットとして採用してビタビ復号器に入力するとい
うように、軟判定ビット数の削減と使用ビット位置の固
定化が行われていた。このときの使用ビット位置の固定
化とは、復調回路の使用環境条件に依存せずに一意に選
択することをいう。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】一般的に、AGC回路に
よって復調器受信電力が一定に保たれるとともに、ビタ
ビ復号器への入力も一定の電力に保たれるシステムで
は、ビタビ復号器への入力情報に尤度の大小をつけるこ
とが比較的容易であり、これにより軟判定することによ
る復号利得を得ることができる。この考え方は、OFDM変
調方式を使用した場合でも、白色ノイズ環境下であれば
当てはまる。図１に示すように、白色ノイズ環境下では
OFDM信号帯域内での各サブキャリアの受信電力はほぼ等
しい。今、軟判定ビットが6ビットであり、図１に示す
軟判定ビット包含領域1が6ビットで包含できる範囲であ
るとすると、各サブキャリア間に尤度の大小を十分につ
けることが可能である。しかしながら、図２に示すよう
に、周波数選択性フェージング環境下では、受信器のAG
C回路101において受信レベルが一定に保たれていても、
OFDM信号の各サブキャリアの受信電力は異なる。このよ
うな周波数選択性フェージング環境下では、上記同様の
軟判定ビットの選択を行って軟判定ビット包含領域1を
採用すると、振幅の小さいサブキャリアは振幅がゼロと
なってしまうために復号利得は劣化する。

【００１０】ここで、各サブキャリア間の尤度を十分に
表現するためには、軟判定ビットダイナミックレンジを
広くとることが簡易な解であるが、これは、この例では
軟判定ビット数を6ビットよりも大きくすることに等し
いので、ビタビ復号器の計算負荷増大、回路規模増大に
つながってしまう。一方、軟判定ビット数は6ビットの
ままで、つまり与えられた軟判定ビットで包含できる領
域の広さは変更せずに、包含する領域を低電力レベル側
にシフトすることが有効な手段である。これは例えば、
図２において軟判定ビット包含領域1よりも軟判定ビッ
ト包含領域2を採用することで、振幅の小さいサブキャ
リアの尤度の大小を明確化でき、軟判定による復号利得
を得られるということである。一方、電力の大きな信号
はクリップされ、信号が正負の極性だけであらわされる
ことになるので、その特性はビタビの硬判定特性に等し
くなり、前述したように、復号利得が軟判定に比べて約
2dB劣化してしまう。このように、図２に示すようなフ
ェージング環境下ではOFDM信号帯域に含まれる各サブキ
ャリアの受信電力の差が大きいため、軟判定ビットの選
択方法が最適化できないという問題点が生じていた。

【００１１】また、通信方式によっては、信号を畳み込
み符号する時の符号化率を変化させる場合がある。例え
ば、符号化率を1/2から3/4に変えるときには、符号化系
列長に閉める符号化前のデータ量を増やすことで伝送容
量を高めるために、符号化率1/2の符号化系列から信号
を意図的に抜いて（パンクチャ）送信することが一般的
である。このとき、パンクチャした信号が欠落している
ことになるので、符号化率を3/4にした場合には、1/3の
信号が欠落していることになる。一方、符号化率が1/2
の時には欠落はない。また、前述のように、フェージン
グ環境下では、軟判定ビットを図２の包含領域１のよう
に選ぶと、振幅の小さい信号は０となって、欠落したこ
とと等しくなる。したがって、この２つの原因による信
号の欠落が発生することになる。

【００１２】ビタビ復号器では、パンクチャ方式を用い
ることなどによる、ある程度の欠落については復元可能
であるが、欠落数が急増すると劣化が著しくなり、復元
が困難になる。上記の例において、信号がパンクチャさ
れていない場合には、フェージングによる欠落が起こっ
ても全体としては復元可能であるが、これに加えて、符
号化率を3/4とするのに伴い信号がパンクチャされてい
る場合には、さらに信号の33％が欠落することになるの
で、全体としての欠落数が大きくなるという問題点があ
った。

【００１３】そこで、本発明は、ビタビ復号器に入力す
るための最適な軟判定ビットを選択する方法を適用する
ことにより、白色雑音環境下でもフェージング状況下で
も、常に良い特性で復調できるOFDM受信機を提供するこ
とを目的としている。また、信号が畳みこみ符号化され
た受信系列の符号化率にも応じて軟判定ビットの選択の
仕方を変えることにより、上記問題点を解決することを
目的としている。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明のOFDM復調装置
は、一次復調された復調信号のフェージング度を判定す
るフェージング判定手段と、前記復調信号から前記ビタ
ビ復号器に入力する軟判定ビットを選択する軟判定ビッ
ト選択手段と、を有し、前記軟判定ビット選択手段は、
前記フェージング判定手段により判定されたフェージン
グ度に基づいて、前記復調信号の一部分を軟判定ビット
として選択することを特徴とする。具体的には、フェー
ジング度が大きい場合には軟判定ビットの選択位置を下
位ビットへ移動させ、フェージング度が小さい場合は軟
判定ビットの選択位置を上位ビットへ移動させる。

【００１５】前記フェージング判定手段は、下記の2つ
の方法によりフェージング度を判定することができる。
第1の方法は、伝播路推定用プリアンブルに含まれる各
サブキャリア情報の最大値及び最小値の最大振幅差を求
め、該最大振幅差に基づいてフェージング度を判定する
方法である。第2の方法は、伝播路推定用プリアンブル
に含まれる各サブキャリア情報の分散値を求め、該分散
値に基づいてフェージング度を判定する方法である。ま
た、前記フェージング判定手段は、前記最大振幅差又は
前記分散値と予め設定された閾値との大小を比較するこ
とにより、フェージング度を二値判定するようにしても
よい。

【００１６】前記軟判定ビット選択手段は、前記フェー
ジング度が大きいほど、前記復調信号の下位ビットの部
分を軟判定ビットとして選択することを特徴とする。具
体的には、前記軟判定ビット選択手段は、前記復調信号
のそれぞれ異なる部分を選択するための複数のビット選
択回路を有し、前記フェージング度に基づいて、前記複
数のビット選択回路のうち1つからの信号を軟判定ビッ
トとして選択する。

【００１７】前記軟判定ビット選択手段は、さらに、前
記畳みこみ符号の符号化率を表す符号化率信号が入力さ
れており、前記フェージング度のみならず、前記符号化
率信号にも基づいて軟判定ビットを選択するようになっ
ているのが好ましい。例えば、符号化率1/2の場合を基
準として、それよりも符号化率が大きい場合は軟判定ビ
ットの選択位置を、符号化率1/2の場合よりも下位ビッ
トへ移動させるようにすればよい。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の実施の形態を詳細に説明する。本発明のOFDM復調装
置の一実施形態の回路図を図６に示す。図５に示した従
来のOFDM復調装置の回路図と異なる点は、フェージング
判定回路224の追加と、ビタビ軟判定ビット選択回路230
の変更のみであり、残りの部分は上に説明したとおりで
ある。したがって、AGC回路201から乗算回路223までの
処理は従来回路と同じである。

【００１９】すなわち、本実施形態のOFDM復調装置にお
いて受信された受信パケットは、AGC回路201においてAG
C用プリアンブルを使用して受信レベルが一定にされ、
この時点でAGC用プリアンブルは受信パケットから取り
除かれる。AGC回路201を出た信号a201はA/Dコンバータ2
02によりディジタル信号に変換され、処理回路203にお
いて周波数同期、周波数オフセット補償され、FFT演算
により二次変調が復調される。この結果、出力される信
号a203は一次変調された周波数領域信号である。信号a2
03は、分離回路211において、伝播路推定用プリアンブ
ルa212とペイロード部a211に分離される。複製回路212
では、ペイロード部に含まれるペイロードOFDMシンボル
の数だけ伝播路推定用プリアンブルが複製され、信号a2
13として出力される。除算回路213では、伝播路推定用
プリアンブルa212でペイロードOFDMシンボルa211を除算
して伝播路補償(振幅補償および位相補償)することによ
り、各サブキャリアにのせられた情報を正規化し、信号
a215として出力する。続いて、処理回路221で、ペイロ
ードOFDMシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次
に複素平面上のコンスタレーション（信号配置）からビ
ット列の信号にデマッピングされる。このデマッピング
が一次復調に相当する。デマッピングされたビット信号
a221に信頼度を与えるために、受信振幅絶対値で重み付
けする場合は、複製回路212から出力される伝播路推定
用プリアンブル信号a214の絶対値を、各サブキャリアに
ついて、処理回路222で計算してa222として出力し、乗
算回路223において、対応するサブキャリアのペイロー
ドOFDMシンボルa221に乗じる。受信電力で重み付けする
場合は、伝播路推定用プリアンブル信号a214の各サブキ
ャリアの電力値を処理回路222で計算してa222として出
力し、乗算回路223において、対応するサブキャリアの
ペイロードOFDMシンボルa221に乗じる。このように信頼
度により重み付けされたビット情報信号a223はビタビ軟
判定ビット選択回路230に入力される。フェージング判
定回路224では、受信電力情報に変換された伝播路推定
用プリアンブル信号a222を用いて、受信信号が受けたフ
ェージングの度合いを判定する。以下に説明するよう
に、フェージングの判定には2つの方法がある。

【００２０】まず、フェージング判定回路において、第
1の判定方法を使用した、本発明の第1実施例について述
べる。第1の判定方法は、OFDM信号の伝播路推定用プリ
アンブルに含まれるサブキャリアの最大受信電力と最小
受信電力の比を算出し、この比が大きいほどフェージン
グの影響を大きく受けていると評価する方法である。こ
の第1実施例におけるフェージング判定回路300の回路図
を図８に示す。図６における信号a222に相当する信号a3
01は、複数の回路302-1〜302-nからなるビット抽出回路
302に入力される。回路302-1では信号a301の上位1ビッ
トが抽出されて信号a302-1として出力され、この信号a3
02-1は比較器303-1においてビットパターン"0"と比較さ
れる。信号a302-1が比較器303-1に記憶されたビットパ
ターン"0"と一致する場合には論理値0が、一致しない場
合には論理値1が、信号a303-1として出力される。同様
に、回路302-2では信号a301の上位2ビットが抽出されて
信号a302-2として出力され、この信号a302-2は比較器30
3-2においてビットパターン"00"と比較される。これら
が一致する場合には論理値0が、一致しない場合には論
理値1が、信号a303-2として出力される。一般的には、
回路302-nにおいて信号a301の上位nビットが抽出され、
比較器303-nにおいてこの上位nビットとビットパター
ン"00‥0(nビット)"と比較され、一致する場合には論理
値0が、一致しない場合には論理値1が、信号a303-nとし
て出力されるようになっている。こうして得られた論理
値の信号a303-1〜a303-nはベクタ生成回路304に入力さ
れて、これらn個の論理値を連結したベクタが生成され
る。このとき、信号a303-1の要素がMSBとなり、信号303
-nの要素がLSBとなるようにする。さらに、ベクタ生成
回路304はビット位置検出機能を備えており、生成され
たベクタをMSBから検査して論理値が0となる最後のビッ
ト位置を検出し、このビット位置がMSBから数えて何ビ
ット目に位置するかを信号a304として出力する。これは
ベクタのMSBから連続して0が続くビット数を求めたこと
に等しい。ここで、上記のビット位置情報を求める操作
は、伝播路推定用プリアンブルに含まれる全てのサブキ
ャリアについて行われ、その結果得られる値をそれぞれ
P(k)と表すこととする（kはサブキャリア番号）。

【００２１】信号a304は、最大値検出回路305と最小値
検出回路306に入力される。これらの回路は、1つの伝播
路推定用プリアンブルから得られるP(k)の集合から、そ
れぞれ、最大値（Pminと表す）を検出しこれを信号a305
として出力し、最小値（Pmaxと表す）を検出しこれを信
号a306として出力する。減算器307は信号a305及びa306
からPmin-Pmaxを計算し、この結果であるPratioを信号a
307として出力する。ここで、信号a307は図６における
信号a224に相当するものであり、この後、ビタビ軟判定
ビット選択回路203に入力されるようになっている。

【００２２】上記Pratioの値は、1つの伝播路推定用プ
リアンブルに対して1回だけ計算され、この伝播路推定
用プリアンブルに含まれる最大値サブキャリアと最小値
サブキャリアのP(k)の比の概略値が簡易に求められる。
Pratioの値が大きいときは、最大値サブキャリアと最小
値サブキャリアの受信電力の差異が大きいことを意味し
ており、周波数選択性フェージング環境下である可能性
が大きいと判断することができる。これに対して、Prat
ioの値が小さいほど各サブキャリアの受信電力間の差異
は少ないといえるので、白色ノイズ環境下に近いと判断
することができる。本発明の復調装置を用いた通信で
は、通常、変調周波数成分とノイズ成分の比（C/N）が
大きい条件を想定している。このため、白色ノイズ環境
下では、ほぼPratio≦3となることが予測される。した
がって、フェージング判定回路から出力されるフェージ
ング度信号a222(a307)は、Pratio値をそのまま表す信号
としてもよいが、より簡易な方法として、所定のフェー
ジング環境判定条件（上記ではPratio≦3）が満たされ
たか否か（白色雑音環境下かフェージング環境下か）を
示す二値情報を信号a222(a307)として採用しても良い。

【００２３】以下、具体例を用いて、上記第1のフェー
ジング判定方法を採用したフェージング判定回路の機能
を説明する。1OFDMシンボルは8本のサブキャリアから構
成されているとする。伝播路推定用プリアンブルは既知
の値で同振幅絶対値を有するものとし、送信側で例えば
｛1, -1, 1, 1, -1, -1, 1, -1｝の値を各サブキャリア
に割り当て、変調したものを使用する。図６に示すよう
に、受信回路の回路222で伝播路推定用プリアンブルは
電力値に変換されるので、フェージング判定回路に入力
される各サブキャリア情報は正の数である。各サブキャ
リア上を伝送される信号は2の補数で表現されているも
のとする。OFDM復調装置内での演算時に、データの値表
現に割り当てられているビット数を16ビットとし、ビタ
ビ復号器でのビタビ軟判定ビット数を6ビットとする。

【００２４】フェージング判定回路に入力するための、
電力情報に変換された伝播路推定用プリアンブル信号a2
22の例として、伝播路推定用プリアンブル1及び2を以下
に示す。これらの伝播路推定用プリアンブルは各サブキ
ャリアに対応する8つの要素から構成されている。フェ
ージング判定回路において、これらの要素から最大値及
び最小値を検出し、その比に応じてフェージングの度合
いを判定する。まず、伝播路推定用プリアンブル1（電
力値なので全て正の数である）の例について述べる。

【００２５】伝播路推定用プリアンブル1 ００００１１１０００００００１０（サブキャリア1）００１０１１１０１０１０００００（サブキャリア2）０００００１１１０００００００１（サブキャリア3）００１１１１００００００００００（サブキャリア4）０１００１０１００００００００１（サブキャリア5）０１１１１０１００１１１１１１１（サブキャリア6）００００００１１１１１０１０１０（サブキャリア7）００００１００００１０１０１１１（サブキャリア8）

【００２６】この8つの要素の中から最大値と最小値を
検出すると、最大値＝０１１１１０１００１１１１１１１（サブキャ
リア6）最小値＝０００００１１１０００００００１（サブキャ
リア3）となる。最大値においてMSBから連続して0が続くビット
数はPmax=1であり、最小値においてMSBから連続して0が
続くビット数はPmin=5であり、したがって、Pratio=Pmi
n-Pmax=4となる。上記に従い、Pratio≦3ならば白色ノ
イズ環境下であるという判断基準を採用すると、伝播路
推定用プリアンブル1はフェージング環境下を伝送され
たOFDMシンボルであると判断することができる。もちろ
ん、Pratio=4という値をそのままフェージング度信号a2
22として用いてもよい。

【００２７】次に、伝播路推定用プリアンブル2の例に
ついて述べる。伝播路推定用プリアンブル2 ００１１１００００１００００１１（サブキャリア1）００１０１１１０１０１０００１０（サブキャリア2）０１１１０１０００００００００１（サブキャリア3）００１１１１００００００００１１（サブキャリア4）０１００１０１０００００００００（サブキャリア5）０１１１１０１００１１１１１００（サブキャリア6）００１１１１１０１０１１１１０１（サブキャリア7）００１００００１０１１００１１０（サブキャリア8）

【００２８】この8つの要素の中から最大値と最小値を
検出すると、最大値＝０１１１１０１００１１１１１００（サブキャ
リア6）最小値＝００１００００１０１１００１１０（サブキャ
リア8）となる。最大値においてMSBから連続して0が続くビット
数はPmax=1であり、最小値においてMSBから連続して0が
続くビット数はPmin=2であり、したがって、Pratio=Pmi
n-Pmax=1となる。上記に従い、Pratio≦3ならば白色ノ
イズ環境下であるという判断基準を採用すると、伝播路
推定用プリアンブル2は白色ノイズ環境下を伝送されたO
FDMシンボルであると判断することができる。もちろ
ん、Pratio=1という値をそのままフェージング度信号a2
22として用いてもよい。

【００２９】次に、フェージング判定回路において、第
2の判定方法を使用した、本発明の第2実施例について述
べる。第2の判定方法は、OFDM信号の伝播路推定用プリ
アンブルに含まれるサブキャリアごとの受信電力分布を
調べ、この分布の分散が大きいほどフェージングの影響
を大きく受けていると評価する方法である。この第2実
施例におけるフェージング判定回路400の回路図を図９
に示す。ここで、P(k)を求めるまでの回路構成は第1実
施例と同様であり、図６における信号a222に相当する信
号a401は、回路400に入力されて、回路402-1〜402-n、4
03-1〜403-n及び404を経た後、信号a404として出力され
る。信号a404は、伝播路推定用プリアンブルの各サブキ
ャリアに対応する要素において、MSBから連続して0が続
くビット数を算出した結果を出力したものであり、この
値をP(k)と表す（kはサブキャリア番号）。最小値検出
回路405では、P(k)の集合の中から最小値Pmaxを検出
し、これを信号a405として出力する。このPmaxは1つの
伝播路推定用プリアンブルについて1回だけ計算される
ものであり、最大値サブキャリアの値においてMSBから
連続して0が続くビット数に相当する値である。減算器4
06では、信号a404によって与えられる各サブキャリアの
P(k)と、信号a405によって与えられる最小値Pmaxとか
ら、Pratio(k)=P(k)-Pmaxを各サブキャリアについて計
算し、信号a406として出力する。これは、各サブキャリ
アに対応する要素の値とそれらの最大値との間にどれだ
け差があるかを求めたことに相当する。こうして得られ
たPratio(k)の分散値σ²を、統計論に基づく下式(1)を
用いて算出する。 σ² = 《 [ Pratio(k) − 《 Pratio(k) 》 ]² 》 (1) ただし、《Pratio(k)》はPratio(k)の平均値を表すもの
とする。

【００３０】回路407〜410は上式に従って分散値を求め
るための回路である。ここで、σ²の値が大きいほどフ
ェージングの程度が大きいと判断することができる。し
たがって、例えば、この分散値がσ²≦0.5でれば白色ノ
イズ環境下であるという判定条件を予め設定しておくこ
とにより、フェージング判定回路から出力されるフェー
ジング度信号は、上記判定条件（σ²≦0.5）が満たされ
たか否かを示す二値情報とすることができる。この判定
条件は、以下のようにして求めることができる。一般
に、白色ノイズ環境下では、振幅の分散はガウス分布に
従うことが知られており、フェージングの影響がある場
合には、この分布からのずれが生じることになる。した
がって、白色ノイズ環境下における振幅分散値を予め基
準値として規定しておけば、これをフェージング程度の
判断基準とすることもできる。上記の例は、この基準値
を0.5とした場合に相当する。もちろん、分散値σ²をそ
のままフェージング度信号に採用してもよい。

【００３１】以下、具体例を用いて、上記第2のフェー
ジング判定方法を採用したフェージング判定回路の機能
を説明する。フェージング判定回路に入力する伝播路推
定用プリアンブル1及び2は、上記の第1のフェージング
判定方法の場合と同様に、各サブキャリアに対応する8
つの要素から構成されている。フェージング判定回路に
おいて、これらの要素から最大値を検出し、他のサブキ
ャリアの大きさと比較し、値の小さいサブキャリアの割
合に応じてフェージングの度合いを判定する。

【００３２】まず、伝播路推定用プリアンブル1につい
て述べる。伝播路推定用プリアンブル1 ００００１１１０００００００１０（サブキャリア1）００１０１１１０１０１０００００（サブキャリア2）０００００１１１０００００００１（サブキャリア3）００１１１１００００００００００（サブキャリア4）０１００１０１００００００００１（サブキャリア5）０１１１１０１００１１１１１１１（サブキャリア6）００００００１１１１１０１０１０（サブキャリア7）００００１００００１０１０１１１（サブキャリア8）

【００３３】この8つの値の中から最大値を検出すると最大値＝０１１１１０１００１１１１１１１（サブキャ
リア6）となる。最大値においてMSBから連続して0が続くビット
数はPmax=1であり、同様にして他のサブキャリアについ
ても、MSBから連続して0が続くビット数を算出し、得ら
れた値をそれぞれP(k)と表す（kはサブキャリア番
号）。P(k)のそれぞれの値は以下のとおりである。 P(1) = 4 P(2) = 2 P(3) = 5 P(4) = 2 P(5) = 1 P(6) = 1 P(7) = 6 P(8) = 4 ここで、k=1〜8について、Pratio(k) = P(k) − Pmaxを
算出すると、 Pratio(1) = 3 Pratio(2) = 1 Pratio(3) = 4 Pratio(4) = 1 Pratio(5) = 0 Pratio(6) = 0 Pratio(7) = 5 Pratio(8) = 3 となる。これらの値を用いて分散値を計算するとσ²=3.
1となる。前述した、σ²≦0.5であれば白色ノイズ環境
下であるという判断基準を採用して、フェージング程度
を二値で示すとすれば、この伝播路推定用プリアンブル
1はフェージング環境下を伝送されたOFDMシンボルであ
ると判断することができる。もちろん、σ ²=3.1という
値をそのままフェージング度信号a410として用いてもよ
い。

【００３４】次に、伝播路推定用プリアンブル2につい
て述べる。伝播路推定用プリアンブル2 ００１１１００００１００００１１（サブキャリア1）００１０１１１０１０１０００１０（サブキャリア2）０１１１０１０００００００００１（サブキャリア3）００１１１１００００００００１１（サブキャリア4）０１００１０１０００００００００（サブキャリア5）０１１１１０１００１１１１１００（サブキャリア6）００１１１１１０１０１１１１０１（サブキャリア7）００１００００１０１１００１１０（サブキャリア8）

【００３５】この8つの値の中から最大値を検出すると最大値＝０１１１１０１００１１１１１００（サブキャ
リア6）となる。最大値においてMSBから連続して0が続くビット
数はPmax =1であり、同様にして他のサブキャリアにつ
いても、MSBから連続して0が続くビット数を算出し、得
られた値をそれぞれP(k)と表す（kはサブキャリア番
号）。P(k)のそれぞれの値は以下のとおりである。 P(1) = 2 P(2) = 2 P(3) = 1 P(4) = 2 P(5) = 1 P(6) = 1 P(7) = 2 P(8) = 2 ここで、k=1〜8について、Pratio(k) = P(k) − Pmaxを
算出すると、 Pratio(1) = 1 Pratio(2) = 1 Pratio(3) = 0 Pratio(4) = 1 Pratio(5) = 0 Pratio(6) = 0 Pratio(7) = 1 Pratio(8) = 1 となる。これらの値を用いて分散値を計算するとσ²=0.
2となる。前述した、σ²≦0.5であれば白色ノイズ環境
下であるという判断基準を採用して、フェージング程度
を二値で示すとすれば、この伝播路推定用プリアンブル
2は白色ノイズ環境下を伝送されたOFDMシンボルである
と判断することができる。もちろん、σ²=0.2という値
をそのままフェージング度信号a410として用いてもよ
い。

【００３６】一般的に、無線通信において、受信信号は
様々なノイズの影響を受けていることが考えられる。本
実施例では、フェージング度を判定するのに、伝播路推
定用プリアンブルに含まれる各サブキャリアの振幅の分
散値σ²を用いることにより、例えば、あるサブキャリ
アが非常に大きなノイズを受けて振幅が著しく増大した
としても、その影響がフェージング度の判定に反映され
にくくなっている。したがって、本実施例を用いれば、
ノイズの影響にも強い復調装置が得られる。

【００３７】次に、このようにして得られたフェージン
グ度信号a224に基づいてビタビ軟判定ビット信号a233を
生成する本発明の第3実施例を、図６を参照しながら説
明する。ビタビ軟判定ビット選択回路230は、複数個
（図中ではn個）のビット選択回路232-1〜232-nを有す
る。この回路230の複製回路231に入力されたビット情報
信号a223は、ビット選択回路232-1〜232-nの個数分、す
なわちn個に複製されて、各ビット選択回路232-1〜232-
nに入力される。各ビット選択回路232-1〜232-nでは、
シフト演算、丸め込み演算及び切捨て演算等が行われ、
ビット信号a233のビット数幅は所定の軟判定ビット数幅
に削減されて信号a232-1〜a232-nとして出力される。こ
れらn個の信号から、どの信号をビタビ復号器に入力す
る軟判定ビット信号a233として採用するかは、選択回路
233において、フェージング判定回路224で算出されたフ
ェージング度信号a224に基づいて決定される。

【００３８】以下に、ビタビ軟判定ビット選択回路230
における軟判定ビットの選択の具体例を説明する。概略
的には、送信器側において16QAMなどの一次変調でマッ
ピングされた複素平面上の信号を、ビット情報信号a221
にデマッピングし、これにシフト処理や丸め込み処理な
どを加えて所定の軟判定ビット数幅にビット数を削減し
た信号a233を、ビタビ復号器241に入力する。今、信号a
221の値を表現するのに割り当てられているビット数を1
6ビットとすると、例えば、デマッピングされたビット
情報a221のうちの1サンプルは、００００１１０１１１１０１０００（信号a223の1サン
プル）とすることができる。ただし、このサンプルは2の補数
で表現している。このような16ビット幅の信号を、6ビ
ットの演算精度のビタビ復号器に入力する例を説明す
る。16ビットのようにビット幅の大きい情報をそのまま
ビタビ復号器で処理しようとすると、回路規模が膨大に
なるのみならず、高い計算負荷に伴う内部での信号遅延
時間が増え、要求処理速度が満たされなくなってしま
う。そこで、この計算負荷を和らげるために、実際には
デマッピングされたビット情報を、例えば6ビットなど
にビット数を削減してビタビ復号器に入力し、回路にか
かる負担を緩和するのが一般的である。6ビットに削減
された信号をビタビ軟判定ビットと呼ぶ。

【００３９】ビタビ軟判定ビット選択回路230におい
て、まず、16ビット幅のビット情報信号a223はビット選
択回路232-1〜232-nの個数分に複製されて、各ビット選
択回路232-1〜232-nに入力される。ここではビット選択
回路の個数を、例えばn=6とし、それぞれの回路は232-
1、232-2、232-3、232-4、232-5、232-6とする。各ビッ
ト選択回路232-1〜232-6には、それぞれ所定のビットシ
フト量が設定されており、ビット情報信号a223を所定ビ
ットシフト量だけMSB方向にシフトさせ丸め込み処理な
どを行った後に、MSBから軟判定ビット分の6ビットを選
択し、これが各ビット選択回路232-1〜232-6の出力とな
る。例えば、ビット選択回路1（232-1）ではシフト量が
0、ビット選択回路2（232-2）ではシフト量が1、ビット
選択回路3（232-3）ではシフト量が2、ビット選択回路4
（232-4）ではシフト量が3、ビット選択回路5（232-5）
ではシフト量が4、ビット選択回路6（232-6）ではシフ
ト量が5と設定されているとする。ビット選択回路にお
けるビットシフト量の設定値が大きいほど振幅の小さい
信号が有効となり軟判定復調されることを意味し、また
振幅の大きい信号はクリップされて硬判定されることを
意味する。

【００４０】上記の第1及び第2のフェージング判定方法
のいずれを用いる場合でも、フェージング度信号a224の
値が大きいほどフェージング度合いが大きいことを意味
するように定義されている。したがって、これらの判定
方法のいずれかと、本実施例とを組み合わせて用いるこ
とにより、すなわち、図８又は９のフェージング判定回
路300又は400を、図６における本実施例のフェージング
判定回路224として用いることにより、判定されたビッ
ト情報信号a223のフェージング度の大きさと、各ビット
選択回路232-1〜232-6に設定されたビットシフト量とを
関連付けることが可能となる。

【００４１】上記のように各ビット選択回路のビットシ
フト量が決定されているとき、上記の信号a223の1サン
プルが入力されたビット選択回路232-1〜232-6からの出
力は以下のようになる。００００１１（ビット選択回路232-1）０００１１０（ビット選択回路232-2）００１１０１（ビット選択回路232-3）０１１０１１（ビット選択回路232-4）０１１１１１（ビット選択回路232-5）０１１１１１（ビット選択回路232-6）

【００４２】なお、2の補数表現では、上記の信号a223
の1サンプルのうち先頭ビット（MSB）は符号ビットとし
て用いられている。したがって、軟判定ビット選択する
際には、まず先頭ビットを選択した後、上記の方法によ
りビットシフトされたビット位置からこれに続く5ビッ
トを選択するようになっている。また、上記において、
ビット選択回路232-5及び232-6で生成されるビット信号
は、ぞれぞれ、MSBから2ビット目以下が、上記の信号a2
23の1サンプルの所定のビットシフト位置から選択され
る値と一致していない。これは、該ビットシフト位置よ
りも上位のビットに既に1であるビットが存在するた
め、生成される信号の2ビット目以下のビット値を全て1
とすることにより、軟判定ビットの値を飽和させるよう
にしてあるからである。

【００４３】こうして得られたビット選択回路232-1〜2
32-6からの6つの出力信号a232-1〜a232-6のうち、いず
れの出力信号をビタビ復号器241に入力するかを、フェ
ージング度信号a224に基づいて決定する。実施例１にお
いてPratioの値をそのままフェージング度信号a224とし
て用いる場合、例えば、信号a224に相当するフェージン
グ度Pratioの値に応じて、Pratio=1の時にはビット選択
回路(232-1)(ビットシフト量0)の出力が、Pratio=2の時
にはビット選択回路(232-2) (ビットシフト量1)の出力
が、Pratio=3の時にはビット選択回路(232-3) (ビット
シフト量2)の出力が、Pratio=4の時にはビット選択回路
(232-4) (ビットシフト量3)の出力が、Pratio=5の時に
はビット選択回路(232-5) (ビットシフト量4)の出力
が、Pratio=6以上の時にはビット選択回路(232-6)の出
力(ビットシフト量5)が、ビタビ復号器241への入力とし
て、選択回路233において選択されるようにすることが
できる。なお、あまりにビットシフト量が大きくなる
と、すなわちあまりに振幅の小さい信号を復号の対象す
ると、大部分の振幅の大きな信号が全てクリップされて
しまい、意味がなくなってしまうことが考えられる。し
たがって、ビットシフト量をある程度有意な復号ビット
が得られる範囲内にとどめておくこと、すなわち、ビッ
トシフトの下げ止めを予め設定しておくのが好ましい。

【００４４】本発明の実施例1において、伝播路がフェ
ージング環境下であるか白色雑音環境下であるかの二値
でフェージング度信号を生成する例（Ｐratio≦3であれ
ば白色ノイズ環境下とする）を説明した。これを実施例
3に応用したOFDM復調装置を作成し、復調信号のPER（Pa
cket Error Ratio: パケットエラー率）特性を測定する
実験を行った。その測定結果を図１０〜１１に示す。本
実験で使用した1つのOFDMパケットには、6個のOFDMシン
ボルが含まれており、OFDMシンボル長は4マイクロ秒
で、そのうちガードインターバル長は800ナノ秒であ
る。送信データ系列は符号化率1/2の畳みこみ符号で符
号化されている。伝播路環境として、白色雑音環境と、
室内環境を想定した18波の遅延波がある遅延分散が50ナ
ノ秒のフェージングモデルを使用した。軟判定ビット選
択回路230の中に2つのビット選択回路232-1（ビットシ
フト量1）及び232-2（ビットシフト量3）を設置し、フ
ェージング度信号a224に応じて、白色雑音環境下と判定
された場合にはビット選択回路232-1の出力信号a232-1
を、フェージング環境下と判定された場合にはビット選
択回路232-2の出力信号a232-2を、軟判定ビット選択回
路230の出力信号a233として選択するようにした。

【００４５】本実験で測定された白色雑音環境下のPER
特性を図１０に、フェージング環境下のPER特性を図１
１に示す。ここでは、AWGN（Additive White Gauss Noi
se:加法性白色ガウス雑音）を用いて白色雑音環境を作
り出している。凡例に示す"ビットシフト量1"及び"ビッ
トシフト量3"は、それぞれ、軟判定ビットの選択位置を
固定した従来例のビタビ軟判定回路において、電力の高
い位置のビットを軟判定ビットとして選択した場合、及
び一部のサブキャリアをクリップして電力の低い部分の
位置のビットを軟判定ビットとして選択した場合の測定
結果を示している。図１０に示す白色ノイズ環境下で
は"ビットシフト量1"の方がPER特性が良く、図１１に示
すフェージング環境下では"ビットシフト量3"の方がPER
特性が良いことが分かる。

【００４６】また、凡例"フェージング判定適応制御"で
示すのが、本発明の実施例1を実施例3に応用したOFDM復
調装置のPER特性である。本発明のOFDM復調装置により
復調された信号は図１０に示す白色雑音環境下では"ビ
ットシフト量1"に近いPER特性を、図１１に示すフェー
ジング環境下では"ビットシフト量3"に近い特性を示し
ていることが分かる。したがって、本発明の実施例1の
フェージング判定方法及び実施例3のビタビ軟判定選択
回路によれば、信号の伝播路が白色環境下であるかフェ
ージング環境下であるかを適切に判断して、これに適応
したビタビ軟判定ビットの選択を行うことができると言
える。また、実施例1で例としてあげた、Ｐratio≦3で
あれば白色ノイズ環境下であるという判定基準は妥当で
あるといえる。

【００４７】次に、本発明の第4実施例を図７に示す。
第4実施例では、フェージング信号a524に加えて、畳み
こみ符号の符号化率に応じても、軟判定ビットの選択の
仕方を変える。図６に示す第3実施例の回路図と異なる
点は、上位層などに制御器542を有し、この制御器542か
ら受信符号化系列の符号化率信号a542が選択回路533に
入力されるようになっている点である。選択回路533
は、フェージング度信号a524と符号化率信号a525の2つ
の信号に基づいて、ビタビ軟判定ビット信号a533を生成
する。

【００４８】実施例3と同様に、ビタビ軟判定ビット選
択回路230はn個のビット選択回路532-1〜532-nを有する
ものとし、ここではn=6である例を考える。ビット選択
回路532-1〜532-6からの6つの出力信号a532-1〜a532-6
のうち、いずれの出力信号をビタビ復号器541に入力す
るかを、フェージング度信号a524及び符号化率信号a542
に基づいて決定する。ここで、実施例１の例と同様に、
Pratioの値をそのままフェージング度信号a524として用
いるものとする。さらに、本実施例では、符号化率が1/
2である例と3/4である例を考えることとし、それぞれの
例におけるビット回路の選択を表１に示す。

【００４９】

【表１】

【００５０】符号化率が1/2である場合には、実施例1の
例と全く同様にしてビット選択回路532-1〜532-6が選択
される。すなわち、Pratio=1の時にはビット選択回路(5
32-1)(ビットシフト量0)の出力が、Pratio=2の時にはビ
ット選択回路(532-2) (ビットシフト量1)の出力が、Pra
tio=3の時にはビット選択回路(532-3) (ビットシフト量
2)の出力が、Pratio=4の時にはビット選択回路(532-4)
(ビットシフト量3)の出力が、Pratio=5の時にはビット
選択回路(532-5) (ビットシフト量4)の出力が、Pratio=
6以上の時にはビット選択回路(532-6)の出力(ビットシ
フト量5)が、ビタビ復号器541への入力として、選択回
路533において選択されるようにする。

【００５１】一方、符号化率が3/4である場合には、Pra
tio=1の時にビット選択回路(532-3) (ビットシフト量2)
の出力が、Pratio=2の時にビット選択回路(532-4) (ビ
ットシフト量3)の出力が、Pratio=3の時にはビット選択
回路(532-5) (ビットシフト量4)の出力がPratio=4の時
にはビット選択回路(532-6) (ビットシフト量5)の出力
が、Pratio=5の時にはビット選択回路(532-6) (ビット
シフト量5)の出力が、Pratio=6以上の時にはビット選択
回路(532-6)の出力(ビットシフト量5)が、ビタビ復号器
541への入力として、選択回路533において選択されるよ
うにする。

【００５２】表１において、同じPratioの値で比較する
と、符号化率が大きいほど、ビットシフト量の大きいビ
ット選択回路からの出力を採用するようになっている。
例えば、Pratio=1の場合、符号化率1/2であればビット
選択回路1(532-1)(ビットシフト量0)を使用するが、符
号化3/4であればビット選択回路3(532-3)(ビットシフト
量2)を使用する。これは、受けるフェージングの程度が
一緒であっても、符号化率が大きい場合は、符号化率が
小さい場合に比較して、ビタビ軟判定ビットの選択位置
を、より下位ビットから選択するということである。選
択回路533には、表1に示すようなテーブルを予め記憶さ
せておき、それを参照して軟判定ビット信号a533を出力
する。

【００５３】本発明の実施例1において、伝播路がフェ
ージング環境下であるか白色雑音環境下であるかの二値
でフェージング度信号を生成する例（Ｐratio≦3であれ
ば白色ノイズ環境下とする）を説明した。これを実施例
4に応用したOFDM復調装置を作成し、復調信号のPER（Pa
cket Error Ratio: パケットエラー率）特性を測定する
実験を行った。その測定結果を図１２〜１３に示す。本
実験で使用した1つのOFDMパケットには、6個のOFDMシン
ボルが含まれており、OFDMシンボル長は4マイクロ秒
で、そのうちガードインターバル長は800ナノ秒であ
る。伝播路環境として、白色雑音環境と、室内環境を想
定した18波の遅延波がある遅延分散が50ナノ秒のフェー
ジングモデルを使用した。送信データ系列として符号化
率1/2の畳みこみ符号で符号化されているものと、符号
化率3/4の畳みこみ符号で符号化されているものの2種類
を用意し、それぞれを16QAMで一次変調した。軟判定ビ
ット選択回路230の中に3つのビット選択回路532-1（ビ
ットシフト量1）、532-2（ビットシフト量3）、532-3
（ビットシフト量5）を設置し、フェージング度信号a52
4と符号化率信号a542に基づいて、いずれかのビット選
択回路からの出力信号を選択しこれを出力信号a533とし
て採用する。具体的には、伝播路が白色雑音環境下と判
定されると、符号化率にかかわらずビット選択回路532-
1の出力信号a532-1を、フェージング環境下かつ符号化
率1/2と判定されるとビット選択回路532-2の出力信号a5
32-2を、フェージング環境下かつ符号化率3/4と判定さ
れるとビット選択回路532-3の出力信号a532-3を、軟判
定ビット選択回路230の出力信号a533として選択するよ
うになっている。

【００５４】図１２に符号化率1/2の場合の、図１３に
符号化率3/4の場合のフェージング環境下でのPER特性の
測定結果をそれぞれ示す。凡例"ビットシフト量1"、"ビ
ットシフト量3"、"ビットシフト量5"で示しているの
は、軟判定ビットの選択位置を固定した従来例のビタビ
軟判定回路において、それぞれ、電力が高い位置のビッ
ト、電力が中程度の位置のビット、及び電力が低いの位
置のビットを軟判定ビットとして選択した場合の測定結
果を示している。図１２に示す符号化率1/2の場合では"
ビットシフト量3"のとき、図１３に示す符号化率3/4の
場合では"ビットシフト量5"のときにPER特性が良いこと
が分かる。これは、符号化率1/2の符号化系列と符号化
率3/4の符号化系列のそれぞれが、同一のフェージング
による歪みをうけてOFDM信号帯域内の受信レベルが図２
に示す状態になった場合、符号化率1/2の場合には図２
におけるビタビ軟判定ビット包含領域2を、符号化率3/4
の場合にはビタビ軟判定ビット包含領域3を選択してビ
タビ軟判定ビットとして採用することに相当する。つま
り、符号化率が高い場合は、ビタビ軟判定ビット選択回
路でのビットシフト量を大きくして、軟判定ビットの選
択位置を低電力方向にシフトすることにより、PER特性
が向上するということが分かる。

【００５５】また、凡例"フェージング判定適応制御"で
示すのが、本発明の実施例1を実施例4に応用したOFDM復
調器のPER特性である。本発明のOFDM復調装置により復
調された信号は、図１２では凡例"ビットシフト量＝3"
に近いPER特性を、図１３では凡例"ビットシフト量＝5"
に近いPER特性を示していることが分かる。したがっ
て、本発明の実施例1のフェージング判定方法及び実施
例4のビタビ軟判定選択回路によれば、伝播路のフェー
ジングの程度を適切に判定するとともに、畳みこみ符号
の符号化率の大小にも対応して、最適なビタビ軟判定ビ
ットの選択を行うことができると言える。

【００５６】したがって、本発明のOFDM復調装置を用い
れば、実施例1又は2の方法でフェージングの度合いを判
定し、その度合いに応じて、実施例3の方法によりクリ
ップするサブキャリアの数と、欠落する信号の数を制御
することができ、最適な特性の信号が得られるようにな
っている。また、実施例4に示すように畳みこみ符号の
符号化率によっても、クリップするサブキャリアの数
と、欠落する信号の数を制御することができ、さらに最
適な特性の信号が得られるようになる。

【００５７】図１４に、本発明のOFDM復調装置の他の実
施例を示す。本実施例では、分離回路611、複製回路613
及び乗算回路614からなる回路610のみが、本発明の第1
〜第4実施例と異なっている。なお、フェージング判定
回路624には第1及び第2実施例のいずれを用いてもよ
く、また、ビタビ軟判定ビット選択回路には第3及び第4
実施例のいずれを用いてもよい。

【００５８】回路610において、一次変調された信号a60
3は、分離回路611において、信号a612で示す伝播路推定
用プリアンブルと、信号a611で示すペイロードOFDMシン
ボルとに分離されて出力される。処理回路612におい
て、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の
位相共役が計算され、これが信号a613として出力され、
複製回路613においてペイロード部に含まれるペイロー
ドOFDMシンボルの数だけ複製されて、信号a614として出
力される。

【００５９】乗算回路614では、対応する各サブキャリ
アについて、伝播路推定用プリアンブルの位相共役信号
a614とペイロードOFDMシンボルa611を複素乗算すること
により、伝播路で受けた位相回転が補償される。また、
振幅については、伝播路推定用プリアンブルa614の受け
た伝播路振幅特性とペイロードOFDMシンボルa611が受け
た伝播路振幅特性が乗じられることになり、これは、各
サブキャリアは受信電力で重み付けされることに相当す
る。したがって、図５に示すような従来回路例におおけ
る、ペイロードOFDMシンボルを伝播路推定用プリアンブ
ルで除算することによるペイロードOFDMの正規化、伝播
路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位
相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化さ
れたペイロードOFDMシンボルの受信電力による重み付け
の3ステップの計算を、本実施例ではペイロードOFDMシ
ンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算す
るという1ステップの計算で完了することができる。

【００６０】この等価性を数式で説明する。ある時間の
OFDMシンボルに注目して、Sp(k)は送信伝播路推定用プ
リアンブルOFDMシンボル、Sd(k)は送信ペイロードOFDM
シンボル、kはサブキャリア番号とする。α(k)は伝播路
特性を示すものとする。また、*は位相共役を表すもの
とする。なお、伝播路推定用プリアンブルは各サブキャ
リアの受信電力比較を容易にするために同振幅の情報が
のせられている。一般的に、伝播路特性α(k)を受ける
ので、受信伝播路推定用プリアンブルはSd(k)×α(k)、
受信ペイロードOFDMシンボルはSd(k)×α(k)となる。従
来例における伝播路補償による正規化は、受信ペイロー
ドOFDMシンボルを受信伝播路推定用プリアンブルで除算
することによる。

【００６１】 [Sd(k)×α(k)] / [Sp(k)×α(k)] (2) 各サブキャリアの受信電力は、伝播路推定用プリアンブ
ルに位相共役を乗じることにより計算できる。 [Sp(k)×α(k)]×[Sp(k)×α(k)]* (3) ペイロードOFDMシンボルの受信電力による重み付けは、
式(2)と式(3)を乗じることであるから、 [Sd(k)×α(k)] / [Sp(k)×α(k)]×[Sp(k)×α(k)]×[Sp(k)×α(k)]* =|α(k)|²×Sd(k)×Sp*(k) = [α(k)×Sd(k)]×[α(k)×Sp(k)]* (4) となり、これは受信ペイロードOFDMシンボルに受信伝播
路推定用プリアンブルOFDMシンボルの位相共役を乗じた
ことに他ならない。したがって、本実施例では、回路61
0を導入することにより、従来例と比較して、乗算器一
個と除算器一個を節約することがでる。このように、演
算回路を減らすことによって、演算精度の劣化を防ぐこ
とができ、また、除算器の使用を避けることにより演算
処理の遅延を防ぐこともできる。

【００６２】本実施例では、特に、他の実施例とは異な
り、復調信号を振幅ではなく電力で重み付けするので、
ビタビ復号器に入力される信号のダイナミックレンジが
増大する。したがって、従来のような軟判定ビットの選
択位置を固定している回路において、本実施例の回路21
0を採用しても、上記のようにダイナミックレンジの大
きい信号はビタビ復号器でうまく復号されない可能性が
高い。しかしながら、これを本発明の第1〜第4実施例と
組み合わせて使用することにより、ビタビ軟判定ビット
選択回路において最適な軟判定ビット選択が行われるよ
うになるので、上記のような利点を有する回路210をOFD
M復調装置に採用することができることになる。

【００６３】なお、上記各実施の形態に係るＯＦＤＭ復
調装置では、ＯＦＤＭ復調装置の受信に適用した例であ
るが、二次変調から復調するものであればどのような装
置に用いてもよく、また二次変調はＯＦＤＭ変調には限
定されない。例えば無線及び有線の送受信機、中継器、
ＴＶの映像検波回路等の各種復調装置に適用できること
は言うまでもない。特に、ＯＦＤＭ方式を含むマルチキ
ャリア変調方式全般に適用できるほか、ＣＤＭＡ等の同
一時刻に広帯域の周波数帯城を使用して通信を行う無線
通信装置に用いられる復調装置に適用して好適である。

【００６４】また、上記実施の形態では、ＯＦＤＭ復調
装置という名称を用いているが、これは説明の便宜上で
あり、例えばＯＦＤＭ受信機、ＯＦＤＭ無線システム、
マルチキャリア通信装置、受信電力による尤度付与方法
等でもよく、また、通信装置等の一部に組み込まれたも
のであってもよい。さらに、上記ＯＦＤＭ復調装置を構
成する分離回路、複製回路、ビット選択回路等の種類、
数などは上述した各実施の形態に限られない。

【００６５】

【発明の効果】本発明では、伝播路推定用プリアンブル
に含まれるサブキャリア電力情報の最大値と最小値の比
を計算する方法、または、サブキャリア電力情報の分布
から分散を計算する方法により、OFDMパケットが伝播路
において受けたフェージングの度合いを測定する方法を
説明した。フェージングの度合いが大きいほど受信電力
の低いサブキャリアの割合が多いと判断し、ビタビ軟判
定ビットの選択位置を下位ビット方向に持っていくこと
で、OFDMシンボルに含まれる各サブキャリア情報の尤度
の大小を明確化できるようにした。このようにして、ビ
タビ復号器に入力されるビタビ軟判定ビットの選択方法
を多様化することにより、伝播路が白色雑音環境下であ
るか、フェージング環境下であるかにかかわらず、伝播
環境に応じた良特性の復調が可能となる。また、受信符
号化系列の符号化率の大小に応じても、ビタビ復号器に
入力するビタビ軟判定ビットの選択の方法を多様化させ
ることで、符号化率にも応じたさらに良特性の復調が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】白色雑音環境下におけるOFDM信号のスペクトル
を示すグラフ線図である。

【図２】フェージング環境下におけるOFDM信号のスペク
トルを示すグラフ線図である。

【図３】一般的なOFDM受信パケットの構成を概略的に示
す図である。

【図４】OFDM変調方式において、一次変調に用いられる
16QAM変調のコンスタレーション例を示す図である。

【図５】従来のOFDM受信装置を概略的に示すブロック回
路図である。

【図６】本発明の第3実施例の回路構成を概略的に示す
ブロック回路図である。

【図７】本発明の第4実施例の回路構成を概略的に示す
ブロック回路図である。

【図８】本発明の第1実施例の回路構成を概略的に示す
ブロック回路図である。

【図９】本発明の第2実施例の回路構成を概略的に示す
ブロック回路図である。

【図１０】本発明の第1及び第3実施例によるOFDM復調装
置及び従来例のOFDM復調装置を用いた実験結果を示すグ
ラフ線図である。

【図１１】本発明の第1及び第3実施例によるOFDM復調装
置及び従来例のOFDM復調装置を用いた実験結果を示すグ
ラフ線図である。

【図１２】本発明の第1及び第4実施例によるOFDM復調装
置及び従来例のOFDM復調装置を用いた実験結果を示すグ
ラフ線図である。

【図１３】本発明の第1及び第4実施例によるOFDM復調装
置及び従来例のOFDM復調装置を用いた実験結果を示すグ
ラフ線図である。

【図１４】本発明のOFDM復調装置の他の実施例の回路構
成を示すブロック回路図である。

【符号の説明】

101,201 AGC回路 102,202 A/D変換回路 103,203 周波数補償回路 111,211 分離回路 121,221 位相補償及びデマッピング回路 130,230 ビタビ軟判定ビット選択回路 141,241,541 ビタビ復号器 224, 300,400 フェージング判定回路 232,532 ビット選択回路 233,533 選択回路 302,402 ビット抽出回路 303,403 比較器 304,404 ベクタ生成回路 305 最大値検出回路 306,405 最小値検出回路 542 制御器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項1】畳み込み符号を復号するビタビ復号器を
備えるOFDM信号の復調装置において、一次復調された復調信号のフェージング度を判定するフ
ェージング判定手段と、前記復調信号から前記ビタビ復
号器に入力する軟判定ビットを選択する軟判定ビット選
択手段と、を有し、前記軟判定ビット選択手段は、前記
フェージング判定手段により判定されたフェージング度
に基づいて、前記復調信号の一部分を軟判定ビットとし
て選択することを特徴とするOFDM復調装置。
【請求項２】前記フェージング判定手段は、伝播路推
定用プリアンブルに含まれる各サブキャリアの振幅の最
大値及び最小値の最大振幅差を求め、該最大振幅差に基
づいてフェージング度を判定することを特徴とする請求
項１に記載のOFDM復調装置。
【請求項３】前記フェージング判定手段は、伝播路推
定用プリアンブルに含まれる各サブキャリアの振幅の分
散値を求め、該分散値に基づいてフェージング度を判定
することを特徴とする請求項１に記載のOFDM復調装置。
【請求項４】前記フェージング判定手段は、前記最大
振幅差又は前記分散値と予め設定された閾値との大小を
比較することにより、フェージング度を判定することを
特徴とする請求項２又は３に記載のOFDM復調装置。
【請求項５】前記軟判定ビット選択手段は、前記フェ
ージング度が大きいほど、前記復調信号の下位ビットの
部分を軟判定ビットとして選択することを特徴とする請
求項１から４のいずれか一項に記載のOFDM復調装置。
【請求項６】前記軟判定ビット選択手段は、前記復調
信号のそれぞれ異なる部分を選択するための複数のビッ
ト選択回路を有し、前記フェージング度に基づいて、前
記複数のビット選択回路のうち1つからの信号を軟判定
ビットとして選択することを特徴とする請求項１に記載
のOFDM復調装置。
【請求項７】前記軟判定ビット選択手段は、さらに、
前記畳みこみ符号の符号化率を表す符号化率信号が入力
されており、該符号化率信号及び前記フェージング度に
基づいて軟判定ビットを選択することを特徴とする請求
項１、５又は６に記載のOFDM復調装置。