JP2007142674A - マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅のＩＱ間(あるいは同相／直交間)不均衡および直交誤差を補償すること。
【解決手段】座標変換部１０３は、ｍ系列の送信信号の各シンボルを、Ｉ−Ｑ平面上のＩ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称になるように座標変換する。サブキャリア配列部１０４は、座標変換に用いたＩ−Ｑ平面上のＩ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称な座標位置関係である座標変換前のシンボルと座標変換後のシンボルとが、所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように、２ｍ系列の並列複素信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法に関し、特に、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）との間の遅延時間差と振幅差と直交誤差による不均衡を補償するマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法に関する。

例えば、信号帯域が１００ＭＨｚの広帯域のマルチキャリア通信では、ディジタル直交検波が困難であり、一般にアナログ直交検波が用いられる。この場合、ディジタル／アナログ（以下「Ｄ／Ａ」と記載する）のポストフィルタ、アナログ／ディジタル（以下「Ａ／Ｄ」と記載する）のプリフィルタとしてＩチャネル及びＱチャネルにアナログローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」と記載する）が必要になる。即ち、ＬＰＦは、Ｄ／Ａ変換及びＡ／Ｄ変換の際に生じる、サンプリング周波数の２分の１以上の折り返しノイズを除去するために必要である。この際に、ＬＰＦの個体差により、ＩチャネルとＱチャネルとの間に振幅と遅延時間の不均衡が生じる。ＩチャネルとＱチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡は、キャリア間干渉を引き起こして性能が劣化する。

マルチキャリア通信の１つであるＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)では、ＩチャネルとＱチャネルとの間の遅延差の影響が大きく、高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」と記載する）のサンプル周期の１／１０程度の遅延時間差に抑えないと劣化が大きくなることがわかってきた。しかし、１／１０サンプル周期という値は、アナログＬＰＦにとっては非常に厳しいものであり、選別によるＩ／Ｑペアリング等が必要になってしまう。そこで、ＩチャネルとＱチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡をディジタル回路で補償する方法が必要になった。なお、以下の説明において、ＦＦＴの１サンプル時間または１サンプル周期を「サンプル」と記載する。また、Ａ／Ｄの際には、オーバーサンプリングする場合があるので、Ａ／Ｄの１サンプルとＦＦＴの１サンプルとは必ずしも一致しない。

従来、ＩチャネルとＱチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡を補償する方法としては、振幅及び群遅延の個体差の小さいＬＰＦを用いる方法（以下、「第一の方法」と記載する）、またはＬＰＦを個別に調整して振幅差及び群遅延差を抑える方法（以下「第二の方法」と記載する）がある。また、従来、同相成分と直交成分から別々にタイミングを抽出し、同相成分及び直交成分それぞれの最適タイミングでＡ／Ｄ変換することで遅延時間差を吸収する方法（以下「第三の方法」と記載する）が知られている（例えば、特許文献１）。

図２２は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡がない場合の受信コンスタレーション結果を示す図であり、図２３は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡による性能劣化を示す図である。図２３は、同相成分と直交成分との間に１／８サンプルの遅延時間差が生じた場合を示すものである。

ＯＦＤＭ等のマルチキャリアでは、遅延時間差の影響が大きく、１サンプル時間以下の僅かな差でも大きく劣化する。これは、ベースバンド信号であってもサブキャリアを持っており、サブキャリアの周期に対して遅延時間差が無視できなくなるためである。したがって、周波数の高いサブキャリアほど影響が大きくなり、ベースバンド信号のＩＦ／ＲＦ帯の変調信号では信号帯域の中心から離れたサブキャリアほど遅延時間差の影響が大きくなる。また、アナログＬＰＦはカットオフ近傍、即ち通過帯域の端ほど素子感度が高くばらつきが大きくなるため、劣化を避けるのは困難である。

図２３に示すように、１／８サンプルの遅延時間差でも、サブキャリア間の直交性が崩れてコンスタレーションが大きく劣化する。信号帯域を１００ＭＨｚ（ベースバンド信号は５０ＭＨｚ）とし、サブキャリア数を３８４本にしてＦＦＴポイント数を５１２にした場合、サンプリングクロックは１００ＭＨｚ×５１２／３８４＝１３３ＭＨｚ程度となり、１サンプル時間は７．５ｎｓとなる。したがって、１／８サンプルは９４０ｐｓになる。一方、５０ＭＨｚ帯域のＬＰＦの群遅延時間は通常数１０ｎｓのオーダーとなる。例えば、図２４に示すように、ＬＰＦの群遅延時間を４８ｎｓとすると、送信側と受信側とでＬＰＦを用いる場合には、群遅延時間は４８×２＝９６ｎｓになる。したがって、遅延差を１／８サンプル＝９４０ｐｓに抑えるには、約１％のばらつき（個体差）しか許されない。

図２５は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡がない場合の受信コンスタレーション結果を示す図であり、図２６は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡による性能劣化を示す図である。図２６は、同相成分と直交成分との間に１ｄＢの振幅差が生じる場合を示すものである。図２６に示すように、振幅の不均衡によってもサブキャリア間の干渉が起こり、性能が劣化する。振幅差は、遅延時間差と比べると影響は小さい。例えば、ＬＰＦの通過域振幅差を１ｄＢに抑えることは、群遅延差を１％に抑えることより容易である。

図２７は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の直交誤差がない場合の受信コンスタレーション結果を示す図であり、図２８は、ＬＰＦの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の直交誤差による性能劣化を示す図である。図２８は、同相成分と直交成分との間に５ｄｅｇの直交誤差が生じる場合を示すものである。アナログ直交検波ではπ／２位相器が必要になるが、広帯域に渡って正確な位相シフトを実現することは難しい。従って、図２８に示すように、直交誤差によるＩチャネルとＱチャネルとの間の不均衡の発生が避けられない。直交誤差に伴うＩチャネルとＱチャネルとの間の不均衡は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数を対称軸として、対称位置関係にあるサブキャリアどうしの干渉が原因で生じるものであり、対称位置関係にあるサブキャリア以外のサブキャリアは影響しない。そこで、従来、対称位置関係にあるサブキャリアの時間方向拡散符号を直交させることにより、ＩチャネルとＱチャネルとの間の直交誤差による不均衡が原因で生じる干渉を取り除くものが知られている（例えば、非特許文献１）。

次に、遅延時間差、振幅差及び直交誤差について説明する。まず、ＯＦＤＭ信号を中心周波数＝０の複素ベースバンド信号で考える。ＩＦＦＴポイント数及びＦＦＴポイント数をＮ（偶数）とし、サブキャリア＃０〜＃Ｎ−１の１次変調シンボルをＡｋ（ｋ＝０〜Ｎ−１）とする。サブキャリア＃０は直流成分、サブキャリア＃１〜＃Ｎ／２は正の周波数、サブキャリア＃Ｎ／２＋１〜＃Ｎ−１は負の周波数とし、低周波数から高周波数に向けてサブキャリア＃Ｎ／２＋１、・・・、＃Ｎ−１、＃０、＃１、・・・、＃Ｎ／２の順になっているとする。なお、Ａｋはヌルシンボル(ヌルサブキャリア)を含んでいてもよい。

劣化要因のない理想状態では、受信信号をＦＦＴすることにより１次変調シンボルＡｋが得られる。このとき、Ａｋは、ＦＦＴの性質により、ＦＦＴ入力の実数部から得られた成分Ｘｋと、虚数部から得られた成分Ｙｋとに分離することができる。Ｘｋは（１）式で表されるとともにＹｋは（２）式で表される。

まず、遅延時間差がある場合を考える。ＦＦＴの推移則より、（３）式となる。

（３）式より、遅延時間は、周波数領域では周波数に比例した位相回転として現われる。そこで、式の処理を簡単にするため、Ｉチャネルは△ｔだけ進み、Ｑチャネルは△ｔだけ遅れ、ＩチャネルとＱチャネルとの間に２△ｔの遅延時間差がある場合を考える。遅延時間を含んだＩチャネルの周波数領域信号をＸ′ｋとするとともに、Ｑチャネルの周波数領域信号をＹ′ｋとすると、（４）式及び（５）式のように表される。

次に、振幅差を考える。Ｉチャネルの振幅を（１＋α）、Ｑチャネルの振幅を（１−α）とおくと、遅延差に加えて振幅差を含む周波数領域信号は（６）式及び（７）式となる。

さらに、直交誤差を加える。式の処理を簡単にするため、Ｉチャネルは位相が△θ（ｒａｄ）進み、Ｑチャネルは△θ（ｒａｄ）だけ遅れ、直交誤差が−２Δθ（ｒａｄ）、即ちＩ軸とＱ軸との角度がπ/2−2△θとする。直交誤差を含んだＩチャネル及びＱチャネルの周波数領域信号は、（８）式及び（９）式のように表される。

これらより、遅延時間差と振幅差と直交誤差を含んだ受信シンボルをＡ′′′ｋとすると、Ａ′′′ｋは、（１０）式のようになる。

即ち、サブキャリア＃ｋの復調シンボルは、＃ｋの送信シンボルと＃Ｎ−ｋの送信シンボルとの干渉、即ち中心周波数を軸として対称位置の送信シンボル同士が干渉したものとなる。それ以外のサブキャリア信号は影響を与えない。
特開２００１−２４７２２号公報 信学技報ＲＣＳ２００３−１４５（２００３−１０）、「ダイレクトコンバージョン形ＯＦＣＤＭ受信機のＩＱ Ｉｍｂａｌａｎｃｅによる干渉の除去」

しかしながら、従来の装置においては、ＩチャネルとＱチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡については、第一の方法及び第二の方法では、ＬＰＦの仕様が厳しいためにコストがアップして低コスト化が図れないという問題がある。また、第三の方法では、１サンプル周期より小さい遅延時間の補償は可能であるが、タイミング抽出回路が２つ必要なために回路規模が大きくなるという問題がある。また、第三の方法では、振幅の不均衡を補償することができないという問題がある。また、従来の装置においては、直交誤差に伴うＩチャネルとＱチャネルとの間の不均衡を補償するためには、時間方向に拡散されていることが必要である。従って、周波数方向のみに拡散する方式、及び複製したデータシンボルを複数のサブキャリアで送信して、受信側無線通信装置が受信した無線信号に含まれる同一のデータシンボルをシンボル合成してダイバーシチゲインを得るレピティション（Repetition）方式では、直交誤差に伴うＩチャネルとＱチャネルとの間の不均衡を補償することができないという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるとともに、周波数方向にのみ拡散する方式あるいはレピティションする方式でも直交誤差を補償することができるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法を提供することを目的とする。

本発明のマルチキャリア送信装置は、Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する座標変換手段と、Ｉ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成する配列手段と、前記配列手段にて生成された送信信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段にて逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限する帯域制限手段と、前記帯域制限された送信信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

本発明のマルチキャリア受信装置は、Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換するとともに、Ｉ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置された受信信号を受信する受信手段と、前記受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力する直交検波手段と、前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限する帯域制限手段と、前記帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力する周波数時間領域変換手段と、前記周波数時間領域変換手段から出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換する座標変換手段と、前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成する合成手段と、を具備する構成を採る。

本発明の通信方法は、Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換するステップと、Ｉ軸またはＱ軸またはＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成するステップと、生成された送信信号を逆高速フーリエ変換するステップと、逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限するステップと、帯域制限された送信信号をマルチキャリア送信装置が送信するステップと、マルチキャリア受信装置が前記マルチキャリア送信装置から送信された送信信号を受信するステップと、受信した受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力するステップと、前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限するステップと、帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力するステップと、出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換するステップと、前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成するステップと、を具備するようにした。

本発明によれば、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるとともに、周波数方向にのみ拡散する方式あるいはレピティションする方式でも直交誤差を補償することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るマルチキャリア送信装置１００の構成を示すブロック図である。

シリアル／パラレル（以下「Ｓ／Ｐ」と記載する）部１０１は、図示しない変調器でＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭ等の変調方式にて１次変調されて生成されたＩ成分信号とＱ成分信号の複素ベースバンド信号を、ｍ（ｍは２以上の自然数）系列の並列信号に変換する。そして、Ｓ／Ｐ部１０１は、ｍ系列の送信信号をパイロット挿入部１０２へ出力する。なお、Ｓ／Ｐ部１０１に入力する信号は、複素ベースバンド信号に限らず、拡散された信号、レピティションされた信号またはコード多重された信号でも良い。

パイロット挿入部１０２は、Ｓ／Ｐ部１０１から入力したｍ系列の送信信号に対して、時間多重により伝送路推定用既知信号を挿入する。そして、パイロット挿入部１０２は、伝送路推定用既知信号を挿入したｍ系列の送信信号を座標変換部１０３及びサブキャリア配列部１０４へ出力する。

座標変換部１０３は、パイロット挿入部１０２から入力したｍ系列の送信信号の各シンボルを、Ｉ−Ｑ平面上の所定の対称軸に対して対称になるように座標変換してサブキャリア配列部１０４へ出力する。なお、座標変換する方法については、後述する。

配列手段であるサブキャリア配列部１０４は、パイロット挿入部１０２から入力したｍ系列の送信信号と座標変換部１０３から入力したｍ系列の送信信号とを配列して、２ｍ系列の並列複素信号を生成する。具体的には、サブキャリア配列部１０４は、座標変換に用いたＩ−Ｑ平面上の対称軸に対して対称な座標位置関係である、パイロット挿入部１０２から入力した座標変換前のシンボルと、座標変換部１０３から入力した座標変換後のシンボルとが、所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように、２ｍ系列の並列複素信号を生成する。そして、サブキャリア配列部１０４は、生成した２ｍ系列の並列複素信号をヌルサブキャリア付加部１０５へ出力する。

ヌルサブキャリア付加部１０５は、サブキャリア配列部１０４から入力した２ｍ系列の並列複素信号に対してヌルデータ(０データ)を付加し、Ｎ（Ｎ＞２ｍ）系列の並列の複素信号を生成する。そして、ヌルサブキャリア付加部１０５は、生成したＮ系列の並列複素信号をＩＦＦＴ部１０６へ出力する。ヌルサブキャリア付加部１０５は、ヌルデータを付加する場合に、ガード帯域に割り当てるサブキャリアに対してデータ「０」が挿入されるようにする。例えば、ＩＦＦＴポイントが５１２の場合には５１２本のサブキャリアを生成できるが、この場合、内側の負の周波数を含む０Ｈｚの両側の３８４本のサブキャリアにデータが挿入され、０Ｈｚのサブキャリアと残りの外側のサブキャリアとの計１２８本にはデータ「０」が挿入されるようにする。これにより、データが挿入されるサブキャリアは低い周波数帯域だけになるので、折り返しノイズの除去が容易になる。

ＩＦＦＴ部１０６は、ヌルサブキャリア付加部１０５から入力したＮ系列の並列複素信号に対して、ＮポイントのＩＦＦＴ演算を行う。そして、ＩＦＦＴ部１０６は、ＩＦＦＴ演算後の送信信号をパラレル／シリアル（以下「Ｐ／Ｓ」と記載する）部１０７へ出力する。

Ｐ／Ｓ部１０７は、ＩＦＦＴ部１０６から入力したマルチキャリア信号を時系列信号に変換してガードインターバル（以下「ＧＩ」と記載する）挿入部１０８へ出力する。

ＧＩ挿入部１０８は、Ｐ／Ｓ部１０７から入力した時系列信号にＧＩを挿入してＤ／Ａ部１０９へ出力する。

Ｄ／Ａ部１０９は、ＧＩ挿入部１０８から入力した時系列信号をディジタル信号からアナログ信号に変換してＬＰＦ１１０へ出力する。

帯域制限手段であるＬＰＦ１１０は、Ｄ／Ａ部１０９から入力したアナログ信号から、Ｄ／Ａ変換に伴って生じた折り返し成分を除去する。そして、ＬＰＦ１１０は、折り返し成分を除去したアナログ信号を周波数変換部１１１へ出力する。

周波数変換部１１１は、ＬＰＦ１１０から入力したアナログ信号をベースバンド周波数からＩＦ周波数（中間周波数）にアップコンバートして無線送信部１１２へ出力する。

無線送信部１１２は、周波数変換部１１１から入力したＩＦ周波数のアナログ信号をＩＦ周波数から無線周波数にアップコンバートするとともに増幅してアンテナ１１３へ出力する。

アンテナ１１３は、無線送信部１１２から入力した無線周波数のアナログ信号をマルチキャリア信号として送信する。

次に、マルチキャリア受信装置２００の構成について、図２を用いて説明する。図２は、マルチキャリア受信装置２００の構成を示すブロック図である。

アンテナ２０１は、マルチキャリア送信装置１００から送信されたマルチキャリア信号を受信して無線受信部２０２へ出力する。

無線受信部２０２は、アンテナ２０１から入力した受信信号を無線周波数からＩＦ周波数にダウンコンバートして直交検波部２０３へ出力する。

直交検波部２０３は、無線受信部２０２から入力したＩＦ周波数の受信信号をアナログ直交検波して、Ｉ成分をＬＰＦ２０４へ出力するとともに、Ｑ成分をＬＰＦ２０５へ出力する。直交検波の際に、π／２移相回路の不完全性により直交誤差が生じる。

帯域制限手段であるＬＰＦ２０４は、直交検波部２０３から入力したＩ成分の低周波数帯のみを通過させることにより帯域制限して、帯域制限したベースバンド同相成分をＡ／Ｄ部２０６へ出力する。

帯域制限手段であるＬＰＦ２０５は、直交検波部２０３から入力したＱ成分の低周波数帯のみを通過させることにより帯域制限して、帯域制限したベースバンド直交成分をＡ／Ｄ部２０７へ出力する。この際に、ＬＰＦ２０４とＬＰＦ２０５との個体差により、Ｉ成分とＱ成分との間に振幅差及び遅延時間差が生じる。

Ａ／Ｄ部２０６は、ＬＰＦ２０４から入力したＩ成分をアナログ信号からディジタル信号に変換して同期回路２０８及びＧＩ除去部２０９へ出力する。

Ａ／Ｄ部２０７は、ＬＰＦ２０５から入力したＱ成分をアナログ信号からディジタル信号に変換して同期回路２０８及びＧＩ除去部２１０へ出力する。

同期回路２０８は、Ｉ成分とＱ成分から、ＧＩ相関演算によりＦＦＴ開始位置を示すタイミング信号を生成する。そして、同期回路２０８は、生成したタイミング信号をＧＩ除去部２０９及びＧＩ除去部２１０へ出力する。

ＧＩ除去部２０９は、同期回路２０８からのタイミング信号に基づいて、Ａ／Ｄ部２０６から入力したＩ成分からＧＩを除去してＳ／Ｐ部２１１へ出力する。

ＧＩ除去部２１０は、同期回路２０８からのタイミング信号に基づいて、Ａ／Ｄ部２０７から入力したＱ成分からＧＩを除去してＳ／Ｐ部２１２へ出力する。

Ｓ／Ｐ部２１１は、ＧＩ除去部２０９から入力したＩ成分を、ＯＦＤＭシンボル単位で、Ｎ系列の並列信号に変換する。そして、Ｓ／Ｐ部２１１は、変換したＮ系列の並列信号をＦＦＴ部２１３へ出力する。

Ｓ／Ｐ部２１２は、ＧＩ除去部２１０から入力したＱ成分を、ＯＦＤＭシンボル単位で、Ｎ系列の並列信号に変換する。そして、Ｓ／Ｐ部２１２は、変換したＮ系列の並列信号をＦＦＴ部２１３へ出力する。

周波数時間領域変換手段であるＦＦＴ部２１３は、Ｓ／Ｐ部２１１及びＳ／Ｐ部２１２から入力したＮ系列の並列信号に対して、ＮポイントのＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ部２１３は、ＦＦＴすることにより、Ｎ系列の並列信号を周波数領域から時間領域に変換する。そして、ＦＦＴ部２１３は、ＦＦＴ演算後の複素数である並列信号をヌルサブキャリア除去部２１４へ出力する。

ヌルサブキャリア除去部２１４は、ＦＦＴ部２１３から入力した並列信号からヌルサブキャリアの信号を除去して２ｍ系列の有効サブキャリアだけの並列信号を伝送路補償部２１５へ出力する。

伝送路補償部２１５は、ヌルサブキャリア除去部２１４から入力した並列信号に含まれている伝送路推定用既知信号を用いて、サブキャリア毎の伝送路特性を推定して補償を行う。そして、伝送路補償部２１５は、補償後の２ｍ系列の並列信号の内、マルチキャリア送信装置１００で座標変換されていないｍ系列の並列信号を合成部２１７へ出力するとともに、マルチキャリア送信装置１００で座標変換されているｍ系列の並列信号を座標変換部２１６へ出力する。

座標変換部２１６は、伝送路補償部２１５から入力したｍ系列の並列信号の各シンボルを座標変換部１０３にて座標変換する前の状態に戻すように再度座標変換する。そして、座標変換部２１６は、座標変換したｍ系列の並列信号を合成部２１７へ出力する。

合成部２１７は、伝送路補償部２１５から入力したｍ系列の並列信号と、座標変換部２１６から入力したｍ系列の並列信号を加算する。この際に、合成部２１７は、所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアのシンボル同士を加算する。そして、合成部２１７は、加算したｍ系列の並列信号をＰ／Ｓ部２１８へ出力する。

Ｐ／Ｓ部２１８は、合成部２１７から入力した２ｍ系列の並列信号を直列信号に変換して受信信号として出力する。Ｐ／Ｓ部２１８から出力される受信信号は１次変調されたＩ成分とＱ成分の複素ベースバンド信号である。

次に、マルチキャリア送信装置１００及びマルチキャリア受信装置２００の動作について説明する。

最初に、マルチキャリア送信装置１００は、Ｓ／Ｐ部１０１にて、Ｉ成分とＱ成分の複素ベースバンド信号を、ｍ（ｍは２以上の自然数）系列の並列信号に変換し、パイロット挿入部１０２にて、ｍ系列の並列信号に伝送路推定用既知信号を挿入する。次に、マルチキャリア送信装置１００は、座標変換部１０３にて、Ｉ−Ｑ平面上の所定の対称軸に対して各シンボルを座標変換する。

座標変換する方法は、対称軸としてＩ軸を選択して各シンボルをＩ−Ｑ平面のＩ軸に対して対称に座標変換する方法と、対称軸としてＱ軸を選択して各シンボルをＩ−Ｑ平面のＱ軸に対して対称に座標変換する方法と、対称軸としてＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸を選択して、各シンボルを選択した対称軸に対して対称に座標変換する方法の３つの方法の内の何れかを選択する。各シンボルをＩ−Ｑ平面のＩ軸に対して対称に座標変換する方法では、図３に示すように、シンボル＃３０１をＩ軸に対して対称に座標変換することにより、シンボル＃３０１の座標変換後はシンボル＃３０２になる。また、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＱ軸に対して対称に座標変換する方法では、図４に示すように、シンボル＃４０１をＱ軸に対して対称に座標変換することにより、シンボル＃４０１の座標変換後はシンボル＃４０２になる。また、各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する方法は、Ｉ−Ｑ平面にて各シンボルのＩ成分とＱ成分とを入れ換えることと同じになるので、図５に示すように、シンボル＃５０１のＩ成分とＱ成分とを入れ換えることにより、シンボル＃５０１の座標変換後はシンボル＃５０２になる。ここで、図５より、対称軸＃５０３は、Ｉ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点Ｏを通る直線であり、シンボル＃５０１とシンボル＃５０２とは対称軸＃５０３に対して座標位置は対称になる。

次に、マルチキャリア送信装置１００は、ヌルサブキャリア付加部１０５にて、ＩＦＦＴポイント数がＮである場合、Ｎ−２ｍ個のヌルデータを付加してＮ系列の並列信号を生成する。次に、マルチキャリア送信装置１００は、ＩＦＦＴ部１０６にて、Ｎ系列の並列信号をＩＦＦＴする。

ＩＦＦＴ部１０６は、ＩＦＦＴすることにより、図６に示すように、通信帯域＃６０１内にて周波数の低い方から高い方に向かって配列するサブキャリア＃ｍ、＃ｍ＋１、・・・、＃２ｍ−１、＃０、＃１、・・・、＃ｍ−１からなるマルチキャリア信号を生成する。図６の場合には、サブキャリア＃０の中央が中心周波数ｆ１になる。即ち、中心周波数ｆ１に対して周波数軸上で対称なサブキャリアは、例えば、サブキャリア＃１とサブキャリア２ｍ−１、サブキャリア＃２とサブキャリア２ｍ−２、及びサブキャリアｍ−１とサブキャリアｍ＋１になる。従って、ＩＦＦＴした結果、これらの対称なサブキャリアに座標変換前のシンボルと座標変換後のシンボルが配置される。なお、サブキャリア＃０及びサブキャリア＃ｍは、通常はヌル信号を配置する。

そして、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＩ軸に対して対称に座標変換する方法を用いる場合には、ＩＦＦＴすることにより、例えば、シンボル＃３０１がサブキャリア＃１に配置されるとともにシンボル＃３０２がサブキャリア＃２ｍ−１に配置される。また、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＩ軸に対して対称に座標変換する方法を用いる場合には、正の周波数成分と負の周波数成分とが複素共役になっているため、ＩＦＦＴ部１０６は、実数部のみを出力し、虚数部は出力しない。

また、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＱ軸に対して対称に座標変換する方法を用いる場合には、ＩＦＦＴすることにより、例えば、シンボル＃４０１がサブキャリア＃１に配置されるとともにシンボル＃４０２がサブキャリア＃２ｍ−１に配置される。また、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＱ軸に対して対称に座標変換する方法を用いる場合には、正の周波数成分と負の周波数成分とが複素共役の反転になっているため、ＩＦＦＴ部１０６は、虚数部のみを出力し、実数部は出力しない。

また、各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する方法の場合には、ＩＦＦＴすることにより、例えば、シンボル＃５０１がサブキャリア＃１に配置されるとともにシンボル＃５０２がサブキャリア＃２ｍ−１に配置される。この場合は、ＩＦＦＴ後の信号の実数部と虚数部とは等しくなる。

次に、マルチキャリア送信装置１００は、Ｐ／Ｓ部１０７にて、Ｎ系列の信号から時系列信号に変換し、ＧＩ挿入部１０８にて、ＧＩを挿入し、Ｄ／Ａ部１０９にてディジタル信号からアナログ信号に変換する。次に、マルチキャリア送信装置１００は、ＬＰＦ１１０にて、折り返し成分を除去する。この際に、ＩＦＦＴ部１０６からは実数部及び虚数部の何れか一方のみが出力されるか、あるいは実数部と虚数部とは等しくなるので何れか一方のみを用いればよく、ＬＰＦ１１０は１つで良い。

次に、マルチキャリア送信装置１００は、周波数変換部１１１にて、アナログ信号をベースバンド周波数からＩＦ周波数（中間周波数）にアップコンバートし、無線送信部１１２にて、ＩＦ周波数のアナログ信号をＩＦ周波数から無線周波数にアップコンバートするとともに増幅して、アンテナ１１３から送信する。

次に、マルチキャリア送信装置１００から送信されたマルチキャリア信号を受信したマルチキャリア受信装置２００は、無線受信部２０２にて、無線周波数からＩＦ周波数にダウンコンバートし、直交検波部２０３にて、ＩＦ周波数の受信信号をアナログ直交検波してＩ成分とＱ成分を出力する。

次に、マルチキャリア受信装置２００は、ＬＰＦ２０４にて、Ｉ成分の低周波数帯のみを通過させることにより帯域制限し、ＬＰＦ２０５にて、Ｑ成分の低周波数帯のみを通過させることにより帯域制限する。次に、マルチキャリア受信装置２００は、Ａ／Ｄ部２０６にて、Ｉ成分をアナログ信号からディジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ部２０７にて、Ｑ成分をアナログ信号からディジタル信号に変換し、同期回路２０８にて、ＧＩ相関演算によりＦＦＴ開始位置を示すタイミング信号を生成し、ＧＩ除去部２０９にて、タイミング信号に基づいてＩ成分からＧＩを除去し、ＧＩ除去部２１０にて、タイミング信号に基づいてＱ成分からＧＩを除去する。

次に、マルチキャリア受信装置２００は、Ｓ／Ｐ部２１１にて、Ｉ成分を、ＯＦＤＭシンボル単位で、Ｎ系列の並列信号に変換し、Ｓ／Ｐ部２１２にて、Ｑ成分を、ＯＦＤＭシンボル単位で、Ｎ系列の並列信号に変換する。

次に、マルチキャリア受信装置２００は、ＦＦＴ部２１３にて、ＮポイントのＦＦＴ演算を行い、ヌルサブキャリア除去部２１４にて、ヌルサブキャリアの信号を除去して２ｍ系列の有効サブキャリアだけの並列信号とし、伝送路補償部２１５にて、伝送路推定用既知信号を用いて、サブキャリア毎の伝送路特性を推定して補償を行う。

次に、マルチキャリア受信装置２００は、座標変換部２１６にて、ｍ系列の並列信号の各シンボルをＩ−Ｑ平面上で座標変換部１０３にて座標変換する前の状態に再度座標変換する。即ち、座標変換部２１６は、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＩ軸に対して対称に座標変換する方法では、図３のシンボル＃３０２をＩ軸に対して再び対称に座標変換することにより、シンボル＃３０２の座標変換後はシンボル＃３０１になる。また、各シンボルをＩ−Ｑ平面のＱ軸に対して対称に座標変換する方法では、図４のシンボル＃４０２をＱ軸に対して対称に座標変換することにより、シンボル＃４０２の座標変換後はシンボル＃４０１になる。また、各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する方法では、図５のシンボル＃５０２のＩ成分とＱ成分とを再び入れ換えることにより、シンボル＃５０２の座標変換後はシンボル＃５０１になる。

次に、マルチキャリア受信装置２００は、合成部２１７にて、座標変換していないｍ系列の並列信号と、再び座標変換したｍ系列の並列信号を加算する。この際に、合成部２１７は、所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアのシンボル同士を加算する。

次に、上記の３つの各座標変換方法を用いた場合において、遅延時間差と振幅差と直交誤差を補償する方法について、数式を用いてさらに詳細に説明する。

最初に、Ｑ軸に対して対称に座標変換する場合について説明する。サブキャリア送信装置１００は、（１１）式の関係を持たせた２倍拡散を行って送信する。

サブキャリア送信装置１００から送信された（１１）式の関係を持った信号は、サブキャリア受信装置２００で遅延時間差・振幅差・直交誤差を含んだ受信シンボルＡ′′′_ｋ
では（１２）式となり、遅延時間差・振幅差・直交誤差を含んだ受信シンボルＡ′′′_Ｎ−ｋでは（１３）式になる。

ここで、ｅ^ｊωk△tおよびｅ^ｊω _N-k ^△tはｋ毎(サブキャリア毎)に決まった固定の位相回転であり、（１＋α）とｅ^ｊ△θは固定値である。したがって、これら固定の係数は、パイロットシンボル（既知信号）を用いたサブキャリア毎のチャネル推定により補償され、復調シンボルとしてＡ_kおよびＡ_ｋ ^＊が得られる。

そして、座標変換部２１６にてＡ′′′_Ｎ−ｋを座標変換すると、（１４）式のようになる。

合成部２１７にて（１４）式をＡ′′′_ｋと合成すると、（１５）式が得られる。

次に、Ｉ軸に対して対称に座標変換する場合について説明する。サブキャリア送信装置１００は、（１６）式の関係を持たせた２倍拡散を行って送信する。

（１６）

サブキャリア送信装置１００から送信された（１６）式の関係を持った信号は、サブキャリア受信装置２００で遅延時間差・振幅差・直交誤差を含んだ受信シンボルＡ′′′_ｋ
では（１７）式となり、遅延時間差・振幅差・直交誤差を含んだ受信シンボルＡ′′′_Ｎ−ｋでは（１８）式になる。

ここで、ｅ^-ｊωk△tおよびｅ^-ｊω _N-k ^△tはｋ毎(サブキャリア毎)に決まった固定の位相回転であり、（１−α）とｅ^-ｊ△θは固定値である。したがって、これら固定の係数は、パイロットシンボル（既知信号）を用いたサブキャリア毎のチャネル推定により補償され、復調シンボルとしてＡ_kおよび−Ａ_k ^＊が得られる。座標変換部２１６にてＡ′′′_N-kを座標変換すると、（１９）式のようになる。

合成部２１７にて（１９）式をＡ′′′_ｋと合成すると、（２０）式が得られる。

次に、各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する場合について説明する。（２１）式が成り立つとすると、サブキャリア送信装置１００は、（２２）式の関係を持たせた２倍拡散を行って送信する。

このとき、（２３）式及び（２４）式のようになる。

ここで、（２３）式及び（２４）式の［ ］内は送信シンボルに無関係であり、それぞれｋ毎(サブキャリア毎)に決まった固定の係数となる。したがって、これら固定の係数は、パイロットシンボル(既知信号)を用いたサブキャリア毎のチャネル推定により補償され、復調シンボルとしてＡ_kおよびＡ_N-kが得られる。座標変換部２１６にてＡ′′′_N-kを座標変換すると、（２５）式のようになる。

合成部２１７にて（２５）式をＡ′′′_ｋと合成すると、（２６）式が得られる。

次に、遅延時間差及び直交誤差を補償する方法について、Ｉ−Ｑ平面を用いて説明する。図７及び図８は、Ｉ成分とＱ成分との間に遅延時間差及び直交誤差がある場合において、干渉が生じる状態を示す図である。Ｉ成分とＱ成分との間に遅延時間差及び直交誤差がある場合には、中心周波数に対して対称位置関係にあるサブキャリア間で干渉がおきる。図７より、拡散を行わない場合、即ち通常のＯＦＤＭ伝送の場合、サブキャリア＃ｋの送信変調シンボル＃７０１のＩ−Ｑ平面座標が（１、１）で、対称位置サブキャリアのシンボル＃７０２のＩ−Ｑ平面座標が（−１、−１）の場合において、送信変調シンボル＃７０１を受信したときにＩ成分とＱ成分との間に遅延時間差２△tあるいは直交誤差２△θがあると、（１０）式において振幅差α＝０とした場合の係数ｃｏｓ(ω_ｋ△t＋△θ)の分だけ少し振幅が小さくなり、受信シンボル＃７０３にマッピングされる。さらに、受信シンボル＃７０３に対して、干渉信号＃７０２が干渉してくる。この場合、干渉成分は、干渉信号＃７０２の複素共役点＃７０４にｊｓｉｎ(ω_ｋ△t＋△θ)を乗算した、つまり振幅をｓｉｎ(ω_ｋ△t＋△θ)倍して位相を左回りに９０度回転した、信号点＃７０５に向かうベクトル＃７０６になる。受信シンボル＃７０３にベクトル＃７０６が干渉成分として加わることにより、受信シンボル＃７０３は受信シンボル＃７０７になる。

また、図８より、拡散を行わない場合、即ち通常のＯＦＤＭ伝送の場合、あるサブキャリアの送信変調シンボル＃８０１のＩ−Ｑ平面座標が（１、１）で、対称位置サブキャリアのシンボル＃８０２のＩ−Ｑ平面座標が（１、−１）の場合において、送信変調シンボル＃８０１を受信したときにＩ成分とＱ成分との間に遅延時間差２△tあるいは直交誤差２△θがあると、ｃｏｓ(ω_ｋ△t＋△θ)の分だけ少し振幅が小さくなり、受信シンボル＃８０３にマッピングされる。さらに、受信シンボル＃８０３に対して、干渉信号＃８０２が干渉してくる。この場合、干渉成分は、信号点＃８０４に向かうベクトル＃８０５になる。受信シンボル＃８０３にベクトル＃８０５が干渉成分として加わることにより、受信シンボル＃８０３は受信シンボル＃８０６になる。このように、干渉成分の影響により、図９に示すように、ＱＰＳＫの場合には本来コンスタレーションマッピング点が４点（Ｐ１〜Ｐ４）のものが１６点（Ｐ１０〜Ｐ２５）になり、性能が劣化する。

そこで、本実施の形態１においては、対称サブキャリアとの間に一定の関係を持たせることを考える。例えば、対称サブキャリアとの間に複素共役の関係を持たせた場合を考える。つまり、あるサブキャリアのシンボル（ｘ、ｙ）に対して対称位置は（ｘ、−ｙ）にすると、図１０に示すように、ＱＰＳＫの干渉成分を含む受信コンスタレーションは、受信シンボル＃１００１〜＃１００４になる。この場合、干渉成分を含む受信シンボル＃１００１〜＃１００４は４点となり、位相回転はあるが歪んでいない。位相回転はＩ成分とＱ成分との間の遅延時間差及び直交誤差の大きさにより決まる一定値のため、既知シンボルを用いたチャネル推定で補償することができる。チャネル推定を行うことにより、受信シンボル＃１００１〜＃１００４は、受信シンボル＃１００５〜＃１００８に戻る。そして、対称サブキャリアを合成することにより振幅が２倍になる。なお、図７及び図８においては、説明を簡単にするために遅延時間差及び直交誤差を補償する方法について説明したが、これに限らず、上記で説明したように、本実施の形態１の方法により振幅差も補償することができる。

因みに、図１１に示すように、対称位置サブキャリア間に反転の関係、即ちあるサブキャリアのシンボル（ｘ、ｙ）に対して対称位置シンボルを（−ｘ、−ｙ）にした場合は、干渉成分を含む受信コンスタレーションは受信シンボル＃１１０１〜＃１１０４になる。ＱＰＳＫの場合、受信シンボル＃１１０１〜＃１１０４は４点になるが、歪みが生じていない場合のコンスタレーションマッピング点＃１１０５〜＃１１０８に対して歪みが生じる。コンスタレーションの歪みは、送信データによって変化が異なるので、チャネル推定では補償できず、性能劣化になる。つまり、たとえば既知信号の受信シンボルがコンスタレーションマッピング点＃１１０１だった場合、チャネル推定はコンスタレーションマッピング点＃１１０５になるように振幅を大きくする補償を行う。このときにデータとしてコンスタレーションマッピング点＃１１０２を受信するとさらに振幅を大きくしてしまいコンスタレーションの歪はなくならない。また、この歪みは、合成または加算しても変わらない。例えば、Ｉ−Ｑ平面座標が（１、１）の送信変調シンボルを送信した場合、受信シンボル＃１１０１と対称位置サブキャリアの受信シンボル＃１１０３になり、受信シンボル＃１１０３の反転は受信シンボル＃１１０１に等しいので合成すると振幅が２倍になるが、受信シンボル＃１１０２と受信シンボル＃１１０４の振幅も同様に２倍になるので振幅の比率は変わらず、歪みはなくならない。

図１２は、従来の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１３は、本実施の形態１におけるＱ軸に対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１４は、本実施の形態１におけるＩ軸に対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１５は、本実施の形態１におけるＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図である。図１２〜図１５は位相雑音がない場合のコンスタレーションを示すものである。図１２の場合には、Ｉ成分とＱ成分との遅延差と振幅差と直交誤差により、コンスタレーションが大きく劣化している。一方、図１３〜図１５の場合には、Ｉ成分とＱ成分との遅延差と振幅差と直交誤差があってもコンスタレーションの劣化はない。

なお、本発明は、周波数変換に伴い発生する位相雑音の影響を低減するという追加の効果を有する。図１６は、位相雑音がある場合の従来の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１７は、本実施の形態１におけるＱ軸に対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１８は、本実施の形態１におけるＩ軸に対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図であり、図１９は、本実施の形態１におけるＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換した場合の全サブキャリアのコンスタレーションを示す図である。図１６の場合には、Ｉ成分とＱ成分との遅延差と振幅差と直交誤差と位相雑音により、コンスタレーションが大きく劣化している。一方、図１７〜図１９の場合には、Ｉ成分とＱ成分との遅延差と振幅差と直交誤差と位相雑音があってもコンスタレーションの劣化はない。周波数変換に伴う位相雑音は、全サブキャリアに対して同一の位相変動となる。したがって、受信において本発明の座標変換を行うと、位相回転が逆向きに変換され、対称位置サブキャリアとの合成により位相変動が打ち消される。

このように、本実施の形態１によれば、各シンボルをＩ−Ｑ平面上の所定の対称軸に対して対称に座標変換し、座標変換前後のシンボルを中心周波数軸に対して対称のサブキャリアに配置したので、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるとともに、周波数方向にのみ拡散する方式あるいはレピティションする方式でも直交誤差を補償することができる。また、本実施の形態１によれば、Ｉ軸に対して対称になるように座標変換する方法、Ｑ軸に対して対称になるように座標変換する方法、及びＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換をする方法の何れかの方法を用いることにより、マルチキャリア送信装置では直交変調が不要になるので、送信側にてＩ成分とＱ成分との間の遅延時間差及び振幅差が生じることを防ぐことができる。

（実施の形態２）
図２０は、本発明の実施の形態２に係るマルチキャリア送信装置２０００の構成を示すブロック図である。

本実施の形態２に係るマルチキャリア送信装置２０００は、図１に示す実施の形態１に係るマルチキャリア送信装置１００において、図２０に示すように、周波数変換部１１１を除き、スクランブル部２００１及び直交変調部２００８を追加し、ＧＩ挿入部１０８の代わりにＧＩ挿入部２００２、２００３を有し、Ｄ／Ａ部１０９の代わりにＤ／Ａ部２００４、２００５を有するとともにＬＰＦ１１０の代わりにＬＰＦ２００６、２００７を有する。なお、実施の形態２においては、実施の形態１と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。

サブキャリア配列部１０４は、パイロット挿入部１０２から入力したｍ系列の送信信号と座標変換部１０３から入力したｍ系列の送信信号とを配列して、２ｍ系列の並列複素信号を生成する。具体的には、サブキャリア配列部１０４は、座標変換に用いたＩ−Ｑ平面上の対称軸に対して対称な座標位置関係である、パイロット挿入部１０２から入力した座標変換前のシンボルと、座標変換部１０３から入力した座標変換後のシンボルとが、所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように、２ｍ系列の並列複素信号を生成する。そして、サブキャリア配列部１０４は、生成した２ｍ系列の並列複素信号をスクランブル部２００１へ出力する。

スクランブル部２００１は、サブキャリア配列部１０４から入力した２ｍ系列の並列複素信号を複素スクランブルしてヌルサブキャリア付加部１０５へ出力する。ここで、複素スクランブルとは、振幅は不変で位相回転を加える処理のことである。

ヌルサブキャリア付加部１０５は、スクランブル部２００１から入力したスクランブル後の２ｍ系列の並列複素信号に対してヌルデータ(０データ)を付加し、Ｎ（Ｎ＞２ｍ）系列の並列の複素信号を生成する。そして、ヌルサブキャリア付加部１０５は、生成したＮ系列の並列複素信号をＩＦＦＴ部１０６へ出力する。

ＧＩ挿入部２００２は、Ｐ／Ｓ部１０７から入力したＩ成分の時系列信号にＧＩを挿入してＤ／Ａ部２００４へ出力する。

ＧＩ挿入部２００３は、Ｐ／Ｓ部１０７から入力したＱ成分の時系列信号にＧＩを挿入してＤ／Ａ部２００５へ出力する。

Ｄ／Ａ部２００４は、ＧＩ挿入部２００２から入力したＩ成分の時系列信号をディジタル信号からアナログ信号に変換してＬＰＦ２００６へ出力する。

Ｄ／Ａ部２００５は、ＧＩ挿入部２００３から入力したＱ成分の時系列信号をディジタル信号からアナログ信号に変換してＬＰＦ２００７へ出力する。

ＬＰＦ２００６は、Ｄ／Ａ部２００４から入力したアナログ信号から、Ｄ／Ａ変換に伴って生じた折り返し成分を除去する。そして、ＬＰＦ２００６は、折り返し成分を除去したアナログ信号を直交変調部２００８へ出力する。

ＬＰＦ２００７は、Ｄ／Ａ部２００５から入力したアナログ信号から、Ｄ／Ａ変換に伴って生じた折り返し成分を除去する。そして、ＬＰＦ２００７は、折り返し成分を除去したアナログ信号を直交変調部２００８へ出力する。

直交変調部２００８は、ＬＰＦ２００６及びＬＰＦ２００７から入力したアナログ信号を、ベースバンド周波数からＩＦ周波数（中間周波数）にアップコンバートして無線送信部１１２へ出力する。

無線送信部１１２は、直交変調部２００８から入力したＩＦ周波数のアナログ信号をＩＦ周波数から無線周波数にアップコンバートするとともに増幅してアンテナ１１３へ出力する。

次に、マルチキャリア受信装置２１００の構成について、図２１を用いて説明する。図２１は、マルチキャリア受信装置２１００の構成を示すブロック図である。

ヌルサブキャリア除去部２１４は、ＦＦＴ部２１３から入力した並列信号からヌルサブキャリアの信号を除去して２ｍ系列の有効サブキャリアだけの並列信号をデスクランブル部２１０１へ出力する。

デスクランブル部２１０１は、ヌルサブキャリア除去部２１４から入力した２ｍ系列の並列信号をデスクランブルして伝送路補償部２１５へ出力する。ここで、デスクランブルとは、スクランブル部２００１でスクランブルする際に用いたスクランブルコードの複素共役を２ｍ系列の並列信号に乗算する処理である。

伝送路補償部２１５は、デスクランブル部２１０１から入力したデスクランブル後の並列信号に含まれている伝送路推定用既知信号を用いて、サブキャリア毎の伝送路特性を推定して補償を行う。そして、伝送路補償部２１５は、補償後の２ｍ系列の並列信号の内、マルチキャリア送信装置２０００で座標変換されていないｍ系列の並列信号を合成部２１７へ出力するとともに、マルチキャリア送信装置２０００で座標変換されているｍ系列の並列信号を座標変換部２１６へ出力する。なお、マルチキャリア送信装置２０００及びマルチキャリア受信装置２１００の動作、及び遅延時間差と振幅差と直交誤差を補償する方法は、スクランブル及びデスクランブルする以外は上記実施の形態１と同一であるので、その説明は省略する。また、本実施の形態２における全コンスタレーションは、条件が同一であれば上記実施の形態１と同一の結果になるので、その説明は省略する。

このように、本実施の形態２によれば、各シンボルをＩ−Ｑ平面上の所定の対称軸に対して対称に座標変換し、座標変換前後のシンボルを中心周波数軸に対して対称のサブキャリアに配置したので、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるとともに、周波数方向にのみ拡散する方式あるいはレピティションする方式でも直交誤差を補償することができる。

本発明にかかるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置及び通信方法は、特に同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）との間の時間遅延と振幅差と直交誤差による不均衡を補償するのに好適である。

本発明の実施の形態１に係るマルチキャリア送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る座標変換を示す図 本発明の実施の形態１に係る座標変換を示す図 本発明の実施の形態１に係る座標変換を示す図 本発明の実施の形態１に係るサブキャリアを示す図 本発明の実施の形態１に係る干渉が生じる状態を示す図 本発明の実施の形態１に係る干渉が生じる状態を示す図 本発明の実施の形態１に係る干渉が生じる状態を示す図 本発明の実施の形態１に係る干渉が生じる状態を示す図 本発明の実施の形態１に係る干渉が生じる状態を示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態２に係るマルチキャリア送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図 従来のコンスタレーションを示す図

符号の説明

１００ マルチキャリア送信装置
１０１ Ｓ／Ｐ部
１０２ パイロット挿入部
１０３ 座標変換部
１０４ サブキャリア配列部
１０５ ヌルサブキャリア付加部
１０６ ＩＦＦＴ部
１０７ Ｐ／Ｓ部
１０８ ＧＩ挿入部
１０９ Ｄ／Ａ部
１１０ ＬＰＦ
１１１ 周波数変換部
１１２ 無線送信部

Claims (11)

1. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸に対して対称に座標変換する座標変換手段と、
   Ｉ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成する配列手段と、
   前記配列手段にて生成された送信信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換手段と、
   前記逆高速フーリエ変換手段にて逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された送信信号を送信する送信手段と、
   を具備するマルチキャリア送信装置。
2. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＱ軸に対して対称に座標変換する座標変換手段と、
   Ｑ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成する配列手段と、
   前記配列手段にて生成された送信信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換手段と、
   前記逆高速フーリエ変換手段にて逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された送信信号を送信する送信手段と、
   を具備するマルチキャリア送信装置。
3. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換する座標変換手段と、
   前記対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成する配列手段と、
   前記配列手段にて生成された送信信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換手段と、
   前記逆高速フーリエ変換手段にて逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された送信信号を送信する送信手段と、
   を具備するマルチキャリア送信装置。
4. 前記配列手段にて生成された送信信号をスクランブルするスクランブル手段を具備し、
   前記逆高速フーリエ変換手段は、前記スクランブル手段にてスクランブルされた送信信号を逆高速フーリエ変換し、
   前記帯域制限手段は、前記逆高速フーリエ変換手段で逆高速フーリエ変換された送信信号のＩ成分とＱ成分とを個別に帯域制限する請求項１から請求項３のいずれかに記載のマルチキャリア送信装置。
5. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸に対して対称に座標変換するとともに、Ｉ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置された受信信号を受信する受信手段と、
   前記受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力する直交検波手段と、
   前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力する周波数時間領域変換手段と、
   前記周波数時間領域変換手段から出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換する座標変換手段と、
   前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成する合成手段と、
   を具備するマルチキャリア受信装置。
6. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＱ軸に対して対称に座標変換するとともに、Ｑ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置された受信信号を受信する受信手段と、
   前記受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力する直交検波手段と、
   前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力する周波数時間領域変換手段と、
   前記周波数時間領域変換手段から出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換する座標変換手段と、
   前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成する合成手段と、
   を具備するマルチキャリア受信装置。
7. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換するとともに、前記対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置された受信信号を受信する受信手段と、
   前記受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力する直交検波手段と、
   前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限する帯域制限手段と、
   前記帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力する周波数時間領域変換手段と、
   前記周波数時間領域変換手段から出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換する座標変換手段と、
   前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成する合成手段と、
   を具備するマルチキャリア受信装置。
8. 前記周波数時間領域変換手段から出力された前記複数系列の受信信号をデスクランブルするデスクランブル手段を具備し、
   前記座標変換手段は、前記デスクランブルされた前記複数系列の受信信号の各シンボルの前記再変換を行う請求項５から請求項７のいずれかに記載のマルチキャリア受信装置。
9. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＩ軸に対して対称に座標変換するステップと、
   Ｉ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成するステップと、
   生成された前記送信信号を逆高速フーリエ変換するステップと、
   逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限するステップと、
   帯域制限された送信信号をマルチキャリア送信装置が送信するステップと、
   マルチキャリア受信装置が前記マルチキャリア送信装置から送信された送信信号を受信するステップと、
   受信した受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力するステップと、
   前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限するステップと、
   帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力するステップと、
   出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換するステップと、
   前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成するステップと、
   を具備する通信方法。
10. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルをＱ軸に対して対称に座標変換するステップと、
    Ｑ軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成するステップと、
    生成された送信信号を逆高速フーリエ変換するステップと、
    逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限するステップと、
    帯域制限された送信信号をマルチキャリア送信装置が送信するステップと、
    マルチキャリア受信装置が前記マルチキャリア送信装置から送信された送信信号を受信するステップと、
    受信した受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力するステップと、
    前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限するステップと、
    帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力するステップと、
    出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換するステップと、
    前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成するステップと、
    を具備する通信方法。
11. Ｉ−Ｑ平面上の各シンボルを通るＩ軸に対して４５度の正の傾きを有する原点を通る対称軸に対して対称に座標変換するステップと、
    前記対称軸に対して対称な座標位置関係の前記座標変換前のシンボルと前記座標変換後のシンボルとが所定の通信帯域の中心周波数に対して周波数軸上で対称なサブキャリアに各々配置されるように各シンボルを配列した送信信号を生成するステップと、
    生成された送信信号を逆高速フーリエ変換するステップと、
    逆高速フーリエ変換された送信信号を帯域制限するステップと、
    帯域制限された送信信号をマルチキャリア送信装置が送信するステップと、
    マルチキャリア受信装置が前記マルチキャリア送信装置から送信された送信信号を受信するステップと、
    受信した受信信号を直交検波してＩ成分とＱ成分を出力するステップと、
    前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを個別に帯域制限するステップと、
    帯域制限された前記Ｉ成分及び前記Ｑ成分を周波数領域から時間領域に変換して複数系列の受信信号として出力するステップと、
    出力された前記複数系列の受信信号の前記座標変換された各シンボルをＩ−Ｑ平面上で前記座標変換前の状態に再変換するステップと、
    前記再変換されたシンボルと前記再変換されていないシンボルとを合成するステップと、
    を具備する通信方法。

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